JP4930218B2 - 電圧形インバータの制御装置 - Google Patents
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しかし、このデッドタイムに起因して、電圧形インバータの出力電圧は出力電圧指令に対して誤差を持つことになり、これによる出力電圧の歪が電動機駆動時のトルクリプルの原因となっている。
以下、この従来技術を、図8を参照しつつ説明する。
前記インバータ101において、破線で示したブロック101aは、前述したデッドタイムによる出力電圧歪Δvが、電流検出手段110により検出された出力電流iの極性に応じて発生することをモデル化したものである。
これらの補償量調節手段108及び補償手段105では、電圧歪成分の波形に基づいて、積分やその積分値の差演算等を行って過補償または不足補償を判別し、その判別結果に応じて補償量を決定するという複雑な処理を行っており、これらが回路構成の複雑化や演算負荷の増大を招いていた。
図9は、この先願発明の構成を示すブロック図であり、1は所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力する電圧形PWMインバータ、2はインバータ1の各相の出力端子に接続された誘導電動機、3は誘導電動機2に対する一次角周波数指令ω1 *を設定する周波数設定器、4は一次角周波数指令ω1 *を積分して位相基準信号θ1 *を出力する積分手段、5は回転磁界座標系のd軸電圧指令値v1d *及びq軸電圧指令値v1q *を位相基準信号θ1 *に基づいて固定子座標系の各相電圧指令値vu *,vv *,vw *に変換する座標変換手段である。
まず、周波数設定手段3により設定された一次角周波数指令ω1 *は、V/f変換手段8に入力され、一次角周波数指令ω1 *に対応する一次電圧指令値(出力電圧指令値)が出力される。ここで、電圧指令値のd軸成分は誘導電動機2が発生するトルクには直接影響しないため、V/f変換手段8からは、一次角周波数指令ω1 *に対応するq軸電圧指令値v1q *が一次電圧指令値として出力される。
以下、q軸電圧指令値v1q *を一次電圧指令値v1q *、q軸電圧v1qを一次電圧v1q、q軸電流iqを一次電流iqともいう。
ここで、数式1により与えられる回転磁界座標系で表現された誘導電動機の電圧方程式より、誘導電動機2の一次電流i1qと一次電圧v1qとの関係を求めると、数式2となる。
インバータ1のデッドタイムによる誤差電圧及び上記d軸干渉成分や逆起電力成分の和を外乱電圧vdisと定義すると、数式2から数式3を得ることができる。
そして、高速外乱推定オブザーバ9では、次の数式4に示す如く、推定した出力電圧(=(R1+R2+pLσ)i1q)と一次電圧指令値v1q *との差分をとり、時定数T1のローパスフィルタを通してゲインKを乗じ、外乱電圧推定値^vdisとして出力する。なお、数式4において、記号「^」を付した値は何れも推定値である。
よって、低速外乱推定オブザーバ10により、数式2における右辺第4項の逆起電力成分vemfを演算すると共に、d軸干渉成分演算手段11により右辺第2項のd軸干渉成分vcmp(=ω1Lσi1d)を演算し、これらを減算手段13,14に図示の符号で入力することにより高速外乱推定オブザーバ9の出力である外乱電圧推定値^vdisを補償して補償電圧vcを生成する。
また、第1の先願発明は単純なV/f一定制御を対象としており、ベクトル制御や、電流指令値から前向きに電圧指令値を演算してトルクを制御するような方式に適用することは困難である。
図10は第2の先願発明の構成を示すブロック図である。この先願発明では、d軸電流指令値id *及びq軸電流指令値iq *から、数式9に示す誘導電動機2の電圧方程式に従ってd軸電圧指令値vd0 *及びq軸電圧指令値vq0 *が演算される。ここで、d軸電圧指令値vd0 *及びq軸電圧指令値vq0 *を、便宜的に第2の出力電圧指令値という。
なお、この数式9は、d軸,q軸電流指令値id *,iq *を用いてd軸,q軸電圧指令値vd0 *,vq0 *を演算する以外は、前述した数式1と同様である。
図10では、一例として、数式9におけるφ2q=0とした構成を示している。また、図10における干渉項とは±ω1Lσによる成分、逆起電力とはωmφ2dによる成分であり、21〜27は加減算手段である。
更に、加減算手段26,27の出力に、後述する電圧歪み推定手段20により演算された電圧補正値Δvd,Δvqをそれぞれ加えて補正を行い、d軸電圧指令値vd *及びq軸電圧指令値vq *を求める。なお、電圧指令値vd *,vq *は、図9における電圧指令値v1d *,v1q *と実質的に同じものである。
これらの電流検出値id,iqを電圧歪み推定手段20に入力し、推定手段20ではインバータ1の出力電圧を推定すると共に、その電圧推定値と電圧指令値とから電圧歪み成分を推定し、更に電圧補正値Δvd,Δvqを演算する。
この電圧歪み推定手段20では、まず、回転座標上のd軸,q軸電流検出値id,iqから出力電圧推定値^vd,^vqを数式10により計算する。数式10において、τ2は電動機二次時定数(=R2/Lm)である。
d軸,q軸のそれぞれにつき数式11と数式10との差分をとって電圧歪み成分推定値^vdrip,^vqripとすると、これらは数式12によって表される。
これは、数式12における抵抗値やインダクタンス値を変化しない定数とみなせば、電流指令値と電流検出値との偏差に定数(ゲイン)と一次遅れフィルタを介する電流制御を行っているとみなせるからである。
更に、図10に示した如く電流調節手段30が存在する場合には、電圧歪み推定手段20、加減算手段23,25等からなる出力電圧指令値補正手段の周波数特性と電流調節手段30の周波数特性とが接近すると互いに干渉し、電圧歪み成分に対する所望の低減効果が得られない恐れがある。
前記インバータの出力電流検出値から前記インバータの出力電圧を推定する手段と、
前記電圧補正値により補正した出力電圧指令値から基準電圧指令値を演算する手段と、
前記基準電圧指令値と前記インバータの出力電圧推定値との差から電圧歪み成分を推定する手段と、
この電圧歪み成分推定値から前記電圧補正値を求める手段と、を備えたものである。
また、請求項3に係る発明は、請求項1において、前記電圧補正値により補正した出力電圧指令値を前記基準電圧指令値とし、負荷の抵抗値,インダクタンス値,逆起電力成分及びリアクタンスによる電圧降下成分を用いて前記出力電圧推定値を演算するものである。
上記構成により、本発明によれば、図10の先願発明のように、出力電圧の歪み成分を推定して電圧補正値を求めるに当たってゲインの最適設計を不要とし、また、電流調節手段との干渉を生じずに出力電圧の歪み成分を補償し、電動機を負荷とした場合のトルクリプルや回転むらを改善して高効率かつ高精度な制御装置を提供することができる。
また、請求項4に係る発明によれば、電流調節手段を有する制御装置においても、同様に干渉せずに電圧歪み成分を低減させることが可能である。
まず、本発明の特徴は、図10の先願発明では電圧歪み成分の推定に用いる基準電圧指令値vdn *,vqn *を電流指令値id *,iq *から演算していたのに対し、本発明では、電圧歪み推定手段から出力される電圧補正値Δvd,Δvqにより元の出力電圧指令値vd *,vq *を補正して基準電圧指令値vdn *,vqn *を求め、これに基づいて出力電圧の歪み成分を推定する点である。
図1において、d軸電圧指令値vd0 *及びq軸電圧指令値vq0 *は、前述した数式9により、d軸電流指令値id *及びq軸電流指令値iq *を用いて演算される。
図1では、一例として数式9におけるφ2q=0とした構成を示しており、制御を簡単化するために、このように数式9を簡略化した場合でも本発明は適用可能である。
これらの電圧指令値vd *,vq *を座標変換手段5により静止座標系に変換し、角周波数ω1に応じた出力電圧指令値を求める。以降は、電圧形PWMインバータ1内のPWM発生手段により、インバータ1のパルスパターンを計算し、そのパターンに応じて半導体スイッチング素子をオン・オフすることにより、所望の出力電圧を誘導電動機2に供給する。
これらの電流検出値id,iqを電圧歪み推定手段40に入力し、推定手段40ではインバータ1の出力電圧を推定すると共に、その電圧推定値と電圧指令値及び電流指令値から電圧歪み成分を推定して電圧補正値Δvd,Δvqを演算する。
図2は電圧歪み推定手段40の構成図であり、41,42,44〜46は加減算手段、43,47はローパスフィルタ、48は演算ブロックである。演算ブロック48は、前述した数式10により、回転座標上の電流検出値id,iqから出力電圧推定値^vd,^vqを演算する。
一方、電圧歪み成分から求めた電圧補正値をΔvd,Δvqとすると、図1の構成により、出力電圧指令値vd *,vq *は数式14によって表される。
図2における加減算手段42,46は、この数式16を演算するためのものである。
なお、本発明をソフトウェアにて構成する場合には、演算周期毎に数式17により電圧補正値Δvd,Δvqを演算し、1演算周期後に数式14により出力電圧指令値vd *,vq *を補正する構成となる。このような場合には、ローパスフィルタが存在しないと代数ループとなり安定性が損なわれるため、ローパスフィルタ43,47は必須である。
ここで、上記の説明では、リアクタンスによる電圧降下成分(ω1Lσに関わる項)を求めるためにd軸電流指令値id *及びq軸電流指令値iq *を用いているが、d軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqを用いても良い。
図2においては、出力電圧指令値vd *,vq *に負荷のリアクタンスによる電圧降下成分及び逆起電力成分を加減算して基準電圧指令値vdn *,vqn *を求めているが、数式18に示すように、出力電圧指令値vd *,vq *を基準電圧指令値vdn *,vqn *とし、また、数式19に示すように、前記数式10による演算結果に負荷のリアクタンスによる電圧降下成分及び逆起電力成分を加減算して出力電圧推定値^vd,^vqを求め、これらの数式18,19を用いて前記数式16により電圧歪み成分推定値^vdrip,^vqripを求めても良い。
なお、数式19では、リアクタンスによる電圧降下成分(ω1Lσに関わる項)の演算にd軸電流検出値id及びq軸電流検出値iqを用いているが、d軸電流指令値id *及びq軸電流指令値iq *を用いても良い。
本実施形態は、電流調節手段を備えた制御装置に関するもので、図1の実施形態に対して電流調節手段60及び加減算手段51〜54が付加されている。なお、図4における電圧歪み推定手段40の構成は、第1実施形態と同様に、図2または図3の何れでも良い。
以下に、この第2実施形態により、図10で述べたような電流調節手段との干渉をなくすことができる理由を説明する。
すなわち、電流指令値id *,iq *から電流検出値id,iqまでの電流調節手段60の閉ループの内側に電圧歪み推定手段40の閉ループが存在することになり、前記ローパスフィルタ43,47の時定数τを電流調節手段60の時定数よりも短い値に設定すれば、電流調節手段60の応答遅れに対して干渉せずに補助的に補償することができる。
本実施形態における設計パラメータはローパスフィルタ43,47の時定数τのみであり、上述した如く時定数τを電流調節手段60の時定数よりも短く設定すれば、電圧歪み成分を効果的に補正することが可能である。
比較のため、図10の先願発明によるシミュレーション波形を図6に、電流調節手段のみを備えて電圧歪み推定手段を有しない場合のシミュレーション波形を図7に、それぞれ示してある。
シミュレーションの条件としては、PWM制御のスイッチング周期を100[μs]、デッドタイムを5[μs]とし、電流調節手段の時定数を1[ms]、第2実施形態における前記ローパスフィルタ43,47の時定数τを0.1[ms]とした。
一方、図5の第2実施形態では、電流調節手段の特性は図7と同様であるにも関わらず、波形は良好な正弦波であり、高調波解析でも比較的高い周波数の歪みまで良好に低減できている。従って、本実施形態によれば、電流調節手段で追従できない歪み成分を効果的に除去して良好に制御を行っていることが分かる。
また、図6の先願発明によれば、図7に比べて出力電流波形の歪み成分は減少しているが、高調波解析結果からは未だ改善の余地があることが分かる。
以上のように、本発明によれば、出力電圧歪みを効果的に低減して良好な制御が行えることが確認された。
2:誘導電動機
5,7:座標変換手段
6:電流検出手段
21〜25,41,42,44〜46,51〜54:加減算手段
40:電圧歪み推定手段
43,47:ローパスフィルタ
48,49:演算ブロック
60:電流調節手段
Claims (4)
- 半導体スイッチング素子のオン・オフにより所望の大きさ及び周波数の交流電圧を出力する電圧形インバータの制御装置であって、前記インバータの出力電流指令値から演算した出力電圧指令値を、電圧補正値により補正して前記インバータに与えるようにした制御装置において、
前記インバータの出力電流検出値から前記インバータの出力電圧を推定する手段と、
前記電圧補正値により補正した出力電圧指令値から基準電圧指令値を演算する手段と、
前記基準電圧指令値と前記インバータの出力電圧推定値との差から電圧歪み成分を推定する手段と、
この電圧歪み成分推定値から前記電圧補正値を求める手段と、
を備えたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 請求項1に記載した電圧形インバータの制御装置において、
前記電圧補正値により補正した出力電圧指令値と負荷の逆起電力成分及びリアクタンスによる電圧降下成分とを用いて前記基準電圧指令値を演算すると共に、負荷の抵抗値及びインダクタンス値を用いて前記出力電圧推定値を演算することを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 請求項1に記載した電圧形インバータの制御装置において、
前記電圧補正値により補正した出力電圧指令値を前記基準電圧指令値とし、負荷の抵抗値,インダクタンス値,逆起電力成分及びリアクタンスによる電圧降下成分を用いて前記出力電圧推定値を演算することを特徴とする電圧形インバータの制御装置。 - 請求項1〜3の何れか1項に記載した電圧形インバータの制御装置において、
前記インバータの出力電流指令値と前記電流検出値との偏差を零にするように動作する電流調節手段を備え、
前記電圧補正値による補正前の出力電圧指令値が、前記電流調節手段の出力を含むことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
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