JP3914108B2

JP3914108B2 - Ｄｃブラシレスモータの制御装置

Info

Publication number: JP3914108B2
Application number: JP2002205691A
Authority: JP
Inventors: 豊高橋; 信幸今井
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2002-07-15
Filing date: 2002-07-15
Publication date: 2007-05-16
Anticipated expiration: 2022-07-15
Also published as: US20040012367A1; US6812660B2; JP2004048958A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、突極型のＤＣブラシレスモータのロータ角度を位置検出センサを用いることなく検出し、該ロータ角度に基づいて該モータの電機子電流を制御するＤＣブラシレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータを駆動して所望のトルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータとモータ制御装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。
【０００３】
本願発明者らも、先の出願（特願２００１−２８８３０３）において、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出するロータ角度検出装置を提案している。かかるロータ角度検出装置においては、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に印加する駆動電圧に高周波電圧を重畳したときに、該３相の電子機のうちの第１相に流れる電流の検出値及び第２相に流れる電流の検出値と、該高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、該モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを算出する。そして、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度を算出している。
【０００４】
しかし、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いてロータ角度を検出する場合、検出されるロータ角度の周期は１８０度となる。そのため、ロータ角度を３６０度の範囲で検出するためには、モータの回転開始時にロータの磁極の向きを検出する必要がある。
【０００５】
そして、ロータの磁極の向きの検出時間が長くなると、それに応じてモータの始動が遅れるという不都合がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記不都合を解消し、ロータの磁極の向きの検出時間を短縮することができるＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段とを備える。
【０００８】
そして、前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段と、前記モータを該モータのロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記ロータ角度算出手段により算出された前記モータのロータ角度と前記第１電流値と前記第２電流値とに基づいて、該ｑ軸電機子に流れるｑ軸検出電流と該ｄ軸電機子に流れるｄ軸検出電流とを算出する３相／ｄｑ変換手段と、前記ｑ軸検出電流と所定のｑ軸指令電流との差に応じたｑ軸電流偏差と、前記ｄ軸検出電流と所定のｄ軸指令電流との差に応じたｄ軸電流偏差を解消するように、前記駆動電圧を決定する電流制御手段と、前記ｑ軸指令電流を所定の磁極検出電流に設定したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて、所定の演算処理により算出された磁極参照値に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを検出する磁極検出処理を実行する磁極検出手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。
【０００９】
そして、前記電流制御手段は、前記磁極検出処理の非実行時は、前記ｑ軸検出電流と前記ｑ軸指令電流との差に比例積分処理を施して前記ｑ軸電流偏差を算出すると共に、前記ｄ軸検出電流と前記ｄ軸指令電流との差に比例積分処理を施して前記ｄ軸電流偏差を算出し、前記磁極検出処理の実行時には、前記ｑ軸検出電流と前記ｑ軸指令電流との差に比例処理のみを施して前記ｑ軸電流偏差を算出すると共に、前記ｄ軸検出電流と前記ｄ軸指令電流との差に比例処理のみを施して前記ｄ軸電流偏差を算出することを特徴とする。
【００１０】
かかる本発明によれば、前記電流制御手段は、前記磁極検出処理の実行時は、前記ｑ軸検出電流と前記ｑ軸指令電流との差に比例処理のみを施して前記ｑ軸電流偏差を算出すると共に、前記ｄ軸検出電流と前記ｄ軸指令電流との差に比例処理のみを施して前記ｄ軸電流偏差を算出する。そのため、前記ｑ軸指令電流を前記磁極検出電流に設定したときに、積分処理による遅延を生じることなく該磁極検出電流がｑ軸電機子に流れるように前記電流制御手段によりｑ軸電機子に流れる電流が制御される。
【００１１】
この場合、前記ｑ軸指令電流を前記磁極検出電流に設定してから、該磁極検出電流に応じた電流が前記第１電流検出手段と前記第２電流検出手段によって検出されるまでの時間が短くなるため、前記磁極検出電流に応じた前記正弦参照値及び前記余弦参照値と、該正弦参照値及び該余弦参照値に応じて算出される前記磁極参照値が得られるまでの時間も短くなる。
【００１２】
したがって、前記磁極検出処理により前記磁極参照値に基づいて前記モータのロータの磁極の向きを検出するために要する時間を短縮することができる。
【００１３】
また、前記磁極検出手段は、前記磁極検出電流として第１の磁極検出電流と該第１の磁極検出電流と逆向きの第２の磁極検出電流とを設定し、該第１の磁極検出電流を設定したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出された第１の磁極参照値と、該第２の磁極検出電流を設定したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出された第２の磁極参照値との差に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを検出することを特徴とする。
【００１４】
かかる本発明によれば、詳細は後述するが、前記磁極検出電流として前記第１の磁極検出電流を設定したときに算出される前記第１の磁極参照値と、前記磁極検出電流として前記第２の磁極検出電流を設定したときに算出される前記第２の磁極参照値との差の符号は、前記ロータの磁極の向きに応じて反転する。そのため、前記磁極検出手段は、前記第１の磁極参照値と前記第２の磁極参照値の差に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを検出することができる。
【００１５】
また、前記参照値抽出手段は、次式（３）と（４）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出したことを特徴とする。
【００１６】
【数３】

【００１７】
【数４】

但し、上記式（３）〜（４）において、Ｖｓ：前記正弦参照値、Ｖｃ：前記余弦参照値、Ｉｕ：前記第１電流値、Ｉｗ：前記第２電流値、ω：前記高周波電圧の角速度。
【００１８】
かかる本発明によれば、前記参照値抽出手段は、上記式（３），（４）により、前記第１電流値（Ｉｕ）と前記第２電流値（Ｉｗ）と前記高周波電圧の角速度（ω）から、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）を算出することができる。そして、前記ロータ角度算出手段は、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）を用いて前記モータのロータ角度を算出することができ、前記磁極検出手段は、前記正弦参照値（Ｖｓ）と前記余弦参照値（Ｖｃ）とに応じて算出された前記磁極参照値に基づいて前記モータのロータの磁極の向きを検出することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の一例について図１〜図６を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図、図３，図４はロータの磁極判別処理の説明図、図５はロータの初期位置を検出する手順を示したフロー図、図６はＰＩ（比例積分）処理部の構成図である。
【００２０】
図２に示したモータコントローラ１０（本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置に相当する）は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、ＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）を、ロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。
【００２１】
そして、モータコントローラ１０は、外部から与えられるｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）の指令値であるｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）の指令値であるｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとが、実際にモータ１の３相の電機子に流れる電流の検出値から３相／ｄｑ変換により算出したｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓとに、それぞれ一致するように、モータ１の３相の電機子に印加する電圧を制御する。
【００２２】
モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子に印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指令値であるＶｄ＿ｃとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧という）の指令値であるＶｑ＿ｃとを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する電圧の指令値であるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに変換するｄｑ／３相変換部２０、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに、それぞれ高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する高周波重畳部２１（本発明の高周波重畳手段に相当する）、及び該高周波電圧が重畳されたＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた駆動電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷをモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加するパワードライブユニット２２（本発明の電圧印加手段に相当する）を備える。
【００２３】
さらに、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相（本発明の第１相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３（本発明の第１電流検出手段に相当する）、モータ１のＷ相（本発明の第２相に相当する）の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本発明の第２電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓとを用いてモータ１のロータ角度θ（図１参照）を検出する角度検出部２５、Ｉｕ＿ｓとＩｗ＿ｓとを用いてＩｄ＿ｓとＩｑ＿ｓとを算出する３相／ｄｑ変換部２６（本発明の３相／ｄｑ変換手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。
【００２４】
モータコントローラ１０は、第１減算器２８によりｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃからｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓを減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施したｄ軸電流偏差に第１加算器３０で非干渉成分を加算して、該ｄ軸電流偏差に応じたｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃを生成する。
【００２５】
また、モータコントローラ１０は、同様にして、第２減算器３１によりｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃからｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓを減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ（比例積分）処理を施したｑ軸電流偏差に第２加算器３３で非干渉成分を加算して、該ｑ軸電流偏差に応じたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃを生成する。
【００２６】
そして、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃとがｄｑ／３相変換部２０に入力される。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉｄ＿ｃとｄ軸参照電流Ｉｄ＿ｒとの偏差（ｄ軸電流偏差）、及びｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとｑ軸参照電流Ｉｑ＿ｒとの偏差（ｑ軸電流偏差）を解消するように、モータ１の電機子に３相電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが印加され、モータ１の電機子に流れる電流が制御される。
【００２７】
なお、第１減算器２８、第２減算器３１、第１のＰＩ演算部２９、第２のＰＩ演算部３２、ｄｑ／３相変換部２０、及びパワードライブユニット２２により、本発明の電流制御手段が構成される。
【００２８】
ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉｕ＿ｓと、Ｗ相電流センサ２４の検出電流値Ｉｗ＿ｓと、モータ１のロータ角度θとからｄ軸検出電流Ｉｄ＿ｓとｑ軸検出電流Ｉｑ＿ｓとを、以下の式（５）と式（６）から算出するため、モータコントローラ１０はロータ角度θを検出する必要がある。
【００２９】
【数５】

【００３０】
【数６】

そして、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄｑ／３相変換部２０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相に印加する電圧の指令値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに対して、高周波重畳部２１から出力される高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ（以下の式（７）で表される）をそれぞれ重畳することによってロータ角度θを検出する。
【００３１】
【数７】

すなわち、第３加算器３４でＶＵ＿ｃにｖｕを加算し、第４加算器３５でＶＶ＿ｃにｖｖを加算し、第５加算器３６でＶＷ＿ｃにｖｗを加算する。そして、角度検出部２５は、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したときに、Ｕ相電流センサ２３により検出される電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出される電流値Ｉｗ＿ｓとを用いて、ロータ角度θを検出する。なお、角度検出部２５は、本発明の参照値抽出手段とロータ角度算出手段と磁極検出手段の機能を含む。
【００３２】
角度検出部２５は、上述した式（５）と式（６）のＩｕとＩｗに、Ｕ相電流センサ２３により検出された電流値Ｉｕ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出された電流値Ｉｗ＿ｓをそれぞれ代入し、式（５）と式（６）のωに高周波重畳部２１により重畳された上記式（７）の高周波電圧ｖｕ,ｖｖ，ｖｗの角速度ωを代入して、以下の式（８）と式（９）に示したように、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出する。
【００３３】
【数８】

【００３４】
【数９】

但し、Ｉudc：Ｕ相の電機子に流れる電流の直流成分、Ｉwdc：Ｗ相の電機子に流れる電流の直流成分。
【００３５】
なお、式（８）と式（９）におけるωｔについてのｓｉｎ，ｃｏｓ成分が本発明の重畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。また、式（８）と式（９）における演算ゲインＫは、以下の式（１０）で示した形となる。
【００３６】
【数１０】

但し、ｌ：モータ１の各相の自己インダクタンスの直流分、Δｌ：ｌの変動分、ｍ：各相間の相互インダクタンスの直流分。
【００３７】
なお、上記式（８）と式（９）では、積分期間を０〜２π／ωとして、ＩｕとＩｗの直流成分（Ｉudc，Ｉwdc）に関する積分値が０になるようにしたが、ＩｕとＩｗが直流成分を含まず、以下の式（１１），（１２）の形で表される場合には、以下の式（１３），（１４）に示したように、積分期間を０〜π／ωとしても正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出することができる。
【００３８】
【数１１】

【００３９】
【数１２】

【００４０】
【数１３】

【００４１】
【数１４】

そして、上記式（８）と式（９）、または上記式（１３）と式（１４）から、以下の式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出することができる。
【００４２】
【数１５】

なお、ｔａｎ^ー１関数は正弦参照値（Ｖｓ）及び余弦参照値（Ｖｃ）の変化に対する変動分が大きいため、上記式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出したときに、正弦参照値（Ｖｓ）と余弦参照値（Ｖｃ）の算出誤差の影響を受けてロータ角度の検出誤差が大きくなる場合がある。
【００４３】
そこで、角度検出部２５は、最初のサンプリング時点においては上記式（１５）によりモータ１のロータ角度を算出し、次のサンプリング時点以降においては、以下の式（１６）の関係式から、ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差（θ−θ^）に応じた位相差データとして以下の式（１７）に示すΔθを算出し、該位相差（θ−θ^）を解消するように構成した以下の式（１８）で表されるオブザーバによる追従演算によりロータ角度を算出する。
【００４４】
この場合、高周波成分の大きさ（√（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２））の変動に伴うゲインの変動を抑制してロータ角度算出の安定性を高めることができる。
【００４５】
【数１６】

【００４６】
【数１７】

【００４７】
【数１８】

但し、θ（ｎ），θ^（ｎ），ω^（ｎ）は、それぞれあるサンプリング時点ｎにおけるロータ角度θの実際値と推定値及びロータの角速度ωの推定値であり、θ^（ｎ＋１），ω^（ｎ＋１）は、それぞれｎの次のサンプル時点ｎ＋１におけるロータ角度θの推定値とロータの角速度ωの推定値である。また、Δｔはサンプリング時間であり、Ｋ１，Ｋ２は演算ゲインである。
【００４８】
また、角度検出部２５の演算能力が低く、上記式（１７）の平方根演算に要する時間が問題となる場合は、以下の式（１９）に示す近似を行ってもよい。
【００４９】
【数１９】

なお、本実施の形態では、角度検出部２５は、前記式（８），（９）において、時間に応じて変化する高周波成分に対して積分演算を行うことにより、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを出力するように処理してもよい。
【００５０】
次に、モータ１は突極性のあるＤＣブラシレスモータであり、そのロータ２のギャップのインダクタンスはロータ角度の１／２の周期で変動するため、電気角で０〜１８０°又は１８０〜３６０°の範囲での角度演算が可能である。そのため、０〜３６０°の範囲でロータ角度を検出するためには、ロータ２の磁極の向きを検出する必要がある。
【００５１】
ここで、ｑ軸電機子に電流（Ｉｑ）を流してｑ軸方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせると、図３に示したように、該電流により生じる磁界（Ｂｓ）の向きとロータ磁石により生じる磁界（Ｂｍ）の向きが同一である飽和状態では、Δｌ（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の自己インダクタンスの直流分ｌの変動分）が大きくなり、トータルした磁界（Ｂｔ）の磁束密度が高くなる。
【００５２】
一方、ｑ軸電流子に流した電流により生じる磁界（Ｂｓ）の向きとロータ磁石により生じる磁界（Ｂｍ）の向きが異なる非飽和状態では、Δｌが小さくなり、トータルした磁界（Ｂｔ）の磁束密度が低くなる。
【００５３】
そのため、Δｌの値により変化する正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃ（上記式（８），（９）により算出される）から以下の式（２０）（本発明の所定の演算処理に相当する）により算出した磁極参照値Ａの値は、ロータ２が飽和状態にあるときと非飽和状態にあるときとで相違する。
【００５４】
【数２０】

そこで、角度検出部２５は、高周波重畳部２１により高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳すると共にｑ軸電機子に所定方向の第１の磁極検出電流を流した状態におけるＷ相電流センサ２４とＵ相電流センサ２３の検出電流値から、上記式（８），（９）により正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出し、該正弦参照値Ｖｓと該余弦参照値Ｖｃから上記式（２０）により算出した磁極参照値Ａを第１の磁極参照値Ａ_１とする。
【００５５】
また、角度検出部２５は、高周波重畳部２１により高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳すると共にｑ軸電機子に前記第１の磁極検出電流と逆向きの第２の磁極検出電流を流した状態におけるＷ相電流センサ２４とＵ相電流センサ２３の検出電流値から、上記式（８），（９）により正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出し、該正弦参照値Ｖｓと該余弦参照値Ｖｃから上記式（２０）により算出した磁極参照値Ａを第２の磁極参照値Ａ_２とする。
【００５６】
そして、前記第１の磁極参照値Ａ_１と前記第２の磁極参照値Ａ_２の差ΔＡ（ΔＡ＝Ａ_１−Ａ_２）は、図４に示したように変化する。図４はモータ１のロータ角度を変更して算出した前記ΔＡの値をロータ角度の検出値Ｒと重ねてプロットしたグラフであり、ロータ角度が３６０°の時点と１８０°の時点でΔＡの符号が反転している。そのため、角度検出部２５は、ΔＡの符号からロータ２の磁極の向きを検出することができる。
【００５７】
図５は、以上説明したモータ１のロータ角度とロータ２の磁極の向きの検出処理の実行手順を時系列的に示したフロー図である。以下、図５を参照して、角度検出部２５によるモータ１のロータ角度とロータ２の磁極の向きの具体的な検出手順について説明する。
【００５８】
角度検出部２５は、時刻ｔ_０でモータ１の運転開始が指示されると、高周波重畳部２１による高周波ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの重畳を開始する。そして、角度検出部２５は、最初のサンプリング時点で上記式（１５）によりモータ１のロータ角度を検出し（ｔ_０〜ｔ_１）、次のサンプリング時点以降は上記式（１８）のオブザーバによる追従演算によりロータ角度を検出する。
【００５９】
続いて、角度検出部２５は、モータ１のロータ２の磁極検出処理を実行する（ｔ_２〜ｔ_５）。該磁極検出処理においては、角度検出部２５は、先ずｑ軸指令電流を第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１に設定して（Ｉｑ＿ｃ＝Ｉｑ＿ｐ１）、上記式（２０）により第１の磁極参照値Ａ_１を算出し（ｔ_２〜ｔ_３）、次にｑ軸指令電流を第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２に設定して（Ｉｑ＿ｃ＝Ｉｑ＿ｐ２）、上記式（２０）により第２の磁極参照値Ａ_２を算出する（ｔ_４〜ｔ_５）。
【００６０】
そして、角度検出部２５は、第１の磁極参照値Ａ_１と前記第２の磁極参照値Ａ_２の差ΔＡ（ΔＡ＝Ａ_１−Ａ_２）の符号から、ロータ２の磁極の向きを検出して、ロータの初期位置の検出を完了する。なお、ロータ２の磁極の向きは運転開始時に一度検出すればよく、後はロータ角度の推移から０〜３６０度の範囲でロータ角度を検出することができる。
【００６１】
また、磁極検出処理に要する時間が長いと、それだけモータ１のトルク制御が開始されるまでの時間が長くなる。そこで、角度検出部２５は、図５の（ｂ）に示したように、磁極検出処理の実行時は、第１のＰＩ演算部２９及び第２のＰＩ演算部３２における積分処理を禁止して比例処理のみを行うようにする。
【００６２】
具体的には、図６に示したように、比例係数Ｋｐの乗算部４０と、積分演算部４１と、積分係数Ｋｉの乗算部４２と、加算部４３とから構成される第１のＰＩ演算部２９において、積分処理の禁止を指示するパラメータＩｎ＿ｏｆｆにより係数Ｋｉをゼロとすることにより、比例処理のみを行うようにしている。
【００６３】
また、第２のＰＩ演算部３２（第１のＰＩ演算部２９と同様に構成される）に対しても、角度検出部２５は、パラメータＩｎ＿ｏｆｆの設定により、積分処理を禁止して比例制御のみを行なうようにする。
【００６４】
なお、積分係数Ｋｉをゼロにする他、積分演算部４１によるデータの累積を禁止して累積値をゼロとすることにより、第１のＰＩ演算部２９と第２のＰＩ演算部３２における積分処理を禁止して積分処理のみを行うようにしてもよい。
【００６５】
ここで、第１のＰＩ演算部２９と第２のＰＩ演算部３２における積分処理は、モータ１の電機子に流れる電流の変動を抑制して、モータ１の回転時における電流制御の安定性を高めるためのものである。しかし、磁極検出処理の実行時に第１のＰＩ演算部２９と第２のＰＩ演算部３２により積分処理を行うと、該積分処理は、ｑ軸指令電流として第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１と第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２が設定されたときに、ｑ軸電流偏差の増加を抑制するように作用する。
【００６６】
そのため、ｑ軸指令電流として第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１及び第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２が設定されてから、モータ１の電機子に実際に第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１及び第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２が流れるまでの遅れ時間が長くなり、磁極検出処理に要する時間が長くなる。
【００６７】
そこで、磁極検出処理の実行時に、第１のＰＩ演算部２９及び第２のＰＩ演算部３２における積分処理を禁止することによって、ｑ軸指令電流として第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１及び第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２が設定されてから、モータ１の電機子に実際に第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１及び第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２に流れるまでの遅れ時間を短くすることができる。
【００６８】
そして、これにより、第１の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ１に応じた前記第１の磁極参照値Ａ_１と第２の磁極検出電流Ｉｑ＿ｐ２に応じた前記第２の磁極参照値Ａ_２の差ΔＡの符号によりロータ２の磁極の向きを検出する磁極検出処理の実行時間（ｔ_２〜ｔ_５）を短縮して、運転開始がなされてからトルク出力が開始されるまでに要する時間（ｔ_０〜ｔ_５）を短縮することができる。
【００６９】
なお、ロータ２の磁極の向きを検出する他の方法として、ｑ軸電機子に一方向の磁極検出電流を流し、そのときに上記式（２０）により算出される磁極参照値Ａを予め定めた閾値と比較することによって、ロータ２の磁極の向きを検出する場合であっても、上述したように第１のＰＩ制御部２９及び第２のＰＩ制御部３２における積分処理を禁止して比例処理のみを行うことにより、ロータ２の磁極の向きの検出時間を短縮してモータ１のトルク出力開始までに要する時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構成図。
【図２】図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】ロータの磁極検出処理の説明図。
【図４】ロータの磁極検出処理の説明図。
【図５】ロータの初期位置を検出する手順を示したフロー図。
【図６】ＰＩ（比例積分）処理部の構成図。
【符号の説明】
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、２９…第１のＰＩ演算部、３２…第２のＰＩ演算部

Claims

突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、
前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成分とを用いて、前記モータのロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出手段と、
前記正弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段と、
前記モータを該モータのロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記ロータ角度算出手段により算出された前記モータのロータ角度と前記第１電流値と前記第２電流値とに基づいて、該ｑ軸電機子に流れるｑ軸検出電流と該ｄ軸電機子に流れるｄ軸検出電流とを算出する３相／ｄｑ変換手段と、
前記ｑ軸検出電流と所定のｑ軸指令電流との差に応じたｑ軸電流偏差と、前記ｄ軸検出電流と所定のｄ軸指令電流との差に応じたｄ軸電流偏差を解消するように、前記駆動電圧を決定する電流制御手段と、
前記ｑ軸指令電流を所定の磁極検出電流に設定したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値に応じて、所定の演算処理により算出された磁極参照値に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを検出する磁極検出処理を実行する磁極検出手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
前記電流制御手段は、前記磁極検出処理の非実行時は、前記ｑ軸検出電流と前記ｑ軸指令電流との差に比例積分処理を施して前記ｑ軸電流偏差を算出すると共に、前記ｄ軸検出電流と前記ｄ軸指令電流との差に比例積分処理を施して前記ｄ軸電流偏差を算出し、前記磁極検出処理の実行時には、前記ｑ軸検出電流と前記ｑ軸指令電流との差に比例処理のみを施して前記ｑ軸電流偏差を算出すると共に、前記ｄ軸検出電流と前記ｄ軸指令電流との差に比例処理のみを施して前記ｄ軸電流偏差を算出することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
前記磁極検出手段は、前記磁極検出電流として第１の磁極検出電流と該第１の磁極検出電流と逆向きの第２の磁極検出電流とを設定し、
該第１の磁極検出電流を設定したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出された第１の磁極参照値と、該第２の磁極検出電流を設定したときに前記参照値抽出手段により抽出される前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出された第２の磁極参照値との差に基づいて、前記モータのロータの磁極の向きを検出することを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
前記参照値抽出手段は、次式（１）と（２）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を抽出することを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。

但し、上記式（１）〜（２）において、Ｖｓ：前記正弦参照値、Ｖｃ：前記余弦参照値、Ｉｕ：前記第１電流値、Ｉｗ：前記第２電流値、ω：前記高周波電圧の角速度。