JP3919003B2 - Ｄｃブラシレスモータのロータ角度検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度をロータの位置検出センサを用いることなく検出するＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１及び特許文献２には、いわゆるｄｑ座標系によりＤＣブラシレスモータの制御を行うモータ制御装置において、一方の軸方向に推定用交流信号電圧を印加したときに、他方の軸側に生じる電流によりロータ角度を検知する方法が記載されている。
【０００４】
また、本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波の検査用電圧を重畳したときに、該３相の電子機のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該検査用電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
【０００５】
そして、該正弦参照値と余弦参照値に基づいて、ロータ角度を初期追従性良くモータパラメータの影響をほとんど受けることなくロータ角度を検出することができる。
【０００６】
しかし、このように、ロータ角度を検知するために駆動電圧に検査用電圧を重畳したときに、モータから耳障りなノイズが発生する場合がある。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１０−３２３０９９号公報
【特許文献２】
特開平１１−３３２２７９号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、駆動電圧に検査用電圧を重畳してロータ角度を検出する際に、耳障りなノイズが発生することを抑制したＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
先ず、本発明について説明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１（ａ）に示したように、突極型のロータ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、その変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該磁気抵抗は、ロータ２が図中▲１▼の位置となったときに最大となり、ロータ２が図中▲２▼の位置となったときに最小となる。
【００１０】
図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したものが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気抵抗Ｒu，Ｒv，Ｒwは、以下の式（１）〜式（３）で示される。
【００１１】
【数１】
【００１２】
【数２】
【００１３】
【数３】
このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒguは、以下の式（４）により求めることができる。
【００１４】
【数４】
そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬuは以下の式（５）により求めることができる。
【００１５】
【数５】
またＵ，Ｗ相間の相互インダクタンスＭuwと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭuvは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の式（６），式（７）により求めることができる。
【００１６】
【数６】
【００１７】
【数７】
Ｖ相、Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の式（８）で表すことができる。
【００１８】
【数８】
ここで、Ｖu、Ｖv，ＶwはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉu，Ｉv，ＩwはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に流れる電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋeは誘起電圧定数である。
【００１９】
さらに、電気角速度ωがほぼ０で誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記式（８）は、以下の式（９）により近似することができる。
【００２０】
【数９】
ここで、上記式（９）を相間電流、電圧による式に変形すると、以下の式（１０）が得られる。
【００２１】
【数１０】
また、上記式（１０）のインダクタンス行列は正則であるので、上記式（１０）を以下の式（１１），式（１２）の形に変形することができる。
【００２２】
【数１１】
【００２３】
【数１２】
また、ＤＣブラシレスモータをいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度の推定値（θ^）を用いて、以下の式（１３），式（１４）で表される３相／ｄｑ変換を上記式（１１）に施すと、ロータ角度の推定値（θ^）と実際値（θ）が等しい（θ^＝θ）場合、以下の式（１５）が得られる。
【００２４】
【数１３】
【００２５】
【数１４】
【００２６】
【数１５】
【００２７】
【数１６】
【００２８】
【数１７】
ここで、上記式（１１）におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値からθeだけずれた推定値である場合には、該推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩd^，Ｉq^，Ｖd^，Ｖq^と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩd，Ｉq，Ｖd，Ｖqとの間に、以下の式（１８），式（１９）の関係が成り立つ。
【００２９】
【数１８】
【００３０】
【数１９】
但し、θe：ロータ角度の実際値と推定値の位相差。
【００３１】
したがって、以下の式（２０）の関係式が導かれる。
【００３２】
【数２０】
そして、上記式（８）の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ０で、誘起電圧やロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合は、上記式（２０）は、以下の式（２１）で近似することができる。
【００３３】
【数２１】
以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に、所定周期における一定の電圧出力パターンが設定された基本電圧列データに、該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じて生成された検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該検査用電圧重畳手段により前記駆動電圧に前記検査用電圧が重畳されたときに、前記所定周期内において、所定の制御サイクルで前記電流検出手段の検出電流を参照し、各制御サイクルにおける前記電流検出手段による検出電流の変化量と前記基本電圧列データと前記変調用係数とに基づいて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。
【００３４】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧重畳手段により前記駆動電圧に重畳される前記検査用電圧は、前記基本電圧列データ列に前記所定周期ごとに値が変化する前記変調用係数を乗じて生成される。そのため、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記駆動電圧に前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００３５】
また、上記式（１１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおける前記駆動電圧と前記検査用電圧をそれぞれｖ(1)，｛Ｈu(1)，Ｈw(1)｝とし、該制御サイクルにおける前記電流検出手段の検出電流の変化量を｛ΔＩu(1)，ΔＩw(1)｝とすると、上記式（１１）は以下の式（２２）の形で表される。
【００３６】
【数２２】
同様に、次の制御サイクルにおける前記駆動電圧と前記検査用電圧をそれぞれｖ(2)，｛Ｈu(2)，Ｈw(2)｝、前記電流検出手段の検出電流の変化量を｛ΔＩu(2)，ΔＩw(2)｝とすると、上記式（１１）は以下の式（２３）の形で表される。
【００３７】
【数２３】
そして、上記式（２２）と式（２３）を辺々減算すると、前記制御サイクルが短い場合、駆動電圧ｖ(1)と駆動電圧ｖ(2)がほぼ等しいと想定できるため、以下の式（２４）が得られる。
【００３８】
【数２４】
上記式（２４）により、前記駆動電圧と独立な、検査用電圧の差分電圧（ｄＨu(1)，ｄＨw(1)）と、電流検出値の変化量（ΔＩu(1)，ΔＩw(1)，ΔＩu(2)，ΔＩw(2)）のみについての関係式が得られ、上記式（２４）を変形して以下の式（２５）が得られる。
【００３９】
【数２５】
そして、前記所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、各制御サイクル及び該制御サイクルの次の制御サイクルについての上記式（２５）をまとめると、以下の式（２６）が得られる。
【００４０】
【数２６】
上記式（２６）において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル（ｄＶ(i)，ｄＶ(j)、１≦ｉ≦ｎ、１≦ｊ≦ｎ、ｉ≠ｊ）が２個以上あれば列フルランクであり、前記正弦参照値（Ｖs）と前記余弦参照値（Ｖc）の最小２乗推定値が以下の式（２７）で算出できる。
【００４１】
【数２７】
ここで、行列Ｃは前記検出用電圧の関数であり、前記検査用電圧が前記所定周期ごとに一定の電圧出力パターンを繰り返し出力する場合は、その成分が一定となるため、上記式（２７）における行列Ｄの成分を予め算出することができる。そのため、前記所定周期内の各制御サイクルにおける前記電流検出手段の検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩuw）と、各制御サイクルにおける検出用電圧（Ｈu，Ｈw）により予め算出可能な行列Ｄの成分との簡易な演算により、前記正弦参照値（Ｖs）と前記余弦参照値（Ｖc）を算出することができる。
【００４２】
そして、前記基本電圧列データに前記変調用係数を乗じて前記検査用電圧を生成する場合は、上記式（２６）における行列Ｃは、前記基本電圧列データの関数である行列に前記変調用係数を乗じた形で表される。そのため、詳細は後述するが、この場合は、上記式（２７）を、前記基本電圧列データにより各成分を予め算出可能な行列と前記変調用係数と検出電流の２階差分（ｄｄＩuw）との演算により、前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出する形で表すことができる。したがって、前記参照値算出手段は、各制御サイクルにおける前記基本電圧列データと前記電流検出手段の検出電流の変化量と前記変調用係数とにより、前記正弦参照値（Ｖs）と前記余弦参照値（Ｖc）を算出することができる。
【００４３】
そして、前記ロータ角度検出手段は、例えば以下の式（２８）により前記モータのロータ角度（θ）を算出することができる。
【００４４】
【数２８】
また、本発明の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を、前記モータのロータ角度に基づいて３相の駆動電圧に変換するｄｑ／３相電圧変換手段と、該駆動電圧を前記モータの３相の電機子に印加する電圧印加手段と、ｄ軸電圧とｑ軸電圧に、所定周期における一定の電圧出力パターンが設定された基本電圧列データに、該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じて生成された検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、前記モータの３相の電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段による検出電流と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流とを算出する３相／ｄｑ電流変換手段と、前記検査用電圧重畳手段によりｄ軸電圧及びｑ軸電圧に前記検査用電圧が重畳されたときに、前記所定周期内において、所定の制御サイクルで前記ｄ軸実電流と前記ｑ軸実電流を参照し、各制御サイクルにおける該ｄ軸実電流及び該ｑ軸実電流の変化量と前記基本電圧列データと前記変調用係数とに基づいて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。
【００４５】
かかる本発明によれば、前記第１の態様と同様に、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００４６】
また、上記式（２１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ^）に基づいて前記ｄｑ／３相電圧変換手段及び前記３相／ｄｑ変換手段による変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧と前記検査用電圧をそれぞれｖ_dq^(1)，Ｈd^(1)，Ｈq^(1)、ｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量を{ΔＩd^( 1)，ΔＩq^(1)}とすると、上記式（２１）は以下の式（２９）の形で表される。
【００４７】
【数２９】
同様に、次の制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ^）に基づいて前記ｄｑ／３相電圧変換手段及び前記３相／ｄｑ変換手段による変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧と前記検査用電圧をそれぞれｖ_dq^(2)，Ｈd^(2)，Ｈq^(2)、ｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量を{ΔＩd^(2)，ΔＩq^(2)}とすると、上記式（２１）は以下の式（３０）の形で表される。
【００４８】
【数３０】
そして、上記式（２９）と式（３０）を辺々減算すると、前記制御サイクルが短い場合、ｖ_dq^(1)とｖ_dq^(2)がほぼ等しいと想定できるため、以下の式（３１）が得られる。
【００４９】
【数３１】
上記式（３１）により、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧と独立な検査用電圧の差分電圧（ｄＨd(1)，ｄＨq(1)）と、電流検出値の変化量（ΔＩd^(1)，ΔＩq^(1)，ΔＩd^(2)，ΔＩq^(2)）のみについての関係式が得られ、上記式（３１）を変形して以下の式（３２）が得られる。
【００５０】
【数３２】
そして、前記所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、各制御サイクル期間に対しての上記式（３２）をまとめると、以下の式（３３）が得られる。
【００５１】
【数３３】
また、前記第１の態様と同様に、前記正弦参照値（Ｖs）と余弦参照値（Ｖc）の最小２乗推定値が以下の式（３４）により算出できる。
【００５２】
【数３４】
ここで、行列Ｃ^は前記検出用電圧の関数であり、前記検出用電圧が前記所定周期ごとに一定の電圧出力パターンを繰り返し出力する場合は、その成分が一定となるため、上記式（３４）における行列Ｄ^の成分を予め算出することができる。そのため、前記所定周期内の各制御サイクルにおけるｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量から算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流の２階差分（ｄｄＩdq^）と、各制御サイクルにおける検出用電圧（Ｈd^，Ｈq^）により予め検出可能な行列Ｄ^の成分との簡易な演算により、前記正弦参照値（Ｖs^）と前記余弦参照値（Ｖc^）を算出することができる。
【００５３】
そして、前記基本電圧データに前記変調用係数を乗じて前記検査用電圧を生成する場合は、上記式（３３）における行列Ｃ^は、前記基本電圧列データの関数である行列に前記変調用係数を乗じた形で表される。そのため、詳細は後述するが、この場合は、上記式（３４）を、前記基本電圧列データにより各成分を予め算出可能な行列と前記変調用係数とｄ軸実電流及びｑ軸実電流の２階差分（ｄｄＩdq）との演算により、前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出する形で表すことができる。したがって、前記参照値算出手段は、各制御サイクルにおける前記基本電圧列データとｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量と前記変調用係数とにより、前記正弦参照値（Ｖs）と前記余弦参照値（Ｖc）を算出することができる。
【００５４】
そして、前記ロータ角度検出手段は、例えば以下の式（３５）により前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）の位相差（θe＝θ−θ^）を算出することができ、該推定値（θ^）と該位相差（θe）とによりロータ角度の実際値（θ）を検出することができる。
【００５５】
【数３５】
また、前記第１の態様及び第２の態様において、前記基本電圧列データは、前記電圧出力パターンにおける出力電圧の平均が０となるように設定されていることを特徴とする。
【００５６】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の重畳により前記駆動電圧又は前記ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に与える影響を減少させることができる。
【００５７】
また、前記ロータ角度検出手段は、所定の制御サイクルごとに前記正弦参照値と前記余弦参照値とを算出し、該正弦参照値と余弦参照値を用いて前記モータの実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）に応じた位相差データを算出し、前回の制御サイクルにおいて算出したモータのロータ角度を前回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）とし、前回の制御サイクルにおいて算出した前記位相差データに応じた前記位相差（θ−θ^）を解消するように該位相差データに基づいて前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度を更新することによって、今回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を算出し、該ロータ角の推定値（θ^）を前記モータのロータ角度とすることを特徴とする。
【００５８】
かかる本発明によれば、前記ロータ角度検出手段は、前回の制御サイクルにおいて前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて算出された前記位相差データと、前回の制御サイクルにおいて検出された前記モータのロータ角度を、前記オブザーバに適用して、今回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を算出することができる。これにより、前記ロータ角度検出手段は、次回の制御サイクル以降において、前記モータのロータ角度を精度良く検出することができる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図５を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図、図３は検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図、図４は検査用電圧の生成方法の説明図、図５は第２の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図である。
【００６０】
先ず、図１〜図４を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。図２に示したモータコントローラ１０は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００６１】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｑ軸指令電流（Ｉq_c）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００６２】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖd）という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖq）という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に変換するｄｑ／３相変換部２０、該駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳する検査用電圧重畳部２１（本発明の検査用電圧重畳手段に相当する）、及び駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳した電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）をモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するよう複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路からなるパワードライブユニット２２（本発明の電圧印加手段に相当する）を備える。
【００６３】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉd_s）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉq_s）とを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明の３相／ｄｑ電流変換手段に相当する）、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５（本発明の参照値算出手段とロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００６４】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）を第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）の偏差に応じたｄ軸電圧（Ｖd）を生成する。
【００６５】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）を第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差に応じたｑ軸電圧（Ｖq）を生成する。
【００６６】
そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）とをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００６７】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）を３相の電圧指令（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）をｄ軸実電流（Ｉd_s）とｑ軸実電流（Ｉq_s）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００６８】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４及び第４加算器３６において、検査用電圧重畳部２１により駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳することによって、ロータ角度（θ）の検出処理を行う。以下、モータコントローラ１０におけるロータ角度（θ）の検出処理について説明する。
【００６９】
なお、モータコントローラ１０は本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置の機能を含み、パワードライブユニット２２、検査用電圧重畳部２１、及び角度検出部２５により、本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置が構成される。
【００７０】
先ず、検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、コントローラ１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分｛ｔ(1)〜ｔ(n)｝を１周期（Ｔ）とする検査用電圧Ｈuw（Ｈu，Ｈw）を、以下の式（３６）により生成する。なお、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、駆動電圧のＵ相及びＷ相（Ｖu_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳しているが、他の組合わせにより駆動電圧のいずれかの２相に検査用電圧を重畳してもよい。
【００７１】
【数３６】
但し、Ｈuw(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用波電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈu(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｕ相成分、Ｈw(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｗ相成分、ｓ(k)：時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（本発明の変調用係数に相当する）、ｄｈ(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ（ｄｈuw）の値。
【００７２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈuw＝｛ｄｈuw(1)，ｄｈuw(2)，…，ｄｈuw(n)｝）は、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ(1)，ｓ(2)，…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。そして、変調信号（ｓ）のデータを極力ランダムに変化させることにより、検査用電圧の周波数成分をより拡散させて、特定周波数のノイズが発生することを抑制することができる。
【００７３】
また、基本電圧列データ（ｄｈuw）は、以下の式（３７）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【００７４】
【数３７】
この場合、上記式（３６）に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧の１周期毎に変更されるため、検査用電圧の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均が０となる。そして、これにより、検査用電圧の重畳によって駆動電圧の振幅が次第に大きくなり、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。
【００７５】
そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈu，Ｈw）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ(1)〜ｔ(n)）におけるＵ相電流センサ２２の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉw_s）の変化量を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【００７６】
ここで、検査用電圧（Ｈu，Ｈw）のｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i)におけるＵ相電流センサ２２の検出電流値（Ｉu_s）の２階差分とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）の２階差分を、以下の式（３８）に示したようにそれぞれｄｄＩu(i+k・n)，ｄｄＩw(i+k・n)とする。
【００７７】
【数３８】
また、検査用電圧（Ｈu，Ｈw）のｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i)における変化量｛ｄＨu(i+k・n)，ｄＨw(i+k・n)｝は、上記式（３６）により、以下の式（３９），式（４０）で表される。
【００７８】
【数３９】
【００７９】
【数４０】
そのため、上記式（２５）における行列ｃ(1)に対応する行列ｃ(i+k・n)は、以下の式（４１）により表される。
【００８０】
【数４１】
そして、図３（ａ）のＴs（k-1番目の周期Ｔ(k-1)の制御サイクルｔ(i)〜ｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i))において、各制御サイクルについての上記式（２５）をまとめると、以下の式（４２）の形で表すことができ、さらに式（４２）を変形して以下の式（４３），式（４４）を得ることができる。
【００８１】
【数４２】
【００８２】
【数４３】
【００８３】
【数４４】
ここで、図３（ｂ）は、制御サイクルｔ(i-2)〜ｔ(i+2)における検査用電圧（Ｈuw）と検出用電流（Ｉuw）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ(i)における検出電流の変化量（ｄＩuw(i)）と制御サイクル期間ｔ(i+1)における検出電流の変化量（ｄＩuw(i)）から、上記式（３８）における検出電流の２階差分（ｄｄＩuw(i)）を算出することができる。
【００８４】
そして、検査用電圧（Ｈu，Ｈw）は、上記式（３６）により、周期Ｔの一定の電圧出力パターンが設定された基本電圧列データ（ｄｈuw）と変調信号（ｓ）とを乗じて生成される。そのため、基本電圧列データ（ｄｈuw）に応じて算出される上記式（４１）の行列ｃ(i)の成分は一定となる。したがって、上記式（４３）における行列Ｃの成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記式（４４）の行列Ｄの成分も一定となる。
【００８５】
そこで、モータコントローラ１０のメモリには、基本電圧列データ（ｄｈuw）により予め算出された行列Ｄの成分のデータが記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄの成分のデータを用いて上記式（４４）の演算を実行する。
【００８６】
この場合、角度検出部２５は、行列Ｄの成分と検出電流の２階差分（ｄｄＩuw）及び変調信号（ｓ）間の簡単な演算によりロータ角度（θ）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖs＝３Δｌsin２θ）と余弦参照値（Ｖc＝３Δｌcos２θ）を算出することができ、正弦参照値と余弦参照値の算出時間を短縮することができる。
【００８７】
そして、角度検出部２５は、以下の式（４５）によりモータ１のロータ角度（θ）を算出する。
【００８８】
【数４５】
また、角度検出部２５により、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）を用いて、オブザーバによる追従演算によってロータ角度の推定値（θ^）の推定誤差が０に収束するように修正し、該推定値（θ^）をモータ１のロータ角度の検出値とすることも可能である。以下、オブザーバによるロータ角度の推定値（θ^）の修正処理について説明する。
【００８９】
モータ１が一定の角速度で回転しているとすると、制御サイクル（Δｔ）ごとのロータ角度（θ）と角速度（ω）との関係は以下の式（４６）で表される。
【００９０】
【数４６】
但し、θ(i)，ω(i)：制御サイクルｉにおけるロータ角度と角速度、θ(i+1)，ω(i+1)：制御サイクルｉ＋１におけるロータ角度と角速度。
【００９１】
そして、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）を以下の式（４７）により算出し、上記式（４６）に、ロータ角度の推定値（θ^）と角速度の推定値（ω^）を入力して、該位相差（θ−θ^）に演算ゲインＫ1，Ｋ2，Ｋ~によるゲインを乗じてフィードバックする以下の式（４８）に示した演算を実行する。
【００９２】
【数４７】
【００９３】
【数４８】
上記式（４８）により、ロータ角度の推定値（θ^）を実際値（θ）に収束させることができる。また、上記式（４８）のoffsetの値を変更することにより、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、ロータ角度の検出誤差を減少させることができる。
【００９４】
なお、上記式（４７）の√（Ｖs２＋Ｖc２）の演算は時間がかかるので、以下の式（４９）により近似してもよい。
【００９５】
【数４９】
また、検査用電圧の具体的な出力パターンとしては、例えば図４（ａ）に示したように、基本電圧列データ（ｄｈuw）を周期Ｔの交流電圧ｘの出力パターンに応じて設定し、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ(1)，ｓ(2 )，…｝を図４（ｃ）のｘ１＝（ｘ０，−ｘ０）、ｘ２＝（ｘ１，−ｘ１）、ｘ３＝（ｘ２，−ｘ２）、・・・、ｘｎ＝（ｘｎ−１，−ｘｎ−１）の関係が成り立つように設定することが考えられる。
【００９６】
この場合、図４（ａ）に示した一定周期Ｔの交流電圧ｘは、ｆ＝１／Ｔの周波数成分を多く含んでいるため、駆動電圧（Ｖu，Ｖw）に重畳したときに該周波数ｆに偏ったノイズが生じる。そこで、図４（ｂ）に示したように、１周期の出力（ｘ）の次の１周期の出力を反転（−ｘ）することにより、周波数ｆの周波数成分を打ち消すことができる。
【００９７】
そして、図４（ｃ）に示したように、周波数成分を順次打ち消すように変調を行うことにより、周波数のスペクトラムがさらに拡散される。これにより、特定周波数に偏った耳障りなノイズの発生を抑制することができる。
【００９８】
また、上記式（４３）が成り立つときに、上記式（４４）となる行列Ｄは一意には決まらない。例えば、重み付き最小２乗法として知られているように、正則な重み行列Ｗを用いて、以下の式（５０），式（５１）によりＤを決定してもよい。
【００９９】
【数５０】
【０１００】
【数５１】
また、行列Ｔを以下の式（５２）で定義すると、以下の式（５３），式（５４）が成り立つ。
【０１０１】
【数５２】
但し、Ｉ３：３次の正方行列、Ｉｍ：ｍ次の正方行列、ｎ：Ｃの行数（基本電圧列データの個数）、ｍ：ｎ−３、０：成分が全て０の行列。
【０１０２】
【数５３】
【０１０３】
【数５４】
但し、Ｍｍ：任意のｍ次の正方行列。
【０１０４】
そして、行列Ｍｍに対して、以下の式（５５），式（５６）が成り立つ。
【０１０５】
【数５５】
【０１０６】
【数５６】
したがって、任意のｎ次正則行列Ｗと任意のｍ次正方行列Ｍｍを用いて、Ｄを以下の式（５７）で表される行列としてもよい。
【０１０７】
【数５７】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図５を参照して、本第２の実施の形態のモータコントローラ４０は、角度検出部５０と検査用電圧重畳部５１の構成のみが上記第１の実施の形態のモータコントローラ１０と相違する。
【０１０８】
なお、モータコントローラ４０は本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置の機能を含み、ｄｑ／３相変換部２０、３相／ｄｑ変換部２６、パワードライブユニット２２、角度検出部５０、及び検査用電圧重畳部５１により本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置が構成される。また、図２に示したモータコントローラ１０と同様な構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０９】
検査用電圧重畳部５１は、第５加算器５２でｄ軸電圧（Ｖd）に検査用電圧（Ｈd）を重畳し、第６加算器５３でｑ軸電圧（Ｖq）に検査用電圧（Ｈq）を重畳する。また、角度検出部５０は、検査用電圧（Ｈd，Ｈq）が重畳されたときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／ｄｑ電流変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉd_s^）及びｑ軸実電流（Ｉq_s^）を用いて、モータ１のロータ角度を検出する。以下、モータコントローラ４０におけるモータ１のロータ角度の検出処理について説明する。
【０１１０】
検査用電圧重畳部５１は、上述した第１の実施の形態と同様に、図３（ａ）に示したように、モータコントローラ４０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）を、以下の式（５８）により生成する。
【０１１１】
【数５８】
但し、Ｈdq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉ：検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋ：検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈd^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ(k)：時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（本発明の変調用係数に相当する）、ｄｈdq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈd^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈq^(x)：検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分。
【０１１２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈdq^＝｛ｄｈdq^(1)，ｄｈdq^(2)，…，ｄｈdq^(n)｝）のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ(1)，ｓ(2)，…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。
【０１１３】
また、基本電圧列データ（ｄｈdq^＝｛ｄｈdq^(1)，ｄｈdq^(2)，…，ｄｈdq^(n)｝）は、以下の式（５９）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【０１１４】
【数５９】
この場合、上記式（５８）に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈdq^）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈdq^）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は０となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖd）及びｑ軸電圧（Ｖq）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。
【０１１５】
そして、角度検出部５０は、検査用電圧重畳部５１により検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ(1)〜ｔ( n)）において、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／電流変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【０１１６】
ここで、検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）のｋ番目の制御サイクルＴ(k)の制御サイクルｔ(i)におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の式（６０）に示したようにそれぞれｄｄＩd^(i+k・n)，ｄｄＩq^(i+k・n)とする。
【０１１７】
【数６０】
また、検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）のｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i)における変化量｛ｄＨd^(i+k・n)，ｄＨq^(i+k・n)｝は、上記式（５８）により、以下の式（６１），式（６２）で表される。
【０１１８】
【数６１】
【０１１９】
【数６２】
そのため、上記式（３２）における行列ｃ(1)に対応する行列ｃ^(i+k・n)は、以下の式（６３）により表される。
【０１２０】
【数６３】
そして、図３（ａ）のＴs（k-1番目の周期Ｔ(k-1)の制御サイクルｔ(i)〜ｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i))において、各制御サイクルについての上記式（３２）をまとめると、以下の式（６４）の形で表すことができ、さらに式（６４）を変形して以下の式（６５），式（６６）を得ることができる。
【０１２１】
【数６４】
【０１２２】
【数６５】
【０１２３】
【数６６】
そして、上記式（６６）の行列Ｄ^の成分は、基本電圧列データ（ｄｈdq^）により予め算出することができる。そこで、モータコントローラ４０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ^の成分のデータが記憶されており、角度検出部５０は、メモリに記憶された行列Ｄ^の成分のデータを用いて上記式（６６）の演算を実行する。
【０１２４】
この場合、角度検出部５０は、行列Ｄ^の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩdq^）及び変調信号（ｓ）間の簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe＝θ−θ^）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖs^＝Ｌ１sin２θe）と余弦参照値（Ｖc^＝Ｌ１cos２θe）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖs^）と余弦参照値（Ｖc^）の算出時間を短縮することができる。
【０１２５】
そして、角度検出部５０は、以下の式（６７）によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe）を算出して、ロータ角度（θ＝θ^＋θe）を検出する。
【０１２６】
【数６７】
また、上述した第１の実施の形態と同様に、以下の式（６８）又は式（６９）によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ^）を、推定誤差（θe）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。
【０１２７】
【数６８】
【０１２８】
【数６９】
また、上記式（６８），式（６９）のoffsetの値を変更することにより、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。
【０１２９】
なお、上記式（６９）における√（Ｖs^２＋Ｖc^２）の演算は時間がかかるので、以下の式（７０）により近似してもよい。
【０１３０】
【数７０】
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】図３は検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図。
【図４】検査用電圧の生成方法の説明図。
【図５】第２の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…検査用電圧重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…モータコントローラ、５０…角度検出部、５１…検査用電圧重畳部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度をロータの位置検出センサを用いることなく検出するＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
例えば、特許文献１及び特許文献２には、いわゆるｄｑ座標系によりＤＣブラシレスモータの制御を行うモータ制御装置において、一方の軸方向に推定用交流信号電圧を印加したときに、他方の軸側に生じる電流によりロータ角度を検知する方法が記載されている。
【０００４】
また、本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波の検査用電圧を重畳したときに、該３相の電子機のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該検査用電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。
【０００５】
そして、該正弦参照値と余弦参照値に基づいて、ロータ角度を初期追従性良くモータパラメータの影響をほとんど受けることなくロータ角度を検出することができる。
【０００６】
しかし、このように、ロータ角度を検知するために駆動電圧に検査用電圧を重畳したときに、モータから耳障りなノイズが発生する場合がある。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１０−３２３０９９号公報
【特許文献２】
特開平１１−３３２２７９号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、駆動電圧に検査用電圧を重畳してロータ角度を検出する際に、耳障りなノイズが発生することを抑制したＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
先ず、本発明について説明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１（ａ）に示したように、突極型のロータ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、その変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該磁気抵抗は、ロータ２が図中▲１▼の位置となったときに最大となり、ロータ２が図中▲２▼の位置となったときに最小となる。
【００１０】
図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したものが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気抵抗Ｒu，Ｒv，Ｒwは、以下の式（１）〜式（３）で示される。
【００１１】
【数１】
【数２】
【数３】
【００１４】
【数４】
【００１５】
【数５】
【００１６】
【数６】
【数７】
【００１８】
【数８】
【００１９】
さらに、電気角速度ωがほぼ０で誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記式（８）は、以下の式（９）により近似することができる。
【００２０】
【数９】
【００２１】
【数１０】
【００２２】
【数１１】
【数１２】
【００２４】
【数１３】
【数１４】
【数１５】
【数１６】
【数１７】
【００２９】
【数１８】
【数１９】
【００３１】
したがって、以下の式（２０）の関係式が導かれる。
【００３２】
【数２０】
【００３３】
【数２１】
【００３４】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧重畳手段により前記駆動電圧に重畳される前記検査用電圧は、前記基本電圧列データ列に前記所定周期ごとに値が変化する前記変調用係数を乗じて生成される。そのため、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記駆動電圧に前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００３５】
また、上記式（１１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおける前記駆動電圧と前記検査用電圧をそれぞれｖ(1)，｛Ｈu(1)，Ｈw(1)｝とし、該制御サイクルにおける前記電流検出手段の検出電流の変化量を｛ΔＩu(1)，ΔＩw(1)｝とすると、上記式（１１）は以下の式（２２）の形で表される。
【００３６】
【数２２】
【００３７】
【数２３】
【００３８】
【数２４】
【００３９】
【数２５】
【００４０】
【数２６】
【００４１】
【数２７】
【００４２】
そして、前記基本電圧列データに前記変調用係数を乗じて前記検査用電圧を生成する場合は、上記式（２６）における行列Ｃは、前記基本電圧列データの関数である行列に前記変調用係数を乗じた形で表される。そのため、詳細は後述するが、この場合は、上記式（２７）を、前記基本電圧列データにより各成分を予め算出可能な行列と前記変調用係数と検出電流の２階差分（ｄｄＩuw）との演算により、前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出する形で表すことができる。したがって、前記参照値算出手段は、各制御サイクルにおける前記基本電圧列データと前記電流検出手段の検出電流の変化量と前記変調用係数とにより、前記正弦参照値（Ｖs）と前記余弦参照値（Ｖc）を算出することができる。
【００４３】
そして、前記ロータ角度検出手段は、例えば以下の式（２８）により前記モータのロータ角度（θ）を算出することができる。
【００４４】
【数２８】
【００４５】
かかる本発明によれば、前記第１の態様と同様に、前記検査用電圧の周波数は前記所定周期ごとに変調されて周波数成分が分散される。そして、これにより、前記検査用電圧を重畳したときに、特定の周波数成分をもった耳障りなノイズが発生することを抑制することができる。
【００４６】
また、上記式（２１）における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ^）に基づいて前記ｄｑ／３相電圧変換手段及び前記３相／ｄｑ変換手段による変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧と前記検査用電圧をそれぞれｖ_dq^(1)，Ｈd^(1)，Ｈq^(1)、ｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量を{ΔＩd^( 1)，ΔＩq^(1)}とすると、上記式（２１）は以下の式（２９）の形で表される。
【００４７】
【数２９】
【００４８】
【数３０】
【００４９】
【数３１】
【００５０】
【数３２】
【００５１】
【数３３】
【００５２】
【数３４】
【００５３】
そして、前記基本電圧データに前記変調用係数を乗じて前記検査用電圧を生成する場合は、上記式（３３）における行列Ｃ^は、前記基本電圧列データの関数である行列に前記変調用係数を乗じた形で表される。そのため、詳細は後述するが、この場合は、上記式（３４）を、前記基本電圧列データにより各成分を予め算出可能な行列と前記変調用係数とｄ軸実電流及びｑ軸実電流の２階差分（ｄｄＩdq）との演算により、前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出する形で表すことができる。したがって、前記参照値算出手段は、各制御サイクルにおける前記基本電圧列データとｄ軸実電流及びｑ軸実電流の変化量と前記変調用係数とにより、前記正弦参照値（Ｖs）と前記余弦参照値（Ｖc）を算出することができる。
【００５４】
そして、前記ロータ角度検出手段は、例えば以下の式（３５）により前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）の位相差（θe＝θ−θ^）を算出することができ、該推定値（θ^）と該位相差（θe）とによりロータ角度の実際値（θ）を検出することができる。
【００５５】
【数３５】
【００５６】
かかる本発明によれば、前記検査用電圧の重畳により前記駆動電圧又は前記ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に与える影響を減少させることができる。
【００５７】
また、前記ロータ角度検出手段は、所定の制御サイクルごとに前記正弦参照値と前記余弦参照値とを算出し、該正弦参照値と余弦参照値を用いて前記モータの実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）に応じた位相差データを算出し、前回の制御サイクルにおいて算出したモータのロータ角度を前回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）とし、前回の制御サイクルにおいて算出した前記位相差データに応じた前記位相差（θ−θ^）を解消するように該位相差データに基づいて前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度を更新することによって、今回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を算出し、該ロータ角の推定値（θ^）を前記モータのロータ角度とすることを特徴とする。
【００５８】
かかる本発明によれば、前記ロータ角度検出手段は、前回の制御サイクルにおいて前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて算出された前記位相差データと、前回の制御サイクルにおいて検出された前記モータのロータ角度を、前記オブザーバに適用して、今回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を算出することができる。これにより、前記ロータ角度検出手段は、次回の制御サイクル以降において、前記モータのロータ角度を精度良く検出することができる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図５を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図、図３は検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図、図４は検査用電圧の生成方法の説明図、図５は第２の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図である。
【００６０】
先ず、図１〜図４を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。図２に示したモータコントローラ１０は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００６１】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｑ軸指令電流（Ｉq_c）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。
【００６２】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖd）という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖq）という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に変換するｄｑ／３相変換部２０、該駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳する検査用電圧重畳部２１（本発明の検査用電圧重畳手段に相当する）、及び駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳した電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）をモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するよう複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路からなるパワードライブユニット２２（本発明の電圧印加手段に相当する）を備える。
【００６３】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉd_s）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉq_s）とを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明の３相／ｄｑ電流変換手段に相当する）、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５（本発明の参照値算出手段とロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００６４】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）を第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）の偏差に応じたｄ軸電圧（Ｖd）を生成する。
【００６５】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）を第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差に応じたｑ軸電圧（Ｖq）を生成する。
【００６６】
そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）とをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉd_c）とｄ軸実電流（Ｉd_s）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉq_c）とｑ軸実電流（Ｉq_s）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖu，Ｖv，Ｖw）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００６７】
ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖd）とｑ軸電圧（Ｖq）を３相の電圧指令（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）をｄ軸実電流（Ｉd_s）とｑ軸実電流（Ｉq_s）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。
【００６８】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４及び第４加算器３６において、検査用電圧重畳部２１により駆動電圧（Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳することによって、ロータ角度（θ）の検出処理を行う。以下、モータコントローラ１０におけるロータ角度（θ）の検出処理について説明する。
【００６９】
なお、モータコントローラ１０は本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置の機能を含み、パワードライブユニット２２、検査用電圧重畳部２１、及び角度検出部２５により、本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置が構成される。
【００７０】
先ず、検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、コントローラ１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分｛ｔ(1)〜ｔ(n)｝を１周期（Ｔ）とする検査用電圧Ｈuw（Ｈu，Ｈw）を、以下の式（３６）により生成する。なお、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、駆動電圧のＵ相及びＷ相（Ｖu_c，Ｖw_c）に検査用電圧（Ｈu，Ｈw）を重畳しているが、他の組合わせにより駆動電圧のいずれかの２相に検査用電圧を重畳してもよい。
【００７１】
【数３６】
【００７２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈuw＝｛ｄｈuw(1)，ｄｈuw(2)，…，ｄｈuw(n)｝）は、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ(1)，ｓ(2)，…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。そして、変調信号（ｓ）のデータを極力ランダムに変化させることにより、検査用電圧の周波数成分をより拡散させて、特定周波数のノイズが発生することを抑制することができる。
【００７３】
また、基本電圧列データ（ｄｈuw）は、以下の式（３７）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【００７４】
【数３７】
【００７５】
そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈu，Ｈw）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ(1)〜ｔ(n)）におけるＵ相電流センサ２２の検出電流値（Ｉu_s）とＷ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉw_s）の変化量を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【００７６】
ここで、検査用電圧（Ｈu，Ｈw）のｋ番目の周期Ｔ(k)の制御サイクルｔ(i)におけるＵ相電流センサ２２の検出電流値（Ｉu_s）の２階差分とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉw_s）の２階差分を、以下の式（３８）に示したようにそれぞれｄｄＩu(i+k・n)，ｄｄＩw(i+k・n)とする。
【００７７】
【数３８】
【００７８】
【数３９】
【数４０】
【００８０】
【数４１】
【００８１】
【数４２】
【数４３】
【数４４】
【００８４】
そして、検査用電圧（Ｈu，Ｈw）は、上記式（３６）により、周期Ｔの一定の電圧出力パターンが設定された基本電圧列データ（ｄｈuw）と変調信号（ｓ）とを乗じて生成される。そのため、基本電圧列データ（ｄｈuw）に応じて算出される上記式（４１）の行列ｃ(i)の成分は一定となる。したがって、上記式（４３）における行列Ｃの成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記式（４４）の行列Ｄの成分も一定となる。
【００８５】
そこで、モータコントローラ１０のメモリには、基本電圧列データ（ｄｈuw）により予め算出された行列Ｄの成分のデータが記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄの成分のデータを用いて上記式（４４）の演算を実行する。
【００８６】
この場合、角度検出部２５は、行列Ｄの成分と検出電流の２階差分（ｄｄＩuw）及び変調信号（ｓ）間の簡単な演算によりロータ角度（θ）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖs＝３Δｌsin２θ）と余弦参照値（Ｖc＝３Δｌcos２θ）を算出することができ、正弦参照値と余弦参照値の算出時間を短縮することができる。
【００８７】
そして、角度検出部２５は、以下の式（４５）によりモータ１のロータ角度（θ）を算出する。
【００８８】
【数４５】
【００８９】
モータ１が一定の角速度で回転しているとすると、制御サイクル（Δｔ）ごとのロータ角度（θ）と角速度（ω）との関係は以下の式（４６）で表される。
【００９０】
【数４６】
【００９１】
そして、ロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）を以下の式（４７）により算出し、上記式（４６）に、ロータ角度の推定値（θ^）と角速度の推定値（ω^）を入力して、該位相差（θ−θ^）に演算ゲインＫ1，Ｋ2，Ｋ~によるゲインを乗じてフィードバックする以下の式（４８）に示した演算を実行する。
【００９２】
【数４７】
【数４８】
【００９４】
なお、上記式（４７）の√（Ｖs２＋Ｖc２）の演算は時間がかかるので、以下の式（４９）により近似してもよい。
【００９５】
【数４９】
【００９６】
この場合、図４（ａ）に示した一定周期Ｔの交流電圧ｘは、ｆ＝１／Ｔの周波数成分を多く含んでいるため、駆動電圧（Ｖu，Ｖw）に重畳したときに該周波数ｆに偏ったノイズが生じる。そこで、図４（ｂ）に示したように、１周期の出力（ｘ）の次の１周期の出力を反転（−ｘ）することにより、周波数ｆの周波数成分を打ち消すことができる。
【００９７】
そして、図４（ｃ）に示したように、周波数成分を順次打ち消すように変調を行うことにより、周波数のスペクトラムがさらに拡散される。これにより、特定周波数に偏った耳障りなノイズの発生を抑制することができる。
【００９８】
また、上記式（４３）が成り立つときに、上記式（４４）となる行列Ｄは一意には決まらない。例えば、重み付き最小２乗法として知られているように、正則な重み行列Ｗを用いて、以下の式（５０），式（５１）によりＤを決定してもよい。
【００９９】
【数５０】
【数５１】
【０１０１】
【数５２】
【０１０２】
【数５３】
【数５４】
【０１０４】
そして、行列Ｍｍに対して、以下の式（５５），式（５６）が成り立つ。
【０１０５】
【数５５】
【数５６】
【０１０７】
【数５７】
【０１０８】
なお、モータコントローラ４０は本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置の機能を含み、ｄｑ／３相変換部２０、３相／ｄｑ変換部２６、パワードライブユニット２２、角度検出部５０、及び検査用電圧重畳部５１により本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置が構成される。また、図２に示したモータコントローラ１０と同様な構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０９】
検査用電圧重畳部５１は、第５加算器５２でｄ軸電圧（Ｖd）に検査用電圧（Ｈd）を重畳し、第６加算器５３でｑ軸電圧（Ｖq）に検査用電圧（Ｈq）を重畳する。また、角度検出部５０は、検査用電圧（Ｈd，Ｈq）が重畳されたときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／ｄｑ電流変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉd_s^）及びｑ軸実電流（Ｉq_s^）を用いて、モータ１のロータ角度を検出する。以下、モータコントローラ４０におけるモータ１のロータ角度の検出処理について説明する。
【０１１０】
検査用電圧重畳部５１は、上述した第１の実施の形態と同様に、図３（ａ）に示したように、モータコントローラ４０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）を、以下の式（５８）により生成する。
【０１１１】
【数５８】
【０１１２】
なお、基本電圧列データ（ｄｈdq^＝｛ｄｈdq^(1)，ｄｈdq^(2)，…，ｄｈdq^(n)｝）のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ(1)，ｓ(2)，…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。
【０１１３】
また、基本電圧列データ（ｄｈdq^＝｛ｄｈdq^(1)，ｄｈdq^(2)，…，ｄｈdq^(n)｝）は、以下の式（５９）に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。
【０１１４】
【数５９】
【０１１５】
そして、角度検出部５０は、検査用電圧重畳部５１により検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）が重畳されたときに、各制御サイクル（ｔ(1)〜ｔ( n)）において、モータ１のロータ角度の推定値（θ^）に基づいて３相／電流変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。
【０１１６】
ここで、検査用電圧（Ｈd^，Ｈq^）のｋ番目の制御サイクルＴ(k)の制御サイクルｔ(i)におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の式（６０）に示したようにそれぞれｄｄＩd^(i+k・n)，ｄｄＩq^(i+k・n)とする。
【０１１７】
【数６０】
【０１１８】
【数６１】
【数６２】
【０１２０】
【数６３】
【０１２１】
【数６４】
【数６５】
【数６６】
【０１２４】
この場合、角度検出部５０は、行列Ｄ^の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩdq^）及び変調信号（ｓ）間の簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe＝θ−θ^）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖs^＝Ｌ１sin２θe）と余弦参照値（Ｖc^＝Ｌ１cos２θe）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖs^）と余弦参照値（Ｖc^）の算出時間を短縮することができる。
【０１２５】
そして、角度検出部５０は、以下の式（６７）によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θe）を算出して、ロータ角度（θ＝θ^＋θe）を検出する。
【０１２６】
【数６７】
【０１２７】
【数６８】
【数６９】
【０１２９】
なお、上記式（６９）における√（Ｖs^２＋Ｖc^２）の演算は時間がかかるので、以下の式（７０）により近似してもよい。
【０１３０】
【数７０】
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】第１の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】図３は検査用電圧の周期及び検査用電圧と電機子電流の推移を示した図。
【図４】検査用電圧の生成方法の説明図。
【図５】第２の実施の形態におけるモータコントローラの制御ブロック図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…検査用電圧重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…モータコントローラ、５０…角度検出部、５１…検査用電圧重畳部
Claims (4)
- ＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に、所定周期における一定の電圧出力パターンが設定された基本電圧列データに、該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じて生成された検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
該検査用電圧重畳手段により前記駆動電圧に前記検査用電圧が重畳されたときに、前記所定周期内において、所定の制御サイクルで前記電流検出手段の検出電流を参照し、各制御サイクルにおける前記電流検出手段による検出電流の変化量と前記基本電圧列データと前記変調用係数とに基づいて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、
該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置。 - ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、
前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧と前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を、前記モータのロータ角度に基づいて３相の駆動電圧に変換するｄｑ／３相電圧変換手段と、該駆動電圧を前記モータの３相の電機子に印加する電圧印加手段と、
ｄ軸電圧とｑ軸電圧に、所定周期における一定の電圧出力パターンが設定された基本電圧列データに、該所定周期ごとに値が変化する変調用係数を乗じて生成された検査用電圧を重畳する検査用電圧重畳手段と、
前記モータの３相の電機子に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段による検出電流と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流と前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流とを算出する３相／ｄｑ電流変換手段と、
前記検査用電圧重畳手段によりｄ軸電圧及びｑ軸電圧に前記検査用電圧が重畳されたときに、前記所定周期内において、所定の制御サイクルで前記ｄ軸実電流と前記ｑ軸実電流を参照し、各制御サイクルにおける該ｄ軸実電流及び該ｑ軸実電流の変化量と前記基本電圧列データと前記変調用係数とに基づいて、前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と、該位相差（θ−θ＾）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する参照値算出手段と、
該正弦参照値と該余弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を検出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置。 - 前記基本電圧列データは、前記電圧出力パターンにおける出力電圧の平均が０となるように設定されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置。
- 前記ロータ角度検出手段は、所定の制御サイクルごとに前記正弦参照値と前記余弦参照値とを算出し、該正弦参照値と余弦参照値を用いて前記モータの実際値（θ）と推定値（θ^）との位相差（θ−θ^）に応じた位相差データを算出し、
前回の制御サイクルにおいて算出したモータのロータ角度を前回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）とし、前回の制御サイクルにおいて算出した前記位相差データに応じた前記位相差（θ−θ^）を解消するように該位相差データに基づいて前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロータ角度を更新することによって、今回の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ^）を算出し、該ロータ角の推定値（θ^）を前記モータのロータ角度とすることを特徴とする請求項１から請求項３のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置。
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