JP5267848B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、ブラシレスモータをセンサレス駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、電動パワーステアリング装置における操舵補助力の発生源として利用される。

ブラシレスモータを駆動制御するためのモータ制御装置は、一般に、ロータの回転位置（電気角）を検出するための位置センサの出力に応じてモータ電流の供給を制御するように構成されている。しかし、位置センサの耐環境性が問題となるうえ、高価な位置センサおよびこれに関連する配線がコストの削減を阻害し、かつ、小型化を阻害している。そこで、位置センサを用いることなくブラシレスモータを駆動するセンサレス駆動方式が提案されている。センサレス駆動方式は、ロータの回転に伴う誘起電圧を推定することによって、磁極の位相（ロータの電気角）を推定する方式である（特許文献１参照）。

一方、モータ制御装置は、ロータの回転位置に基づいて、ステータの各相に正弦波状に変化する電圧を印加する正弦波駆動を行う。たとえば、電動パワーステアリング装置では、モータ制御装置は、トルクセンサによって検出される操舵トルクに基づいて、ｄｑ座標における二相電流の指令値、すなわち、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を設定する。さらに、モータ制御装置は、モータに実際に流れているｄ軸電流およびｑ軸電流を検出し、各指令値に対するｄ軸電流およびｑ軸電流の偏差を求め、それらの偏差に対応したｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を演算する。そして、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電圧値に変換し、これらの値の電圧をモータの各相に印加する（特許文献２参照）。

低中速回転域では、ｄ軸電流指令値を零とする一方で、ｑ軸電流指令値を操舵トルクに応じた値に設定することにより、モータから必要なトルクを発生させることができる。しかし、高速回転域では、モータの逆起電力のために出力（トルク）が不足する。そこで、モータの出力を増加させるために、ｄ軸電流指令値を零以外の有意値とし、界磁を弱める方向に電流を流す弱め磁束制御が行われる。
特開２００７−３７２９９号公報 ＷＯ２００６／１０９８０９

ところが、弱め磁束制御を行うと、誘起電圧の変化を正確に検出することができなくなる。そのため、センサレス駆動方式に弱め磁束制御を併用しようとすると、誘起電圧を用いたロータ位置推定の精度が悪くなる。その結果、モータをスムーズに駆動することができなくなるおそれがある。
そこで、この発明の目的は、弱め磁束制御に起因するロータ推定位置精度の低下を抑制し、これにより、モータのスムーズな駆動を阻害することなくセンサレス駆動方式と弱め磁束制御との併用を可能とするモータ制御装置を提供することである。

上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、ロータ（５０）と、このロータに対向するステータ（５１〜５３）とを備えたモータ（３）を制御するためのモータ制御装置であって、前記ロータの回転によって生じるモータ誘起電圧を検出するモータ誘起電圧検出手段（９，３５）と、このモータ誘起電圧検出手段によって検出されたモータ誘起電圧に基づいて、前記ロータの回転位置を求める位置推定手段（２０，３７）と、前記ロータの界磁を弱めて前記モータの出力を増加するための弱め磁束制御を行う弱め磁束制御手段（１１，Ｓ７）と、この弱め磁束制御手段による弱め磁束制御に対して制限を加える制限手段（１１，Ｓ８，Ｓ９）とを含み、前記モータ制御装置は、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御するものであり、前記制限手段は、ｄ軸電流指令値Ｉ _ｄ ^＊ を、次式（Ａ）を満たす範囲に制限するものである、モータ制御装置。
Ｉ _ｄ ^＊ ≧（Ｋ−ωφ）÷（ωＬ _ｄ ） ……（Ａ）
ただし、Ｋは誘起電圧変化からロータ回転位置を所要精度で推定できるように予め定める電圧閾値、ωはロータの回転角速度、φは界磁によるステータ巻線鎖交磁束数最大値の√（３／２）、Ｌ _ｄ はｄ軸インダクタンスである。
なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。

この構成によれば、弱め磁束制御に対して制限が加えられることによって、弱め磁束制御が行われるときでも、モータ誘起電圧を用いたロータ回転位置推定の精度が悪化することを抑制または防止できる。その結果、センサレス駆動方式と弱め磁束制御とを両立することができるので、弱め磁束制御が行われる状況でも、ロータ回転位置を正確に推定でき、モータのスムーズな駆動を可能とすることができる。

また、この発明によれば、弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対して前記式（Ａ）による制限が加えられることによって、弱め磁束制御が行われるときでも、確実にロータ回転位置を正確に推定できるから、より一層、モータのスムーズな駆動が可能になる。
ｄｑ座標におけるモータの電圧方程式は、次の式（Ｂ）および（Ｃ）によって与えられる。このうち、式（Ｃ）の第２項および第３項の和である（ωＬ_ｄＩ_ｄ ^＊＋ωφ）の値が小さいと、誘起電圧変化を検出しにくくなり、モータをスムーズに駆動することが困難になる。

ただし、Ｖ_dはｄ軸電圧、
Ｖ_qはｑ軸電圧、
Ｒはステータ巻線抵抗、
ωはロータの回転角速度、
Ｌ_dはｄ軸インダクタンス
Ｌ_qはｑ軸インダクタンス
Ｉ_d ^*はｄ軸電流指令値、
Ｉ_q ^*はｑ軸電流指令値、
φは界磁によるステータ巻線鎖交磁束数最大値の√（３／２）である。

一方、弱め磁束制御では、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*（＜０）を有意値とすることによって、（ωＬ_dＩ_d ^*＋ωφ）の値を小さくし、トルク出力の増大が図られる。
そこで、誘起電圧変化から必要な精度でロータ回転位置を推定できるように電圧閾値Ｋを定め、次式（Ｄ）を満たすようにしておけば、弱め磁束制御が行われるときでも、モータ誘起電圧に基づくロータ回転位置の推定に支障がない。この式（Ｄ）をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*について解くと、前記式（Ａ）が得られる。

ωＬ_dＩ_d ^*＋ωφ≧Ｋ （Ｄ）

以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与えるモータ３（電動モータ）と、このモータ３を駆動制御するモータ制御装置５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクに応じてモータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。

モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスモータであり、図２に図解的に示すように、界磁としてのロータ５０と、これに対向するステータに配置されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３とを備えている。モータ３は、ロータの外部にステータを対向配置したインナーロータ型のものであってもよいし、筒状のロータの内部にステータを対向配置したアウターロータ型のものであってもよい。

モータ制御装置５は、マイクロコンピュータ７と、このマイクロコンピュータ７によって制御され、モータ３に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）８と、モータ３の各相のステータ巻線に流れる電流を検出する電流センサ９とを備えている。
マイクロコンピュータ７は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭおよびＲＡＭなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電流指令値生成部１１と、ＰＩ（比例積分）制御部１２と、指示電圧生成部１３と、γδ／αβ座標変換部１４と、αβ／ＵＶＷ座標変換部１５と、ＰＷＭ制御部１６と、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７と、αβ／γδ座標変換部１８と、偏差演算部１９と、位置推定部２０と、角速度演算部２１とを備えている。

電流指令値生成部１１は、モータ３のロータ磁極方向に沿うｄ軸電流成分の指令値Ｉ_d ^*と、ｄ軸に直交するｑ軸電流成分の指令値Ｉ_q ^*とを生成する。以下、これらをまとめて言うときには、「電流指令値Ｉ_dq ^*」という。ただし、ｄｑ座標平面はロータ５０の回転方向に沿う平面であり、ｄ軸およびｑ軸は、ロータ５０とともに回転する二相回転座標系（ｄ−ｑ）を規定する（図２参照）。

モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に与えるべき電流（正弦波電流）の振幅を表す電流指令値Ｉ^*を用いると、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*は、次式(1)(2)のように表される。
Ｉ_d ^*＝０ ……(1)
Ｉ_q ^*＝−(3/2)^1/2・Ｉ^* ……(2)
したがって、電流指令値生成部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*＝０を生成する一方で、トルクセンサ１によって検出される操舵トルクに応じたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を生成するように動作する。より具体的には、操舵トルクに対応したｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を記憶したマップ（テーブル）を用いてｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が生成されるようになっていてもよい。モータ３が発生するトルクは、モータ電流に対応するから、電流指令値Ｉ_dq ^*は、モータ３から発生させるべきトルクを指令するための「トルク指令値」と言い換えることもできる。

一方、高速回転域（たとえば、８００rpmを超える回転速度域）では、モータ３のトルク出力が不足するので、電流指令値生成部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*≠０に設定して、いわゆる弱め磁束制御を行い、モータ３の出力を増加させる。
電流指令値生成部１１の動作の詳細は後述するが、この実施形態では、電流指令値生成部１１は、角速度演算部２１よって演算されるモータ回転角速度ωを加味して、電流指令値Ｉ_dq ^*を設定するようになっている。

電流センサ９は、モータ３のＵ相電流Ｉ_U、Ｖ相電流Ｉ_VおよびＷ相電流Ｉ_Wを検出する（以下、これらをまとめていうときには「三相検出電流Ｉ_UVW」という）。その検出値は、所定のサンプリング周波数ｆ_sでサンプリングされてマイクロコンピュータ７に取り込まれ、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７に与えられる。
ＵＶＷ／αβ座標変換部１７は、三相検出電流Ｉ_UVWを、二相固定座標系（α−β）上での電流Ｉ_αおよびＩ_β（以下、これらをまとめていうときには「二相検出電流Ｉ_αβ」という。）に座標変換する。二相固定座標系（α−β）とは、ロータ５０の回転中心を原点として、ロータ５０の回転平面内にα軸およびこれに直交するβ軸を定めた固定座標系である（図２参照）。座標変換された二相検出電流Ｉ_αβは、αβ／γδ座標変換部１８に与えられる。

αβ／γδ座標変換部１８は、二相検出電流Ｉ_αβを、位置推定部２０によって推定されるロータ回転位置θ^（以下、「推定回転位置θ^」という。）に従う二相回転座標系（γ−δ）上での電流Ｉ_γおよびＩ_δ（以下、これらをまとめていうときには「二相検出電流Ｉ_γδ」という。）に座標変換する。二相回転座標系（γ−δ）は、推定回転位置θ^にロータ５０がある場合に、ロータ磁極方向に沿うγ軸と、このγ軸に直交するδ軸とによって規定される回転座標系である（図２参照）。推定回転位置θ^に誤差がなく、実際のロータ回転位置と一致しているとき、二相回転座標系（ｄ−ｑ）と二相回転座標系（γ−δ）とは一致する。

二相検出電流Ｉ_γδは、偏差演算部１９に与えられるようになっている。この偏差演算部１９は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に対するγ軸電流Ｉ_γの偏差δ_Id、およびｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に対するδ軸電流Ｉ_δの偏差δ_Iqを演算する。これらの電流偏差δ_Id，δ_IqがＰＩ制御部１２に与えられてそれぞれＰＩ演算処理を受ける。そして、これらの演算結果に応じて、指示電圧生成部１３によって、γ軸指示電圧Ｖ_γ ^*およびδ軸指示電圧Ｖ_δ ^*（以下、これらをまとめていうときには「二相指示電圧Ｖ_γδ ^*」という。）が生成されて、γδ／αβ座標変換部１４に与えられる。

γδ／αβ座標変換部１４は、γ軸指示電圧Ｖ_γ ^*およびδ軸指示電圧Ｖ_δ ^*を、二相固定座標系（α−β）の指示電圧であるα軸指示電圧Ｖ_α ^*およびβ軸指示電圧Ｖ_β ^*（以下、これらをまとめていうときには「二相指示電圧Ｖ_αβ ^*」という。）に座標変換する。この二相指示電圧Ｖ_αβ ^*は、αβ／ＵＶＷ座標変換部１５に与えられる。
αβ／ＵＶＷ座標変換部１５は、α軸指示電圧Ｖ_α ^*およびβ軸指示電圧Ｖ_β ^*を三相固定座標系の指示電圧、すなわち、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*（以下、これらをまとめていうときには「三相指示電圧Ｖ_UVW ^*」という。）に変換する。

ＰＷＭ制御部１６は、三相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に応じて制御されたデューティ比の駆動信号を生成して駆動回路８に与える。これにより、モータ３の各相には、該当する相の指示電圧Ｖ_U ^*，Ｖ_V ^*，Ｖ_W ^*に応じたデューティ比で電圧が印加されることになる。
このような構成によって、舵取り機構２に結合された操作部材としてのステアリングホイール（図示せず）に操舵トルクが加えられると、これがトルクセンサ１によって検出される。そして、その検出された操舵トルクに応じた電流指令値Ｉ_dq ^*が電流指令値生成部１１によって生成される。この電流指令値Ｉ_dq ^*と二相検出電流Ｉ_γδとの偏差が偏差演算部１９によって求められ、この偏差を零に導くようにＰＩ制御部１２によるＰＩ演算が行われる。この演算結果に対応した二相指示電圧Ｖ_γδ ^*が指示電圧生成部１３によって生成され、これが、座標変換部１４，１５を経て三相指示電圧Ｖ_UVW ^*に変換される。そして、ＰＷＭ制御部１６の働きによって、その三相指示電圧Ｖ_UVW ^*に応じたデューティ比で駆動回路８が動作することによって、モータ３が駆動され、電流指令値Ｉ_dq ^*に対応したアシストトルクが舵取り機構２に与えられることになる。こうして、操舵トルクに応じて操舵補助を行うことができる。電流センサ９によって検出される三相検出電流Ｉ_UVWは、座標変換部１７，１８を経て、電流指令値Ｉ_dq ^*に対応するように二相回転座標系（γ−δ）で表された二相検出電流Ｉ_γδに変換された後に、偏差演算部１９に与えられる。

回転座標系と固定座標系との間での座標変換のためには、ロータ５０の回転位置を表す位相角（電気角）θが必要である。この位相角を表す推定回転位置θ^が位置推定部２０によって生成され、γδ／αβ座標変換部１４およびαβ／γδ座標変換部１８に与えられるようになっている。
位置推定部２０は、サンプリング周期Ｔｓ（＝１／ｆ_s）ごとに、ＵＶＷ／αβ座標変換部１７から与えられる二相検出電流Ｉ_αβと、γδ／αβ座標変換部１４によって生成される二相指示電圧Ｖ_αβ ^*とに基づいて、ロータ５０の回転位置を推定し、推定回転位置θ^を生成する。

角速度演算部２１は、位置推定部２０によって求められる推定回転位置θ＾に対して時間微分演算を行うことによって、ロータ５０の回転角速度ωを演算する。この回転角速度ωは、電流指令値生成部１１による電流指令値Ｉ_dq ^*の生成のために用いられる。
図３は、位置推定部２０の構成を説明するためのブロック図である。位置推定部２０は、信号処理部３１と、ロータ位置推定部３２とを備えている。信号処理部３１は、二相指示電圧Ｖ_αβ ^*の高周波成分を除去する低域通過フィルタで構成された電圧フィルタ３３と、二相検出電流Ｉ_αβの高周波成分を除去する低域通過フィルタで構成された電流フィルタ３４とを有している。ロータ位置推定部３２には、信号処理部３１によって信号処理（フィルタリング）された後の二相指示電圧Ｖ_αβ ^*および二相検出電流Ｉ_αβが与えられるようになっている。ロータ位置推定部３２は、モータ３の数学モデルであるモータモデルに基づき、モータ３の誘起電圧を外乱として推定する外乱オブザーバ３５と、この外乱オブザーバ３５が出力する推定誘起電圧から高周波成分を除去する低域通過フィルタで構成された推定値フィルタ３６と、この推定値フィルタ３６が出力する推定誘起電圧（フィルタリング後の値）に基づいて、ロータ５０の推定回転位置θ^を生成する推定位置生成部３７とを有している。そして、電圧フィルタ３３によってフィルタリングされた二相指示電圧Ｖ_αβ ^*と、電流フィルタ３４によってフィルタリングされた二相検出電流Ｉ_αβとが、ロータ位置推定部３２の外乱オブザーバ３５にそれぞれ入力されるようになっている。

図４は、外乱オブザーバ３５およびこれに関連する構成の一例を説明するためのブロック図である。モータ３の数学モデルであるモータモデルは、たとえば、（Ｒ＋ｐＬ）^-1と表すことができる。ただし、Ｒは電機子巻線抵抗、Ｌはαβ軸インダクタンス、ｐは微分演算子である。モータ３には、二相指示電圧Ｖ_αβ ^*と誘起電圧Ｅ_αβ（α軸誘起電圧Ｅ_αおよびβ軸誘起電圧Ｅ_β）とが印加されると考えることができる。

外乱オブザーバ３５は、二相検出電流Ｉ_αβを入力としてモータ電圧を推定する逆モータモデル（モータモデルの逆モデル）３８と、この逆モータモデル３８によって推定されるモータ電圧と二相指示電圧Ｖ_αβ ^*との偏差を求める電圧偏差演算部３９とで構成することができる。電圧偏差演算部３９は、二相指示電圧Ｖ_αβ ^*に対する外乱を求めることになるが、図４から明らかなとおり、この外乱は誘起電圧Ｅ_αβに相当する推定値Ｅ^_αβ（α軸誘起電圧推定値Ｅ^_αおよびβ軸誘起電圧推定値Ｅ^_β（以下、まとめて「推定誘起電圧Ｅ^_αβ」という。）になる。逆モータモデル３８は、たとえば、Ｒ＋ｐＬで表される。

推定値フィルタ３６は、たとえば、ａ／（ｓ＋ａ）で表される低域通過フィルタで構成することができる。ａは、設計パラメータであり、この設計パラメータａにより、推定値フィルタ３６の遮断周波数ω_cが定まる。
誘起電圧Ｅ_αβは、次式(3)で表すことができる。ただし、Ｋ_Eは誘起電圧定数、θはロータ回転位置、ωはロータ回転速度である。

したがって、推定誘起電圧Ｅ^_αβが求まれば、次の(4)に従って、推定回転位置θ^が求まる。この演算が、推定位置生成部３７によって行われるようになっている。

図５は、電流指令値生成部１１の動作を説明するための図であり、モータ回転角速度ωに応じたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値Ｉ_{q_uplim}および下限値Ｉ_{q_downlim}が示されている。これらの上限値Ｉ_{q_uplim}および下限値Ｉ_{q_downlim}の間でｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が設定されることによって、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に正弦波電圧を印加する正弦波駆動が可能になる。

弱め磁束制御をしないとき、すなわち、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*＝０とするときには、破線で示す特性Ｌ１⁺，Ｌ１^-に従ってｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が制限される。特性Ｌ１⁺は、一方向（たとえば右回り方向）へのトルクを発生させるために正のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を設定するときの上限値を示し、特性Ｌ１^-は他方向（たとえば左回り方向）へのトルクを発生させるために負のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を設定するときの下限値を示す。この場合、モータ回転角速度ωの絶対値が所定の第１閾値ω１（たとえば、ω１＝８００rpm）以下の低中速回転域においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値および下限値はそれぞれ一定値α、−α（ただしαは正の定数）であり、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第１閾値ω１を超える高速回転域においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値は、モータ回転角速度ωの増加に伴ってリニアに減少し、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の下限値は、モータ回転角速度ωの絶対値の増加に伴ってリニアに増加する（絶対値が減少する）特性とされる。つまり、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値および下限値の絶対値は、第１閾値ω１以下の中低速回転域において一定値に保持される一方で、第１閾値ω１を超える高速回転域においてモータ回転角速度ωの増加に応じてリニアに減少する特性とされる。

一方、弱め磁束制御をするときには、実線で示す特性Ｌ２⁺，Ｌ２^-に従ってｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が制限される。特性Ｌ２⁺は、一方向（たとえば右回り方向）へのトルクを発生させるために正のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を設定するときの上限値を示し、特性Ｌ２^-は他方向（たとえば左回り方向）へのトルクを発生させるために負のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を設定するときの下限値を示す。この場合、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第１閾値ω１よりも大きな第２閾値ω２（＞ω１。たとえば、ω２＝９００rpm）以下の回転速度域においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値および下限値はそれぞれ一定値α，−αである。そして、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第２閾値ω２を超える回転速度域においては、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値は、モータ回転角速度ωの増加に伴って非線形に減少し、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の下限値は、モータ回転角速度ωの絶対値の増加に伴って非線形に増加（絶対値が減少）する特性とされる。つまり、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値および下限値の絶対値は、第２閾値ω２以下の回転速度域において一定値に保持される一方で、第２閾値ω２を超える回転速度域においてモータ回転角速度ωの増加に応じて非線形に減少する特性とされる。

ｑ軸電流は、電動モータ３の出力トルクに対応する。したがって、弱め磁束制御を行わないときには、特性Ｌ１⁺，Ｌ１^-から理解されるとおり、モータ回転角速度ωの絶対値が第１閾値ω１を超える高速回転域では、モータ回転角速度ωの絶対値の上昇に応じて、出力トルクが減少していき、或る回転速度ω１０（たとえば、ω１０＝１５００rpm）でトルクを発生することができなくなる。そこで、第１閾値ω１を超える高速回転域において、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を零以外の有意な値に設定して弱め磁束制御を行うことで、第１閾値ω１を超える高速回転域において、電動モータ３の出力を増加させることができる。

弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値Ｉ_{q_uplim}は下記式(5)で与えられ、その下限値Ｉ_{q_downlim}は下記式(6)で与えられる。ただし、上限値Ｉ_{q_uplim}は正のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に対して適用され、下限値Ｉ_{q_downlim}は負のｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に対して適用される。

Ｒはモータの固定子巻線抵抗
φは界磁によるステータ鎖交磁束から計算されるｄｑ座標上の磁束
（すなわち、界磁のＵ相、Ｖ相、Ｗ相ステータ巻線鎖交磁束数最大値の√（３／２））
ωはモータの電気角における回転角速度
Ｌ_dはｄ軸インダクタンス
Ｌ_qはｑ軸インダクタンス
Ｖ_limは正弦波駆動が可能なｄｑ座標での制限電圧
αは正の定数
である。

また、弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は、下記式(7)で与えられる。

である。

ただし、式(7)によって定められるｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*について、電流指令値生成部１１は、さらに、下記式(8)で示すｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}を超えているかどうかを判断する。そして、式(7)に従って求められたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*がｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}を超えている場合には、電流指令値生成部１１は、Ｉ_d ^*＝Ｉ_{d_limit}として、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*をｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}に制限する。つまり、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は、ｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}以下に制限される。

Ｉ_{d_limit}＝（Ｋ−ωφ）／（ωＬ_d） …… (8)
図６は、弱め磁束制御を行うときの電流指令値生成部１１の動作を説明するためのフローチャートである。電流指令値生成部１１は、図５の特性Ｌ２⁺，Ｌ２^-に従って、モータ回転角速度ωに対応する上限値Ｉ_{q_uplim}および下限値Ｉ_{q_downlim}を設定する（ステップＳ１）。さらに、電流指令値生成部１１は、操舵トルク等に応じてｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を設定する（ステップＳ２）。

次に、電流指令値生成部１１は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*と上限値Ｉ_{q_uplim}とを比較する（ステップＳ３）。もしも、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が上限値Ｉ_{q_uplim}よりも大きければ（ステップＳ３：ＹＥＳ）、このｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として上限値Ｉ_{q_uplim}が代入される（ステップＳ４）。

一方、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が上限値Ｉ_{q_uplim}以下であれば（ステップＳ３：ＮＯ）、次に、電流指令値生成部１１は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*と下限値Ｉ_{q_downlim}とを比較する（ステップＳ５）。もしも、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が下限値Ｉ_{q_downlim}未満であれば（ステップＳ５：ＹＥＳ）、このｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として下限値Ｉ_{q_downlim}が代入される（ステップＳ６）。

ステップＳ２で設定されたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が、上限値Ｉ_{q_uplim}以下（ステップＳ３：ＮＯ）で、かつ、下限値Ｉ_{q_downlim}以上（ステップＳ５：ＮＯ）の値であれば、そのｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*がそのまま用いられる。
次に、電流指令値生成部１１は、前記式(7)に従って、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*（負値）を設定する（ステップＳ７）。さらに、電流指令値生成部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*と前記式(8)のｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}（負値）とを比較する（ステップＳ８）。もしも、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*がｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}よりも小さければ（絶対値が大きければ）（ステップＳ８：ＹＥＳ）、このｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*としてｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}が代入される（ステップＳ９）。一方、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*がｄ軸電流上限値Ｉ_{d_limit}以上であれば（ステップＳ８：ＮＯ）、前記式(7)に従って設定されたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*がそのまま用いられる。

こうして求められたｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*およびｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に基づいて、偏差演算部１９においてｄ軸電流偏差δ_Idおよびｑ軸電流偏差δ_Iqがそれぞれ求められる。さらにそれらの電流偏差δ_Id，δ_Iqに基づいて、ＰＩ制御部１２によるＰＩ演算処理が行われる。
図７は、正弦波駆動のためにｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*とに課される条件を示す図である。電動モータ３の各相の電圧が正弦波となるようにするためには、各相電圧の振幅を電源電圧Ｅ_d（駆動回路８に印加される電圧。バッテリ電圧で代用してもよい。）の１／２以下とする必要があり、ｄ軸電圧Ｖ_dおよびｑ軸電圧Ｖ_qに関して、次式(9)が成立する必要がある。

√（Ｖ_d ²＋Ｖ_q ²）≦Ｅ_d√３／２√２＝Ｖ_lim …… (9)
一方、定常状態でのｑ軸電圧Ｖ_qおよびｄ軸電圧Ｖ_dは、次式（ｄｑ座標におけるモータの電圧方程式）のように表される。

これらを前記式(9)に代入すると、次の式(12)が得られる。

弱め磁束制御をしないとき、すなわち、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*＝０で前記式(12)が満たされる条件は、次の式(13)で表される。

これを変形すると、弱め磁束制御をしないときに正弦波駆動を行うための条件は、次の式(14)で与えられることがわかる。

一方、Ｉ_d ^*＝０では前記式(13)を満たさないとき、すなわち、下記式(15)の条件のときには、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*≠０とすることにより前記式(12)を満たす必要がある。

そこで、前記式(12)をＩ_d ^*について解くと、下記式(16)を得る。

である。

ｄ軸電流の絶対値が大きくなるほどモータ効率が低下するので、前記式(16)の条件を満たす絶対値が最小の値をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*とすればよい。
Ａ＞０は自明であり、前記式(15)よりＣ＞０であるので、次式(17)および(18)のとおりとなる。

前記式(18)のときは、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*が正値となり、ｄ軸の界磁を強める方向に電流を流すことになるので、Ｂ＜０のときは、Ｉ_d ^*＝０とする。

ここで、Ｂ²−ＡＣ≧０を満たさなければ、前記式(17)の値が虚数となり、この式(17)を満たすＩ_d ^*が存在しない。つまり、どのようなｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を設定しても、図７の円で示される制限電圧範囲内に収まらない。そこで、Ｂ²−ＡＣ≧０をＩ_q ^*について解くと、下記式(19)が得られ、これが、制限電圧範囲内とするために、すなわち、正弦波駆動を行うために、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*に課される条件となる。

である。

したがって、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を予め前記式(19)の範囲に制限し（図６のステップＳ３〜Ｓ６）、その後に、前記式(18)によりｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を求めればよい（図６のステップＳ７）。これにより、制限電圧範囲内で最大の出力を得ることができる。
一方、前記式(11)の第２項および第３項の和、すなわち、ωＬ_ｄＩ_ｄ ^＊＋ωφが小さい場合には、位置推定部２０における位置推定精度が悪くなる。そこで、この実施形態では、電圧閾値Ｋを用いて、下記式(20)が成立するように、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を制限し、弱め磁束制御に制限をかけるようにしている。電圧閾値Ｋは、誘起電圧変化からロータ回転位置を所要精度で推定できる値に設定される。

ωＬ_dＩ_d ^*＋ωφ≧Ｋ …… (20)
これをｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*について解くと、次式(21)が得られる。
Ｉ_d ^*≦（Ｋ−ωφ）／（ωＬ_d）＝Ｉ_{d_limit} …… (21)
図６におけるステップＳ８，Ｓ９の処理は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に対してこのような制限をかけるための処理である。

以上のように、この実施形態によれば、弱め磁束制御が行われるときに、ωＬ_ｄＩ_ｄ ^＊＋ωφ（ωφは誘起電圧）が電圧閾値Ｋ以上となるように、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊に対して制限がかけられる。これにより、高回転速度域において、弱め磁束制御を行って出力トルクの増加を図りつつ、精度の高い推定回転位置θ＾を演算することが可能になる。したがって、高回転速度域において、出力トルクの増加と、スムーズなモータ３の制御とを両立することができる。こうして、弱め磁束制御による出力トルクの増加と、センサレス駆動方式の採用によるコストダウンとの両方の効果を同時に得ることができる。

以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、モータ３の誘起電圧は、弱め磁束制御を行うときだけでなく、低回転速度域においても小さくなるので、位置推定部２０による位置推定精度は低回転速度域においては低くなる。そこで、誘起電圧定数φの大きなモータを用いることで、低回転速度域においても大きな誘起電圧を確保できる構成とするとよい。この場合には、高回転速度域における出力トルクが小さくなるが、この出力トルクの低下は、弱め磁束制御によって補うことができる。このような構成とすることで、全速度域において推定回転位置θ＾の精度を高めることができ、かつ、充分な出力トルクを得ることができるので、モータ３をスムーズに駆動でき、かつ、充分な操舵補助力を舵取り機構２に付与することができる。しかも、低回転速度域におけるロータ回転角速度の推定のために別のアルゴリズムを適用する必要がないので、コストダウンを図ることができる。

また、たとえば、弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の上限値Ｉ_{q_uplim}は、図５の特性Ｌ１⁺と特性Ｌ２⁺（最上限値）との間の値に定めればよく、同じく弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*の下限値Ｉ_{q_downlim}は、図５の特性Ｌ１^-と特性Ｌ２^-（最下限値）との間の値に定めればよい。したがって、たとえば、図５に二点鎖線で示す特性Ｌ３⁺，Ｌ３^-のように特性Ｌ２⁺，Ｌ２^-のよりも絶対値が低めの上限値Ｉ_{q_uplim}および下限値Ｉ_{q_downlim}が設定される特性にしてもよい。このような特性Ｌ３⁺，Ｌ３^-は、たとえば、駆動回路８などの回路素子の特性のばらつき（製造ばらつき、温度変化、経年変化など）や、入力電圧（バッテリ電圧）の変動を考慮して、これらのばらつきや変動によらずに、特性Ｌ１⁺，Ｌ２⁺間に上限値Ｉ_{q_uplim}が収まり、特性Ｌ１^-，Ｌ２^-間に下限値Ｉ_{q_downlim}が収まるように定めてもよい。この場合、特性Ｌ３⁺，Ｌ３^-は、下記式(22)および(23)に示すように、前記式(5)および式(6)の各右辺に定数ｋ（０＜ｋ＜１）を乗じて設定してもよい。

また、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置の駆動源としてのモータ３に本発明が適用された例について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外の用途のモータの制御に対しても適用が可能である。

その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。 モータの構成を説明するための図解図である。 位置推定部の構成を説明するためのブロック図である。 外乱オブザーバおよびこれに関連する構成の一例を説明するためのブロック図である。 電流指令値生成部の動作を説明するための図であり、モータ回転角速度に応じたｑ軸電流指令値の上限値および下限値が示されている。 弱め磁束制御を行うときの電流指令値生成部の動作を説明するためのフローチャートである。 正弦波駆動のためにｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とに課される条件を説明するための図である。

符号の説明

５…モータ制御装置、７…マイクロコンピュータ、５０…ロータ、５１，５２，５３…ステータ巻線

Claims (1)

1. ロータと、このロータに対向するステータとを備えたモータを制御するためのモータ制御装置であって、
   前記ロータの回転によって生じるモータ誘起電圧を検出するモータ誘起電圧検出手段と、
   このモータ誘起電圧検出手段によって検出されたモータ誘起電圧に基づいて、前記ロータの回転位置を求める位置推定手段と、
   前記ロータの界磁を弱めて前記モータの出力を増加するための弱め磁束制御を行う弱め磁束制御手段と、
   この弱め磁束制御手段による弱め磁束制御に対して制限を加える制限手段とを含み、
   前記モータ制御装置は、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御するものであり、
   前記制限手段は、ｄ軸電流指令値Ｉ _ｄ ^＊ を、次式（Ａ）を満たす範囲に制限するものである、モータ制御装置。
   Ｉ _ｄ ^＊ ≧（Ｋ−ωφ）÷（ωＬ _ｄ ） ……（Ａ）
   ただし、Ｋは誘起電圧変化からロータ回転位置を所要精度で推定できるように予め定める電圧閾値、ωはロータの回転角速度、φは界磁によるステータ巻線鎖交磁束数最大値の√（３／２）、Ｌ _ｄ はｄ軸インダクタンスである。

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