JP3527207B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/28—Arrangements for controlling current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣブラシレスモ
ータの電機子に流れる電流をフィードバック制御するモ
ータ制御装置に関する。
ータの電機子に流れる電流をフィードバック制御するモ
ータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣブラシレスモータの制御方法とし
て、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＤＣブラシレスモータを、ロ
ータに備えられた界磁磁石の磁束方向であるｑ軸上にあ
るｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機
子とを有する等価回路に変換して扱うベクトル制御（以
下「ｄｑ制御」という）が用いられている。
て、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＤＣブラシレスモータを、ロ
ータに備えられた界磁磁石の磁束方向であるｑ軸上にあ
るｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機
子とを有する等価回路に変換して扱うベクトル制御（以
下「ｄｑ制御」という）が用いられている。
【０００３】ｄｑ制御を行なうための従来のモータ制御
装置は、例えば図３に示したように構成される。図３に
示したモータ制御装置５０は、ＤＣサーボモータ５１の
電機子に流れる電流を制御するものであり、ＤＣサーボ
モータ５１のＵ相電機子に流れる電流（ＩＵ＿ｓ）を検
出するＵ相電流センサ５２と、Ｗ相電機子に流れる電流
（ＩＷ＿ｓ）を検出するＷ相電流センサ５３とを備え
る。
装置は、例えば図３に示したように構成される。図３に
示したモータ制御装置５０は、ＤＣサーボモータ５１の
電機子に流れる電流を制御するものであり、ＤＣサーボ
モータ５１のＵ相電機子に流れる電流（ＩＵ＿ｓ）を検
出するＵ相電流センサ５２と、Ｗ相電機子に流れる電流
（ＩＷ＿ｓ）を検出するＷ相電流センサ５３とを備え
る。
【０００４】ＩＵ＿ｓ及びＩＷ＿ｓは、位置検出センサ
（レゾルバ等）５４により検出されるモータ５１のロー
タの電気角度θとともに３相／ｄｑ変換部５５に入力さ
れ、ｄ軸電機子に流れる実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電機
子に流れる実電流（Ｉｑ＿ｓ）が出力される。
（レゾルバ等）５４により検出されるモータ５１のロー
タの電気角度θとともに３相／ｄｑ変換部５５に入力さ
れ、ｄ軸電機子に流れる実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電機
子に流れる実電流（Ｉｑ＿ｓ）が出力される。
【０００５】モータ制御装置５０には、ｄ軸電機子に流
れる電流の指令値（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸電機子に流れる電
流の指令値（Ｉｑ＿ｃ）とが与えられ、第１減算器５６
によりＩｄ＿ｃとＩｄ＿ｓとの偏差ΔＩｄが算出され、
第２減算器５７によりＩｑ＿ｃとＩｑ＿ｓとの偏差ΔＩ
ｑが算出される。
れる電流の指令値（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸電機子に流れる電
流の指令値（Ｉｑ＿ｃ）とが与えられ、第１減算器５６
によりＩｄ＿ｃとＩｄ＿ｓとの偏差ΔＩｄが算出され、
第２減算器５７によりＩｑ＿ｃとＩｑ＿ｓとの偏差ΔＩ
ｑが算出される。
【０００６】そして、第１ＰＩ演算部５８と第２ＰＩ演
算部５９において、偏差ΔＩｄとΔＩｑとを少なくする
ように比例積分（ＰＩ）処理が行なわれて、ｄ軸電機子
に印加される電圧の指令値（Ｖｄ＿ｃ）と、ｑ軸電機子
に印加される電圧の指令値（Ｖｑ＿ｃ）とが算出され
る。Ｖｄ＿ｃとＶｑ＿ｃはｄｑ／３相変換部６０に入力
されて、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電機子に印加される電圧
の指令値（ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃ）に変換さ
れ、パワードライブユニット６１からモータ５１の３相
の電機子に、ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電
圧が印加される。
算部５９において、偏差ΔＩｄとΔＩｑとを少なくする
ように比例積分（ＰＩ）処理が行なわれて、ｄ軸電機子
に印加される電圧の指令値（Ｖｄ＿ｃ）と、ｑ軸電機子
に印加される電圧の指令値（Ｖｑ＿ｃ）とが算出され
る。Ｖｄ＿ｃとＶｑ＿ｃはｄｑ／３相変換部６０に入力
されて、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電機子に印加される電圧
の指令値（ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃ）に変換さ
れ、パワードライブユニット６１からモータ５１の３相
の電機子に、ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電
圧が印加される。
【０００７】モータ制御装置５０における第１ＰＩ演算
部５８と第２ＰＩ演算部５９における演算式は、以下の
式（９）で表される。
部５８と第２ＰＩ演算部５９における演算式は、以下の
式（９）で表される。
【０００８】
【数９】
【０００９】ただし、Ｖｄ：ｄ軸電機子に印加される電
圧、Ｖｑ：ｑ軸電機子に印加される電圧、Ｋｐ：比例ゲ
イン、Ｋｉ：積分ゲイン、ω：モータの角速度、Ｋｅ：
誘起電圧定数。
圧、Ｖｑ：ｑ軸電機子に印加される電圧、Ｋｐ：比例ゲ
イン、Ｋｉ：積分ゲイン、ω：モータの角速度、Ｋｅ：
誘起電圧定数。
【００１０】多くのモータへの適用形態においては、こ
のような一般的な比例積分制御系によるフィードバック
制御により十分な安定性と応答性が得られるが、モータ
を高回転で作動させた場合には、一般的な比例積分制御
系ではモータの作動が不安定になったり、制御の追従性
が不十分となる場合がある。
のような一般的な比例積分制御系によるフィードバック
制御により十分な安定性と応答性が得られるが、モータ
を高回転で作動させた場合には、一般的な比例積分制御
系ではモータの作動が不安定になったり、制御の追従性
が不十分となる場合がある。
【００１１】この原因として、比例積分制御系の状態方
程式は、以下の式（１０）の形で表されるため、高回転
時には、モータの角速度ωに応じて生じる誘起電圧によ
るｄｑ軸間の干渉が大きくなり、制御系の応答が振動的
になることが主な要因と考えられる。
程式は、以下の式（１０）の形で表されるため、高回転
時には、モータの角速度ωに応じて生じる誘起電圧によ
るｄｑ軸間の干渉が大きくなり、制御系の応答が振動的
になることが主な要因と考えられる。
【００１２】
【数１０】
【００１３】ただし、Ｉｄ：ｄ軸電機子に流れる電流、
Ｉｑ：ｑ軸電機子に流れる電流、Ｌｄ：ｄ軸電機子のイ
ンダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸電機子のインダクタンス、
ｒ：ｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗。
Ｉｑ：ｑ軸電機子に流れる電流、Ｌｄ：ｄ軸電機子のイ
ンダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸電機子のインダクタンス、
ｒ：ｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記背景を
鑑みてなされたものであり、高回転時においても安定し
てモータを制御することができるモータ制御装置を提供
することを目的とする。
鑑みてなされたものであり、高回転時においても安定し
てモータを制御することができるモータ制御装置を提供
することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するためになされたものであり、ＤＣブラシレスモータ
を、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸
電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを
有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に
流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段
により検出された電流値から前記ｑ軸電機子に流れるｑ
軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出
する実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の
指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差で
あるｑ軸電流偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指
令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差であ
るｄ軸電流偏差とを算出する電流偏差算出手段とを備
え、前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差とを小さくす
るように、前記ｄ軸電機子に印加する電圧の指令値であ
るｄ軸指令電圧と、前記ｑ軸電機子に印加する電圧の指
令値であるｑ軸指令電圧とを生成し、該ｄ軸指令電圧と
該ｑ軸指令電圧に応じて前記モータの電機子の通電制御
を行なうモータ制御装置の改良に関する。
するためになされたものであり、ＤＣブラシレスモータ
を、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸
電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを
有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に
流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段
により検出された電流値から前記ｑ軸電機子に流れるｑ
軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流とを算出
する実電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の
指令値であるｑ軸指令電流と前記ｑ軸実電流との偏差で
あるｑ軸電流偏差と、前記ｄ軸電機子に流れる電流の指
令値であるｄ軸指令電流と前記ｄ軸実電流との偏差であ
るｄ軸電流偏差とを算出する電流偏差算出手段とを備
え、前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差とを小さくす
るように、前記ｄ軸電機子に印加する電圧の指令値であ
るｄ軸指令電圧と、前記ｑ軸電機子に印加する電圧の指
令値であるｑ軸指令電圧とを生成し、該ｄ軸指令電圧と
該ｑ軸指令電圧に応じて前記モータの電機子の通電制御
を行なうモータ制御装置の改良に関する。
【００１６】そして、前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流
偏差にそれぞれ所定の比例ゲインを乗じる比例演算処理
を行なって、前記ｄ軸指令電圧の比例項成分であるｄ軸
比例項成分と、前記ｑ軸指令電圧の比例項成分であるｑ
軸比例項成分とを生成する比例項成分生成手段と、前記
ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差に所定の積分ゲイン
に基づく積分演算処理を行なって、前記ｄ軸指令電圧の
積分項成分であるｄ軸積分項成分と、前記ｑ軸指令電圧
の積分項成分であるｑ軸積分項成分とを生成する積分項
成分生成手段と、前記ｄ軸比例項成分と前記ｄ軸積分項
成分との加算結果に応じて前記ｄ軸指令電圧を生成し、
前記ｑ軸比例項成分と前記ｑ軸積分項成分との加算結果
に応じて前記ｑ軸指令電圧を生成する指令電圧生成手段
とを備え、前記積分ゲインを、前記ｄ軸電機子への印加
電圧と前記ｑ軸電機子への印加電圧を入力とし、前記ｄ
軸電機子に流れる電流と前記ｑ軸電機子に流れる電流を
出力として前記モータの定常的な入出力関係を前記比例
ゲインを含めて近似化した定常ゲインに対して、前記ｄ
軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差に該積分ゲインを乗算
し積分して入力する系が安定化するように設定したこと
を特徴とする。
偏差にそれぞれ所定の比例ゲインを乗じる比例演算処理
を行なって、前記ｄ軸指令電圧の比例項成分であるｄ軸
比例項成分と、前記ｑ軸指令電圧の比例項成分であるｑ
軸比例項成分とを生成する比例項成分生成手段と、前記
ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差に所定の積分ゲイン
に基づく積分演算処理を行なって、前記ｄ軸指令電圧の
積分項成分であるｄ軸積分項成分と、前記ｑ軸指令電圧
の積分項成分であるｑ軸積分項成分とを生成する積分項
成分生成手段と、前記ｄ軸比例項成分と前記ｄ軸積分項
成分との加算結果に応じて前記ｄ軸指令電圧を生成し、
前記ｑ軸比例項成分と前記ｑ軸積分項成分との加算結果
に応じて前記ｑ軸指令電圧を生成する指令電圧生成手段
とを備え、前記積分ゲインを、前記ｄ軸電機子への印加
電圧と前記ｑ軸電機子への印加電圧を入力とし、前記ｄ
軸電機子に流れる電流と前記ｑ軸電機子に流れる電流を
出力として前記モータの定常的な入出力関係を前記比例
ゲインを含めて近似化した定常ゲインに対して、前記ｄ
軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差に該積分ゲインを乗算
し積分して入力する系が安定化するように設定したこと
を特徴とする。
【００１７】かかる本発明においては、前記比例項成分
生成手段により前記ｄ軸比例項成分と前記ｑ軸比例項成
分とが生成される。そして、前記モータの高回転時にお
ける前記ｄ軸指令電流に対する前記ｄ軸実電流の追従性
と前記ｑ軸指令電流に対する前記ｑ軸実電流の追従性を
高めて、前記モータを安定して制御するためには、前記
比例ゲインを大きくして前記ｄ軸指令電圧と前記ｑ軸指
令電圧とに対する前記モータの応答性を高める必要があ
る。
生成手段により前記ｄ軸比例項成分と前記ｑ軸比例項成
分とが生成される。そして、前記モータの高回転時にお
ける前記ｄ軸指令電流に対する前記ｄ軸実電流の追従性
と前記ｑ軸指令電流に対する前記ｑ軸実電流の追従性を
高めて、前記モータを安定して制御するためには、前記
比例ゲインを大きくして前記ｄ軸指令電圧と前記ｑ軸指
令電圧とに対する前記モータの応答性を高める必要があ
る。
【００１８】しかし、前記比例ゲインを大きくしただけ
では、前記モータの作動が振動的になるという弊害が生
じることとなるため、本発明においては、前記積分項成
分生成手段により、該弊害を抑制するための前記ｄ軸積
分項成分と前記ｑ軸積分項成分とが生成される。
では、前記モータの作動が振動的になるという弊害が生
じることとなるため、本発明においては、前記積分項成
分生成手段により、該弊害を抑制するための前記ｄ軸積
分項成分と前記ｑ軸積分項成分とが生成される。
【００１９】すなわち、前記積分項成分生成手段は、ｄ
軸電機子に印加される電圧及びｑ軸電機子に印加される
電圧と、ｄ軸電機子に流れる電流及びｑ軸電機子に流れ
る電流との入出力関係を前記比例ゲインを含めて近似化
した前記定常ゲインに対して、前記ｄ軸電流偏差及び前
記ｑ軸電流偏差に前記積分ゲインを乗算し積分して入力
する系が安定化する前記積分ゲインに基づく積分演算処
理を行なって、前記ｄ軸積分項成分と前記ｑ軸積分項成
分とを生成する。
軸電機子に印加される電圧及びｑ軸電機子に印加される
電圧と、ｄ軸電機子に流れる電流及びｑ軸電機子に流れ
る電流との入出力関係を前記比例ゲインを含めて近似化
した前記定常ゲインに対して、前記ｄ軸電流偏差及び前
記ｑ軸電流偏差に前記積分ゲインを乗算し積分して入力
する系が安定化する前記積分ゲインに基づく積分演算処
理を行なって、前記ｄ軸積分項成分と前記ｑ軸積分項成
分とを生成する。
【００２０】ここで、図２（ａ）を参照して前記定常ゲ
インを用いた積分演算処理の安定性について説明する
と、ｄ軸電機子への印加電圧（Ｖｄ）とｑ軸電機子への
印加電圧（Ｖｑ）を入力して、ｄ軸電機子に流れる電流
（Ｉｄ）とｑ軸電機子に流れる電流（Ｉｑ）を出力する
系（２入力２出力の系）の入出力関係を近似化する定常
ゲイン（Ｍ）に、ｄ軸電機子への指令電流値（Ｉｄ＿
ｃ）とＩｄとの偏差（ΔＩｄ）及びｑ軸電機子への指令
電流値（Ｉｑ＿ｃ）とＩｑとの偏差（ΔＩｑ）を乗算し
積分演算処理（Ｋｉ、１／ｓ）を行なって、ｄ軸電機子
に印加する電圧（Ｖｄ）とｑ軸電機子に印加する電圧
（Ｖｑ）とを生成する場合、ΔＩｄとΔＩｑは該積分演
算処理によりその変動が抑制される。
インを用いた積分演算処理の安定性について説明する
と、ｄ軸電機子への印加電圧（Ｖｄ）とｑ軸電機子への
印加電圧（Ｖｑ）を入力して、ｄ軸電機子に流れる電流
（Ｉｄ）とｑ軸電機子に流れる電流（Ｉｑ）を出力する
系（２入力２出力の系）の入出力関係を近似化する定常
ゲイン（Ｍ）に、ｄ軸電機子への指令電流値（Ｉｄ＿
ｃ）とＩｄとの偏差（ΔＩｄ）及びｑ軸電機子への指令
電流値（Ｉｑ＿ｃ）とＩｑとの偏差（ΔＩｑ）を乗算し
積分演算処理（Ｋｉ、１／ｓ）を行なって、ｄ軸電機子
に印加する電圧（Ｖｄ）とｑ軸電機子に印加する電圧
（Ｖｑ）とを生成する場合、ΔＩｄとΔＩｑは該積分演
算処理によりその変動が抑制される。
【００２１】そのため、定常ゲイン（Ｍ）と電流偏差
（ΔＩｄ，ΔＩｑ）を乗算し積分した出力を安定化させ
る積分ゲインＫｉを用いれば、減算器３０から定常ゲイ
ン（Ｍ）の出力までが全体として安定となり、ＩｄとＩ
ｄ＿ｃ及びＩｑとＩｑ＿ｃをそれぞれ安定して追従させ
ることができる。
（ΔＩｄ，ΔＩｑ）を乗算し積分した出力を安定化させ
る積分ゲインＫｉを用いれば、減算器３０から定常ゲイ
ン（Ｍ）の出力までが全体として安定となり、ＩｄとＩ
ｄ＿ｃ及びＩｑとＩｑ＿ｃをそれぞれ安定して追従させ
ることができる。
【００２２】そこで、前記積分項成分生成手段は、前記
定常ゲインに基づいて、前記系が安定化するように予め
定めた前記積分ゲインに基づく積分演算処理を行なって
前記ｄ軸積分項成分と前記ｑ軸積分項成分とを生成す
る。そして、該ｄ軸積分項成分と前記ｄ軸比例項成分の
加算結果に応じて前記ｄ軸指令電圧を生成し、該ｑ軸積
分項成分の加算結果に応じて前記ｑ軸指令電圧を生成す
る。これにより、前記定常ゲインにより近似化された前
記系の安定化が図られ、高回転時においても前記モータ
を安定して追従性良く制御することができる。
定常ゲインに基づいて、前記系が安定化するように予め
定めた前記積分ゲインに基づく積分演算処理を行なって
前記ｄ軸積分項成分と前記ｑ軸積分項成分とを生成す
る。そして、該ｄ軸積分項成分と前記ｄ軸比例項成分の
加算結果に応じて前記ｄ軸指令電圧を生成し、該ｑ軸積
分項成分の加算結果に応じて前記ｑ軸指令電圧を生成す
る。これにより、前記定常ゲインにより近似化された前
記系の安定化が図られ、高回転時においても前記モータ
を安定して追従性良く制御することができる。
【００２３】また、前記モータの電気的な応答性は非常
に高速であるので、前記ｄ軸指令電圧と前記ｑ軸指令電
圧に対して前記モータが常に追従しているとすると、前
記系の定常状態における定常ゲインは以下の式（１１）
により表すことができ、前記入出力関係は以下の式（１
２）により表すことができる。そして、式（１１）によ
り表される定常ゲインを使用して前記積分ゲインを決定
することができる。
に高速であるので、前記ｄ軸指令電圧と前記ｑ軸指令電
圧に対して前記モータが常に追従しているとすると、前
記系の定常状態における定常ゲインは以下の式（１１）
により表すことができ、前記入出力関係は以下の式（１
２）により表すことができる。そして、式（１１）によ
り表される定常ゲインを使用して前記積分ゲインを決定
することができる。
【００２４】
【数１１】
【００２５】但し、Ｍ：前記定常ゲイン、ｒ：前記ｄ軸
電機子と前記ｑ軸電機子の抵抗、Ｋｐ：前記比例ゲイ
ン、Ｌｄ：前記ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌｑ：前
記ｑ軸電機子のインダクタンス。
電機子と前記ｑ軸電機子の抵抗、Ｋｐ：前記比例ゲイ
ン、Ｌｄ：前記ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌｑ：前
記ｑ軸電機子のインダクタンス。
【００２６】
【数１２】
【００２７】ただし、Ｉｄ：前記ｄ軸電機子に流れる電
流、Ｉｑ：前記ｑ軸電機子に流れる電流、ω：前記モー
タの角速度、Ｖｄ：前記ｄ軸電機子への印加電圧、Ｖ
ｑ：前記ｑ軸電機子への印加電圧である。
流、Ｉｑ：前記ｑ軸電機子に流れる電流、ω：前記モー
タの角速度、Ｖｄ：前記ｄ軸電機子への印加電圧、Ｖ
ｑ：前記ｑ軸電機子への印加電圧である。
【００２８】また、前記式（１１）により表される定常
ゲインＭは正則行列であるので、任意の安定行列Ｓを用
いて、前記積分ゲインを以下の式（１３）のように設定
すると、該定常ゲインを用いた積分演算による出力（電
圧）ｘの状態方程式は、以下の式（１４）で示される。
なお、安定行列とは固有値の実部が全て負となる行列を
いい、式（１４）におけるシステム行列（−ＫｉＭ）が
安定行列であれば、前記状態方程式の出力ｘの状態は安
定となる。
ゲインＭは正則行列であるので、任意の安定行列Ｓを用
いて、前記積分ゲインを以下の式（１３）のように設定
すると、該定常ゲインを用いた積分演算による出力（電
圧）ｘの状態方程式は、以下の式（１４）で示される。
なお、安定行列とは固有値の実部が全て負となる行列を
いい、式（１４）におけるシステム行列（−ＫｉＭ）が
安定行列であれば、前記状態方程式の出力ｘの状態は安
定となる。
【００２９】
【数１３】
【００３０】ただし、Ｋｉ：前記積分ゲイン、Ｓ：あら
かじめ定めた任意の安定行列。
かじめ定めた任意の安定行列。
【００３１】
【数１４】
【００３２】式（１４）において、ｄｅｔＭ＞０であ
り、Ｍ-1ＳＭは安定行列であることから、前記積分ゲイ
ンを式（１３）により決定した場合、システム行列（−
ＫｉＭ）も安定行列となって前記出力ｘの状態を安定化
させることができる。
り、Ｍ-1ＳＭは安定行列であることから、前記積分ゲイ
ンを式（１３）により決定した場合、システム行列（−
ＫｉＭ）も安定行列となって前記出力ｘの状態を安定化
させることができる。
【００３３】そして、前記積分項成分生成手段は、前記
積分ゲインに応じた積分演算処理として、以下の式（１
５）により前記ｄ軸積分項成分を算出し、以下の式（１
６）により前記ｑ軸積分項成分を算出することができ
る。
積分ゲインに応じた積分演算処理として、以下の式（１
５）により前記ｄ軸積分項成分を算出し、以下の式（１
６）により前記ｑ軸積分項成分を算出することができ
る。
【００３４】
【数１５】
【００３５】
【数１６】
【００３６】ただし、Ｖｄ＿ｉ：前記ｄ軸積分項成分、
Ｖｑ＿ｉ：前記ｑ軸積分項成分、ｋ１１，ｋ１２，ｋ２
１，ｋ２２：前記式（１３）により定義された積分ゲイ
ンＫｉの行列要素。
Ｖｑ＿ｉ：前記ｑ軸積分項成分、ｋ１１，ｋ１２，ｋ２
１，ｋ２２：前記式（１３）により定義された積分ゲイ
ンＫｉの行列要素。
【００３７】また、任意の正定行列Ｑを用いて、前記積
分ゲインを以下の式（１７）のように設定すると、前記
式（１１）により表される定常ゲインＭを用いた積分演
算による出力（電圧）ｘの状態方程式は、以下の式（１
８）で示される。なお、正定行列とは対象な実行列で固
有値が全て正であるものをいい、式（１８）におけるシ
ステム行列（−ＭTＱＭ）が安定行列であれば、前記出
力ｘの状態は安定となる。
分ゲインを以下の式（１７）のように設定すると、前記
式（１１）により表される定常ゲインＭを用いた積分演
算による出力（電圧）ｘの状態方程式は、以下の式（１
８）で示される。なお、正定行列とは対象な実行列で固
有値が全て正であるものをいい、式（１８）におけるシ
ステム行列（−ＭTＱＭ）が安定行列であれば、前記出
力ｘの状態は安定となる。
【００３８】
【数１７】
【００３９】ただし、Ｑ：あらかじめ定めた任意の正定
行列。
行列。
【００４０】
【数１８】
【００４１】式（１８）において、（ＭTＱＭ）は正定
行列となるので、（−ＭTＱＭ）は安定行列となる。そ
のため、前記積分ゲインを式（１７）により決定するこ
とによって、前記出力ｘの状態を安定化させることがで
きる。
行列となるので、（−ＭTＱＭ）は安定行列となる。そ
のため、前記積分ゲインを式（１７）により決定するこ
とによって、前記出力ｘの状態を安定化させることがで
きる。
【００４２】そして、前記積分項成分生成手段は、前記
積分ゲインに応じた積分演算処理として、前記式（１
７）で決定した積分ゲインＫｉを使用して、前記式（１
５）により前記ｄ軸積分項成分を算出し、前記式（１
６）により前記ｑ軸積分項成分を算出することができ
る。
積分ゲインに応じた積分演算処理として、前記式（１
７）で決定した積分ゲインＫｉを使用して、前記式（１
５）により前記ｄ軸積分項成分を算出し、前記式（１
６）により前記ｑ軸積分項成分を算出することができ
る。
【００４３】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態の一例につい
て、図１〜図２を参照して説明する。図１は本発明のモ
ータ制御装置の制御ブロック図、図２は図１に示したモ
ータ制御装置で使用される積分ゲインの決定方法の説明
図である。
て、図１〜図２を参照して説明する。図１は本発明のモ
ータ制御装置の制御ブロック図、図２は図１に示したモ
ータ制御装置で使用される積分ゲインの決定方法の説明
図である。
【００４４】図１を参照して、モータ制御装置１は、３
相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＤＣブラシレスモータ２（以下、モ
ータ２という）を、モータ２のロータ（図示しない）に
備えられた界磁磁石の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸
電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを
有する等価回路に変換して扱い、モータ２の電機子に流
れる電流をフィードバック制御する。
相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＤＣブラシレスモータ２（以下、モ
ータ２という）を、モータ２のロータ（図示しない）に
備えられた界磁磁石の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸
電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを
有する等価回路に変換して扱い、モータ２の電機子に流
れる電流をフィードバック制御する。
【００４５】モータ制御装置１は、モータ２のＵ相電機
子に流れる電流（ＩＵ＿ｓ）を検出するＵ相電流センサ
３（本発明の電流検出手段に相当する）と、Ｗ相電機子
に流れる電流（ＩＷ＿ｓ）を検出するＷ相電流センサ４
（本発明の電流検出手段に相当する）と、モータ２のロ
ータ（図示しない）の電気角θを検出する位置検出セン
サ５とを備える。
子に流れる電流（ＩＵ＿ｓ）を検出するＵ相電流センサ
３（本発明の電流検出手段に相当する）と、Ｗ相電機子
に流れる電流（ＩＷ＿ｓ）を検出するＷ相電流センサ４
（本発明の電流検出手段に相当する）と、モータ２のロ
ータ（図示しない）の電気角θを検出する位置検出セン
サ５とを備える。
【００４６】また、モータ制御装置１は、ＩＵ＿ｓ，Ｉ
Ｗ＿ｓ，θを入力してｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流
（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流（Ｉｑ＿
ｓ）とを出力する３相／ｄｑ変換部６（本発明の実電流
算出手段に相当する）、ｄ軸電機子に流れる電流の指令
値であるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ
＿ｓ）とを減算して両者の偏差であるｄ軸電流偏差（Δ
Ｉｄ）を算出する第１減算器７、ｑ軸電機子に流れる電
流の指令値であるｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電
流（Ｉｑ＿ｓ）とを減算して両者の偏差であるｑ軸電流
偏差（ΔＩｑ）を算出する第２減算器８、ｄ軸電流偏差
（ΔＩｄ）に比例ゲインＫｐを乗じてｄ軸比例項成分
（Ｖｄ＿ｐ）を生成するｄ軸比例項成分生成部９、ｑ軸
電流偏差（ΔＩｑ）に比例ゲインＫｐを乗じてｑ軸比例
項成分（Ｖｑ＿ｐ）を生成するｑ軸比例項生成部１０、
ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）及びｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）を
入力してｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）及びｑ軸積分項成
分（Ｖｑ＿ｉ）を生成する積分項成分生成部２１（本発
明の積分項成分生成手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸
間で干渉し合う速度起電力の影響を打消すための非干渉
演算項成分（Ｖｄ＿ｎ，Ｖｑ＿ｎ）を出力する非干渉演
算部１８を備える。
Ｗ＿ｓ，θを入力してｄ軸電機子に流れるｄ軸実電流
（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流（Ｉｑ＿
ｓ）とを出力する３相／ｄｑ変換部６（本発明の実電流
算出手段に相当する）、ｄ軸電機子に流れる電流の指令
値であるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ
＿ｓ）とを減算して両者の偏差であるｄ軸電流偏差（Δ
Ｉｄ）を算出する第１減算器７、ｑ軸電機子に流れる電
流の指令値であるｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電
流（Ｉｑ＿ｓ）とを減算して両者の偏差であるｑ軸電流
偏差（ΔＩｑ）を算出する第２減算器８、ｄ軸電流偏差
（ΔＩｄ）に比例ゲインＫｐを乗じてｄ軸比例項成分
（Ｖｄ＿ｐ）を生成するｄ軸比例項成分生成部９、ｑ軸
電流偏差（ΔＩｑ）に比例ゲインＫｐを乗じてｑ軸比例
項成分（Ｖｑ＿ｐ）を生成するｑ軸比例項生成部１０、
ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）及びｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）を
入力してｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）及びｑ軸積分項成
分（Ｖｑ＿ｉ）を生成する積分項成分生成部２１（本発
明の積分項成分生成手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸
間で干渉し合う速度起電力の影響を打消すための非干渉
演算項成分（Ｖｄ＿ｎ，Ｖｑ＿ｎ）を出力する非干渉演
算部１８を備える。
【００４７】なお、第１減算器７と第２減算器８とによ
り本発明の電流偏差算出手段が構成され、ｄ軸比例項成
分生成部９とｑ軸比例項成分生成部１０とにより本発明
の比例項生成手段が構成される。
り本発明の電流偏差算出手段が構成され、ｄ軸比例項成
分生成部９とｑ軸比例項成分生成部１０とにより本発明
の比例項生成手段が構成される。
【００４８】さらに、モータ制御装置１は、ｄ軸比例項
成分（Ｖｄ＿ｐ）とｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）とｄ軸
の非干渉演算項成分（Ｖｄ＿ｎ）とを加算してｄ軸電機
子に印加する電圧の指令値であるｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿
ｃ）を算出する第１加算器１４、ｑ軸比例項成分（Ｖｑ
＿ｐ）とｑ軸積分項成分（Ｖｑ＿ｉ）とｑ軸の非干渉演
算項成分（Ｖｑ＿ｎ）とを加算してｑ軸電機子に印加す
る電圧の指令値であるｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）を算出
する第２加算器１５、ｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）とｑ軸
指令電圧（Ｖｑ＿ｃ）と電気角（θ）とを入力して３相
の指令電圧（ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃ）に変換し
て出力するｄｑ／３相変換部１６、３相の指令電圧（Ｖ
Ｕ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃ）を入力してこれに応じた
周波数可変の電圧をモータ２の電機子に出力するパワー
ドライブユニット１７、及び位置検出センサ５による電
気角θの検出信号を入力し、該検出信号に微分演算（ｄ
／ｄｔ）を施してモータ２の角速度ωを算出して、該角
速度ωを非干渉演算部１８に出力する角速度演算部１９
を備える。
成分（Ｖｄ＿ｐ）とｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）とｄ軸
の非干渉演算項成分（Ｖｄ＿ｎ）とを加算してｄ軸電機
子に印加する電圧の指令値であるｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿
ｃ）を算出する第１加算器１４、ｑ軸比例項成分（Ｖｑ
＿ｐ）とｑ軸積分項成分（Ｖｑ＿ｉ）とｑ軸の非干渉演
算項成分（Ｖｑ＿ｎ）とを加算してｑ軸電機子に印加す
る電圧の指令値であるｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）を算出
する第２加算器１５、ｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）とｑ軸
指令電圧（Ｖｑ＿ｃ）と電気角（θ）とを入力して３相
の指令電圧（ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃ）に変換し
て出力するｄｑ／３相変換部１６、３相の指令電圧（Ｖ
Ｕ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃ）を入力してこれに応じた
周波数可変の電圧をモータ２の電機子に出力するパワー
ドライブユニット１７、及び位置検出センサ５による電
気角θの検出信号を入力し、該検出信号に微分演算（ｄ
／ｄｔ）を施してモータ２の角速度ωを算出して、該角
速度ωを非干渉演算部１８に出力する角速度演算部１９
を備える。
【００４９】なお、第１加算器１４と第２加算器１５と
により本発明の指令電圧生成手段が構成される。
により本発明の指令電圧生成手段が構成される。
【００５０】積分項成分生成部２１は、ｄ軸比例項成分
生成部９とｑ軸比例項成分生成部１０を含む図中２０の
部分を対象として、モータ２のｄ軸電機子への印加電圧
（Ｖｄ）とｑ軸電機子への印加電圧（Ｖｑ）とを入力し
て、ｄ軸電機子に流れる電流（Ｉｄ）とｑ軸電機子に流
れる電流（Ｉｑ）を出力するモータ２の定常的な入出力
関係を、前記式（１２）に示したように定常ゲイン
（Ｍ）により近似化する。
生成部９とｑ軸比例項成分生成部１０を含む図中２０の
部分を対象として、モータ２のｄ軸電機子への印加電圧
（Ｖｄ）とｑ軸電機子への印加電圧（Ｖｑ）とを入力し
て、ｄ軸電機子に流れる電流（Ｉｄ）とｑ軸電機子に流
れる電流（Ｉｑ）を出力するモータ２の定常的な入出力
関係を、前記式（１２）に示したように定常ゲイン
（Ｍ）により近似化する。
【００５１】すなわち、比例ゲイン（Ｋｐ）をパラメー
タに含み、角速度ω、ｄ軸電機子及びｄ軸電機子の抵抗
ｒ、ｄ軸電機子のインダクタンスＬｄ、ｑ軸電機子のイ
ンダクタンスＬｑを含む定常ゲイン（Ｍ）により前記入
出力関係を近似化する。そして、積分項成分生成部２１
は、定常ゲイン（Ｍ）とｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）及びｑ
軸電流偏差（ΔＩｑ）を乗算し積分してフィードバック
させたときに出力の状態が安定化するゲインを積分ゲイ
ン（Ｋｉ）として使用して、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）と
ｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）の組に対する積分演算処理を行
なう。
タに含み、角速度ω、ｄ軸電機子及びｄ軸電機子の抵抗
ｒ、ｄ軸電機子のインダクタンスＬｄ、ｑ軸電機子のイ
ンダクタンスＬｑを含む定常ゲイン（Ｍ）により前記入
出力関係を近似化する。そして、積分項成分生成部２１
は、定常ゲイン（Ｍ）とｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）及びｑ
軸電流偏差（ΔＩｑ）を乗算し積分してフィードバック
させたときに出力の状態が安定化するゲインを積分ゲイ
ン（Ｋｉ）として使用して、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）と
ｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）の組に対する積分演算処理を行
なう。
【００５２】すなわち、以下の式（１９）に示したよう
に、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）とｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）
からなる組（ΔＩｄ，ΔＩｑ）Tと積分ゲイン（Ｋｉ）
を乗算し（図中１１）、乗算結果に対して、前記式（１
５）によりｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）を生成し（図中
１２）、前記式（１６）によりｑ軸積分項成分（Ｖｑ＿
ｉ）を生成する（図中１３）。
に、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）とｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）
からなる組（ΔＩｄ，ΔＩｑ）Tと積分ゲイン（Ｋｉ）
を乗算し（図中１１）、乗算結果に対して、前記式（１
５）によりｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）を生成し（図中
１２）、前記式（１６）によりｑ軸積分項成分（Ｖｑ＿
ｉ）を生成する（図中１３）。
【００５３】
【数１９】
【００５４】そして、積分項成分生成部２１により生成
されたｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）は第１加算器１４で
ｄ軸比例項成分（Ｖｄ＿ｐ）と加算され、また、ｑ軸積
分項成分（Ｖｑ＿ｉ）は第２加算器１５でｑ軸比例項成
分（Ｖｑ＿ｐ）と加算されて、以下の式（２０）により
示されるｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）とｑ軸指令電圧とが
ｄｑ／３相変換部１６に入力される。
されたｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）は第１加算器１４で
ｄ軸比例項成分（Ｖｄ＿ｐ）と加算され、また、ｑ軸積
分項成分（Ｖｑ＿ｉ）は第２加算器１５でｑ軸比例項成
分（Ｖｑ＿ｐ）と加算されて、以下の式（２０）により
示されるｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）とｑ軸指令電圧とが
ｄｑ／３相変換部１６に入力される。
【００５５】
【数２０】
【００５６】ただし、ω：モータ５の角速度、Ｌｄ：ｄ
軸電機子のインダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸電機子のインダ
クタンス、Ｋｅ：誘起電圧定数。
軸電機子のインダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸電機子のインダ
クタンス、Ｋｅ：誘起電圧定数。
【００５７】なお、式（２０）の右辺第１行の第３項は
ｄ軸の非干渉演算項成分（Ｖｄ＿ｎ）であり、第２行の
第３項はｑ軸の非干渉演算項成分（Ｖｑ＿ｎ）である。
ｄ軸の非干渉演算項成分（Ｖｄ＿ｎ）であり、第２行の
第３項はｑ軸の非干渉演算項成分（Ｖｑ＿ｎ）である。
【００５８】このように、積分項成分生成部２１によ
り、前記式（１１）による比例ゲイン（Ｋｐ）をパラメ
ータに含んだ定常ゲイン（Ｍ）とｄ軸電流偏差（ΔＩ
ｄ）及びｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）とを乗算し積分してフ
ィードバックさせたときに出力の状態が安定化するよう
に決定された積分ゲイン（Ｋｉ）に基づく積分処理を行
なって、ｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）の積分項成分である
ｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）と、ｑ軸指令電圧（Ｖｑ＿
ｃ）の積分項成分であるｑ軸積分項成分（Ｖｑ＿ｉ）と
を生成することにより、比例ゲインＫｐを上げてモータ
２の応答性を高めた場合であっても、ｄ軸実電流（Ｉｄ
＿ｓ）をｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）に、また、ｑ軸実電
流（Ｉｑ＿ｓ）をｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に、それぞ
れ安定して一致させることができる。
り、前記式（１１）による比例ゲイン（Ｋｐ）をパラメ
ータに含んだ定常ゲイン（Ｍ）とｄ軸電流偏差（ΔＩ
ｄ）及びｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）とを乗算し積分してフ
ィードバックさせたときに出力の状態が安定化するよう
に決定された積分ゲイン（Ｋｉ）に基づく積分処理を行
なって、ｄ軸指令電圧（Ｖｄ＿ｃ）の積分項成分である
ｄ軸積分項成分（Ｖｄ＿ｉ）と、ｑ軸指令電圧（Ｖｑ＿
ｃ）の積分項成分であるｑ軸積分項成分（Ｖｑ＿ｉ）と
を生成することにより、比例ゲインＫｐを上げてモータ
２の応答性を高めた場合であっても、ｄ軸実電流（Ｉｄ
＿ｓ）をｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）に、また、ｑ軸実電
流（Ｉｑ＿ｓ）をｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に、それぞ
れ安定して一致させることができる。
【００５９】その結果、従来の一般的なＰＩ制御におい
て、比例ゲインを上げてモータを高速回転させたときに
生じたｄ軸電機子への印加電圧（Ｖｄ）とｑ軸電機子へ
の印加電圧（Ｖｑ）の変動や、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）
とｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）の増加が抑制され、高回転時
においてもＶｄとＶｑの変動が少なく追従性の良いモー
タ制御を行なうことが可能となった。
て、比例ゲインを上げてモータを高速回転させたときに
生じたｄ軸電機子への印加電圧（Ｖｄ）とｑ軸電機子へ
の印加電圧（Ｖｑ）の変動や、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）
とｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）の増加が抑制され、高回転時
においてもＶｄとＶｑの変動が少なく追従性の良いモー
タ制御を行なうことが可能となった。
【００６０】なお、本実施の形態においては、積分項成
分生成手段２１は、前記式（１３）により決定された積
分ゲインＫｉを用いたが、前記式（１７）により決定さ
れた定常ゲイン（Ｍ）の転置行列（ＭT）と予め定めた
任意の正定行列（Ｑ）の乗算値を積分ゲイン（Ｋｉ）と
して用いてもよい。
分生成手段２１は、前記式（１３）により決定された積
分ゲインＫｉを用いたが、前記式（１７）により決定さ
れた定常ゲイン（Ｍ）の転置行列（ＭT）と予め定めた
任意の正定行列（Ｑ）の乗算値を積分ゲイン（Ｋｉ）と
して用いてもよい。
【００６１】また、図２（ａ）に示したフィードバック
制御系を、図２（ｂ）に示したように積分器の状態フィ
ードバックの形態で考えて、最適レギュレータの理論を
適用して積分ゲインＫｉを決定してもよい。この場合、
制御対象の状態方程式は以下の式（２１）で示される。
制御系を、図２（ｂ）に示したように積分器の状態フィ
ードバックの形態で考えて、最適レギュレータの理論を
適用して積分ゲインＫｉを決定してもよい。この場合、
制御対象の状態方程式は以下の式（２１）で示される。
【００６２】
【数２１】
【００６３】ただし、Ａ＝０，Ｂ＝Ｍ，Ｃ＝Ｉ。
【００６４】そのため、リカッチ方程式は以下の式（２
２）で示されるリアプノフ方程式の形に簡略化され、そ
の解Ｐを解いて以下の式（２３）により積分ゲイン（Ｋ
ｉ）を求めることができる。
２）で示されるリアプノフ方程式の形に簡略化され、そ
の解Ｐを解いて以下の式（２３）により積分ゲイン（Ｋ
ｉ）を求めることができる。
【００６５】
【数２２】
【００６６】ただし、Ｑ，Ｐ，Ｒ：任意の正定行列。
【００６７】
【数２３】
【００６８】ただし、Ｒ，Ｐ：任意の正定行列。
【００６９】さらに、図２（ｂ）を図２（ｃ）に示した
形に変換しても安定性の面では変わらないので、以下の
式（２４）により積分ゲインＫｉを求めてもよい。
形に変換しても安定性の面では変わらないので、以下の
式（２４）により積分ゲインＫｉを求めてもよい。
【００７０】
【数２４】
【００７１】ただし、Ｐ，Ｒ：任意の正定行列。
【００７２】ここで、Ｒ，Ｐの正定性から、（−ＭＲ-1
ＭTＰ）は安定となるので、前記式（２４）は｛｝内を
前記式（１３）の安定行列Ｓに置き換えた形となる。ま
た、最適レギュレータの解を用いて前記式（２４）から
安定行列Ｓを決定しても良い。
ＭTＰ）は安定となるので、前記式（２４）は｛｝内を
前記式（１３）の安定行列Ｓに置き換えた形となる。ま
た、最適レギュレータの解を用いて前記式（２４）から
安定行列Ｓを決定しても良い。
【図１】本発明のモータ制御装置の制御ブロック図。
【図２】積分ゲインの決定方法の説明図。
【図３】従来のモータ制御装置の制御ブロック図。
１…モータ制御装置、２…ＤＣブラシレスモータ、３…
Ｕ電流センサ、４…Ｗ相電流センサ、５…位置検出セン
サ、６…３相／ｄｑ変換部、７…第１減算器、８…第２
減算器、９…ｄ軸比例項成分生成部、１０…ｑ軸比例項
成分生成部、１４…第１加算器、１５…第２加算器、１
６…ｄｑ／３相変換部
Ｕ電流センサ、４…Ｗ相電流センサ、５…位置検出セン
サ、６…３相／ｄｑ変換部、７…第１減算器、８…第２
減算器、９…ｄ軸比例項成分生成部、１０…ｑ軸比例項
成分生成部、１４…第１加算器、１５…第２加算器、１
６…ｄｑ／３相変換部
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/08
H02P 21/00
Claims (4)
- 【請求項１】ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁
の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直
交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変
換して扱い、 前記モータの電機子に流れる電流を検出する電流検出手
段と、該電流検出手段により検出された電流値から前記
ｑ軸電機子に流れるｑ軸実電流と前記ｄ軸電機子に流れ
るｄ軸実電流とを算出する実電流算出手段と、 前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電
流と前記ｑ軸実電流との偏差であるｑ軸電流偏差と、前
記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流
と前記ｄ軸実電流との偏差であるｄ軸電流偏差とを算出
する電流偏差算出手段とを備え、 前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差とを小さくするよ
うに、前記ｄ軸電機子に印加する電圧の指令値であるｄ
軸指令電圧と、前記ｑ軸電機子に印加する電圧の指令値
であるｑ軸指令電圧とを生成し、該ｄ軸指令電圧と該ｑ
軸指令電圧に応じて前記モータの電機子の通電制御を行
なうモータ制御装置において、 前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差にそれぞれ所定の
比例ゲインを乗じる比例演算処理を行なって、前記ｄ軸
指令電圧の比例項成分であるｄ軸比例項成分と、前記ｑ
軸指令電圧の比例項成分であるｑ軸比例項成分とを生成
する比例項成分生成手段と、 前記ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差に所定の積分ゲ
インに基づく積分演算処理を行なって、前記ｄ軸指令電
圧の積分項成分であるｄ軸積分項成分と、前記ｑ軸指令
電圧の積分項成分であるｑ軸積分項成分とを生成する積
分項成分生成手段と、 前記ｄ軸比例項成分と前記ｄ軸積分項成分との加算結果
に応じて前記ｄ軸指令電圧を生成し、前記ｑ軸比例項成
分と前記ｑ軸積分項成分との加算結果に応じて前記ｑ軸
指令電圧を生成する指令電圧生成手段とを備え、 前記積分ゲインを、前記ｄ軸電機子への印加電圧と前記
ｑ軸電機子への印加電圧を入力とし、前記ｄ軸電機子に
流れる電流と前記ｑ軸電機子に流れる電流を出力として
前記モータの定常的な入出力関係を前記比例ゲインを含
めて近似化した定常ゲインに対して、前記ｄ軸電流偏差
及び前記ｑ軸電流偏差に該積分ゲインを乗算し積分して
入力する系が安定化するように設定したことを特徴とす
るモータ制御装置。 - 【請求項２】前記定常ゲインは以下の式（１）で表さ
れ、前記入出力関係は以下の式（２）で表されることを
特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。 【数１】 ただし、Ｍ：前記定常ゲイン、ｒ：前記ｄ軸電機子と前
記ｑ軸電機子の抵抗、Ｋｐ：前記比例ゲイン、Ｌｄ：前
記ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌｑ：前記ｑ軸電機子
のインダクタンス。 【数２】 ただし、Ｉｄ：前記ｄ軸電機子に流れる電流、Ｉｑ：前
記ｑ軸電機子に流れる電流、ω：前記モータの角速度、
Ｖｄ：前記ｄ軸電機子への印加電圧、Ｖｑ：前記ｑ軸電
機子への印加電圧。 - 【請求項３】前記積分ゲインは以下の式（３）により決
定され、前記積分演算処理は以下の式（４）及び式
（５）により行なわれることを特徴とする請求項２記載
のモータ制御装置。 【数３】 ただし、Ｋｉ：前記積分ゲイン、ｄｅｔＭ：前記式
（１）による定常ゲインＭの行列式、Ｓ：あらかじめ定
めた任意の安定行列。 【数４】 【数５】 ただし、Ｖｄ＿ｉ：前記ｄ軸積分項成分、Ｖｑ＿ｉ：前
記ｑ軸積分項成分、ΔＩｄ：前記ｄ軸電流偏差、ΔＩ
ｑ：前記ｑ軸電流偏差、ｋ１１，ｋ１２，ｋ２１，ｋ２
２：前記式（３）において定義された積分ゲインＫｉの
行列要素。 - 【請求項４】前記積分ゲインは以下の式（６）により決
定され、前記積分演算処理は以下の式（７）及び式
（８）により行なわれることを特徴とする請求項２記載
のモータ制御装置。 【数６】 ただし、Ｋｉ：前記積分ゲイン、Ｍ：前記式（１）によ
る定常ゲイン、ＭT：Ｍの転置行列、Ｑ：あらかじめ定
めた任意の正定行列。 【数７】 【数８】 ただし、Ｖｄ＿ｉ：前記ｄ軸積分項成分、Ｖｑ＿ｉ：前
記ｑ軸積分項成分、ΔＩｄ：前記ｄ軸電流偏差、ΔＩ
ｑ：前記ｑ軸電流偏差、ｋ１１，ｋ１２，ｋ２１，ｋ２
２：前記式（６）において定義された積分ゲインＫｉの
行列要素。
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