JP4653640B2 - Ｄｃブラシレスモータのロータ角度推定方法及びｄｃブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度を、該モータの駆動電圧に高周波電圧を重畳して推定する方法及び装置に関する。

ＤＣブラシレスモータから所望の出力トルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に駆動電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、モータの駆動電圧に高周波電圧を重畳したときの相電流の変化から、ロータ角度を検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

本願発明者らも、先の出願（特願２００４−３０４４９２）において、いわゆるｄｑベクトル変換によりＤＣブラシレスモータの通電電流のフィードバック制御を所定制御サイクル単位で行う場合に、２以上の制御サイクルを含む所定周期における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、モータの駆動電圧に重畳して、隣接する制御サイクル間のモータのｄ軸電流及びｑ軸電流の一階差分を算出し、該一階差分を用いてロータ角度の推定値を算出する方法を提案している。

かかる方法においては、ｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分の算出値を用いて、ロータ角度の実際値と推定値の位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値を算出する。そして、該正弦参照値を用いてロータ角度の推定値と実際値との位相差に応じた位相差推定値を算出し、該位相差推定値を用いてロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するようにロータ角度の推定値を更新する。
特開２０００−１２５５８９号公報 特開２００２−２６２５９２号公報

本願発明者らは、上述したように、正弦参照値を用いて位相差推定値を算出した場合、ロータ角度の実際値と推定値との位相差によって、位相差推定値のレベルが極端に変動することを知見した。そして、このように位相差推定値のレベルが変動した場合、該位相差推定値に基づいてロータ角度を推定すると、ロータ角度の実際値に対する推定値の誤差が大きくなり、該推定値を用いて駆動電圧を決定したときにモータの脱調等が生じるおそれがある。

そこで、本発明は、ロータ角度の推定値と実際値との位相差に応じた位相差推定値のレベルの変動を抑制して、ロータ角度を精度良く推定することができるＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法、及びＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。

先ず、本発明について説明する前に、本発明の前提となる基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータ１の構成を模式的に示したものであり、突極型のロータ２を使用した場合、モータ１の３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電機子３，４，５に印加される電圧Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wと、流れる電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wとの関係は、以下の式（１３）により表される。

但し、Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_w：各相電圧、Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_w：各相電流、ｒ：相抵抗、Ｋe：誘起電圧定数、ｌ：電機子の自己インダクタンス、ｍ：電機子の相互インダクタンス、θ：ロータ角度、ω_re：角速度。

モータ１の回転数がほぼゼロで、誘起電圧やロータ角度の変化による影響が少なく、相抵抗による電圧も無視できるほど小さい場合、上記式（１３）は以下の式（１４）で近似される。

また、上記式（１４）を相間電流及び相間電圧による式に変形すると以下の式（１５），式（１６）が得られる。

次に、モータ１を、界磁の磁束方向であるｑ軸上のｑ軸電機子とｑ軸と直交するｄ軸上のｄ軸電機子とを有する等価回路に変換するいわゆるｄｑ変換モデルを用いた場合、ロータ角度の推定値θ^を用いて変換した、ｄ軸電圧Ｖ_d^及びｑ軸電圧Ｖ_q^とｄ軸電流Ｉ_d^及びｑ軸電流Ｉ_q^との関係は、電気角速度がほぼセロでｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗による電圧効果も無視できるレベルである場合、以下の式（１７）で表される。

但し、Ｉ_d^：ｄ軸電流、Ｉ_q^：ｑ軸電流、Ｖ_d^：ｄ軸電圧、Ｖ_q^：ｑ軸電圧、Ｌ_d：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子のインダクタンス、θ_e：ロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差。

以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段とを備え、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行うモータ制御装置において、前記モータのロータ角度を推定する方法の改良に関する。

そして、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差参照値を算出すると共に、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する第２の工程と、前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する第３の工程と、前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とする。

かかる発明において、前記通電制御が実行されたときのｄ軸電機子とｑ軸電機子のインダクタンスは、詳細は後述するが、ロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて変化する。そして、上記式（１７）に示したように、ｄ軸電流Ｉ_d^とｑ軸電流Ｉ_q^は、ｄ軸電機子のインダクタンスＬ_dとｑ軸電機子のインダクタンスＬ_qに依存する。そのため、前記第２の工程において、前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて算出される前記正弦参照値及び前記余弦参照値と、該正弦参照値及び該余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて算出される前記位相差参照値は、ｄ軸電機子とｑ軸電機子のインダクタンスに応じて変化する。

そこで、前記第２の工程において前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じた前記インダクタンス参照値を算出し、前記第３の工程において、前記位相差参照値を該インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する前記正規化処理を行うことで、前記モータのインダクタンスの変化の影響を抑制して、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する前記位相差推定値を算出することができる。そして、前記第４の工程において、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度の推定値を更新することにより、前記モータのロータ角度を精度良く推定することができる。

また、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。

そして、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、前記高周波が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差参照値を算出すると共に、前記高周波が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する参照値算出手段と、前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段とを備え、前記ロータ角度推定手段は、前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする。

かかる本発明において、前記通電制御が実行されたときのｄ軸電機子とｑ軸電機子のインダクタンスは、詳細は後述するが、ロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて変化する。そして、上記式（１７）に示したように、ｄ軸電流Ｉ_d ^{^}とｑ軸電流Ｉ_q ^{^}は、ｄ軸電機子のインダクタンスＬ_dとｑ軸電機子のインダクタンスＬ_qに依存する。そのため、前記参照値算出手段により、前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づく前記正弦参照値及び前記余弦参照値のうちの少なくとのいずれか一方を用いて算出される前記位相差参照値は、ｄ軸電機子とｑ軸電機子のインダクタンスに応じて変化する。

そこで、前記参照値算出手段により、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じた前記インダクタンス参照値を算出し、前記位相差推定値算出手段により、前記位相差参照値を該インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する前記正規化処理を行うことで、前記モータのインダクタンスの変化の影響を抑制して、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する前記位相差推定値を算出することができる。そして、前記ロータ角度推定手段により、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度を更新することによって、前記モータのロータ角度を精度良く推定することができる。

また、前記高周波重畳手段は、前記高周波電圧として、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号をｄ軸電圧及びｑ軸電圧に重畳し、前記参照値算出手段は、前記所定期間におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分に対応したｄ軸電流の一階差分とｑ軸電流の一階差分を、ロータ角度の推定値を用いて算出し、該ｄ軸電流の一階差分と該ｑ軸電流の一階差分とを用いて、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記参照値算出手段は、前記高周波重畳手段により、前記所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号が前記ｄ軸電圧及び前記ｑ軸電圧に重畳されたときに、前記所定期間中における前記ｄ軸電圧及び前記ｑ軸電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間の前記モータの相電流の１階差分に対応したｄ軸電流の１階差分及びｑ軸電流の１階差分を算出する。そして、前記参照値算出手段により、該ｄ軸電流の１階差分及びｑ軸電流の１階差分を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差の２倍角に応じた前記正弦参照値及び前記余弦参照値と、前記インダクタンス参照値とを算出することで、前記電流検出手段による相電流の検出誤差の影響を低減して、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値を算出することができる。

また、前記参照値算出手段は、以下の式（１８）〜（２４）により、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする。

但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間のｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分、ｉ：正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値の算出周期の番号。

但し、Ｌ_d：ｄ軸電機子の平均インダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子の平均インダクタンス。

但し、j=1,2,…,n、dＩ_d(i+j)：ｄ軸電流の１階差分、dＩ_q(i+j)：ｑ軸電流の１階差分。

但し、Ｖh_d(i+j)：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸電機子への出力電圧、Ｖh_q(i+j)：前記周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸電機子への出力電圧。

ここで、上記式（１７）を離散時間系で表すと、以下の式（２３）のようになる。

但し、Ｖfb_d：ｉ番目の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖfb_q：ｉ番目の制御サイクルにおけるｑ軸電圧、Ｖh_d(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記周期信号のｄ軸電圧への重畳電圧、Ｖh_q(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記周期信号のｑ軸電圧への重畳電圧、ΔＴ：制御サイクルの時間。

また、前記周期信号は、以下の式(２４)を満たすｎ個の制御サイクルを１周期とする信号である。

ここで、ｄ軸電圧Ｖfb_d(i)とｑ軸電圧Ｖfb_q(i)がゼロの場合を考えると、上記式（２３）は以下の式（２５）の形になる。

そこで、c_dq(i)を以下の式（２６）のようにおくと、上記式（２５）から、以下の式（２７）、式（２８）の関係が成り立つ。

ここで、前記所定期間におけるｄ軸電圧，ｑ軸電圧が一定値Ｖfb_dqとすると、以下の式（２９）のようになる。

そのため、前記式（２８）の右辺の第１項はゼロとなり、以下の式（３０）が得られる。

したがって、前記参照値算出手段は、上記式（１８）により、正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出することができ、前記位相差推定値算出手段は、該正弦参照値Ｖs_dq及び該余弦参照値Ｖc_dqのうちの少なくともいずれか一方と該インダクタンス参照値Ｌ0とを用いて、前記位相差推定値を算出することができる。

また、前記位相差推定値算出手段は、以下の式（３１）により、前記位相差推定値を算出することを特徴とする。

但し、θ_E1：位相差推定値、Ｖs_dq：正弦参照値（＝位相差参照値）、Ｌ0：インダクタンス参照値。

かかる本発明によれば、前記モータのロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差が小さいとき（θ−θ^≒０）は、上記式（３１）により、前記正弦参照値Ｖs_dqを前記位相差参照値として前記インダクタンス参照値Ｌ0で除することによって、前記位相差推定値を算出することができる。

また、前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ角度推定手段により、前記位相差推定値を用いて構成されたオブザーバによって前記モータのロータ角度の推定値を順次更新し、前記通電制御手段により、該ロータ角度の推定値に基づいて前記モータの通電制御を行うことができる。

また、前記位相差推定値に前記ｄ軸指令電流に比例したオフセット値を加えて、前記位相差推定値を補正する位相差推定値補正手段を備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記位相差推定値に前記オフセット値を加える補正を行うことによって、ロータ角度の推定精度を高めることができると共に、正負により相違する前記位相差推定値の絶対値のレベルの差を縮小して、前記位相差推定値を算出できる範囲を広げることができる。

また、本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流と目標電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に、該モータのロータ角度の推定値を用いて該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行うモータ制御装置において、該モータのロータ角度を推定する方法の改良に関する。

そして、前記記駆動電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出すると共に、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する第２の工程と、前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する第３の工程と、前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とする。

かかる本発明において、前記通電制御が実行されたときの前記モータのインダクタンスは、詳細は後述するが、ロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて変化する。そして、上記式（１５）に示したように、相電流Ｉ_u，Ｉ_wは、モータのインダクタンスｌ，ｍに依存する。そのため、前記第２の工程において、前記モータの相電流の変化に基づく前記正弦参照値及び前記余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて算出される前記位相差参照値は、前記モータのインダクタンスに応じて変化する。

そこで、前記第２の工程において前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じた前記インダクタンス参照値を算出し、前記第３の工程において、前記位相差参照値を該インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する前記正規化処理を行うことで、前記モータのインダクタンスの変化の影響を抑制して、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する前記位相差推定値を算出することができる。そして、前記第４の工程において、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度の推定値を更新することにより、前記モータのロータ角度を精度良く推定することができる。

また、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、該電流検出手段により検出される相電流と該モータのロータ角度の推定値とに基づいて、所定の目標電流と相電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。

そして、前記駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、前記前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差参照値を算出すると共に、前記高周波が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する参照値算出手段と、前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段とを備え、前記ロータ角度推定手段は、前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする。

かかる本発明において、前記通電制御が実行されたときの前記モータのインダクタンスは、詳細は後述するが、ロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて変化する。そして、上記式（１５）に示したように、相電流Ｉ_u，Ｉ_wは、モータのインダクタンスｌ，ｍに依存する。そのため、前記参照値算出手段により、前記モータの相電流の変化に基づく前記正弦参照値及び前記余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて算出される前記位相差参照値は、モータのインダクタンスに応じて変化する。

そこで、前記参照値算出手段により、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じた前記インダクタンス参照値を算出し、前記位相差推定値算出手段により、前記位相差参照値を該インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する前記正規化処理を行うことで、前記モータのインダクタンスの変化の影響を抑制して、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する前記位相差推定値を算出することができる。そして、前記ロータ角度推定手段により、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度を更新することによって、前記モータのロータ角度を精度良く推定することができる。

また、前記高周波重畳手段は、前記高周波電圧として、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を前記駆動電圧に重畳し、前記参照値算出手段は、前記所定期間における前記駆動電圧を一定として、隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分を算出し、該一階差分を用いて前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記参照値算出手段は、前記高周波重畳手段により、前記所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号が前記駆動電圧に重畳されたときに、前記所定期間中における前記駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間の前記モータの相電流の１階差分を算出する。そして、前記参照値算出手段により、該相電流の１階差分を用いて、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた前記正弦参照値及び前記余弦参照値と、前記インダクタンス参照値とを算出することで、前記電流検出手段による相電流の検出誤差の影響を低減して、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値を算出することができる。

また、前記参照値算出手段は、以下の式（３２）〜（３６）により、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする。

但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌ_lm：インダクタンス参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの各相間の相互インダクタンスの平均値、dＩ(i+1)〜dＩ(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間の相電流の１階差分、ｉ：正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値の算出周期の番号。

但し、θ：モータのロータ角度。

但し、ｊ=1,2,…,n、dＩ_u(i+j)：Ｕ相の相電流の１階差分、dＩ_w(i+j)：Ｗ相の相電流の１階差分。

但し、Ｖh_uv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＵ相とＶ相の相間電圧、Ｖh_wv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＷ相とＶ相の相間電圧。

ここで、上記式（１５）を離散時間系で表すと、以下の式（３７）のようになる。

但し、Ｖfb_u(i)，Ｖfb_v(i)，Ｖfb_w(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記駆動電圧、Ｖh_u(i)，Ｖh_v(i)，Ｖh_w(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記周期信号の出力電圧、ΔＴ：制御サイクルの時間。

また、前記周期信号は、以下の式(３８)を満たすｎ個の制御サイクルを１周期とする信号である。

ここで、Ｖfbがゼロの場合を考えると、上記式（３７）は、以下の式（３９）の形になる。

そこで、ｃ(i)を以下の式（４０）のようにおくと、上記式（３９）から、以下の式（４１）、式（４２）の関係が成り立つ。

ここで、前記所定期間における駆動電圧が一定値Ｖfbであるとすると、以下の式（４３）のようになる。

そのため、上記式（４２）の右辺の第１項は０となり、以下の式（４４）が得られる。

したがって、上記式（３２）により、正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌ_lmを算出することができ、前記位相差推定値算出手段は、該正弦参照値Ｖs及び該余弦参照Ｖcのうちの少なくともいずれか一方を用いて前記位相差参照値を算出し、該位相差参照値と該インダクタンス参照値Ｌ_lmを用いて、前記位相差推定値を算出することができる。

また、前記位相差推定値算出手段は、以下の式（４５）により、前記位相差推定値を算出することを特徴とする。

但し、θ_E2：位相差推定値、θ_e：ロータ角度の実際値と推定値との位相差、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｖs・cos2θ^−Ｖc・sin2θ^：位相差参照値、θ^{^}：ロータ角度の推定値、Ｌ_lm：インダクタンス参照値。

かかる本発明によれば、前記モータのロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差が小さいとき（θ−θ^≒０）は、上記式（４５）により、Ｖs・cos2θ^−Ｖc・sin2θ^を位相差参照値として前記インダクタンス参照値Ｌ_lmで除することによって、前記位相差推定値を算出することができる。

また、前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ角度推定手段により、前記位相差推定値を用いて構成されたオブザーバによって前記モータのロータ角度の推定値を順次更新し、前記通電制御手段により、該ロータ角度の推定値に基づいて前記モータの通電制御を行うことができる。

また、前記位相差推定値に前記目標電流に比例したオフセット値を加えて、前記位相差推定値を補正する位相差推定値補正手段を備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記位相差推定値に前記オフセット値を加える補正を行うことによって、ロータ角度の推定精度を高めることができると共に、正負により相違する前記位相差推定値のレベルの差を縮小して、前記位相差推定値を算出できる範囲を広げることができる。

本発明の実施の形態について、図１〜図１３を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図、図３は図２に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図、図４は図２に示したモータ制御装置におけるロータ角度の推定処理のフローチャート、図５は図４のフローチャートに対応したタイミングチャート、図６はロータ磁極の飽和の有無による正弦参照値の相違を示した比較グラフ、図７は正弦参照値及び余弦参照値により正弦参照値の正規化を図った場合の比較グラフ、図８はロータ磁極の飽和の有無によるインダクタンス参照値の相違を示した比較グラフ、図９はロータ角度の実際値と推定値の位相差によるモータのインダクタンスの変化の説明図、図１０はインダクタンス参照値により正弦参照値を正規化した場合の比較グラフ、図１１は位相差推定値にオフセット値を加える補正を行った場合の効果を説明したグラフ、図１２は第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図、図１３は第２の実施の形態におけるロータ角度の推定処理のフローチャートである。

［第１の実施の形態］先ず、図１〜図１１を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。図２に示したＤＣブラシレスモータの制御装置４０（以下、単に制御装置４０という）は、図１に示したＤＣブラシレスモータ１（以下、単にモータ１という）の３相（Ｕ、Ｖ，Ｗ）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。

そして、制御装置４０は、外部から与えられるｄ軸指令電流Ｉd_cとｑ軸指令電流Ｉq_cとに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。

制御装置４０は、ｄ軸電機子への印加電圧Ｖfb_d（以下、ｄ軸電圧Ｖfb_dという）とｑ軸電機子への印加電圧Ｖfb_q（以下、ｑ軸電圧Ｖfb_qという）に、ロータ角度推定用の周期信号Ｖh_dとＶh_q（本発明の高周波電圧に相当する）を重畳する周期信号重畳部５１（本発明の高周波電圧重畳手段に相当する）、ｄ軸電圧Ｖfb_dとｑ軸電圧Ｖfb_q（周期信号Ｖh_dとＶh_qが重畳されているときは、Ｖfb_d＋Ｖh_dとＶfb_q＋Ｖh_q）を、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換するｄｑ／３相変換部２０、及びＶfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに応じた電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwがモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子に印加されるように、複数のスイッチング素子をブリッジ接続して構成されたインバータ回路からなるパワードライブユニット２２を備えている。

さらに、制御装置４０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉ_uとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉ_wとに応じてｄ軸電流Ｉ_dとｑ軸電流Ｉ_qとを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明のｄｑ電流算出手段に相当する）、モータ１のロータ角度θの推定値θ^{^}を算出する角度推定部５０（本発明のロータ角度推定手段、参照値算出手段、及び位相差推定値算出手段の機能を含む）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。

そして、制御装置４０は、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉ_dを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分αを加算して、以下の式（４６）によりｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉ_dの偏差に応じたｄ軸電圧Ｖfb_dを生成する。

但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン、α：非干渉成分。

また、制御装置４０は、同様にして、ｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉ_qを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分βを加算して、以下の式（４７）によりｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉ_qとの偏差に応じたｑ軸電圧Ｖfb_qを生成する。

但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン、β：非干渉成分。

そして、制御装置４０は、ｄ軸電圧Ｖfb_dとｑ軸電圧Ｖfb_qとをｄｑ／３相変換部２０に入力する。ｄｑ／３相変換部２０は、以下の式（４８）により、３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wを算出してパワードライブユニット２２に出力する。

これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉ_dとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉ_qとの偏差を小さくする３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wがモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。

なお、このように、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸電流Ｉ_dとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸電流Ｉ_qとの偏差を小さくするように、３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wを決定してモータ１の相電流を制御する構成が、本発明の通電制御手段に相当する。

ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸駆圧Ｖfb_dとｑ軸電圧Ｖfb_qを３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換する際には、モータ１のロータ角度θが必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値ＩuとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉwをｄ軸電流Ｉ_dとｑ軸電流Ｉ_qに変換する際にも、モータ１のロータ角度θが必要となる。

そして、制御装置１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器５２及び第４加算器５３において、周期信号重畳部５１によりｄ軸電圧Ｖfb_d，Ｖfb_qに周期信号Ｖh_d，Ｖh_qを重畳することによって、ロータ角度θの推定処理を実行する。

なお、本実施の形態における周期信号Ｖh_d，Ｖh_qは、図３（ａ）に示したように、制御装置１０の３制御サイクル（Ｔ₁₁，Ｔ₁₂，Ｔ₁₃）を１周期として、１周期で各相（Ｖh_d，Ｖh_q）の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定されている。また、他の出力パターンとしては、例えば図３（ｂ）に示したように、４制御サイクル（Ｔ₂₁，Ｔ₂₂，Ｔ₂₃，Ｔ₂₄）を１周期とし、１周期中の２制御サイクル（Ｔ₂₁とＴ₂₂、Ｔ₂₃とＴ₂₄）毎に出力電圧の総和がゼロとなるように設定してもよい。また、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期の長さは２制御サイクル以上であればよい。

以下、図４に示したフローチャートに従って、制御装置４０におけるモータ１のロータ角度の推定処理について説明する。制御装置４０は、カウンタ変数ptrを０とし、周期信号重畳部５１により、ｄ軸電圧Ｖfb_dに周期信号Ｖh_dを重畳すると共にｑ軸電圧Ｖfb_qに周期信号Ｖh_qを重畳して、図４のフローチャートを繰り返し実行する。

角度推定部５０は、ＳＴＥＰ３０で、Ｕ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４により検出される相電流Ｉ_u，Ｉ_wを取り込み、ＳＴＥＰ３１で前回の制御サイクルにおける相電流Ｉ_u，Ｉ_wとの１階差分dＩ_u，dＩ_wを算出する。そして、次のＳＴＥＰ２で該１階差分dＩ_u，dＩ_wを３相／ｄｑ変換したdＩ_d，dＩ_qを算出し、これを保持する。

また、次のＳＴＥＰ３３でカウンタ変数ptrが１であったときはＳＴＥＰ３４に進んでＳＴＥＰ３４〜ＳＴＥＰ３７の処理を行い、ＳＴＥＰ３３でカウンタ変数ptrが１でなかったときにはＳＴＥＰ３８に分岐する。

ここで、カウンタ変数ptrはＳＴＥＰ４３で各制御サイクル毎にインクリメントされ、ＳＴＥＰ４４でptr＝３になったときにＳＴＥＰ４５でクリア（ptr＝０）される。そのため、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期に相当する３制御サイクルが経過する毎にＳＴＥＰ３３でptr＝１となって、ＳＴＥＰ３４〜ＳＴＥＰ３７の処理が実行される。

角度推定部５０は、ＳＴＥＰ３４で、今回と前回及び前々回の制御サイクルのＳＴＥＰ３２で算出された１階差分dＩ_d，dＩ_qを用いて、正弦参照値Ｖs_dqと余弦参照値Ｖc_dqを算出する。具体的には、上記式（１８）で、ｎを周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期中に含まれる制御サイクルの個数である３に置き換えた以下の式（４９）により、角度推定部５０は正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0とを算出する。なお、角度推定部５０により、正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出する構成が、本発明の参照値算出手段に相当する。

但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+3)：ptr＝2,0,1となる制御サイクルにおいて算出されたｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分。

ここで、上記式（４９）により、ｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分を用いて正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出することによって、ｄ軸電流及びｑ軸電流の２階差分を用いる場合に比べて、Ｕ相電流センサ２３及びＷ相電流センサ２４の検出誤差の影響を低減する効果が期待できる。

そして、角度推定部５０は、ロータ角度の実際値θと、ｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６における変換に用いられたロータ角度の推定値θ^との位相差θ_eに応じた位相差推定値θ_E1を、以下の式（５０）により算出する。

但し、θ_E1：位相差推定値、Ｖs_dq：正弦参照値（本発明の位相差参照値に相当する）、Ｌ0：インダクタンス参照値、θ_e：ロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差。

そして、角度推定部５０は、以下の式（５１）のオブザーバによる追従演算によって、ロータ角度の推定値θ^を更新して算出する。

但し、θ^(n+1)：ロータ角度の推定値の更新値、ω^(n+1)：ロータの角速度の推定値の更新値、Δｔ：周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期（３制御サイクル）の時間、θ^(n)：ロータ角度の推定値の前回値、ω^(n)：ロータの角速度の推定値の前回値、θ_E1(n)：位相差推定値、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ~：演算ゲイン、offset：ｄ軸指令電流に比例したオフセット値。

そこで、角度推定部５０は、ＳＴＥＰ３５において、上記式（５０）により、上記式（５１）で必要となる位相差推定値θ_E1を算出する。続くＳＴＥＰ３６で、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるＩ_d，Ｉ_qが電流フィードバック制御用に保持される。そして、ＳＴＥＰ３７で、３相／ｄｑ変換部２６及びｄｑ／３相変換部２０において使用されるロータ角度の推定値θ^が更新される。

次のＳＴＥＰ３８でカウンタ変数ptrが０となったときに、ＳＴＥＰ３９に進み、上記式（４６）、式（４７）により、ｄ軸電圧Ｖfb_dとｑ軸電圧Ｖfb_qが算出される。また、ＳＴＥＰ４０で角度推定部５０が上記式（５１）によりロータ角度の推定値θ^を算出する。一方、ＳＴＥＰ３８でptrがゼロでなかったときにはＳＴＥＰ４１に分岐し、ＳＴＥＰ３９〜ＳＴＥＰ４０の処理は実行されない。

そのため、ｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_qとロータ角度の推定値θ^は、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期毎（３制御サイクル毎）に更新され、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期中は、ｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_qとロータ角度の推定値θ^は一定に保持される。また、上述したように、３相／ｄｑ変換部２６及びｄｑ／３相変換部で用いられるロータ角度の推定値θ^は、ptr＝１となったときにＳＴＥＰ３７で更新される。そのため、ＳＴＥＰ４０で更新されたロータ角度の推定値θ^は、次の制御サイクルからｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６で用いられる。

このように、ｄｑ変換用のロータ角度の推定値θ^の更新を遅らせているのは、ＳＴＥＰ３９においてｄ軸電圧Ｖfb_d及びＶfb_qを算出した時点におけるロータ角度の推定値θ^と、ＳＴＥＰ３２でｄ軸電流の１階差分dＩ_d及びｑ軸電流の１階差分dＩ_qを算出する時点におけるロータ角度の推定値θ^を一致させるためである。ＳＴＥＰ３９とＳＴＥＰ３２におけるロータ角度の推定値θ^を一致させることにより、差分電流dＩ_d，dＩ_q算出時のロータ角度の推定値θ^の変化による誤差を防ぐことができる。

続くＳＴＥＰ４１で、周期信号重畳部５１によりｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_qに周期信号Ｖh_d，Ｖh_qが算出され、ＳＴＥＰ４２でｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_qが、３相駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換されてパワードライブユニット２２に出力される。そして、続くＳＴＥＰ４４〜ＳＴＥＰ４６により、上述したカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われて、１制御サイクルが終了する。

なお、ＳＴＥＰ４１で、周期信号重畳部２１により周期信号Ｖh_d，Ｖh_qを重畳する処理が本発明の第１の工程に相当し、ＳＴＥＰ３４で正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出して、ＳＴＥＰ３５で位相差推定値θ_E1を算出する処理が本発明の第２の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ４０で、位相差推定値θ_E1にオフセット値を加えて補正する処理が本発明の第３の工程に相当し、補正された位相差推定値θ_E1を用いてロータ角度の推定値θ^を更新する処理が本発明の第４の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ４０で、位相差推定値θ_E1にオフセット値を加えて位相差推定値θ_E1を補正する構成が、本発明の位相差推定値補正手段に相当する。

図５は以上説明した図４のフローチャートによる処理を繰り返し実行して、ロータ角度の推定値θ^を算出した場合のタイミングチャートである。サイクル５０で処理が開始され、ptr＝１，２，０に対応した３制御サイクル（サイクル５１，５２，６０、サイクル６１，６２，７０、…）が、周期信号Ｖh_dq（Ｖh_d，Ｖh_q）の１周期であり、周期信号が、Ｖh_dq(0)（ptr＝１のとき）→Ｖh_dq(1)（ptr＝２のとき）→Ｖh_dq(2)（ptr＝０のとき）と切り替わっている。

そして、ｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_q（以下、まとめてｄｑ電圧Ｖfb_dqという）が算出される（図４のＳＴＥＰ３９の処理）のはptr＝０となる制御サイクルであるから、周期信号Ｖh_dqがＶh_dq(0)→Ｖh_dq(1)→Ｖh_dq(2)と切換わる間、ｄｑ電圧Ｖfb_dqは一定（サイクル５１，５２，５３の間はＶfb_dq(0)、サイクル６１，６２，６３の間はＶfb_dq(1)）に維持されている。

そして、ptr＝１である制御サイクル６１と制御サイクル７１で、ロータ角度の実際値と推定値との位相差θ_eに応じた位相差推定値θ_E1が算出（図４のＳＴＥＰ３５の処理）されると共に、ｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６で使用されるロータ角度の推定値θ^が更新される（図４のＳＴＥＰ３７の処理）。また、ptr＝０である制御サイクル６１と制御サイクル７１で、ｄｑ電圧Ｖfb_dqとロータ角度の推定値θ^が更新される（図４のＳＴＥＰ３９〜ＳＴＥＰ４０の処理）。このように、ｄｑ電圧Ｖfb_dqの更新とロータ角度の推定値θ^の更新の演算を同じタイミングで行なうことによって、ｄｑ電圧Ｖfb_dqを更新する際のロータ角度のずれを排除している。

また、図中ｃはｄ軸電流及びｑ軸電流の変化を示し、ｄはｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御の応答を示している。そして、周期信号Ｖh_dqの重畳によるｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御の影響は、図中Ｐ₁₂，Ｐ₁₃のタイミングで算出されるｄｑ電圧Ｖfb_dqによりキャンセルされる。

次に、図６〜図１１を参照して、上記式（５０）により位相差推定値θ_E1を算出し、上記式（５１）により該位相差推定値θ_E1にオフセット値offsetを加える補正を行って、補正後の位相推定値（θ_E1＋offset）がゼロとなるようにロータ角度の推定値θ^を更新することによる効果について説明する。

先ず、図６（ａ）は、モータ１の電機子に電流が流れていないときのモータ１のインダクタンス（一定）を用いて、ロータ角度の実際値が３０度であるときの正弦参照値Ｖs_dqを、コンピュータシミュレーションにより上記式（４９）によって算出したグラフであり、縦軸が正弦参照値Ｖs_dqに設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。この場合は、位相差θ_eに応じて正弦参照値Ｖs_dqのレベルが変化し、位相差θ_eの正側（ロータ角度の実際値が推定値よりも進んだ進角側）と負側（ロータ角度の実際値が推定値よりも遅れた遅角側）の振幅が等しくなっている。

それに対して、図６（ｂ）は、モータ１の電機子に駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wが印加された状態で、ロータ角度の実際値が３０度であるときの正弦参照値Ｖs_dqを、コンピュータシミュレーションにより上記式（４９）により算出したグラフであり、縦軸が正弦参照値Ｖs_dqに設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。

そして、この場合は、位相差θ_eの振幅が図６（ａ）の場合よりも大きくなり、また、位相差θ_eの正側（進角側）の波形が大きく歪んで振幅が負側（遅角側）よりも小さくなっている。そのため、正弦参照値Ｖs_dqを、位相差θ_eに応じた位相差推定値としてロータ角度の推定値θ^を算出することは困難である。

次に、図７（ａ）、図７（ｂ）は、以下の式（５２）により算出した位相差推定値θ_E0を、図６の場合と同様の条件でコンピュータシミュレーションにより算出した比較グラフである。

図７（ａ）は、電機子に電流が流れていないときのモータ１のインダクタンス（一定）を用いて、ロータ角度の実際値が３０度であるときの位相差推定値θ_E1を上記式（５２）により算出したグラフであり、縦軸が位相差推定値θ_E0に設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。この場合は、位相差θ_eの大きさに応じて位相差推定値θ_E1のレベルが変化し、位相差推定値θ_E1の正側（進角側）と負側（遅角側）の波形が等しくなっている。

それに対して、図７（ｂ）は、モータ１の電機子に駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wが印加された状態で、ロータ角度の実際値が３０度であるときの位相差推定値θ_E0を、上記式（５２）により算出したグラフであり、縦軸が位相差推定値θ_E0に設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。そして、この場合は、位相差推定値θ_E0の波形が位相差θ_eの正側（進角側）で歪んでおり、位相差θ_eの正側と負側で位相差推定値θ_E0の振幅が大きく異なっている。そのため、Ｖs_dq／√（Ｖs_dq ²＋Ｖc_dq ²）を、位相差θ_eに応じた位相差推定値としてロータ角度の推定値θ^を算出することは困難である。

次に、図８（ａ）、図８（ｂ）は、上記式（４９）により算出されるインダクタンス参照値Ｌ0の変化を示したものである。図８（ａ）は、電機子に電流が流れていないときのモータ１のインダクタンス（一定値）を用いて、ロータ角度の実際値が３０度であるときのインダクタンス参照値Ｌ0をコンピュータシミュレーションにより上記式（４９）によって算出したグラフであり、縦軸がインダクタンス参照値Ｌ0に設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。この場合は、位相差推定値θ_E1の正側（進角側）と負側（遅角側）におけるインダクタンス参照値Ｌ0のレベルの差が小さい。

それに対して、図８（ｂ）は、モータ１の電機子に駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wが印加された状態で、ロータ角度の実際値が３０度であるときのインダクタンス参照値Ｌ0を、コンピュータシミュレーションにより上記式（４９）によって算出したグラフであり、縦軸がインダクタンス参照値Ｌ0に設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値との位相差θ_eに設定されている。そして、この場合は、位相差θ_eの負側（遅角側）におけるインダクタンス参照値Ｌ0のレベルが、位相差θ_eの正側（進角側）におけるインダクタンス参照値Ｌ0のレベルよりも大きくなっている。

ここで、図９（ａ）〜図９（ｂ）を参照して、位相差θ_eの正負に応じてインダクタンス参照値Ｌ0のレベルが変化する状況について説明すると、図９（ａ）に示したように、位相差θ_eがゼロ（ロータ角度の実際値θ＝推定値θ^）のときは、通電制御によりロータの界磁の向きと直交する方向に電機子による磁界の向きが設定されるため、モータ１のインダクタンスは変化しない。

それに対して、図９（ｂ）に示したように、位相差θ_eが正（ロータ角度の実際値θが推定値θ^よりも進んでいる状態）のときは、電機子による磁界によってロータ２の界磁が弱められるため、モータ１のインダクタンスＬが増加する。そして、上記式（１９）により、インダクタンス参照値はモータ１のインダクタンスＬ_d，Ｌ_qの逆数の和であるため、モータ１のインダクタンスの増加によりインダクタンス参照値Ｌ0は減少する。

また、図９（ｃ）に示したように、位相差θ_eが負（ロータ角度の実際値θが推定値θ^よりも遅れている状態）のときには、電機子への通電により生じる磁界Ｍによってロータ２の界磁が強められるため、モータ１のインダクタンスＬが減少する。そして、モータ１のインダクタンスＬの減少によりインダクタンス参照値Ｌ0は増加する。

ここで、図８（ｂ）におけるインダクタンス参照値Ｌ0のレベルの変化の傾向は、図６（ｂ）に示した正弦参照値Ｖs_dqのレベルの変化の傾向に近似している。そこで、以下の式（５３）により、正弦参照値Ｖs_dqをインダクタンス参照値Ｌ0で除する正規化処理を行うことによって、位相差θ_eの正負によるレベルの変動を抑制して、位相差θ_eに応じて所定範囲内で変化する位相差推定値θ_E1を算出することができる。

図１０（ａ）は、電機子に電流が流れていないときのモータ１のインダクタンス（一定）を用いて、ロータ角度の実際値が３０度であるときの位相差推定値θ_E1を上記式（５３）により算出したグラフであり、縦軸が位相差推定値θ_E1に設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。この場合は、位相差θ_eの大きさに応じて位相差推定値θ_E1のレベルが変化し、位相差θ_eの正側（進角側）と負側（遅角側）の位相差推定値θ_E1の振幅が等しくなっている。

それに対して、図１０（ｂ）は、モータ１の電機子に駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wが印加された状態で、ロータ角度の実際値が３０度であるときの位相差推定値θ_E1を、上記式（５３）により算出したグラフであり、縦軸が位相差推定値θ_E1に設定され横軸がロータ角度の実際値と推定値の位相差θ_eに設定されている。そして、この場合、上述した図６（ｂ）及び図７（ｂ）のグラフと比較すると、位相差θ_eが正であるときの位相差推定値θ_E1の波形の歪みが抑制されている。また、位相差推定値θ_E1の振幅は図１０（ａ）とほぼ同レベルであり、良好な正規化が行われている。

しかし、図１０（ａ）のグラフと比較すると、図１０（ｂ）のグラフにおける位相差推定値θ_E1が全体的に正方向にシフトしていることがわかる。そして、モータ１のｄ軸電流が大きい程、ロータ２の界磁強め／界磁弱めの効果が大きくなる。そこで、上記式（５１）により、位相差推定値θ_E1にｄ軸指令電流に比例したオフセット値offsetを加える補正を行うことが有効である。

図１１は、図１０（ｂ）に示したグラフにおいて、オフセット値offsetを加えた場合の効果を示したものであり、上記式（５１）によって、オフセット値を加えた補正後の位相差推定値（θ_E1＋offset）をゼロに収束させるようにロータ角度の推定値を更新することで、更新されるロータ角度の推定値の収束点をＰ1からよりゼロに近いＰ2に移行させることができる。そのため、ロータ角度の推定精度を高めることができる。

また、オフセット値を加える補正を行うことで、位相差推定値θ_E1に対して位相差θ_eが一義的に定まる領域を、オフセット値を加える前の領域Ｓ1からＳ2に広げることができる。そして、これにより、位相差θ_eの正負による位相差推定値θ_E1の振幅と安定領域の範囲の差を縮小することができるため、上記式（５１）に示したように、補正後の位相差推定値（θ_E1＋offset）に対するゲインを一定とした簡易なオブザーバにより、ロータ角度の推定値θ^を更新することができる。

なお、本第１の実施の形態では上記式（４９）により正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0を算出したが、正弦参照値Ｖs_dq及び余弦参照値Ｖc_dqとインダクタンス参照値Ｌ0の算出式は、周期信号Ｖh_dqの態様に応じて決定される。

また、本第１の実施の形態では、上記式（５０）により位相差推定値θ_E1を算出したが、位相差推定値θ_E1の算出式は、位相差参照値及びインダクタンス参照値の算出態様に応じて決定される。

また、本第１の実施の形態では、上記式（５１）のオブザーバによりロータ角度の推定値θ^を更新したが、位相差推定値を用いてロータ角度の推定値θ^を更新する方法・装置であれば、本発明の適用が可能である。

［第２の実施の形態］次に、図１２及び図１３を参照して、本発明の第２の実施の形態について説明する。図１２に示したＤＣブラシレスモータの制御装置１０（以下、単に制御装置１０という）は、図２に示した制御装置４０と同様にモータ１の相電流をフィードバック制御するものであり、制御装置４０と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

制御装置１０においては、ロータ角度の推定処理の態様が制御装置４０と相違し、駆動電圧Ｖfb_u及びＶfb_wにロータ角度推定用の周期信号Ｖh_u及びＶh_w（本発明の高周波電圧に相当する）を重畳する周期信号重畳部２１（本発明の高周波電圧重畳手段に相当する）と、角度推定部２５（本発明のロータ角度推定手段、参照値算出手段、及び位相差推定値算出手段の機能を含む）を備えている。

そして、制御装置１０は、第５加算器３４と第６加算器３６において、周期信号重畳部２１により、駆動電圧Ｖfb_uに周期信号Ｖh_uを重畳し、駆動電圧Ｖfb_wに周期信号Ｖh_wを重畳することによって、ロータ角度の推定値θ^を算出する。なお、周期信号Ｖh_u，Ｖh_wは、モータ制御装置１０の３制御サイクルを１周期として、１周期で各相の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定されている。また、周期信号Ｖh_u，Ｖh_wの１周期の長さは２制御サイクル以上であればよい。

以下、図１３に示したフローチャートに従って、制御装置１０におけるモータ１のロータ角度の推定処理について説明する。制御装置１０は、カウンタ変数ptrの初期値を０とし、周期信号重畳部２１により駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_wに周期信号Ｖh_u，Ｖh_wを重畳して、図１３のフローチャートを繰り返し実行する。

角度推定部２５は、ＳＴＥＰ１でＵ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４により検出される相電流Ｉ_u，Ｉ_wを取り込み、ＳＴＥＰ２で前回の制御サイクルにおける相電流Ｉ_u，Ｉ_wとの１階差分dＩ_u，dＩ_wを算出して保持する。そして、続くＳＴＥＰ３でカウンタ変数ptrが１であったときはＳＴＥＰ４に進んでＳＴＥＰ４〜ＳＴＥＰ６の処理を行い、ＳＴＥＰ３でカウンタ変数ptrが１でなかったときにはＳＴＥＰ７に分岐する。

ここで、カウンタ変数ptrはＳＴＥＰ１２で各制御サイクル毎にインクリメントされ、ＳＴＥＰ１３でptr＝３になったときにＳＴＥＰ１４でクリア（ptr＝０）される。そのため、制御サイクルが周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期に相当する３制御サイクルが経過する毎にＳＴＥＰ３でptr＝１となって、ＳＴＥＰ４〜ＳＴＥＰ６の処理が実行される。

角度推定部２５は、ＳＴＥＰ４で、今回と前回及び前々回の制御サイクルにおけるＳＴＥＰ２の処理で算出された１階差分dＩ_u，dＩ_wを用いて、正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌ_lmを算出する。具体的には、上記式（３２）で、ｎを周期信号Ｖh_u，Ｖh_wの１周期中に含まれる制御サイクルの個数である３に置き換えた以下の式（５４）により、角度推定部２５は正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌ_lmとを算出する。なお、角度推定部２５により、正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌ_lmを算出する構成が、本発明の参照値算出手段に相当する。

但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌ_lm：インダクタンス参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの角相間の相互インダクタンスの平均値、dＩ(i+1)〜dＩ(i+3)：ptr＝2,0,1となる制御サイクルにおいて算出された相電流の１階差分。

ここで、上記式（５４）により、相電流の１階差分を用いて正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌ_lmを算出することによって、相電流の２階差分を用いる場合に比べて、Ｕ相電流センサ２３及びＷ相電流センサ２４の検出誤差の影響を低減する効果が期待できる。

そして、角度推定部２５は、ロータ角度の実際値θと、ｄｑ／３相変換部２０及び３相／ｄｑ変換部２６における変換に用いられたロータ角度の推定値θ^との位相差θ_eに応じた位相差推定値θ_E2を、以下の式（５５）により算出する。

但し、θ_E2：位相差推定値、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌ_lm：インダクタンス参照値、θ：ロータ角度の実際値、θ^：ロータ角度の推定値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの各相間の相互インダクタンスの平均値、θ_e：ロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差。

そして、角度推定部５０は、以下の式（５６）のオブザーバによる追従演算によって、ロータ角度の推定値θ^を更新する。

但し、θ^(n+1)：ロータ角度の推定値の更新値、ω^(n+1)：ロータの角速度の推定値の更新値、Δｔ：周期信号Ｖh_u，Ｖh_wの１周期（３制御サイクル）の時間、θ^(n)：ロータ角度の推定値の前回値、ω^(n)：ロータの角速度の推定値の前回値、θ_E2(n)：位相差推定値、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ~：演算ゲイン、offset：ｄ軸指令電流に比例したオフセット値、Ｖs(n)：正弦参照値、Ｖc(n)：余弦参照値、Ｌ_lm(n)：インダクタンス参照値。

そこで、角度推定部２５は、ＳＴＥＰ５において、上記式（５５）により、上記式（５６）で必要となる位相差推定値θ_E2を算出する。続くＳＴＥＰ６で、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるＩ_d，Ｉ_qが電流フィードバック制御用に保持される。そして、ＳＴＥＰ７でカウンタ変数ptrが０となったときに、ＳＴＥＰ８に進み、上記式（４６），式（４７）により、ｄ軸電圧Ｖfb_dとｑ軸電圧Ｖfb_qが算出される。また、ＳＴＥＰ９で、上記式（５６）により推定角度θ^が更新される。このように、駆動電圧Ｖfb_d，Ｖfb_qの更新とロータ角度の推定値θ^の更新を同じタイミングで行なうことによって、駆動電圧Ｖfb_d，Ｖfb_qを出力する際のロータ角度のずれを排除している。

一方、ＳＴＥＰ７でptr＝０であったときにはＳＴＥＰ１０に分岐し、ＳＴＥＰ８〜ＳＴＥＰ９の処理は実行されない。そのため、ｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_qと、推定角度θ^は、周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期毎に更新され、周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期中は、ｄ軸電圧Ｖfb_d及びｑ軸電圧Ｖfb_dと推定角度θ^は一定に保持される。

続くＳＴＥＰ１０で、ｄｑ／３相変換部２０により、ｄ軸電圧Ｖfb_dとｑ軸電圧Ｖfb_qが、３相駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換され、ＳＴＥＰ１１で、周期信号重畳部２１により３相駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wが重畳されて、パワードライブユニット２２に出力される。そして、これにより、パワードライブユニット２２からモータ１に３相電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwが出力される。そして、続くＳＴＥＰ１２〜ＳＴＥＰ１５により、上述したカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われて、１制御サイクルが終了する。

なお、ＳＴＥＰ１１で、周期信号重畳部２１により周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wを重畳する処理が本発明の第１の工程に相当し、ＳＴＥＰ４で正弦参照値Ｖs及び余弦参照値Ｖcとインダクタンス参照値Ｌ_lmを算出して、ＳＴＥＰ５で位相差推定値θ_E2を算出する処理が本発明の第２の工程の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ９で、位相差推定値θ_E2にオフセットを加えて補正する処理が本発明の第３の工程に相当し、補正された位相差推定値θ_E2を用いてロータ角度の推定値θ^を更新する処理が本発明の第４の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ９で、上記式（５６）により位相差推定値θ_E2にオフセット値を加えて位相差推定値θ_E2を補正する構成が、本発明の位相差推定値補正手段に相当する。

本第２の実施の形態においても、上記第１の実施の形態と同様に、上記式（５５）により位相差参照値（Ｖs・cos2θ^−Ｖc・sin2θ^）をインダクタンス参照値Ｌ_lmで除する正規化処理を行うことにより、ロータ２の界磁弱め／界磁強めの影響を抑制して位相差推定値θ_E2を算出することができる。

そして、上記式（５６）により、位相差推定値θ_E2にモータ１のｄ軸指令電流に比例したオフセット値（offset）を加える補正を行って、補正後の位相差推定値（θ_E2＋offset）がゼロとなるように、ロータ角度の推定値θ^を算出することにより、ロータ角度の実際値と推定値との差をより縮小させてロータ角度θ^を更新することができる。

なお、本第２の実施の形態では上記式（５４）により正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcを算出したが、正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcの算出式は、周期信号Ｖhの態様等に応じて決定される。

また、本第１の実施の形態では、上記式（５５）により位相差推定値θ_E2を算出したが、位相差推定値θ_E2の算出式は、位相差参照値及びインダクタンス参照値の算出態様に応じて決定される。

また、本第１の実施の形態では、上記式（５６）のオブザーバによりロータ角度の推定値θ^を更新したが、位相差推定値を用いてロータ角度の推定値θ^を更新する方法・装置であれば、本発明の適用が可能である。

また、上記第１の実施の形態及び第２の実施の形態においては、検出電流の１階差分を用いて正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値を算出したが、検出電流の２階差分を用いて正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値を算出する場合にも、本発明の適用が可能である。

また、上記第１の実施の形態及び第２の実施の形態においては、位相差推定値θ_E1，θ_E2にｄ軸指令電流に比例したオフセット値を加えて補正したが、ｄ軸電流に比例したオフセット値を加えて補正してもよい。また、位相差推定値θ_E1，θ_E2にオフセット値を加える補正を行わない場合にも、本発明の効果を得ることができる。

ＤＣブラシレスモータの構成図。 第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図。 図２に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図。 第１の実施の形態におけるロータ角度の推定処理のフローチャート。 図４のフローチャートに対応したタイミングチャート。 ロータ磁極の飽和の有無による正弦参照値の相違を示した比較グラフ。 正弦参照値及び余弦参照値により位相差参照値の正規化を図った場合の比較グラフ。 ロータ磁極の飽和の有無によるインダクタンス参照値の相違を示した比較グラフ。 ロータ角度の実際値と推定値の位相差によるモータのインダクタンス変化の説明図。 インダクタンス参照値により正弦参照値を正規化した場合の比較グラフ。 位相差推定値にオフセットを加える補正を行った場合の効果を説明したグラフ。 第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図。 第２の実施の形態におけるロータ角度の推定処理のフローチャート。

符号の説明

１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…（第１の実施の形態の）モータ制御装置、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…（第１の実施の形態の）周期信号重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…（第１の実施の形態の）角度推定部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…（第２の実施の形態の）モータ制御装置、５０…（第２の実施の形態の）角度推定部、５１…（第２の実施の形態の）周期信号重畳部

Claims (14)

1. ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段とを備え、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行うモータ制御装置において、前記モータのロータ角度を推定する方法であって、
   前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、
   前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差参照値を算出すると共に、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する第２の工程と、
   前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する第３の工程と、
   前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度推定方法。
2. ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、前記モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度の推定値とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
   前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、
   前記高周波が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差参照値を算出すると共に、前記高周波が重畳されたときの前記モータのｄ軸電流とｑ軸電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する参照値算出手段と、
   前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段とを備え、
   前記ロータ角度推定手段は、前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
3. 前記高周波重畳手段は、前記高周波電圧として、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号をｄ軸電圧及びｑ軸電圧に重畳し、
   前記参照値算出手段は、前記所定期間におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分に対応したｄ軸電流の一階差分とｑ軸電流の一階差分を、ロータ角度の推定値を用いて算出し、該ｄ軸電流の一階差分と該ｑ軸電流の一階差分とを用いて、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする請求項２記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
4. 前記参照値算出手段は、以下の式（１）〜（５）により、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする請求項３記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
   

   

   
   但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間のｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分、ｉ：正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値の算出周期の番号。
   

   

   
   但し、Ｌ_d：ｄ軸電機子の平均インダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子の平均インダクタンス。
   

   

   
   但し、j=1,2,…,n、dＩ_d(i+j)：ｄ軸電流の１階差分、dＩ_q(i+j)：ｑ軸電流の１階差分。
   

   

   
   

   

   
   但し、Ｖh_d(i+j)：前記周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸電機子への出力電圧、Ｖh_q(i+j)：前記周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸電機子への出力電圧。
5. 前記位相差推定値算出手段は、以下の式（６）による前記正規化処理を行って、前記位相差推定値を算出することを特徴とする請求項４記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
   

   

   
   但し、θ_E1：位相差推定値、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｌ0：インダクタンス参照値。
6. 前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする請求項２から請求項５のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
7. 前記位相差推定値に前記ｄ軸指令電流に比例したオフセット値を加えて、前記位相差推定値を補正する位相差推定値補正手段を備えたことを特徴とする請求項２から請求項６のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
8. ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流と目標電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に、該モータのロータ角度の推定値を用いて該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行うモータ制御装置において、該モータのロータ角度を推定する方法であって、
   前記記駆動電圧に高周波電圧を重畳する第１の工程と、
   前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて算出される、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差推定値を算出すると共に、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する第２の工程と、
   前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の推定値と実際値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する第３の工程と、
   前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新する第４の工程とからなることを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法。
9. ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該モータのロータ角度の推定値を算出するロータ角度推定手段と、該電流検出手段により検出される相電流と該モータのロータ角度の推定値とに基づいて、所定の目標電流と相電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
   前記駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、
   前記前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づく、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた正弦参照値及び余弦参照値のうちの少なくともいずれか一方を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じた位相差参照値を算出すると共に、前記高周波が重畳されたときの前記モータの相電流の変化に基づいて、前記高周波電圧が重畳されたときの前記モータの平均インダクタンスに応じたインダクタンス参照値を算出する参照値算出手段と、
   前記位相差参照値を前記インダクタンス参照値のレベルに応じて補正する正規化処理を行って、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差に応じて所定範囲内で変化する位相差推定値を算出する位相差推定値算出手段とを備え、
   前記ロータ角度推定手段は、前記位相差推定値に基づいて、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
10. 前記高周波重畳手段は、前記高周波電圧として、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を前記駆動電圧に重畳し、
    前記参照値算出手段は、前記所定期間における前記駆動電圧を一定として、隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分を算出し、該一階差分を用いて前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする請求項９記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
11. 前記参照値算出手段は、以下の式（７）〜（１１）により、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記インダクタンス参照値とを算出することを特徴とする請求項１０記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
    

    

    
    但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｌ_lm：インダクタンス参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの平均値、ｍ：モータの各相間の相互インダクタンスの平均値、dＩ(i+1)〜dＩ(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間の相電流の１階差分、ｉ：正弦参照値及び余弦参照値とインダクタンス参照値の算出周期の番号。
    

    

    
    但し、θ：モータのロータ角度。
    

    

    
    但し、ｊ=1,2,…,n、dＩ_u(i+j)：Ｕ相の相電流の１階差分、dＩ_w(i+j)：Ｗ相の相電流の１階差分。
    

    

    
    

    

    
    但し、Ｖh_uv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＵ相とＶ相の相間電圧、Ｖh_wv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＷ相とＶ相の相間電圧。
12. 前記位相差推定値算出手段は、以下の式（１２）により、前記位相差推定値を算出することを特徴とする請求項１１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
    

    

    
    但し、θ_E2：位相差推定値、θ_e：ロータ角度の実際値と推定値との位相差、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、Ｖs・cos2θ^−Ｖc・sin2θ^：位相差参照値、θ^{^}：ロータ角度の推定値、Ｌ_lm：インダクタンス参照値。
13. 前記ロータ角度推定手段は、前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差を解消するように、前記位相差推定値に基づいて前記モータのロータ角度の推定値を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度の推定値を更新することを特徴とする請求項８から請求項１２のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
14. 前記位相差推定値に前記目標電流に比例したオフセット値を加えて、前記位相差推定値を補正する位相差推定値補正手段を備えたことを特徴とする請求項９から請求項１３のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。

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