JP2009273283A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石形同期電動機に高周波交番電圧を印加した時に、適切な大きさの高周波電流を流して磁極位置を正確に演算可能とする。
【解決手段】ｘ軸高周波電流振幅を検出するバンドパスフィルタ２４と、ｘ軸高周波電流振幅から電気角３６０度周期で脈動する成分を検出し、かつ、ｄ軸高周波電流振幅を検出するフーリエ級数演算器３１と、ｄ軸高周波電流振幅指令値にｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊を演算する高周波電流調節器３２と、電動機８０に印加する高周波電圧を演算するための第２の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊から演算し、かつ、角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒをｘ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分から演算する制御定数演算器３３と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機のインダクタンス値等の電気定数が未知である場合にも、制御定数を最適に設定することにより電動機の磁極位置を正確に演算可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置のコストを低減するため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されている。
センサレス制御技術の多くは、回転子の永久磁石によって電動機の端子間に誘起される誘起電圧を利用して磁極位置を演算するものであり、中高速領域の運転に適用されている。しかしながら、この磁極位置演算方法は電動機の停止時を含む低速領域には適用できないため、他の方法によって磁極位置を演算する必要が生じる。

ところで、ＰＭＳＭは、回転子の構造により、表面磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＳＰＭＳＭともいう）と埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭともいう）とに大別される。これらのうち、ＩＰＭＳＭにおいては、回転子の突極性を利用して磁極位置を演算する技術が実用化されている。

一方、ＳＰＭＳＭや回転子の突極性が小さいＩＰＭＳＭの磁極位置を演算する技術としては、電動機鉄芯の磁気飽和特性を利用する方法が知られている。
例えば、特許文献１には、ＰＭＳＭの推定磁束軸であるｄｃ軸及びｑｃ軸の電圧指令値に微小変化を与え、このときのｄｃ軸及びｑｃ軸の電流変化率、またはその逆数であるインダクタンスの変化から磁極位置を演算する方法が記載されている。
この方法によれば、比較的簡単な処理によって磁極位置を短時間に演算できる特徴がある。更に、ｄｃ軸及びｑｃ軸の電流変化率から求めた位置演算誤差が零になるように周波数指令値を演算し、この周波数指令値を積分して磁極位置を演算することも可能である。

特開２００２−７８３９２号公報（段落［００７９］〜［００８２］，［０１００］〜［０１１２］，［０１２０］〜［０１２１］、図１６〜図１９，図２３〜図２５，図２８等）

特許文献１に記載された磁極位置演算を実現するためには、電流検出器の検出精度の制約から、十分な大きさの高周波電流が流れるように高周波電圧の大きさを決める必要があり、また、磁極位置演算を安定かつ高応答に行うためには、制御定数を最適に設計することが必要である。
これらを実現するためには、ＰＭＳＭのインダクタンス値や磁気飽和特性などの電気特性の情報が不可欠であり、特に、電気特性が未知のＰＭＳＭを対象として磁極位置演算を行うためには、これらの電気特性を測定してこれをもとに制御定数を調整する手段が必要になる。
すなわち、従来において、ＰＭＳＭの電気定数が不明である場合に、磁極位置を確実に演算するためには制御定数の設計や調整に多くの手間やコストを必要とするものであった。

そこで、本発明の解決課題は、電動機の電気定数が不明であっても、電動機に印加する高周波電圧の振幅を自動調整することにより、電動機の磁気飽和特性を利用した磁極位置演算を確実に実現可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る制御装置は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、電動機の磁気飽和特性を利用して、電動機に高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流から電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段を備えた制御装置において、
前記高周波交番電圧の振幅指令値を自動的に調整する自動調整手段を有し、
前記自動調整手段は、
振幅とパルス幅とが等しく、極性が互いに異なる二つのパルス電圧からなる矩形波の高周波交番電圧を複数のベクトル方向に印加する手段と、
前記高周波交番電圧と同一周波数の高周波電流の振幅を検出する手段と、
この手段により検出した高周波電流振幅検出値から、前記高周波交番電圧を電動機の磁極位置と平行方向に印加したときの高周波電流振幅であるｄ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
ｄ軸高周波電流振幅指令値に前記ｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、前記高周波交番電圧の振幅指令値を演算する高周波電流調節手段と、
を有するものである。
これにより、電動機のインダクタンス値が未知である場合にも、磁極位置演算手段において電動機に印加する高周波交番電圧の振幅指令値を最適調整することができ、磁極位置演算を確実に実施することができる。

請求項２に係る制御装置は、請求項１に記載した制御装置において、
前記磁極位置演算手段における制御定数を自動的に調整する制御定数自動調整手段を備え、
前記制御定数自動調整手段は、
前記高周波電流振幅検出値から前記高周波交番電圧のベクトル方向に依存して電気角３６０度周期で変化する成分であるフーリエ級数１次成分を抽出する手段と、
前記フーリエ級数１次成分から前記制御定数を演算する手段と、
を有し、
前記制御定数は、前記高周波交番電圧の振幅指令値を少なくとも含むものである。

請求項３に係る制御装置は、請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
前記高周波電流調節手段は、
前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記高周波交番電圧の振幅指令値を演算する手段からなるものである。
この発明によれば、比較的簡単な構成で制御装置を実現することができる。

請求項４に係る制御装置は、請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
前記高周波電流調節手段は、
前記高周波交番電圧の振幅指令値とゲイン推定値とからｄ軸高周波電流振幅の推定値を演算する高周波電流振幅推定手段と、
前記ｄ軸高周波電流振幅の推定値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記ゲイン推定値を演算するゲイン推定手段と、
前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ゲイン推定値とから前記高周波交番電圧の振幅指令値を演算する手段と、からなるものである。
本発明は、電動機のインダクタンス値が未知の場合でも高周波電流の応答性を速くすることができる。

請求項５に係る制御装置は、請求項１〜請求項４の何れか１項に記載した制御装置において、
前記高周波電流振幅検出値から前記高周波交番電圧のベクトル方向に依存して電気角３６０度周期で変化する成分であるフーリエ級数１次成分を抽出する手段と、前記フーリエ級数１次成分の大きさから磁極位置演算の可否を判定する手段と、を備えたものである。
この発明によって磁極位置演算が実施可能かどうかを判別することで、磁極位置演算の失敗によるＰＭＳＭの不安定現象や暴走を未然に防止することができる。

本発明によれば、電動機のインダクタンス値等の電気定数が不明な場合にも、電動機に印加する高周波交番電圧の振幅の最適値を自動調整することができ、電動機の磁気飽和特性を利用した磁極位置演算を確実に実現することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、磁気飽和特性を利用した磁極位置の演算原理について説明する。
ＰＭＳＭは、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して角速度ω_１（＝速度演算値）で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。

ここで、図４は磁極位置演算に使用する座標軸の定義を示す図である。
図４において、ｄ，ｑ軸は、回転子と同期して回転する回転座標であり、回転子の磁極方向をｄ軸、ｄ軸から９０［ｄｅｇ］進み方向をｑ軸と定義する。γ，δ軸は、ｄ，ｑ軸の推定軸であり、ＰＭＳＭの電流制御及び電圧制御は、制御装置がγ，δ軸上の諸量を用いて実施する。ｄ，ｑ軸の回転速度、γ，δ軸の回転速度は、それぞれω_ｒ，ω_１とする。
また、γ軸（γ，δ軸）とｄ軸（ｄ，ｑ軸）との角度差θ_ｅｒｒ、すなわち位置演算誤差を、数式１により定義する。

一方、図４におけるｘ，ｙ軸については、磁極位置演算時にインダクタンスを測定するために永久磁石形同期電動機の固定子巻線に印加する高周波交番電圧のベクトル方向をｘ軸、ｘ軸から９０［ｄｅｇ］進み方向をｙ軸と定義する。γ軸を基準としたｘ軸との間の角度差（角度ともいう）をδ_ｘと定義すると、ｘ軸（ｘ，ｙ軸）とｄ軸（ｄ，ｑ軸）との角度誤差θ_ｘｅｒｒは、数式２によって表される。

次に、図５は、ｄ軸電流と鎖交磁束との関係、及び、ｄ軸電流とｄ軸インダクタンスとの関係を示している。
ｄ軸電流Ｉ_ｄが零のときの鎖交磁束は、永久磁石磁束Ψ_ｍに等しい。ｄ軸電流Ｉ_ｄをプラス側に制御すると、永久磁石磁束とｄ軸電流Ｉ_ｄにより発生する磁束とが合成されて磁束が増加し、電動機の鉄芯が磁気飽和してｄ軸インダクタンスが減少する。
一方、ｄ軸電流Ｉ_ｄをマイナス側に制御すると、永久磁石磁束とｄ軸電流Ｉ_ｄにより発生する磁束とが相殺されるので、電動機の鉄芯は磁気飽和が緩和され、ｄ軸インダクタンスが増加する。つまり、ｄ軸電流Ｉ_ｄの値によってインダクタンスが変化する。
以上のことから、ｄ軸と電流ベクトルとの角度誤差に依存して磁気飽和特性が変化し、これによってインダクタンスが変化することになる。

図６は、ｘ軸プラス方向に一定の電流を通流したときのｘ軸とｄ軸との角度誤差θ_ｘｅｒｒとｘ軸インダクタンスとの関係を示している。なお、図６では、原理を分かりやすく説明するため、回転子に突極性がない（ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが等しい）ＳＰＭＳＭの場合について示してある。
図６より、ｘ軸インダクタンスは角度誤差θ_ｘｅｒｒに対して電気角１周期で変化する。このことを利用すると、数式１及び数式２の関係式より、γ軸の角度θ_１を一定としてｘ軸インダクタンスが最小になるような角度δ_ｘを求めることで、ｄ軸の角度（磁極位置）を演算することができる。

ここで、ｘ軸インダクタンスは、ｘ軸方向に高周波交番電圧を印加して、このときに流れるｘ軸高周波交番電流から測定可能である。
図７は、ｘ軸高周波交番電圧ｖ_ｘｈ，ｘ軸電流ｉ_ｘ及びｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈの波形を示している。基本原理を理解するため、図７では電圧、電流の高周波成分に着目し、基本波成分は零としてある。

ｘ軸に印加する高周波交番電圧ｖ_ｘｈは、振幅とパルス幅とが等しく、極性が互いに異なる２つのパルス電圧を合成した矩形波とする。なお、高周波交番電圧ｖ_ｘｈの１周期をＴ_ｈとする。
ｘ軸プラス方向に一定の電流を通流したときのインダクタンスを測定する場合、図示するように、周期Ｔ_ｈ内において、ｘ軸高周波電圧ｖ_ｘｈの振幅Ｖ_ｈを最初の半周期ではプラスに制御し、次の半周期ではマイナスに制御する（以下、この高周波電圧の印加を「ｘ軸プラス方向への高周波電圧印加」と定義する）。このとき、ｘ軸電流ｉ_ｘは、図示する如く最初はｘ軸プラス方向に変化し、続いて高周波交番電圧ｖ_ｘｈの印加開始直前の値に復帰する。図７から明らかなように、ｘ軸には、ｘ軸プラス方向に直流バイアス成分を持った振幅Ｉ_ｘｈの高周波電流ｉ_ｘｈが流れる。

同様に、ｘ軸マイナス方向に一定の電流を通流したときのインダクタンスは、周期Ｔ_ｈ内において、ｘ軸高周波電圧ｖ_ｘｈの振幅Ｖ_ｈを最初の半周期ではマイナスに制御し、次の半周期ではプラスに制御し（以下、この高周波電圧の印加を「ｘ軸マイナス方向への高周波電圧印加」と定義する）、このときに流れる高周波電流ｉ_ｘｈから測定することができる。
図７より、高周波電流振幅Ｉ_ｘｈは、ｘ軸高周波電圧ｖ_ｘｈの極性が変化するサンプル点の電流の偏差から演算することができる。ここでは、基本波電圧や基本波電流の影響を受けないようにするため、数式３によって高周波電流振幅Ｉ_ｘｈを演算する。

次に、高周波電流と磁極位置との関係を導出する。
図７に示したような矩形波の高周波交番電圧ｖ_ｘｈを印加したときに流れる高周波電流の振幅ベクトルＩ_ｘｙｈは、数式４によって表される。

図８は、数式４に示した、角度誤差θ_ｘｅｒｒとｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈとの関係を示しており、ここでは、原理を分かりやすくするため、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが等しいＳＰＭＳＭの場合について例示してある。なお、図９はＩＰＭＳＭの場合のものである。
ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈは、電気角３６０度周期で脈動し、角度誤差θ_ｘｅｒｒが零のときに最大になる。このことから、ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈが最大となるｘ，ｙ軸の角度から磁極位置を演算することができる。

次に、磁極位置演算の原理を説明する。
ｘ軸高周波電流の角度δ_ｘについて電気角３６０度周期で変化する成分は、フーリエ級数として、数式５によって演算することができる。

ここで、各角度δ_ｘにおいて、図７のようにｘ軸プラス方向とｘ軸マイナス方向とに高周波電圧ｖ_ｘｈを印加する場合は、数式５の代わりに、角度δ_ｘについて零から１８０［ｄｅｇ］までのフーリエ級数より数式６によって演算する。

数式６により求めたフーリエ級数より、位置演算誤差θ_ｅｒｒは、数式７によって演算することができる。

次に、具体的な磁極位置演算方法について説明する。
数式５より、ｘ軸高周波電流振幅のフーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１は、位置演算誤差θ_ｅｒｒの正弦波関数である。このため、位置演算誤差θ_ｅｒｒが零近傍の場合、フーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１と位置演算誤差θ_ｅｒｒとは比例関係にあると近似でき、フーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１を入力とするＰＬＬ回路を構成することで、磁極位置及び角速度を演算することができる。
数式６より、フーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１を求めるためには、角度δ_ｘが９０［ｄｅｇ］のときのｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈの情報があればよい。角度δ_ｘが９０［ｄｅｇ］のときｘ軸はδ軸に一致するので、フーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１は、δ軸に高周波電圧を印加したときのδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈから演算できる。このときの電圧波形と電流波形とを図１０に示す。
ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈは、数式８により演算する。

また、フーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１は数式９により演算する。

角度誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}は、フーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１に比例するものとして数式１０により演算する。

速度演算値ω_１は、数式１１のように角度誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を比例積分演算して求める。

磁極位置演算値θ_１は、上記の速度演算値ω_１を積分して演算する。
これらの演算によってフーリエ級数Ｉ_ｘｈｂ１を零に収束させるＰＬＬ回路が構成され、磁極位置θ_１を演算することができる。

図１１は、この実施形態において、電動機の磁気飽和特性を利用した磁極位置演算を行うための制御ブロック図である。
まず、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機８０を駆動する主回路について説明すると、５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。

次に、制御装置の構成及び作用は以下の通りである。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、磁極位置演算値θ_１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_δ，ｉ_γに座標変換する。
ノッチフィルタ２３は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δから、磁極位置演算のために重畳する高周波交番電圧によって流れる高周波電流を除去し、γ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを検出する。

γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を減算器１９ａにより演算し、この偏差をγ軸電流調節器２０ａにより増幅してγ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊を演算する。一方、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸基本波電流ｉ_δｆとの偏差を減算器１９ｂにより演算し、この偏差をδ軸電流調節器２０ｂにより増幅してδ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊を演算する。なお、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊は何れも零とする。

高周波電圧演算器２１は、振幅が高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊に等しく、周期がＴ_ｈである矩形波のδ軸高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を演算する。このδ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊の波形は、図１０に示した通りである。
前記γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊はγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊としてそのまま電圧座標変換器１５に入力される。一方、加算器２２により、前記δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊にδ軸高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊が重畳され、その結果がδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊として電圧座標変換器１５に入力される。
γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器１５によって磁極位置演算値θ_１に基づき相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換され、ＰＷＭ回路１３に与えられる。

ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の直流入力電圧Ｅ_ｄｃとから、ゲート信号を生成する。電力変換器７０はこのゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することにより、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

一方、バンドパスフィルタ２４は、数式８により、δ軸電流検出値ｉ_δからｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈを演算する。フーリエ級数演算器２７は、数式９により、ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈのｓｉｎ成分Ｉ_ｘｈｂ１を演算する。速度演算器２５は、数式１０、数式１１により、各種ゲインＫ_θｅｒｒ等を用いて速度演算値ω_１を演算する。電気角演算器２６は、速度演算値ω_１を積分して磁極位置演算値θ_１を求める。

次いで、本発明の実施例を説明する。
図１は、本発明の第１実施例を示す制御ブロック図であり、請求項１，２に記載した発明に相当する。この第１実施例は、図８，図９に示した角度誤差θ_ｘｅｒｒとｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈとの関係、及び、ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈを指令値に制御するための高周波電圧振幅Ｖ_ｈ ^＊＊を測定し、これらの情報から、磁極位置演算を実施するために最適な制御定数を演算するものである。求める制御定数は、図１１に示した高周波電圧演算器２１に入力される高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊、及び、速度演算器２５に入力される角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒである。
図１と図１１とは、実質的にδ軸高周波電圧指令値ｖ_δｈ ^＊及びγ，δ軸の角速度ω_１の与え方が異なるだけであり、その他の演算処理は同じである。図１の制御ブロック図の説明は、図１１と異なる箇所を中心に行うものとし、同じ箇所については省略する。

すなわち、図１において、γ，δ軸の角速度ω_１を一定値ω_Ｌθに制御して電気角演算器２６に入力し、γ，δ軸の角度θ_１を一定の速度ω_Ｌθで回転させる。バンドパスフィルタ２４は、数式８により、δ軸電流検出値ｉ_δからｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈを演算する。

フーリエ級数演算器３１には、ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈ及び角度θ_１が入力されており、フーリエ級数演算器３１は、ｘ軸高周波電流振幅Ｉ_ｘｈの角度θ_１に依存しない直流成分Ｉ_ｘｈａ０、電気角３６０度周期で脈動する成分Ｉ_ｘｈｃ１、及び、電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_ｘｈｃ２を、角度θ_１についての零から１８０［ｄｅｇ］までのフーリエ級数により、それぞれ数式１２〜数式１４に従って演算する。
なお、これらの数式１２〜数式１４において、添え字（θ_１），（θ_１＋π）は、それぞれｘ軸プラス方向、ｘ軸マイナス方向を意味している。

数式１２〜数式１４の演算結果を用いて、ｄ軸プラス方向に高周波電圧を印加したときの高周波電流振幅であるｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈＰは、数式１５により求められる。

高周波電流調節器３２は、フーリエ級数演算器３１により求めた上記ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈＰが図示されていないｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉ_ｄｈ ^＊に一致するように、第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊を演算する。
高周波電圧演算器２１は、振幅が第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊に等しく、周期がＴ_ｈである矩形波のδ軸高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を演算する。このδ軸高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊の波形は、図１０に示したとおりである。

また、制御定数演算器３３は、第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊、及び、ｘ軸高周波電流振幅の電気角３６０度周期で脈動する成分Ｉ_ｘｈｃ１から、第２の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊及び角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを求める。ここで、第２の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊は、図１１において高周波電圧演算器２１に入力されている高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊に相当する。

電流検出器１１ｕ，１１ｗの検出誤差を考慮した場合、磁極位置演算の精度は、ｘ軸高周波電流振幅の電気角３６０度周期で脈動する成分Ｉ_ｘｈｃ１が大きいほど高くなる。
このため、制御定数演算器３３は、上記成分Ｉ_ｘｈｃ１が所定の値よりも大きい場合には磁極位置演算の精度は十分であると判断し、第２の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊として第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊をそのまま用いて高周波電圧演算器２１により高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を演算する。

勿論、Ｉ_ｘｈｃ１の大きさが必要最小限になるように、制御定数演算器３３により、第２の軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊を第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊よりも小さく設定して高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を演算することにより、高周波電流による騒音を低減してもよい。
一方、Ｉ_ｘｈｃ１が所定の値よりも小さい場合には、必要な磁極位置演算精度を得るのに十分なＩ_ｘｈｃ１が流れるようにするため、制御定数演算器３３により、第２の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊を第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊よりも大きく設定して高周波交番電圧指令値ｖ_δｈ ^＊を演算することが望ましい。

また、制御定数演算器３３では、角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを、数式５におけるθ_ｅｒｒの零近傍での線形近似により、数式１６のように設定する。

なお、図１において、バンドパスフィルタ２４、フーリエ級数演算器３１、高周波電流調節器３２、高周波電圧演算器２１等は請求項１における振幅指令値自動調整手段を構成し、フーリエ級数演算器３１、高周波電流調節器３２、制御定数演算器３３等は請求項２における制御定数自動調整手段を構成している。
以上のようにこの第１実施例では、ｘ軸高周波電流振幅の電気角３６０度周期で脈動する成分Ｉ_ｘｈｃ１に応じて、磁極位置演算のための最適な高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊及び角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを演算し、これらの制御定数を用いて、図１１に示した制御ブロック図により電動機８０の磁極位置θ_１を正確に演算することができる。

次に、本発明の第２実施例を説明する。
この第２実施例は、第１実施例における前記高周波電流調節器３２を、図２に示す高周波電流調節器３２Ａのように積分調節器によって構成したものであり、請求項３に記載した発明に相当する。
すなわち、図２において、ｄ軸高周波電流振幅指令値I_ｄｈ ^＊とｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈＰとの偏差を減算器１０１により演算し、この偏差を積分調節器１０２により増幅して第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊を演算する。
この結果、簡単な構成によってｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈＰを指令値Ｉ_ｄｈ ^＊に制御することができる。

更に、本発明の第３実施例は、第１実施例における前記高周波電流調節器３２を、図３に示す高周波電流調節器３２Ｂのように構成したものであり、請求項４に記載した発明に相当する。この第３実施例によれば、制御対象の特性が不明である場合にも応答性及び安定性を確保することができ、電動機８０のインダクタンスが不明な時でも高周波電流の応答を速くすることができる。

図３において、ｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉ_ｄｈ ^＊を除算器２０１に入力し、ゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１により除算して第１の高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊を演算する。また、乗算器２０２により高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊とゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１とを乗算し、ｄ軸高周波電流振幅推定値Ｉ_{ｄｈＰｅｓｔ}を演算する。
更に、減算器２０３により、ｄ軸高周波電流振幅推定値Ｉ_{ｄｈＰｅｓｔ}とｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈＰとの偏差εを演算し、この偏差εをゲイン推定器２０４により増幅してゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１を演算する。
具体的な演算内容は、次の数式１７の通りである。

以上の演算処理の結果、ゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１は偏差εを零にするために真値に収束し、高周波電流調節器３２Ｂは、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈＰを指令値Ｉ_ｄｈ ^＊に制御するための高周波電圧振幅指令値Ｖ_ｈ ^＊＊を出力できるようになる。

最後に、本発明の第４実施例は、図１１の磁気飽和特性を利用した磁極位置演算を実施可能かどうかを事前に判別し、磁極位置演算の失敗によるＰＭＳＭの不安定現象や暴走を未然に防止するためのものであり、請求項５に係る発明に相当する。
実際の装置では、電力変換器の最大出力電圧及び最大出力電流の制約がある。このため、これらの制約から、高周波電流振幅の電気角３６０度周期で脈動する成分Ｉ_ｘｈｃ１を、磁極位置演算を実現するために十分な値に制御できないことがある。

そこで、この第４実施例では、Ｉ_ｘｈｃ１を所定の値より大きく制御できない場合は、磁極位置演算が不可能であると判定する。
こうして磁極位置演算が不可能であると判定した場合は、他の方法による磁極位置演算、または、電流ベクトルを一定に制御して、回転子を電流ベクトルに引き込んでから始動する方法等、他の始動方法を使って運転すればよい。

本発明の第１実施例を示す制御ブロック図である。 本発明の第２実施例における高周波電流調節器の制御ブロック図である。 本発明の第３実施例における高周波電流調節器の制御ブロック図である。 磁極位置演算に使用する座標軸の定義を示す図である。 ｄ軸電流と鎖交磁束との関係、及び、ｄ軸電流とｄ軸インダクタンスとの関係を示す図である。 ＳＰＭＳＭにおける角度誤差とｘ軸インダクタンスとの関係を示す図である。 本発明の実施形態におけるｘ軸高周波交番電圧，ｘ軸電流及びｘ軸高周波電流振幅の波形図である。 ＳＰＭＳＭにおける角度誤差とｘ軸高周波電流振幅との関係を示す図である。 ＩＰＭＳＭにおける角度誤差とｘ軸高周波電流振幅との関係を示す図である。 本発明の実施形態におけるδ軸高周波交番電圧，δ軸電流及びｘ軸高周波電流振幅等の波形図である。 本発明の実施形態における、磁気飽和特性を利用した磁極位置演算を行うための制御ブロック図である。

符号の説明

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ａ γ軸電流調節器
２０ｂ δ軸電流調節器
２１ 高周波電圧演算器
２２ 加算器
２３ ノッチフィルタ
２４ バンドパスフィルタ
２５ 速度演算器
２６ 電気角演算器
３１ フーリエ級数演算器
３２，３２Ａ，３２Ｂ 高周波電流調節器
３３ 制御定数演算器
１０１ 減算器
１０２ 積分調節器
２０１ 除算器
２０２ 乗算器
２０３ 減算器
２０４ ゲイン推定器

Claims (5)

1. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
   電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、電動機の磁気飽和特性を利用して、電動機に高周波交番電圧を印加したときに流れる高周波電流から電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段を備えた制御装置において、
   前記高周波交番電圧の振幅指令値を自動的に調整する振幅指令値自動調整手段を有し、
   前記振幅指令値自動調整手段は、
   振幅とパルス幅とが等しく、極性が互いに異なる二つのパルス電圧からなる矩形波の高周波交番電圧を複数のベクトル方向に印加する手段と、
   前記高周波交番電圧と同一周波数の高周波電流の振幅を検出する手段と、
   この手段により検出した高周波電流振幅検出値から、前記高周波交番電圧を電動機の磁極位置と平行方向に印加したときの高周波電流振幅であるｄ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
   ｄ軸高周波電流振幅指令値に前記ｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、前記高周波交番電圧の振幅指令値を演算する高周波電流調節手段と、
   を有することを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した制御装置において、
   前記磁極位置演算手段における制御定数を自動的に調整する制御定数自動調整手段を備え、
   前記制御定数自動調整手段は、
   前記高周波電流振幅検出値から前記高周波交番電圧のベクトル方向に依存して電気角３６０度周期で変化する成分であるフーリエ級数１次成分を抽出する手段と、
   前記フーリエ級数１次成分から前記制御定数を演算する手段と、
   を有し、
   前記制御定数は、前記高周波交番電圧の振幅指令値を少なくとも含むことを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
   前記高周波電流調節手段は、
   前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記高周波交番電圧の振幅指令値を演算する手段からなることを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
   前記高周波電流調節手段は、
   前記高周波交番電圧の振幅指令値とゲイン推定値とからｄ軸高周波電流振幅の推定値を演算する高周波電流振幅推定手段と、
   前記ｄ軸高周波電流振幅の推定値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記ゲイン推定値を演算するゲイン推定手段と、
   前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ゲイン推定値とから前記高周波交番電圧の振幅指令値を演算する手段と、
   からなることを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１〜請求項４の何れか１項に記載した制御装置において、
   前記高周波電流振幅検出値から前記高周波交番電圧のベクトル方向に依存して電気角３６０度周期で変化する成分であるフーリエ級数１次成分を抽出する手段と、
   前記フーリエ級数１次成分の大きさから磁極位置演算の可否を判定する手段と、
   を備えたことを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。

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