JP3914107B2 - Ｄｃブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、突極型のＤＣブラシレスモータのロータ角度を位置検出センサを用いることなく検出し、該ロータ角度に基づいて該モータの電機子電流を制御するＤＣブラシレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータとモータ制御装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、該３相の電機子のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。そして、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度を算出している。
【０００４】
ここで、モータ制御装置においては、モータの電機子に流れる電流の検出値（電機子検出電流）が所定の指令電流と一致するように、モータの電機子に印加される駆動電圧を決定する電機子電流のフィードバック制御が行なわれるが、前記高周波電圧を重畳した影響により電機子検出電流には高周波成分が重畳する。
【０００５】
そこで、ローパスフィルタにより電機子検出電流から高周波成分を除去する処理が行われるが、ローパスフィルタによる高周波成分の除去が不十分であると、電機子検出電流に重畳した高周波成分により電機子検出電流と指令電流との偏差が増大し、前記フィードバック制御によるモータの出力トルクの追従性が悪化するという不都合がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記不都合を解消し、モータの駆動電圧にロータ角度検出用の高周波電圧を重畳させたときに生じる電機子電流のフィードバック制御への影響を抑制したＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段と、前記モータを該モータのロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記ロータ角度算出手段により算出された前記モータのロータ角度と前記第１電流値と前記第２電流値とに基づいて、該ｑ軸電機子に流れるｑ軸検出電流と該ｄ軸電機子に流れるｄ軸検出電流とを算出する３相／ｄｑ変換手段と、前記ｑ軸検出電流にローパスフィルタを施したｑ軸参照電流が所定のｑ軸指令電流と一致し、且つ、前記ｄ軸検出電流にローパスフィルタを施したｄ軸参照電流が所定のｄ軸指令電流と一致するように、前記駆動電圧を決定する電流制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【０００８】
そして、前記高周波電圧を、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが逆方向となるように設定したことを特徴とする。
【０００９】
かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記高周波電圧を、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが逆方向となるように設定した場合、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが同じ方向となるように設定した場合よりも、前記３相／ｄｑ変換手段により算出される前記ｑ軸検出電流と前記ｄ軸検出電流に重畳する高周波電流の周波数が高くなる。
【００１０】
そのため、前記ローパスフィルタによる前記ｑ軸検出電流とｄ軸検出電流に重畳した高周波電流の減衰効果が高くなり、該高周波電流の影響による前記ｑ軸参照電流と前記ｑ軸指令電流との偏差、及び前記ｄ軸参照電流と前記ｄ軸指令電流との偏差が減少する。そして、これにより、前記ｄ軸指令電流と前記ｑ軸指令電流に応じた前記モータの出力トルクの追従性を向上させることができる。
【００１１】
また、前記参照値抽出手段は、次式（３）と（４）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出したことを特徴とする。
【００１２】
【数３】
【００１３】
【数４】
【００１４】
但し、上記式（３）〜（４）において、Ｖｓ：前記正弦参照値、Ｖｃ：前記余弦参照値、Ｉｕ：前記第１電流値、Ｉｗ：前記第２電流値、ω：前記高周波電圧の角速度。
【００１５】
かかる本発明によれば、前記参照値抽出手段は、上記式（３），（４）により、前記第１電流値（Ｉｕ）と前記第２電流値（Ｉｗ）と前記高周波電圧の角速度（ω）から、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）を算出することができる。そして、前記ロータ角度算出手段は、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）を用いて前記モータのロータ角度を算出することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図２を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図である。
【００１７】
図２に示したモータコントローラ１０（本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置に相当する）は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、ＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）を、ロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００１８】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）の指令値であるｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）の指令値であるｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとが、実際にモータ１の３相の電機子に流れる電流の検出値から３相／ｄｑ変換により算出したｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓとに、それぞれ一致するように、モータ１の３相の電機子に印加する電圧を制御する。
【００１９】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値であるＶｄ＿ｃとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値であるＶｑ＿ｃとを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する電圧の指令値であるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに変換するｄｑ／３相変換部２０、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに、それぞれ高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する高周波重畳部２１（本発明の高周波重畳手段に相当する）、及び該高周波電圧が重畳されたＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するパワードライブユニット２２（本発明の電圧印加手段に相当する）を備える。
【００２０】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相（本発明の第１相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の第１電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相（本発明の第２相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の第２電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓとを用いてモータ１のロータ角度θ（図１参照）を検出する角度検出部２５、Ｉｕ＿ｓとＩｗ＿ｓとを用いてＩｄ＿ｓとＩｑ＿ｓとを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明の３相／ｄｑ変換手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００２１】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓから第１ローパスフィルタ４０により所定周波数以上の高周波成分を除去したｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒとを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、Ｉｄ＿ｃとＩｄ＿ｒとの偏差に応じたｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃを生成する。
【００２２】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓから第２ローパスフィルタ４０により所定周波数以上の高周波成分を除去したｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒとを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、Ｉｑ＿ｃとＩｑ＿ｒとの偏差に応じたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃを生成する。
【００２３】
そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃとをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒとの偏差を解消するように、モータ１の電機子に３相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが印加され、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００２４】
なお、第１減算器２８、第２減算器３１、第１のＰＩ演算部２９、第２のＰＩ演算部３２、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２２により、本発明の電流制御手段が構成される。
【００２５】
ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓと、Ｗ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓと、モータ１のロータ角度θとからｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓとを、以下の式（５）と式（６）から算出するため、モータコントローラ１０はロータ角度θを検出する必要がある。
【００２６】
【数５】
【００２７】
【数６】
【００２８】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相に印加する電圧の指令値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに対して、高周波重畳部２１から出力される高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ（以下の式（７）で表される）をそれぞれ重畳することによってロータ角度θを検出する。
【００２９】
【数７】
【００３０】
すなわち、第３加算器３４でＶＵ＿ｃにｖｕを加算し、第４加算器３５でＶＶ＿ｃにｖｖを加算し、第５加算器３６でＶＷ＿ｃにｖｗを加算する。そして、角度検出部２５は、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したときに、Ｕ相電流センサ２３により検出される電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出される電流値Ｉｗ＿ｓとを用いて、ロータ角度θを検出する。なお、角度検出部２５は、本発明の参照値抽出手段とロータ角度算出手段の機能を含む。
【００３１】
角度検出部２５は、上述した式（５）と式（６）のＩｕとＩｗに、Ｕ相電流センサ２３により検出された電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出された電流値Ｉｗ＿ｓをそれぞれ代入し、式（５）と式（６）のωに高周波重畳部２１により重畳された上記式（７）の高周波電圧ｖｕ,ｖｖ，ｖｗの角速度ωを代入して、以下の式（８）と式（９）に示したように、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出する。
【００３２】
【数８】
【００３３】
【数９】
【００３４】
但し、Ｉudc：Ｕ相の電機子に流れる電流の直流成分、Ｉwdc：Ｗ相の電機子に流れる電流の直流成分。
【００３５】
なお、式（８）と式（９）におけるωｔについてのｓｉｎ，ｃｏｓ成分が本発明の重畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。また、式（８）と式（９）における演算ゲインＫは、以下の式（１０）で示した形となる。
【００３６】
【数１０】
【００３７】
但し、ｌ：モータ１の各相の自己インダクタンスの直流分、Δｌ：ｌの変動分、ｍ：各相間の相互インダクタンスの直流分。
【００３８】
なお、上記式（８）と式（９）では、積分期間を０〜２π／ωとして、ＩｕとＩｗの直流成分（Ｉudc，Ｉwdc）に関する積分値が０になるようにしたが、ＩｕとＩｗが直流成分を含まず、以下の式（１１），（１２）の形で表される場合には、以下の式（１３），（１４）に示したように、積分期間を０〜π／ωとしても正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出することができる。
【００３９】
【数１１】
【００４０】
【数１２】
【００４１】
【数１３】
【００４２】
【数１４】
【００４３】
そして、上記式（８）と式（９）、または上記式（１３）と式（１４）から、以下の式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出することができる。
【００４４】
【数１５】
【００４５】
なお、ｔａｎー１関数は正弦参照値（Ｖｓ）及び余弦参照値（Ｖｃ）の変化に対する変動分が大きいため、上記式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出したときに、正弦参照値（Ｖｓ）と余弦参照値（Ｖｃ）の算出誤差の影響を受けてロータ角度の検出誤差が大きくなる場合がある。
【００４６】
そこで、以下の式（１６）の関係式から、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差（θ−θ^）に応じた位相差データとして以下の式（１７）に示すΔθを算出し、該位相差（θ−θ^）を解消するように構成した以下の式（１８）で表されるオブザーバによる追従演算によりロータ角度を算出してもよい。
【００４７】
この場合、高周波成分の大きさ（√（Ｖｓ２＋Ｖｃ２））の変動に伴うゲインの変動を抑制してロータ角度算出の安定性を高めることができる。
【００４８】
【数１６】
【００４９】
【数１７】
【００５０】
【数１８】
【００５１】
但し、θ（ｎ），θ^（ｎ），ω^（ｎ）は、それぞれあるサンプリング時点ｎにおけるロータ角度θの実際値と推定値及びロータの角速度ωの推定値であり、θ^（ｎ＋１），ω^（ｎ＋１）は、それぞれｎの次のサンプル時点ｎ＋１におけるロータ角度θの推定値とロータの角速度ωの推定値である。またΔｔはサンプリング時間であり、Ｋ１，Ｋ２は演算ゲインである。
【００５２】
また、角度検出部２５の演算能力が低く、上記式（１７）の平方根演算に要する時間が問題となる場合は、以下の式（１９）に示す近似を行ってもよい。
【００５３】
【数１９】
【００５４】
なお、本実施の形態では、角度検出部２５は、前記式（８），（９）において、時間に応じて変化する高周波成分に対して積分演算を行うことにより、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを出力するように処理してもよい。
【００５５】
ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、モータ１の電機子３，４，５に流れる交流電流の和がゼロになることを利用して、以下の式（２０）により３相／ｄｑの変換演算を行う。
【００５６】
【数２０】
【００５７】
そして、高周波重畳部２１により上記式（７）の高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが第３加算器３４，第５加算器３５，第６加算器３６により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に印加される駆動電圧の指令値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃにそれぞれ重畳されると、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓは、以下の式（２１）で表される高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈを含むものとなる。
【００５８】
【数２１】
【００５９】
但し、ω：ロータ２の角速度、ωｓ：高周波電圧の角速度、α：高周波電圧に対する高周波電流の位相遅れ。
【００６０】
この場合、ロータ２の回転方向（角速度ωの符号に応じて反転する）と、高周波電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）により生じる回転磁界の方向（角速度ωｓの符号に応じて反転する）の異同により、以下の式（２２），（２３）に示したように、高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈの周波数が相違する。
【００６１】
【数２２】
【００６２】
但し、ロータ２の回転方向と高周波電圧により生じる回転磁界の方向が同じ場合（ωとωｓが同符号）。
【００６３】
【数２３】
【００６４】
但し、ロータ２の回転方向と高周波電圧により生じる回転磁界の方向が異なる場合（ωとωｓが異符号）。
【００６５】
すなわち、モータ１のロータ２の回転方向と高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにより生じる回転磁界の方向が同じである場合（角速度ωとωｓの符号が同じ場合）よりも、モータ１のロータ２の回転方向と高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにより生じる回転磁界の方向が異なる場合（角速度ωとωｓの符号が異なる場合）の方が、高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈの周波数が高くなる。
【００６６】
そこで、高周波重畳部２１は、モータ１の回転方向と逆向きの回転磁界を発生させる高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを出力する。そして、これにより、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの重畳によってｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｄ＿ｈとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｑ＿ｈとが、第１ローパスフィルタ４０及び第２ローパスフィルタ４１により、確実に除去されるようにしている。
【００６７】
そして、ｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓからｄ軸高周波電流Ｉｄ＿ｈを除去したｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒが第１減算器２８に入力され、ｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓからｑ軸高周波電流Ｉｑ＿ｈを除去したｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒが第２減算器３１に入力される。
【００６８】
そのため、高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈの影響により、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃに対するｄ軸電流の偏差及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃに対するｑ軸電流の偏差が増大することが防止され、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃ及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃに対するモータ１の出力トルクの追従性を高めることが向上できる。
【００６９】
また、第１ローパスフィルタ４０によるｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓからの高周波成分の除去、及び第２ローパスフィルタ４１によるｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓからの高周波成分の除去が不十分であると、高周波成分による電流偏差を解消するように、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｃとが決定される。
【００７０】
その結果、モータ１の電機子には、ｄｑ／３相変換部２０とパワードライブユニット２２を介して、高周波成分を打ち消す高周波電圧を含む駆動電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが印加され、駆動電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに含まれる高周波成分の波形や位相が、高周波重畳部２１により重畳された高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗによる高周波成分と異なるものとなる。
【００７１】
この場合、角度検出部２５によって上記式（３），（４）により算出される正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃが、上記式（７）による本来の高周波電圧に対する値と異なるものとなるため、上記式（１５）により算出されるロータ角度の誤差が大きくなる。
【００７２】
そこで、上述したように、高周波重畳部２１により、モータ１の回転方向と逆向きの回転磁界を発生させる高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを出力して、ｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｄ＿ｈとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｑ＿ｈの周波数を高くし、第１ローパスフィルタ４０及び第２ローパスフィルタ４１によるＩｄ＿ｈとＩｑ＿ｈの減衰効果を高めることによって、ロータ角度の検出誤差を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…第１ローパスフィルタ、４１…第２ローパスフィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、突極型のＤＣブラシレスモータのロータ角度を位置検出センサを用いることなく検出し、該ロータ角度に基づいて該モータの電機子電流を制御するＤＣブラシレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータとモータ制御装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、該３相の電機子のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。そして、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度を算出している。
【０００４】
ここで、モータ制御装置においては、モータの電機子に流れる電流の検出値（電機子検出電流）が所定の指令電流と一致するように、モータの電機子に印加される駆動電圧を決定する電機子電流のフィードバック制御が行なわれるが、前記高周波電圧を重畳した影響により電機子検出電流には高周波成分が重畳する。
【０００５】
そこで、ローパスフィルタにより電機子検出電流から高周波成分を除去する処理が行われるが、ローパスフィルタによる高周波成分の除去が不十分であると、電機子検出電流に重畳した高周波成分により電機子検出電流と指令電流との偏差が増大し、前記フィードバック制御によるモータの出力トルクの追従性が悪化するという不都合がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記不都合を解消し、モータの駆動電圧にロータ角度検出用の高周波電圧を重畳させたときに生じる電機子電流のフィードバック制御への影響を抑制したＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段と、前記モータを該モータのロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記ロータ角度算出手段により算出された前記モータのロータ角度と前記第１電流値と前記第２電流値とに基づいて、該ｑ軸電機子に流れるｑ軸検出電流と該ｄ軸電機子に流れるｄ軸検出電流とを算出する３相／ｄｑ変換手段と、前記ｑ軸検出電流にローパスフィルタを施したｑ軸参照電流が所定のｑ軸指令電流と一致し、且つ、前記ｄ軸検出電流にローパスフィルタを施したｄ軸参照電流が所定のｄ軸指令電流と一致するように、前記駆動電圧を決定する電流制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【０００８】
そして、前記高周波電圧を、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが逆方向となるように設定したことを特徴とする。
【０００９】
かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記高周波電圧を、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが逆方向となるように設定した場合、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが同じ方向となるように設定した場合よりも、前記３相／ｄｑ変換手段により算出される前記ｑ軸検出電流と前記ｄ軸検出電流に重畳する高周波電流の周波数が高くなる。
【００１０】
そのため、前記ローパスフィルタによる前記ｑ軸検出電流とｄ軸検出電流に重畳した高周波電流の減衰効果が高くなり、該高周波電流の影響による前記ｑ軸参照電流と前記ｑ軸指令電流との偏差、及び前記ｄ軸参照電流と前記ｄ軸指令電流との偏差が減少する。そして、これにより、前記ｄ軸指令電流と前記ｑ軸指令電流に応じた前記モータの出力トルクの追従性を向上させることができる。
【００１１】
また、前記参照値抽出手段は、次式（３）と（４）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出したことを特徴とする。
【００１２】
【数３】
【数４】
但し、上記式（３）〜（４）において、Ｖｓ：前記正弦参照値、Ｖｃ：前記余弦参照値、Ｉｕ：前記第１電流値、Ｉｗ：前記第２電流値、ω：前記高周波電圧の角速度。
【００１５】
かかる本発明によれば、前記参照値抽出手段は、上記式（３），（４）により、前記第１電流値（Ｉｕ）と前記第２電流値（Ｉｗ）と前記高周波電圧の角速度（ω）から、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）を算出することができる。そして、前記ロータ角度算出手段は、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）を用いて前記モータのロータ角度を算出することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図２を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図である。
【００１７】
図２に示したモータコントローラ１０（本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置に相当する）は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、ＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）を、ロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００１８】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）の指令値であるｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）の指令値であるｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとが、実際にモータ１の３相の電機子に流れる電流の検出値から３相／ｄｑ変換により算出したｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓとに、それぞれ一致するように、モータ１の３相の電機子に印加する電圧を制御する。
【００１９】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値であるＶｄ＿ｃとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値であるＶｑ＿ｃとを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する電圧の指令値であるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに変換するｄｑ／３相変換部２０、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに、それぞれ高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する高周波重畳部２１（本発明の高周波重畳手段に相当する）、及び該高周波電圧が重畳されたＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するパワードライブユニット２２（本発明の電圧印加手段に相当する）を備える。
【００２０】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相（本発明の第１相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の第１電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相（本発明の第２相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の第２電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓとを用いてモータ１のロータ角度θ（図１参照）を検出する角度検出部２５、Ｉｕ＿ｓとＩｗ＿ｓとを用いてＩｄ＿ｓとＩｑ＿ｓとを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明の３相／ｄｑ変換手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００２１】
モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓから第１ローパスフィルタ４０により所定周波数以上の高周波成分を除去したｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒとを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、Ｉｄ＿ｃとＩｄ＿ｒとの偏差に応じたｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃを生成する。
【００２２】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓから第２ローパスフィルタ４０により所定周波数以上の高周波成分を除去したｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒとを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、Ｉｑ＿ｃとＩｑ＿ｒとの偏差に応じたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃを生成する。
【００２３】
そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃとをｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒとの偏差を解消するように、モータ１の電機子に３相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが印加され、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。
【００２４】
なお、第１減算器２８、第２減算器３１、第１のＰＩ演算部２９、第２のＰＩ演算部３２、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２２により、本発明の電流制御手段が構成される。
【００２５】
ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓと、Ｗ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓと、モータ１のロータ角度θとからｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓとを、以下の式（５）と式（６）から算出するため、モータコントローラ１０はロータ角度θを検出する必要がある。
【００２６】
【数５】
【数６】
そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相に印加する電圧の指令値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに対して、高周波重畳部２１から出力される高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ（以下の式（７）で表される）をそれぞれ重畳することによってロータ角度θを検出する。
【００２９】
【数７】
すなわち、第３加算器３４でＶＵ＿ｃにｖｕを加算し、第４加算器３５でＶＶ＿ｃにｖｖを加算し、第５加算器３６でＶＷ＿ｃにｖｗを加算する。そして、角度検出部２５は、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したときに、Ｕ相電流センサ２３により検出される電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出される電流値Ｉｗ＿ｓとを用いて、ロータ角度θを検出する。なお、角度検出部２５は、本発明の参照値抽出手段とロータ角度算出手段の機能を含む。
【００３１】
角度検出部２５は、上述した式（５）と式（６）のＩｕとＩｗに、Ｕ相電流センサ２３により検出された電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出された電流値Ｉｗ＿ｓをそれぞれ代入し、式（５）と式（６）のωに高周波重畳部２１により重畳された上記式（７）の高周波電圧ｖｕ,ｖｖ，ｖｗの角速度ωを代入して、以下の式（８）と式（９）に示したように、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出する。
【００３２】
【数８】
【数９】
但し、Ｉudc：Ｕ相の電機子に流れる電流の直流成分、Ｉwdc：Ｗ相の電機子に流れる電流の直流成分。
【００３５】
なお、式（８）と式（９）におけるωｔについてのｓｉｎ，ｃｏｓ成分が本発明の重畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。また、式（８）と式（９）における演算ゲインＫは、以下の式（１０）で示した形となる。
【００３６】
【数１０】
但し、ｌ：モータ１の各相の自己インダクタンスの直流分、Δｌ：ｌの変動分、ｍ：各相間の相互インダクタンスの直流分。
【００３８】
なお、上記式（８）と式（９）では、積分期間を０〜２π／ωとして、ＩｕとＩｗの直流成分（Ｉudc，Ｉwdc）に関する積分値が０になるようにしたが、ＩｕとＩｗが直流成分を含まず、以下の式（１１），（１２）の形で表される場合には、以下の式（１３），（１４）に示したように、積分期間を０〜π／ωとしても正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出することができる。
【００３９】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
そして、上記式（８）と式（９）、または上記式（１３）と式（１４）から、以下の式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出することができる。
【００４４】
【数１５】
なお、ｔａｎー１関数は正弦参照値（Ｖｓ）及び余弦参照値（Ｖｃ）の変化に対する変動分が大きいため、上記式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出したときに、正弦参照値（Ｖｓ）と余弦参照値（Ｖｃ）の算出誤差の影響を受けてロータ角度の検出誤差が大きくなる場合がある。
【００４６】
そこで、以下の式（１６）の関係式から、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差（θ−θ^）に応じた位相差データとして以下の式（１７）に示すΔθを算出し、該位相差（θ−θ^）を解消するように構成した以下の式（１８）で表されるオブザーバによる追従演算によりロータ角度を算出してもよい。
【００４７】
この場合、高周波成分の大きさ（√（Ｖｓ２＋Ｖｃ２））の変動に伴うゲインの変動を抑制してロータ角度算出の安定性を高めることができる。
【００４８】
【数１６】
【数１７】
【数１８】
但し、θ（ｎ），θ^（ｎ），ω^（ｎ）は、それぞれあるサンプリング時点ｎにおけるロータ角度θの実際値と推定値及びロータの角速度ωの推定値であり、θ^（ｎ＋１），ω^（ｎ＋１）は、それぞれｎの次のサンプル時点ｎ＋１におけるロータ角度θの推定値とロータの角速度ωの推定値である。またΔｔはサンプリング時間であり、Ｋ１，Ｋ２は演算ゲインである。
【００５２】
また、角度検出部２５の演算能力が低く、上記式（１７）の平方根演算に要する時間が問題となる場合は、以下の式（１９）に示す近似を行ってもよい。
【００５３】
【数１９】
なお、本実施の形態では、角度検出部２５は、前記式（８），（９）において、時間に応じて変化する高周波成分に対して積分演算を行うことにより、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを出力するように処理してもよい。
【００５５】
ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、モータ１の電機子３，４，５に流れる交流電流の和がゼロになることを利用して、以下の式（２０）により３相／ｄｑの変換演算を行う。
【００５６】
【数２０】
そして、高周波重畳部２１により上記式（７）の高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが第３加算器３４，第５加算器３５，第６加算器３６により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に印加される駆動電圧の指令値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃにそれぞれ重畳されると、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓは、以下の式（２１）で表される高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈを含むものとなる。
【００５８】
【数２１】
但し、ω：ロータ２の角速度、ωｓ：高周波電圧の角速度、α：高周波電圧に対する高周波電流の位相遅れ。
【００６０】
この場合、ロータ２の回転方向（角速度ωの符号に応じて反転する）と、高周波電圧（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）により生じる回転磁界の方向（角速度ωｓの符号に応じて反転する）の異同により、以下の式（２２），（２３）に示したように、高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈの周波数が相違する。
【００６１】
【数２２】
但し、ロータ２の回転方向と高周波電圧により生じる回転磁界の方向が同じ場合（ωとωｓが同符号）。
【００６３】
【数２３】
但し、ロータ２の回転方向と高周波電圧により生じる回転磁界の方向が異なる場合（ωとωｓが異符号）。
【００６５】
すなわち、モータ１のロータ２の回転方向と高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにより生じる回転磁界の方向が同じである場合（角速度ωとωｓの符号が同じ場合）よりも、モータ１のロータ２の回転方向と高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにより生じる回転磁界の方向が異なる場合（角速度ωとωｓの符号が異なる場合）の方が、高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈの周波数が高くなる。
【００６６】
そこで、高周波重畳部２１は、モータ１の回転方向と逆向きの回転磁界を発生させる高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを出力する。そして、これにより、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの重畳によってｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｄ＿ｈとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｑ＿ｈとが、第１ローパスフィルタ４０及び第２ローパスフィルタ４１により、確実に除去されるようにしている。
【００６７】
そして、ｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓからｄ軸高周波電流Ｉｄ＿ｈを除去したｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒが第１減算器２８に入力され、ｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓからｑ軸高周波電流Ｉｑ＿ｈを除去したｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒが第２減算器３１に入力される。
【００６８】
そのため、高周波電流Ｉｄ＿ｈ，Ｉｑ＿ｈの影響により、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃに対するｄ軸電流の偏差及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃに対するｑ軸電流の偏差が増大することが防止され、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃ及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃに対するモータ１の出力トルクの追従性を高めることが向上できる。
【００６９】
また、第１ローパスフィルタ４０によるｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓからの高周波成分の除去、及び第２ローパスフィルタ４１によるｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓからの高周波成分の除去が不十分であると、高周波成分による電流偏差を解消するように、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｃとが決定される。
【００７０】
その結果、モータ１の電機子には、ｄｑ／３相変換部２０とパワードライブユニット２２を介して、高周波成分を打ち消す高周波電圧を含む駆動電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが印加され、駆動電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに含まれる高周波成分の波形や位相が、高周波重畳部２１により重畳された高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗによる高周波成分と異なるものとなる。
【００７１】
この場合、角度検出部２５によって上記式（３），（４）により算出される正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃが、上記式（７）による本来の高周波電圧に対する値と異なるものとなるため、上記式（１５）により算出されるロータ角度の誤差が大きくなる。
【００７２】
そこで、上述したように、高周波重畳部２１により、モータ１の回転方向と逆向きの回転磁界を発生させる高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを出力して、ｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｄ＿ｈとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓに重畳する高周波電流Ｉｑ＿ｈの周波数を高くし、第１ローパスフィルタ４０及び第２ローパスフィルタ４１によるＩｄ＿ｈとＩｑ＿ｈの減衰効果を高めることによって、ロータ角度の検出誤差を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…第１ローパスフィルタ、４１…第２ローパスフィルタ
Claims (2)
- 突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、
前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、
前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段と、
前記モータを該モータのロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記ロータ角度算出手段により算出された前記モータのロータ角度と前記第１電流値と前記第２電流値とに基づいて、該ｑ軸電機子に流れるｑ軸検出電流と該ｄ軸電機子に流れるｄ軸検出電流とを算出する３相／ｄｑ変換手段と、
前記ｑ軸検出電流にローパスフィルタを施したｑ軸参照電流が所定のｑ軸指令電流と一致し、且つ、前記ｄ軸検出電流にローパスフィルタを施したｄ軸参照電流が所定のｄ軸指令電流と一致するように、前記駆動電圧を決定する電流制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
前記高周波電圧を、該高周波電圧を前記モータの電機子に印加したときに生じる回転磁界の方向と前記駆動電圧による前記モータの回転方向とが逆方向となるように設定したことを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。 - 前記参照値抽出手段は、次式（１）と（２）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出したことを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
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