JP2020010477A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】正しい位相にチューニング電流を流すことを可能にする、同期電動機の制御装置を提供すること。【解決手段】電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標に一致するように制御されるγ，δ直交回転座標上で制御する演算装置を備え、前記演算装置は、前記γ，δ直交回転座標のγ軸とδ軸のうちチューニング電流を流す軸の対向軸に発生する振動電流を検出し、前記振動電流の検出値に基づいて、チューニング電流を流す位相を補正する、同期電動機の制御装置。【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機の制御装置が行うチューニングに関する。

埋め込み永久磁石型同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭ）において、ｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和を考慮した磁束モデルを、オートチューニングにより最適化する方法が知られている。その一例として、回転子が停止した状態で、ｄ軸とｑ軸とに、高周波の正弦波交番電流（以下、チューニング電流）を流すことで、ＩＰＭＳＭの磁気飽和特性に関するパラメータをチューニングする方法がある（例えば、特許文献１参照）。

なお、磁気飽和特性とは、電流の増加に伴う電動機鉄心の磁気飽和により、ｄ，ｑ軸磁束とこれらに対応する各軸電流との線形性が崩れる特性をいい、ｄ，ｑ軸間の干渉とは、他軸電流の影響により自軸磁束が変化する特性をいう。

特開２０１５‐１４４５０２号公報

従来のオートチューニング方法では、チューニング電流が流れている間、同期電動機の回転子が停止していることを前提にしている。しかし、チューニング中の同期電動機にはチューニング電流に起因する高周波の振動トルクが発生することにより、磁極位置がチューニング開始時の位置からずれる場合がある。この位置ずれは、特に、慣性モーメントが小さい電動機で発生しやすい。

同期電動機が位置検出器または速度検出器を備えている場合、磁極位置ずれの検出は容易である。しかしながら、これらの検出器を使用せずに同期電動機を制御する位置・速度センサレス制御の場合、磁極位置ずれを直接検出することができないので、チューニング電流がｄ軸またはｑ軸からずれた位相に流れ、正しいチューニング結果が得られないおそれがある。

そこで、本開示は、正しい位相にチューニング電流を流すことを可能にする、同期電動機の制御装置を提供する。

本開示の技術の一態様として、
同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とにより定められるｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される座標系であってγ軸とδ軸とにより定められるγ，δ直交回転座標系において、電力変換器により前記同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のγ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記γ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸のインダクタンスの演算と前記磁束モデルのパラメータの演算との少なくとも一方を行い、
前記同期電動機のγ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のδ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記γ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数と、前記δ軸電流の基本波成分のフーリエ係数とを用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御することを特徴とする、同期電動機の制御装置が提供される。

また、本開示の技術の一態様として、
同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とにより定められるｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される座標系であってγ軸とδ軸とにより定められるγ，δ直交回転座標系において、電力変換器により前記同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のγ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記δ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｑ軸のインダクタンスの演算と前記磁束モデルのパラメータの演算との少なくとも一方を行い、
前記同期電動機のδ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のγ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記δ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数と、前記γ軸電流の基本波成分のフーリエ係数とを用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御することを特徴とする、同期電動機の制御装置が提供される。

また、本開示の技術の一態様として、
同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とにより定められるｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される座標系であってγ軸とδ軸とにより定められるγ，δ直交回転座標系において、電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記γ軸と前記δ軸のうちチューニング電流を流す一方の軸に直交する他方の軸に発生する振動電流を検出し、前記振動電流の検出値に基づいて、チューニング電流を流す位相を補正する、同期電動機の制御装置が提供される。

本開示の技術によれば、正しい位相にチューニング電流を流すことが可能となる。

本開示に係る同期電動機の制御装置の全体構成を例示するブロック図である。 第１の実施形態で使用する軸ずれ補償器の構成例を示すブロック図である。 第２の実施形態で使用する軸ずれ補償器の構成例を示すブロック図である。 本実施形態で使用するγ‐δ軸の説明図である。 制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。

以下、図面を参照しながら本開示に係る同期電動機の制御装置の実施形態を説明する。同一の構成要素については同一の符号を付け、重複する説明は省略する。なお、本発明は下記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で適宜変形して実施することができるものである。

ＩＰＭＳＭやシンクロナスリラクタンスモータ（以下、ＳｙｎＲＭ）などの同期電動機のトルクを高精度に制御するためには、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルを求め、この磁束モデルに基づいて電流制御を行うことが望ましい。磁束モデルに基づいて電流制御を行うためには、その磁束モデルの各パラメータを算出する必要がある。また、同期電動機の回転を高精度に制御しようとする場合、同期電動機のインダクタンスを算出することが必要になることがある。

本実施形態の同期電動機の制御装置は、同期電動機の回転子が静止した状態で交番電圧を印加し、その印加時に流れる電流の応答に基づいて、磁束モデルの各パラメータと同期電動機のインダクタンスとの少なくとも一方を演算するオートチューニングを行う。本実施形態の制御装置は、ＩＰＭＳＭやＳｙｎＲＭなどの同期電動機の回転子が停止した状態でチューニングを行う際に磁極位置にずれが発生した場合、チューニング電流を流す軸の対向軸に発生する高周波の振動電流を検出する。例えば、γ軸とδ軸のうち、チューニング電流を流す一方の軸がγ軸であれば、γ軸に直交する他方の軸（対向軸）はδ軸であり、チューニング電流を流す一方の軸がδ軸であれば、δ軸に直交する他方の軸（対向軸）はγ軸である。そして、本実施形態の制御装置は、その振動電流の検出値に基づき同期電動機の磁極位置のずれ量を演算し、そのずれ量の演算値に基づいてチューニング電流を流す位相を補正する。

このような補正により、本実施形態の制御装置は、位置・速度検出器を持たない同期電動機の回転子が停止した状態でチューニングを行う際に磁極位置のずれが発生した場合であっても、磁極位置のずれを補償して正しい位相でチューニング電流を流すことができる。その結果、慣性モーメントが小さく磁極位置ずれが発生しやすい電動機が制御対象であっても、正しいチューニング結果を得ることが可能となる。

本実施形態の制御装置は、各パラメータのオートチューニングが完了した磁束モデルを同期電動機の電流制御に利用することで、同期電動機の回転を高精度に制御できる。例えば、制御装置は、オートチューニング後の各パラメータが反映された磁束モデルに基づいて算出されるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を用いて、周知のベクトル制御により同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する。これにより、同期電動機の回転を高精度に制御することが可能となる。

次に、本実施形態の制御装置の詳細について説明する。最初に、本実施形態の制御装置が制御上で使用するγ‐δ軸について説明する。

＜１．γ‐δ軸＞
図４は、ｄ‐ｑ軸とγ‐δ軸を表す図である。ｄ‐ｑ軸は、同期電動機の実際の磁極位置と同期するｄ，ｑ直交回転座標系を定める直交軸あり、ｄ軸を磁極位置方向と定める。電動機の回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸、回転子磁極方向に平行なｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。一方、γ‐δ軸は、ｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される任意のγ，δ直交回転座標系を定める直交軸である。本実施形態の制御装置は、γ‐δ軸をｄ‐ｑ軸に追従させることで位置・速度センサレス制御を実現する。

本実施形態の制御装置は、γ‐δ軸上で同期電動機のチューニング電流を制御するが、チューニング電流の制御中に図４に示す軸ずれ量θ_ｅｒｒが発生すると、ｄ‐ｑ軸とγ‐δ軸の間にずれが生じ、チューニング電流がｄ‐ｑ軸とは異なる位置に制御される。次に、ｄ軸とγ軸が一致するように、チューニング中に軸ずれ量θ_ｅｒｒを補正する方法について説明する。

＜２．第１の実施形態＞
（２．１）電流及び電圧の制御方法
まず、図１は、本開示に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図であり、以下では、永久磁石型同期電動機（以下、単に電動機又はＳＭともいう）の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電力変換器により同期電動機に供給する電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ直交回転座標系に一致するように制御されるγ，δ直交回転座標系の上で行うこととする。

第１の実施形態の制御装置１００は、γ軸電流の直流成分を指令値に制御してγ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。あるいは、制御装置１００は、γ軸電流の直流成分を指令値に制御してγ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、同期電動機１の磁極の方向に平行な方向のｄ軸インダクタンスを演算（測定）するオートチューニングを行う。制御装置１００は、磁束モデルの各パラメータとｄ軸インダクタンスとの両方を演算するオートチューニングを行ってもよい。

第１の実施形態において、例えば、γ軸電流直流成分指令値Ｉ_γ（０） ^＊を、０を含む任意の値に設定し、γ軸交番電流指令値の振幅Ｉ_{γ（ｂ１）} ^＊を、０よりも大きい任意の値に設定し、δ軸交番電流指令値の振幅Ｉ_{δ（ｂ１）} ^＊を、０に設定する。Ｉ_γ（０） ^＊，Ｉ_{γ（ｂ１）} ^＊，Ｉ_{δ（ｂ１）} ^＊は、それぞれ、γ軸電流の直流成分の指令値、γ軸に流す交番電流の振幅の指令値、δ軸に流す交番電流の振幅の指令値を表す。

第１の実施形態では、積分器５ａは、交番電圧の角周波数ω_ｈを積分してｄ軸交番電流指令値の角度θ_ｈを演算する。γ軸交番電流指令演算器６ａは、γ軸交番電流指令値の交流成分ｉ_γｈ ^＊を数式１のように演算する。

加算器７ａは、γ軸電流直流成分指令値Ｉ_γ（０） ^＊とｉ_γｈ ^＊を加算し、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を演算する。

電流座標変換器８は、ｕ相電流検出器９ｕ及びｗ相電流検出器９ｗによりそれぞれ検出したｕ，ｗ相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、軸ずれ補償器１９により演算された同期電動機１の磁極位置推定値θ_{ｒ＿ｅｓｔ}に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。

ローパスフィルタ１０ａは、γ軸電流検出値ｉ_γの高周波成分を除去してγ軸電流検出値ｉ_γｆを演算する。

γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γｆとの偏差を減算器１１ａにて演算し、この偏差をγ軸電流調節器１２ａにより増幅してγ軸電圧指令値ｖ_γＡＣＲ（γ軸電圧フィードバック制御値ｖ_γＡＣＲ）を演算する。γ軸電流調節器１２ａは、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γｆとの偏差が零になるように動作してγ軸電圧フィードバック制御値ｖ_γＡＣＲを演算する。

磁束モデルのパラメータは、電動機鉄心の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定される。このため、γ軸電流調節器１２ａが高調波電流に作用しないようにするため、γ軸電流調節器１２ａの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１０ａのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ω_ｈの２倍よりも小さく設定される。

直流電機子抵抗補償器１３は、γ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_γｒａを数式２により演算する。

電圧補償値演算器１４は、インピーダンス推定器１５で演算したｄ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｄｈｅｓｔ}及びｄ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｄｈｅｓｔ}を使用し、γ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_γｈＦＦを数式３により演算する。なお、ｄ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｄｈｅｓｔ}及びｄ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｄｈｅｓｔ}などのインピーダンスの推定は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いてインピーダンス推定器１５により行われることが可能である。

また、ｄ軸インダクタンスの演算は、公知技術を用いてインピーダンス推定器１５により行われることが可能である。例えば、インピーダンス推定器１５は、ｄ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｄｈｅｓｔ}を角周波数ω_ｈで除算することによって、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄｅｓｔを演算する（Ｌ_ｄｅｓｔ＝Ｘ_{ｄｈｅｓｔ}／ω_ｈ）。

フーリエ係数演算器１６は、θ_ｈ，ｖ_γ ^＊，ｉ_γに基づき、γ軸電圧及びγ軸電流のそれぞれのフーリエ係数を演算する。フーリエ係数演算器１６は、γ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖ_{γ（ａ１）}、γ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖ_{γ（ｂ１）}、γ軸電流の直流成分のフーリエ係数Ｉ_γ（０）、γ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ１）}、γ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ１）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ２）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ２）}、γ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ３）}、及び、γ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ３）}を演算する。フーリエ係数の演算は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いて行われることが可能である。

フーリエ係数演算器１６により演算された、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ２）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ２）}、γ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ３）}、γ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ３）}から、電機子抵抗補償器１７は、数式４によりγ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_γｈｒａを演算する。

磁束モデル係数推定器１８には、フーリエ係数演算器１６により演算された、γ軸電流直流成分のフーリエ係数Ｉ_γ（０）、γ軸電流基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ１）}、γ軸電流基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ１）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ２）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ２）}、γ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ３）}、及び、γ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ３）}が入力される。磁束モデル係数推定器１８は、例えば数式５のようなｄ軸磁束モデルの係数（パラメータ）を演算する。

第１の実施形態では、δ軸電流ｉ_δは０となるので、磁束モデル係数推定器１８は、Ｋ_ＬｄおよびＫ_ｓｄを、上記のフーリエ係数を使用して、例えば代数演算や最適化演算等の公知の演算方法により演算する。例えば、磁束モデル係数推定器１８は、特許文献１等に記載されている公知技術を用いて、Ｋ_ＬｄおよびＫ_ｓｄ等の磁束モデルのパラメータを演算するオートチューニングを行う。

γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊は、加算器７ｂ，７ｄにより、γ軸電圧フィードバック制御値ｖ_γＡＣＲ、γ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_γｒａ、γ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_γｈＦＦ、γ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_γｈｒａを加算して算出される。一方、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は、零に固定する。

上述のように演算したγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器２０によって、軸ずれ補償器１９により演算された磁極位置推定値θ_{ｒ＿ｅｓｔ}に基づいて、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路３は、三相交流電源４からの三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ等の電力変換器２に供給する。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路２１は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、電力変換器２の出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するための複数のゲート信号を生成する。電力変換器２は、ＰＷＭ回路２１からの複数のゲート信号に基づいて、電力変換器２内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＩＰＭＳＭやＳｙｎＲＭなどの同期電動機１の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

（２．２）軸ずれ補償器の構成
図１の軸ずれ補償器１９について、第１の実施形態における構成を説明する。はじめに、γ‐δ軸とｄ‐ｑ軸により、軸ずれ量θ_ｅｒｒの演算原理を説明する。数式６は、軸ずれ発生時のｄ‐ｑ軸電圧の振幅である。これにより、ｄ‐ｑ軸には、数式７に示す振幅を持つ基本波電流が発生する。ただし、簡単のため電機子抵抗は無視する。

また、γ‐δ軸電流基本波振幅は、ｄ‐ｑ軸電流基本波振幅と軸ずれ量θ_ｅｒｒを用いて数式８と表現できる。数式８に数式６及び数式７を代入して整理すると、数式９及び数式１０のように、γ軸電流基本波振幅およびδ軸電流基本波振幅が得られる。γ軸電圧振幅Ｖ_γを正とすると、数式９より、γ軸電流基本波振幅Ｉ_γは、軸ずれ量θ_ｅｒｒによらず正となるが、数式１０より、δ軸電流基本波振幅Ｉ_δは、ｄ軸リアクタンスＸ_ｄ、ｑ軸リアクタンスＸ_ｑおよび軸ずれ量θ_ｅｒｒによって極性を持つことがわかる。

数式１０を変形すると、数式１１が得られる。ここで、２θ_ｅｒｒが十分小さいものとして、ｓｉｎθ≒θと近似すると、軸ずれ量θ_ｅｒｒは、数式１２，１３で演算できる。

以上の原理に基づき、軸ずれ量θ_ｅｒｒを補正する軸ずれ補償器１９について、図２を用いて説明する。

振幅演算器２２ａは、数式１２のδ軸電流基本波振幅Ｉ_δ（振動電流）に相当するδ軸基本波電流フーリエ正弦係数補正値Ｉ_{δ（ｂ１）}'を、数式１４及び数式１５により演算する。これにより、前述の振幅極性を考慮した振幅を算出することが出来る。

Ｇ_θ演算器２３ａは、数式１３により、δ軸電流‐軸ずれ量変換ゲインＧ_θδを演算する。この時、ｄ軸リアクタンスＸ_ｄおよびｑ軸リアクタンスＸ_ｑが未知の場合は、想定値を使用する。また、γ軸電圧振幅Ｖ_γは、数式１６により演算される。

上記のように演算されたＩ_{δ（ｂ１）}'とＧ_θδとを数式１２のように乗算器２４ａで乗算して軸ずれ補償量θ_ｅｒｒを演算し、演算された軸ずれ補償量θ_ｅｒｒが速度推定器２５ａに入力される。速度推定器２５ａは、例えばＰＩ制御器で構成されており、数式１７のように速度推定値ω_{ｒ＿ｅｓｔ}を演算する。

積分器５ｂは、速度推定値ω_{ｒ＿ｅｓｔ}を積分し、磁極位置推定値θ_{ｒ＿ｅｓｔ}を出力する。以上のように、軸ずれ補償器を構成することで、チューニング中に磁極位置がずれた場合であっても、チューニング電流を適切な位相に流すことが可能となる。つまり、制御装置１００は、軸ずれ補償器１９による補償により、ｄ軸とγ軸が一致するようにγ，δ直交回転座標系の位相を制御できる。

＜３．第２の実施形態＞
（３．１）電流及び電圧の制御方法
図１を参照して、第２の実施形態における、同期電動機１の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電力変換器により同期電動機に供給する電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ直交回転座標系に一致するように制御されるγ，δ直交回転座標系の上で行うこととする。

第２の実施形態の制御装置１００は、γ軸電流の直流成分を指令値に制御してδ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。あるいは、制御装置１００は、γ軸電流の直流成分を指令値に制御してδ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、同期電動機１の磁極の方向に直交する方向のｑ軸インダクタンスを演算（測定）するオートチューニングを行う。制御装置１００は、磁束モデルの各パラメータとｑ軸インダクタンスとの両方を演算するオートチューニングを行ってもよい。

第２の実施形態において、例えば、γ軸電流直流成分指令値Ｉ_γ（０） ^＊を、０を含む任意の値に設定し、γ軸交番電流指令値の振幅Ｉ_{γ（ｂ１）} ^＊を、０に設定し、δ軸交番電流指令値の振幅Ｉ_{δ（ｂ１）} ^＊を、０よりも大きい任意の値に設定する。

第２の実施形態では、積分器５ａは、交番電圧の角周波数ω_ｈを積分してｄ軸交番電流指令値の角度θ_ｈを演算する。δ軸交番電流指令演算器６ｂは、δ軸交番電流指令値の交流成分ｉ_δｈ ^＊を数式１８のように演算する。

電流座標変換器８は、ｕ相電流検出器９ｕ及びｗ相電流検出器９ｗによりそれぞれ検出したｕ，ｗ相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、軸ずれ補償器１９により演算された同期電動機１の磁極位置推定値θ_{ｒ＿ｅｓｔ}に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。

ローパスフィルタ１０ａは、γ軸電流検出値ｉ_γの高周波成分を除去してγ軸電流検出値ｉ_γｆを演算する。ローパスフィルタ１０ｂは、δ軸電流検出値ｉ_δの高周波成分を除去してδ軸電流検出値ｉ_δｆを演算する。

γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γｆとの偏差を減算器１１ａにて演算し、この偏差をγ軸電流調節器１２ａにより増幅してγ軸電圧指令値ｖ_γＡＣＲ（γ軸電圧フィードバック制御値ｖ_γＡＣＲ）を演算する。γ軸電流調節器１２ａは、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γｆとの偏差が零になるように動作してγ軸電圧フィードバック制御値ｖ_γＡＣＲを演算する。また、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δｆとの偏差を減算器１１ｂにて演算し、この偏差をδ軸電流調節器１２ｂにより増幅してδ軸電圧指令値ｖ_δＡＣＲ（δ軸電圧フィードバック制御値ｖ_δＡＣＲ）を演算する。δ軸電流調節器１２ｂは、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δｆとの偏差が零になるように動作してδ軸電圧フィードバック制御値ｖ_δＡＣＲを演算する。

磁束モデルのパラメータは、電動機鉄心の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定される。このため、γ軸電流調節器１２ａ及びδ軸電流調節器１２ｂが高調波電流に作用しないようにするため、調節器１２ａ，１２ｂの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１０ａ，１０ｂのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ω_ｈの２倍よりも小さく設定される。

直流電機子抵抗補償器１３は、第１の実施形態と同様に、γ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_γｒａを数式２により演算する。

電圧補償値演算器１４は、インピーダンス推定器１５で演算したｑ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｑｈｅｓｔ}及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｑｈｅｓｔ}を使用し、δ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_δｈＦＦを数式１９により演算する。なお、ｑ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｑｈｅｓｔ}及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｑｈｅｓｔ}などのインピーダンスの推定は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いてインピーダンス推定器１５により行われることが可能である。

また、ｑ軸インダクタンスの演算は、公知技術を用いてインピーダンス推定器１５により行われることが可能である。例えば、インピーダンス推定器１５は、ｑ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｑｈｅｓｔ}を角周波数ω_ｈで除算することによって、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑｅｓｔを演算する（Ｌ_ｑｅｓｔ＝Ｘ_{ｑｈｅｓｔ}／ω_ｈ）。

フーリエ係数演算器１６は、θ_ｈ，ｖ_δ ^＊，ｉ_δに基づき、δ軸電圧及びγ軸電流のそれぞれのフーリエ係数を演算する。フーリエ係数演算器１６は、δ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖ_{δ（ａ１）}、δ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖ_{δ（ｂ１）}、δ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{δ（ａ１）}、δ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{δ（ｂ１）}、δ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{δ（ａ３）}、及び、δ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{δ（ｂ３）}を演算する。フーリエ係数の演算は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いて行われることが可能である。

フーリエ係数演算器１６により演算された、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ２）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ２）}、δ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{δ（ａ３）}、δ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{δ（ｂ３）}から、電機子抵抗補償器１７は、数式２０によりγ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_γｈｒａおよびδ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_δｈｒａを演算する。

磁束モデル係数推定器１８には、フーリエ係数演算器１６により演算された、γ軸電流直流成分のフーリエ係数Ｉ_γ（０）、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{γ（ａ２）}、γ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{γ（ｂ２）}、δ軸電流基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{δ（ａ１）}、δ軸電流基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{δ（ｂ１）}、δ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{δ（ａ３）}、及び、δ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{δ（ｂ３）}が入力される。磁束モデル係数推定器１８は、例えば数式５のようなｄ軸磁束モデル及び数式１２のようなｑ軸磁束モデルのそれぞれの係数（パラメータ）を演算する。

第２の実施形態では、磁束モデル係数推定器１８は、Ｋ_Ｌｄ、Ｋ_ｓｄ、Ｋ_ｓｄｑ、Ｋ_Ｌｑ、Ｋ_ｓｑおよびＫ_ｓｑｄを、上記のフーリエ係数を使用して、例えば代数演算や最適化演算等の公知の演算方法により演算する。例えば、磁束モデル係数推定器１８は、特許文献１等に記載されている公知技術を用いて、Ｋ_Ｌｄ、Ｋ_ｓｄ、Ｋ_ｓｄｑ、Ｋ_Ｌｑ、Ｋ_ｓｑおよびＫ_ｓｑｄ等の磁束モデルのパラメータを演算するオートチューニングを行う。

γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊は、加算器７ｂ，７ｄにより、γ軸電圧フィードバック制御値ｖ_γＡＣＲ、γ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_γｒａ、γ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_γｈｒａを加算して算出される。一方、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は、加算器７ｃ，７ｅにより、δ軸電圧フィードバック制御値ｖ_δＡＣＲ、δ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_δｈＦＦ、δ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_δｈｒａを加算して算出される。

上述のように演算したγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、電圧座標変換器２０によって、軸ずれ補償器１９により演算された磁極位置推定値θ_{ｒ＿ｅｓｔ}に基づいて、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路３は、三相交流電源４からの三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ等の電力変換器２に供給する。

ＰＷＭ回路２１は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、電力変換器２の出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するための複数のゲート信号を生成する。電力変換器２は、ＰＷＭ回路２１からの複数のゲート信号に基づいて、電力変換器２内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＩＰＭＳＭやＳｙｎＲＭなどの同期電動機１の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

（３．２）軸ずれ補償器の構成
図１の軸ずれ補償器１９について、第２の実施形態における構成を説明する。はじめに、γ‐δ軸とｄ‐ｑ軸により、軸ずれ量θ_ｅｒｒの演算原理を説明する。数式２２は、軸ずれ発生時のｄ‐ｑ軸電圧の振幅である。これにより、ｄ‐ｑ軸には、数式７に示す振幅を持つ基本波電流が発生する。ただし、簡単のため電機子抵抗は無視する。

また、γ‐δ軸電流基本波振幅は、ｄ‐ｑ軸電流基本波振幅と軸ずれ量θ_ｅｒｒを用いて数式８と表現できる。数式８に数式２２及び数式７を代入して整理すると、数式２３及び数式２４のように、δ軸電流基本波振幅およびγ軸電流基本波振幅が得られる。δ軸電圧振幅Ｖ_δを正とすると、数式２３より、δ軸電流基本波振幅Ｉ_δは、軸ずれ量θ_ｅｒｒによらず正となるが、数式２４より、γ軸電流基本波振幅Ｉ_γは、ｄ軸リアクタンスＸ_ｄ、ｑ軸リアクタンスＸ_ｑおよび軸ずれ量θ_ｅｒｒによって極性を持つことがわかる。

数式２４を変形すると、数式２５が得られる。ここで、２θ_ｅｒｒが十分小さいものとして、ｓｉｎθ≒θと近似すると、軸ずれ量θ_ｅｒｒは、数式２６，２７で演算できる。

以上の原理に基づき、軸ずれ量θ_ｅｒｒを補正する軸ずれ補償器１９について、図３を用いて説明する。

振幅演算器２２ｂは、数式２６のγ軸電流基本波振幅Ｉ_γ（振動電流）に相当するγ軸基本波電流フーリエ正弦係数補正値Ｉ_{γ（ｂ１）}'を、数式２８及び数式２９により演算する。これにより、前述の振幅極性を考慮した振幅を算出することが出来る。

Ｇ_θ演算器２３ｂは、数式２７により、γ軸電流‐軸ずれ量変換ゲインＧ_θγを演算する。また、δ軸電圧振幅Ｖ_δは、数式３０により演算される。

上記のように演算されたＩ_{γ（ｂ１）}'とＧ_θγとを数式２６のように乗算器２４ｂで乗算して軸ずれ補償量θ_ｅｒｒを演算し、演算された軸ずれ補償量θ_ｅｒｒが速度推定器２５ｂに入力される。速度推定器２５ｂは、例えばＰＩ制御器で構成されており、数式１７のように速度推定値ω_{ｒ＿ｅｓｔ}を演算する。

積分器５ｃは、速度推定値ω_{ｒ＿ｅｓｔ}を積分し、磁極位置推定値θ_{ｒ＿ｅｓｔ}を出力する。以上のように、軸ずれ補償器を構成することで、チューニング中に磁極位置がずれた場合であっても、チューニング電流を適切な位相に流すことが可能となる。つまり、制御装置１００は、軸ずれ補償器１９による補償により、ｄ軸とγ軸が一致するようにγ，δ直交回転座標系の位相を制御できる。

図５は、制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。制御装置は、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備える。図５は、演算装置の一例であるマイクロコンピュータ１１０を示している。マイクロコンピュータ１１０は、メモリ１２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１２２、ＡＤ（Analog to Digital）変換部１２３、ＰＷＭモジュール１２４、通信部１２５及びタイマ１２６を備える。ＣＰＵ１２２は、制御装置の制御を行うプロセッサである。通信部１２５は、マイクロコンピュータ１１０外部の上位コントローラと通信を行う。タイマ１２６は、タイマ値のカウントを行う。メモリ１２１は、プログラム等を記憶する。メモリ１２１内のプログラムによって、ＣＰＵ１２２が動作する。図１の各制御ブロックの機能は、メモリ１２１に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ１２２が動作することにより実現される。

図１の各制御ブロックとは、例えば、加算器７ａ〜７ｅ、減算器１１ａ，１１ｂ、交番電流指令演算器６ａ，６ｂ、電流調節器１２ｂ，１２ｃ、電圧座標変換器２０、電流座標変換器８、直流電機子抵抗補償器１３、ローパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ、電圧補償値演算器１４、電機子抵抗補償器１７、積分器５ａ、フーリエ係数演算器１６、インピーダンス推定器１５、磁束モデル係数推定器１８及び軸ずれ補償器１９である。

図１の各制御ブロックの機能は、コンピュータに各機能を実現させるプログラムによって提供可能である。また、各制御ブロックの機能は、上記のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体、又は、上記のプログラム等のコンピュータプログラムプロダクトによって提供可能である。記録媒体としては、例えばフレキシブルディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ等を用いることができる。

以上、同期電動機の制御装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

１ 同期電動機
２ 電力変換器
３ 整流回路
４ 三相交流電源
５ａ〜５ｃ 積分器
６ａ，６ｂ 交番電流指令演算器
７ａ〜７ｅ 加算器
８ 電流座標変換器
９ｕ，９ｗ 電流検出器
１０ａ，１０ｂローパスフィルタ
１１ａ，１１ｂ 減算器
１２ａ，１２ｂ 電流調節器
１３ 直流電機子抵抗補償器
１４ 電圧補償値演算器
１５ インピーダンス推定器
１６ フーリエ係数演算器
１７ 電機子抵抗補償器
１８ 磁束モデル係数推定器
１９ 軸ずれ補償器
２０ 電圧座標変換器
２１ ＰＷＭ回路
１００ 制御装置
１１０ マイクロコンピュータ

Claims (8)

1. 同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とにより定められるｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される座標系であってγ軸とδ軸とにより定められるγ，δ直交回転座標系において、電力変換器により前記同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する制御装置であって、
   電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
   前記演算装置は、
   前記同期電動機のγ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
   前記γ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
   前記ｄ軸のインダクタンスの演算と前記磁束モデルのパラメータの演算との少なくとも一方を行い、
   前記同期電動機のγ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記同期電動機のδ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記γ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数と、前記δ軸電流の基本波成分のフーリエ係数とを用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御することを特徴とする、同期電動機の制御装置。
2. 前記演算装置は、
   前記γ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記γ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を更に用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御する、請求項１に記載の同期電動機の制御装置。
3. 前記演算装置は、
   前記δ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記γ軸電流の基本波成分のフーリエ係数とを用いて、前記δ軸に発生する振動電流を検出し、
   前記γ軸電圧の基本波成分と前記振動電流の検出値とを用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御する、請求項２に記載の同期電動機の制御装置。
4. 同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とにより定められるｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される座標系であってγ軸とδ軸とにより定められるγ，δ直交回転座標系において、電力変換器により前記同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する制御装置であって、
   電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
   前記演算装置は、
   前記同期電動機のγ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
   前記δ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
   前記ｑ軸のインダクタンスの演算と前記磁束モデルのパラメータの演算との少なくとも一方を行い、
   前記同期電動機のδ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記同期電動機のγ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記δ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数と、前記γ軸電流の基本波成分のフーリエ係数とを用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御することを特徴とする、同期電動機の制御装置。
5. 前記演算装置は、
   前記同期電動機のδ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記δ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を更に用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御する、請求項４に記載の同期電動機の制御装置。
6. 前記演算装置は、
   前記γ軸電流の基本波成分のフーリエ係数と前記δ軸電流の基本波成分のフーリエ係数とを用いて、前記γ軸に発生する振動電流を検出し、
   前記δ軸電圧の基本波成分と前記振動電流の検出値とを用いて、前記ｄ軸と前記γ軸が一致するように前記γ，δ直交回転座標系の位相を制御する、請求項５に記載の同期電動機の制御装置。
7. 同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とにより定められるｄ，ｑ直交回転座標系とは別に定義される座標系であってγ軸とδ軸とにより定められるγ，δ直交回転座標系において、電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する演算装置を備え、
   前記演算装置は、
   前記γ軸と前記δ軸のうちチューニング電流を流す一方の軸に直交する他方の軸に発生する振動電流を検出し、前記振動電流の検出値に基づいて、チューニング電流を流す位相を補正する、同期電動機の制御装置。
8. 前記演算装置は、
   前記振動電流の検出値に基づいて前記同期電動機の磁極位置のずれ量を演算し、前記ずれ量の演算値に基づいてチューニング電流を流す位相を補正する、請求項７に記載の同期電動機の制御装置。

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