JP4889329B2 - 電圧形インバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は電圧形インバータの制御装置に関し、詳しくは、半導体スイッチング素子のオンオフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータによって電動機を駆動する場合に、電圧形インバータの出力電圧に含まれる誤差や歪を補償するための制御装置に関するものである。

通常の電圧形インバータは、上下アームを構成するスイッチング素子を交互に導通して所望の大きさ及び周波数の交流電圧を発生している。しかし、スイッチング素子にはターンオフ時の動作遅れがあり、これによって上下アームのスイッチング素子が同時に導通するアーム短絡を防ぐために、スイッチングパターンに短絡防止期間（デッドタイム）が設けられている。しかし、このデッドタイムによって電圧形インバータの出力電圧は出力電圧指令に対して誤差を持つことになり、これによる出力電圧の歪みが電動機駆動時のトルクリプルの原因となっている。

上述したデッドタイムに起因する出力電圧歪みを補償するための従来技術として、特許文献１に記載されているように、インバータの出力電圧指令及び出力電流に基づいて出力電圧歪を推定し、この推定値に基づいて出力電圧指令に加える補償信号の振幅（補償量）を調節する方法が知られている。

以下、この従来技術を、図２を参照しつつ略述する。
図２において、１０１は電圧指令に比例した電圧を出力する電圧形ＰＷＭインバータであり、１０２はこのインバータ１０１によって駆動される電動機である。
前記インバータにおいて、破線で示したブロック１０２ａは、前述したデッドタイムによる出力電圧歪Δｖが出力電流ｉの極性に応じて発生することをモデル化して示したものである。

また、１０３は、回転磁界座標系のｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊及び位相基準信号θ^＊（＝ω^＊ｔ）が入力されて固定子座標系の出力電圧指令ｖ^＊を出力する座標変換器、１０４は出力電圧指令ｖ^＊と補償信号Δｖ^＊とを加算する加算器、１０５はインバータ１０１の出力電流ｉを検出する電流検出器、１０６は電流検出器１０５による検出電流ｉを回転磁界座標系のｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに変換する座標変換器、１０７はｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに基づいて電圧歪成分（補償残留成分）を推定する歪成分推定器、１０８は推定した電圧歪成分と出力電流ｉに基づいて補償量を調節する補償量調節器、１０８ａは極性反転器、１０８ｂは出力電流ｉの極性検出器、１０８ｃは出力電流ｉの極性に応じた極性反転器１０８ａの出力信号を積分する積分器、１０９は出力電流ｉの極性に応じた補償信号Δｖ^＊を出力する補償器である。

上記構成において、出力電圧歪Δｖは、電圧指令からインバータ１０１の出力電圧までの経路において歪成分が作用するモデルにより推定することができ、歪成分推定器１０７は、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに基づき、外乱オブザーバの原理に従って電圧歪成分を推定する。そして、この電圧歪成分が零に近づくように、補償量調節器１０８により補償器１０９の補償信号Δｖ^＊を制御し、出力電圧指令ｖ^＊に加算することで、出力電圧歪の最小化を図っている。

すなわち、上記補償信号Δｖ^＊を出力電圧指令ｖ^＊に加算し、出力電圧歪をフィードフォワード制御することにより、出力電圧ｖにΔｖが含まれるのを抑制して出力電圧歪を補償する。補償信号の振幅（補償量）は、電圧歪成分の振幅に一致する場合が最も補償効果が大きく、それより過大あるいは過小でも歪成分が残留するので、この従来技術では、補償量調節器１０８により補償量の過不足を判別し、その判別結果により補償器１０９を介して補償量を最適値に制御している。

特許第３５３６１１４号公報（段落［０００７］〜［００１２］、図１等）

上記従来技術において、外乱オブザーバとしての歪成分推定器１０７により推定した電圧歪成分には、電動機１０２の逆起電力（速度起電力）も含まれるため、推定した歪成分をそのまま用いて電圧指令値を補償することができない。このため、補償量調節器１０８及び補償器１０９を用いて補償量を調整する必要がある。
これらの補償量調節器１０８及び補償器１０９では、電圧歪成分の波形に基づいて積分やその積分値の差演算等を行って過補償または不足補償を判別し、その判別結果に応じて補償量を決定するという複雑な処理を行っており、これらが回路構成の複雑化や演算負荷の増大を招いていた。

そこで、本発明の解決課題は、複雑な回路構成や演算処理を要することなく出力電圧歪を常に最小化することができる電圧形インバータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、半導体スイッチング素子のオンオフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力して電動機を駆動する電圧形インバータの制御装置であって、
インバータの出力電圧指令及び出力電流を用いてインバータの出力電圧歪成分を逐次推定する電圧歪成分推定手段と、インバータの出力電圧を前記出力電圧歪成分により補償する補償手段と、を備えた電圧形インバータの制御装置において、
前記電圧歪成分推定手段は、
インバータの出力電流から出力電圧を推定し、この出力電圧と出力電圧指令とを用いて、インバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差と、前記電動機の逆起電力成分及び回転磁界座標系のｄ軸による干渉成分からなる逆起電力相当分と、を含む外乱電圧を推定する第１の推定手段と、
インバータの周波数指令と出力電流とから前記逆起電力相当分を推定する第２の推定手段とを有し、
前記補償手段は、
第１の推定手段により推定した前記外乱電圧と、第２の推定手段により推定した前記逆起電力相当分とを用いて前記出力電圧指令を補正するものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した電圧形インバータの制御装置において、
前記電動機の回転速度をＶ／ｆ一定制御により制御するものである。

請求項３に記載した発明は、半導体スイッチング素子のオンオフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力して電動機を駆動する電圧形インバータの制御装置であって、
インバータの周波数指令から出力電圧指令を生成するＶ／ｆ変換手段と、
前記出力電圧指令とインバータの出力電流とを用いて、インバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差と、前記電動機の逆起電力成分及び回転磁界座標系のｄ軸による干渉成分からなる逆起電力相当分と、を含む外乱電圧を推定する外乱推定オブザーバと、
前記周波数指令と出力電流とから前記電動機の逆起電力相当分を推定する逆起電力推定手段と、
前記外乱推定オブザーバにより推定した外乱電圧と前記逆起電力推定手段により推定した逆起電力相当分とを用いて前記出力電圧指令を補正する手段と、を備えたものである。

本発明によれば、インバータの出力電圧指令及び出力電流を用いてインバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差と電動機の逆起電力成分とを含む外乱電圧を推定すると共に、インバータの周波数指令及び出力電流を用いて電動機の逆起電力成分を推定する。
そして、これらの外乱電圧及び逆起電力成分を用いてインバータの出力電圧指令を補正することにより、従来技術のように補償量の過不足の判別や補償器による補償量の調整を要することなく、簡単にインバータの出力電圧歪を補償することができる。
このため、電動機のトルクリプルの発生を防止すると共に交流電源の高調波を低減し、制御精度を高めることができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本実施形態の構成を示すブロック図である。図１において、１は所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力する電圧形ＰＷＭインバータ、２はインバータ１の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の交流出力端子に接続された誘導電動機、３は誘導電動機２への一次角周波数指令（インバータ１に対する周波数指令）ω_１ ^＊を設定する周波数設定器、４は一次角周波数指令ω_１ ^＊を積分して位相基準信号θ_１ ^＊を出力する積分回路、５は回転磁界座標系のｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を位相基準信号θ_１ ^＊に基づいて固定子座標系の各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する座標変換器、６はインバータ１の出力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する電流検出器、７は固定子座標系の前記出力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを位相基準信号θ_１ ^＊に基づいて回転磁界座標系のｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑに変換する座標変換器、８は一次角周波数指令ω_１ ^＊からｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を出力するＶ／ｆ変換器、９はｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑから外乱電圧ｖ_ｄｉｓを推定して出力する第１の推定手段としての外乱推定オブザーバ（なお、後述するようにｖ_１ｄ ^＊＝０とおく）、１０は一次角周波数指令ω_１ ^＊及びｄ軸電流ｉ_ｄから逆起電力相当量ｖ_ｃｍｐを推定して出力する第２の推定手段としての逆起電力推定器、１１，１２はｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊に外乱推定オブザーバ９からの外乱電圧ｖ_ｄｉｓと逆起電力推定器１０からの逆起電力相当量ｖ_ｃｍｐをそれぞれ加算してインバータ１の出力電圧指令を補償するための加算器である。

次に、この実施形態の動作について説明する。
周知のように、図１に示す実施形態における制御方法はＶ／ｆ一定制御と呼ばれる誘導電動機２の制御方法であり、誘導電動機２の一次角周波数ω_１と一次電圧ｖ_１との比率を一定に保って誘導電動機２の回転速度を広範囲にわたり効率よく制御する方法である。

まず、周波数設定器３により設定された一次角周波数指令ω_１ ^＊は、Ｖ／ｆ変換器８に入力され、一次角周波数指令ω_１ ^＊に対応する一次電圧指令（出力電圧指令）が出力される。ここで、ｄ軸電圧指令ｖ_１ｄ ^＊は、誘導電動機２が発生するトルクには直接影響しないものとして、０とする。従って、Ｖ／ｆ変換器８からは、一次角周波数指令ω_１ ^＊に対応するｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊が一次電圧指令として出力される。以下、必要に応じてｑ軸電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊、ｑ軸電圧ｖ_１ｑを一次電圧ｖ_１ｑ、ｑ軸電流ｉ_ｑを一次電流ｉ_ｑともいうものとする。

インバータ１の出力電圧歪の補償については後述することとして、一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊は座標変換器５に入力され、積分器４からの位相基準信号θ_１ ^＊を用いた座標変換により正弦波の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が生成される。これらの電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をインバータ１の内部で搬送波信号と比較して得たＰＷＭ信号に従い、インバータ１のスイッチング素子をオンオフ動作させることにより、インバータ１の出力電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが制御されて電動機２に供給されることになる。

一方、インバータ１のデッドタイムによる出力電圧歪は、回転磁界座標系において外乱推定オブザーバ９により推定した外乱電圧により補償される。
ここで、数式１により与えられる回転磁界座標系で表現された誘導電動機の電圧方程式より、誘導電動機１の一次電流ｉ_１ｑと一次電圧ｖ_１ｑとの関係を求めると、数式２となる。

これらの数式において、
φ_２ｄ，φ_２ｑ：ｄ軸電動機磁束及びｑ軸電動機磁束，
ｖ_１ｄ，ｉ_１ｄ：誘導電動機の一次側のｄ軸電圧及びｄ軸電流，
ｖ_１ｑ，ｉ_１ｑ：誘導電動機の一次側のｑ軸電圧及びｑ軸電流，
ω_１：一次角周波数，
ω_ｍ：回転角周波数（電気角速度），
Ｒ_１：一次抵抗値，
Ｒ_２：二次抵抗値，
Ｌ_σ：漏れインダクタンス，
Ｌ_ｍ：励磁インダクタンス，
ｐ：微分演算子
である。

数式２において、右辺第２項はｄ軸による干渉成分、第４項は逆起電力成分となる。なお、右辺第３項は、低速において影響が無いためゼロとして考える。
インバータ１のデッドタイムによる誤差電圧及び上記干渉成分や逆起電力成分の和を外乱電圧ｖ_ｄｉｓと定義すると、数式２から数式３を得ることができる。

ここで、従来技術と同様に構成された外乱オブザーバにより、外乱電圧ｖ_ｄｉｓを推定することを考える。すなわち、数式３に示した一次電流ｉ_１ｑと一次電圧ｖ_１ｑとの関係に基づき、誘導電動機２に印加されているインバータ１の出力電圧（＝(Ｒ_１＋Ｒ_２＋ｐＬ_σ) ｉ_１ｑ）を一次電流ｉ_１ｑから推定する。
そして、次の数式４に示すように、推定した出力電圧（＝(Ｒ_１＋Ｒ_２＋ｐＬ_σ) ｉ_１ｑ）と一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊との差分をとり、時定数Ｔのローパスフィルタを通してゲインＫを乗じ、外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓとして出力する。なお、数式４において、記号「＾」を付した値は何れも推定値である。

前述したように、外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓには、デッドタイムによる誤差電圧の他に誘導電動機２の逆起電力成分やｄ軸による干渉成分が含まれており、これらを含んだ外乱電圧推定値＾ｖ_ｄｉｓが加算器１１によって一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊に加算されることになる。よって、逆起電力推定器１０により、数式２における右辺第２項の干渉成分と第４項の逆起電力成分とを演算し、両者の和を逆起電力相当量ｖ_ｃｍｐとして加算器１２において前記加算器１１の出力に加えることにより、干渉成分と逆起電力成分とを補償する。このように、逆起電力推定器１０は逆起電力成分だけでなく干渉成分の補償作用も持っている。

なお、逆起電力推定器１０における逆起電力相当量ｖ_ｃｍｐの演算に当たり、数式２をそのまま用いると回転角周波数ω_ｍを直接検出する必要があって回路構成が複雑になるため、定常状態ではω_ｍ≒ω_１であることを利用してω_ｍをω_１で代用し、φ_２ｄ＝Ｌ_ｍｉ_１ｄと置き換えて計算することが望ましい。
これにより、数式２の右辺第２項と第４項との和（ω_１Ｌ_σｉ_１ｄ＋ω_ｍφ_２ｄ）である逆起電力相当量ｖ_ｃｍｐは、
ｖ_ｃｍｐ＝ω_１Ｌ_σｉ_１ｄ＋ω_ｍφ_２ｄ＝ω_１Ｌ_σｉ_１ｄ＋ω_１Ｌ_ｍｉ_１ｄ＝ω_１ｉ_１ｄ（Ｌ_σ＋Ｌ_ｍ）
となり、漏れインダクタンスＬ_σを無視すれば、数式５が得られる。

前述した逆起電力推定器１０は数式５の演算を実行するものである。
上記のようにして推定した外乱電圧＾ｖ_ｄｉｓ及び逆起電力相当量ｖ_ｃｍｐは、加算器１１，１２により一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊にそれぞれ加えられるので、結果的には、外乱電圧から逆起電力相当量を除いたデッドタイムによる誤差電圧のみを電圧歪成分として推定し、一次電圧指令ｖ_１ｑ ^＊を補償するシステムを構成することができる。これにより、インバータ１の出力電圧歪を常に最小化することができる。
その結果として、誘導電動機２のトルクリプルの発生を防止すると共に、交流電源の高調波を低減して制御精度を高めることもできる。

なお、本実施形態ではインバータにより誘導電動機を駆動する場合を対象としたが、本発明は、同期電動機等の他の電動機の駆動システムにも適用可能である。また、本実施形態ではインバータの制御方法としてＶ／ｆ一定制御を示したが、ベクトル制御等の他の制御方法にも適用可能である。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 従来技術を示すブロック図である。

符号の説明

１：電圧形ＰＷＭインバータ
２：誘導電動機
３：周波数設定器
４：積分回路
５，７：座標変換器
６：電流検出器
８：Ｖ／ｆ変換器
９：外乱推定オブザーバ
１０：逆起電力推定器
１１，１２：加算器

Claims (3)

1. 半導体スイッチング素子のオンオフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力して電動機を駆動する電圧形インバータの制御装置であって、
   インバータの出力電圧指令及び出力電流を用いてインバータの出力電圧歪成分を逐次推定する電圧歪成分推定手段と、インバータの出力電圧を前記出力電圧歪成分により補償する補償手段と、を備えた電圧形インバータの制御装置において、
   前記電圧歪成分推定手段は、
   インバータの出力電流から出力電圧を推定し、この出力電圧と出力電圧指令とを用いて、インバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差と、前記電動機の逆起電力成分及び回転磁界座標系のｄ軸による干渉成分からなる逆起電力相当分と、を含む外乱電圧を推定する第１の推定手段と、
   インバータの周波数指令と出力電流とから前記逆起電力相当分を推定する第２の推定手段とを有し、
   前記補償手段は、
   第１の推定手段により推定した前記外乱電圧と、第２の推定手段により推定した前記逆起電力相当分とを用いて前記出力電圧指令を補正することを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
2. 請求項１に記載した電圧形インバータの制御装置において、
   前記電動機の回転速度をＶ／ｆ一定制御により制御することを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
3. 半導体スイッチング素子のオンオフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力して電動機を駆動する電圧形インバータの制御装置であって、
   インバータの周波数指令から出力電圧指令を生成するＶ／ｆ変換手段と、
   前記出力電圧指令とインバータの出力電流とを用いて、インバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差と、前記電動機の逆起電力成分及び回転磁界座標系のｄ軸による干渉成分からなる逆起電力相当分と、を含む外乱電圧を推定する外乱推定オブザーバと、
   前記周波数指令と出力電流とから前記電動機の逆起電力相当分を推定する逆起電力推定手段と、
   前記外乱推定オブザーバにより推定した外乱電圧と前記逆起電力推定手段により推定した逆起電力相当分とを用いて前記出力電圧指令を補正する手段と、
   を備えたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
   

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