WO2018047524A1 - モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム - Google Patents

モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム Download PDF

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WO2018047524A1
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アハマッド ガデリー
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日本電産株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control method, a motor control system, and an electric power steering system.
  • a control system for an electric motor (hereinafter referred to as “motor”), detection of the rotational direction of the rotor may be important.
  • motor an electric motor
  • it is generally required to detect the rotation direction of the rotor at the time of start-up or low-speed driving.
  • EPS electric power steering
  • it may be required to monitor the rotational direction of the rotor over a wide range from low speed driving to high speed driving.
  • the rotation direction of the rotor can be detected based on an output signal from the position sensor. It is also known that the rotational direction of the rotor can be detected based on the relationship of the phase difference between the currents (phase currents) flowing through the motor phases.
  • Patent Document 1 discloses that a zero-cross point (current zero-cross) of each phase current is detected, a period of current zero-cross is measured, and a current frequency (rotor speed) is calculated based on the period. Patent Document 1 further discloses that a phase difference of a current zero cross between two phases is measured and a rotation direction of a current corresponding to the rotation direction of the rotor is calculated based on the phase difference.
  • Embodiments of the present disclosure provide a novel motor control method and motor control system capable of detecting the rotation direction of the rotor over a wide range from low speed drive to high speed drive.
  • Exemplary motor control method of the present disclosure includes the steps A to obtain the component BEMF beta on components BEMF alpha and beta axes on alpha shaft of the motor back EMF in the ⁇ fixed coordinate system, component on the alpha axis Step B for time-differentiating the components BEMF ⁇ on the BEMF ⁇ and ⁇ -axis, respectively, and a first multiplication value obtained by multiplying the component BEMF ⁇ on the ⁇ -axis by the differential value of the component BEMF ⁇ on the ⁇ -axis And a step C for obtaining a difference value between the component BEMF ⁇ on the ⁇ -axis and a second multiplication value obtained by multiplying the differential value of the component BEMF ⁇ on the ⁇ -axis based on the difference value Step D for detecting the rotation direction of the rotor and Step E for controlling the motor based on the detection result of the rotation direction of the rotor are included.
  • An exemplary motor control system of the present disclosure includes a motor and a control circuit that controls the motor, and the control circuit includes components BEMF ⁇ and ⁇ on the ⁇ axis of the back electromotive force in the ⁇ fixed coordinate system. won component BEMF beta on the shaft, wherein the alpha axial components BEMF alpha and beta of the axial component BEMF beta were differentiated each time, the alpha on the beta axis component BEMF alpha on the axis of the component BEMF beta of Difference between the first multiplication value obtained by multiplying the differential value and the second multiplication value obtained by multiplying the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis by the differential value of the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis A value is obtained, a rotation direction of the motor is detected based on the difference value, and the motor is controlled based on a detection result of the rotation direction of the motor.
  • a novel motor control method and motor control system capable of detecting the rotation direction of the rotor over a wide range from low speed drive to high speed drive are provided.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating an example of a processing procedure of a control method of the motor control system 1000.
  • FIG. 5 is a functional block diagram showing functional blocks of the controller 100.
  • FIG. 6 is a functional block diagram showing functional blocks in the rotation direction detection unit 130.
  • FIG. 7 is a graph showing a waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period.
  • FIG. 8 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 9 is a graph showing a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 10 is a graph showing a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 3.0 seconds.
  • FIG. 11 is a graph showing a waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period.
  • FIG. 12 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 13 is a graph showing a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 14 is a graph showing a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 0.25 seconds.
  • FIG. 15 is a graph showing a waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period.
  • FIG. 16 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 17 is a graph showing the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and the waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 18 is a graph showing a waveform of the difference value diffA detected between 0 second and 2.0 seconds.
  • FIG. 19 is a graph showing a waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period.
  • FIG. 20 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 21 is a graph showing a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 22 is a graph showing a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 2.5 seconds.
  • FIG. 23 is a schematic diagram illustrating a typical configuration of the EPS system 2000 according to the second embodiment.
  • FIG. 1 schematically shows hardware blocks of a motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • the motor control system 1000 typically includes a motor M, a controller (control circuit) 100, a drive circuit 200, an inverter (also referred to as an “inverter circuit”) 300, a plurality of current sensors 400, and analog digital.
  • a conversion circuit (hereinafter referred to as “AD converter”) 500 and a ROM (Read Only Memory) 600 are included.
  • the motor control system 1000 is modularized as, for example, a power pack, and can be manufactured and sold as a motor module having a motor, a sensor, a driver, and a controller. In this specification, the motor control system 1000 will be described by taking a system having the motor M as a component as an example. However, the motor control system 1000 may be a system for driving the motor M that does not include the motor M as a component. *
  • the motor M is, for example, a permanent magnet synchronous motor such as a surface magnet type synchronous motor (SPMSM) or an embedded magnet type synchronous motor (IPMSM), and a three-phase AC motor.
  • the motor M has, for example, three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) windings (not shown).
  • the three-phase winding is electrically connected to the inverter 300.
  • multiphase motors such as a five-phase and a seven-phase, are also the category of this indication.
  • an embodiment of the present disclosure will be described using a motor control system that controls a three-phase motor as an example. *
  • the controller 100 is, for example, a micro control unit (MCU).
  • the controller 100 can be realized by, for example, a field programmable gate array (FPGA) in which a CPU core is incorporated.
  • FPGA field programmable gate array
  • the controller 100 controls the entire motor control system 1000, and controls the torque and rotation speed of the motor M by, for example, vector control.
  • the motor M can be controlled not only by vector control but also by other closed loop control.
  • the rotation speed is represented by a rotation speed (rpm) at which the rotor rotates per unit time (for example, 1 minute) or a rotation speed (rps) at which the rotor rotates at unit time (for example, 1 second).
  • Vector control is a method in which the current flowing through the motor is decomposed into a current component contributing to torque generation and a current component contributing to magnetic flux generation, and each current component orthogonal to each other is controlled independently.
  • the controller 100 sets the target current value according to the actual current values measured by the plurality of current sensors 400 and the rotor angle estimated based on the actual current values.
  • the controller 100 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal based on the target current value and outputs it to the drive circuit 200.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the controller 100 can detect the rotation direction of the rotor based on the actual current values measured by the plurality of current sensors 400.
  • the controller 100 controls the motor M based on the detection result.
  • the drive circuit 200 is a gate driver, for example.
  • Drive circuit 200 generates a control signal for controlling the switching operation of the switching element in inverter 300 in accordance with the PWM signal output from controller 100.
  • the drive circuit 200 may be mounted on the controller 100.
  • the inverter 300 converts, for example, DC power supplied from a DC power source (not shown) into AC power, and drives the motor M with the converted AC power. For example, based on the control signal output from drive circuit 200, inverter 300 converts DC power into three-phase AC power, which is a U-phase, V-phase, and W-phase pseudo sine wave. The motor M is driven by the converted three-phase AC power.
  • the plurality of current sensors 400 includes at least two current sensors that detect at least two currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor M.
  • the plurality of current sensors 400 include two current sensors 400A and 400B (see FIG. 2) that detect currents flowing in the U phase and the V phase.
  • the plurality of current sensors 400 may include three current sensors that detect three currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings.
  • the plurality of current sensors 400 flow in the V-phase and the W-phase. You may have two current sensors which detect the electric current or the electric current which flows into a W phase and a U phase.
  • the current sensor has, for example, a shunt resistor and a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through the shunt resistor.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.1 ⁇ . *
  • the AD converter 500 samples analog signals output from the plurality of current sensors 400 and converts them into digital signals, and outputs the converted digital signals to the controller 100.
  • the controller 100 may perform AD conversion.
  • the plurality of current sensors 400 directly output an analog signal to the controller 100.
  • the ROM 600 is, for example, a writable memory (for example, PROM), a rewritable memory (for example, flash memory), or a read-only memory.
  • the ROM 600 stores a control program having a command group for causing the controller 100 to control the motor M.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at the time of booting.
  • the ROM 600 does not need to be externally attached to the controller 100, and may be mounted on the controller 100.
  • the controller 100 on which the ROM 600 is mounted can be, for example, the MCU described above. *
  • FIG. 2 schematically shows a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • Inverter 300 has three lower arm switching elements and three upper arm switching elements.
  • the illustrated switching elements SW_L1, SW_L2, and SW_L3 are lower arm switching elements, and the switching elements SW_H1, SW_H2, and SW_H3 are upper arm switching elements.
  • a semiconductor switch element such as a field effect transistor (FET, typically MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be used.
  • FET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • FIG. 2 shows shunt resistors Rs of two current sensors 400A and 400B that detect currents flowing in the U phase and the V phase.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the switching element of the lower arm and the ground.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the switching element of the upper arm and the power source.
  • the controller 100 can drive the motor M by performing, for example, three-phase energization control using vector control.
  • the controller 100 generates a PWM signal for performing three-phase energization control, and outputs the PWM signal to the drive circuit 200.
  • the drive circuit 200 generates a gate control signal for controlling the switching operation of each FET in the inverter 300 based on the PWM signal, and supplies the gate control signal to the gate of each FET.
  • FIG. 3 schematically shows hardware blocks of a motor control system 1000 according to a modification of the present embodiment. *
  • the motor control system 1000 may not include the drive circuit 200.
  • the controller 100 has a port for directly controlling the switching operation of each FET of the inverter 300. More specifically, the controller 100 generates a gate control signal based on the PWM signal. The controller 100 can output a gate control signal through the port and supply the gate control signal to the gate of each FET.
  • the motor control system 1000 may further include a position sensor 700.
  • the position sensor 700 is disposed in the motor M and detects the position of the rotor. Specifically, the position sensor 700 detects the rotor angle of the motor M, that is, the mechanical angle of the rotor, and outputs the rotor angle to the controller 100.
  • the position sensor 700 is, for example, a magnetic sensor such as an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a Hall IC (including a Hall element), or a resolver.
  • MR magnetoresistive
  • Hall IC including a Hall element
  • the motor control system 1000 may include, for example, a speed sensor or an acceleration sensor instead of the position sensor 700.
  • the controller 100 can calculate the position of the rotor, that is, the rotation angle, by performing integration processing or the like on the rotation speed signal or the angular speed signal.
  • the angular velocity is represented by an angle (rad / s) at which the rotor rotates per second.
  • the controller 100 can calculate the rotation angle by performing integration processing or the like on the angular acceleration signal.
  • the motor control system of the present disclosure can be applied to a motor control system that performs so-called sensorless control that does not have a position sensor, for example, as illustrated in FIGS.
  • the motor control system of the present disclosure can also be applied to a motor control system having a position sensor as shown in FIG. 3, for example. *
  • FIG. 4 shows an example of the processing procedure of the control method of the motor control system 1000.
  • the motor control system 1000 detects the rotation direction of the rotor, calculates the rotor angle based on the detection result, and controls the motor M based on the calculated rotor angle ⁇ .
  • the motor control system 1000 detects the rotation direction of the rotor, calculates the rotor angle based on the detection result, and controls the motor M based on the calculated rotor angle ⁇ .
  • the algorithm for realizing the motor control method according to the present embodiment can be realized only by hardware such as an application specific integrated circuit (ASIC) or FPGA, or can be realized by a combination of hardware and software. it can.
  • ASIC application specific integrated circuit
  • FPGA field-programmable gate array
  • FIG. 5 schematically shows functional blocks of the controller 100.
  • each block in the functional block diagram is shown in units of functional blocks, not in units of hardware.
  • the software can be, for example, a module constituting a computer program for executing a specific process corresponding to each functional block.
  • the controller 100 includes, for example, a load angle unit 110, an estimator 120, a rotation direction detection unit 130, a selector 140, an adder 150, and a motor control unit 160.
  • the controller 100 can detect the rotation direction of the rotor based on the reference voltages V ⁇ * , V ⁇ * , the armature currents I ⁇ and I ⁇ .
  • each functional block is expressed as a unit. Of course, this notation is not intended to limit each functional block to hardware or software.
  • the execution subject of the software may be the core of the controller 100, for example.
  • the controller 100 can be realized by an FPGA.
  • all or some of the functional blocks may be realized by hardware.
  • by distributing processing using a plurality of FPGAs it is possible to distribute the computation load of a specific computer.
  • all or some of the functional blocks shown in FIG. 5 may be distributed and implemented in the plurality of FPGAs.
  • the plurality of FPGAs are connected to each other by, for example, an in-vehicle control area network (CAN), and can transmit and receive data.
  • CAN in-vehicle control area network
  • the total sum of currents flowing through the respective phases becomes zero.
  • the relationship that the sum of the currents I a , I b and I c is zero is satisfied.
  • the current flowing through the U-phase winding of the motor M is I a
  • the current flowing through the V-phase winding of the motor M is I b
  • the current flowing through the W-phase winding of the motor M is I c .
  • the controller 100 receives two of the currents I a , I b, and I c and obtains the remaining one by calculation.
  • the controller 100 acquires the current I a measured by the current sensor 400A and the current I b measured by the current sensor 400B.
  • the controller 100 calculates the current I c based on the currents I a and I b using the above relationship in which the sum of the currents I a , I b and I c becomes zero. Note that the currents I a , I b and I c measured using the three current sensors may be input to the controller 100.
  • the controller 100 uses the so-called Clarke transformation used for vector control and the like to convert the currents I a , I b and I c into the currents I ⁇ and ⁇ on the ⁇ axis in the ⁇ ⁇ fixed coordinate system.
  • the current I ⁇ can be converted.
  • the ⁇ fixed coordinate system is a stationary coordinate system
  • the direction of one of the three phases (for example, the U-phase direction) is the ⁇ axis
  • the direction orthogonal to the ⁇ axis is the ⁇ axis.
  • the controller 100 (eg, core) further uses the Clarke transform to convert the reference voltages V a * , V b *, and V c * to the reference voltage V ⁇ * on the ⁇ axis and the ⁇ axis in the ⁇ ⁇ fixed coordinate system. Conversion to reference voltage V ⁇ * .
  • Reference voltages V a * , V b *, and V c * represent the above-described PWM signal for controlling each switching element of inverter 300.
  • the calculation for obtaining the currents I ⁇ and I ⁇ and the reference voltages V ⁇ * and V ⁇ * can also be executed by the motor control unit 160 of the controller 100.
  • the currents I ⁇ and I ⁇ and the reference voltages V ⁇ * and V ⁇ * are input to the load angle unit 110, the estimator 120, and the rotation direction detection unit 130.
  • the load angle unit 110 calculates the load angle ⁇ based on the currents I ⁇ and I ⁇ , the reference voltages V ⁇ * and V ⁇ * .
  • the load angle unit 110 calculates, for example, a component ⁇ ⁇ on the ⁇ axis of the complex magnetic flux ⁇ based on the following formula (1), and ⁇ of the complex magnetic flux ⁇ based on the following formula (2): Calculate the component ⁇ ⁇ on the axis.
  • LPF means that processing by a low-pass filter is performed.
  • the interlaced magnetic flux ⁇ is expressed by the following formula (3).
  • R is an armature resistance.
  • the armature resistance R is set in the load angle unit 110 by the core of the controller 100, for example.
  • the load angle unit 110 further converts the currents I ⁇ and I ⁇ into the current I d on the d axis and the current I q on the q axis in the dq rotation coordinate system by using so-called Park transformation used for vector control or the like. Convert.
  • the dq rotation coordinate system is a rotation coordinate system that rotates together with the rotor.
  • the load angle unit 110 calculates the load angle ⁇ based on the following equation (4).
  • the load angle ⁇ is represented by an angle between the interlaced magnetic flux vector (size ⁇ ) and the d axis, and is an angle with the counterclockwise direction being a positive direction.
  • ⁇ tan ⁇ 1 ⁇ (L q ⁇ I q ) / ⁇ Equation (4)
  • L q is an armature inductance on the q axis in the dq rotating coordinate system.
  • the load angle unit 110 outputs the load angle ⁇ to the adder 150.
  • the rotation direction detection unit 130 detects the rotation direction of the rotor based on the currents I ⁇ and I ⁇ and the reference voltages V ⁇ * and V ⁇ * .
  • the rotation direction of the rotor is generally a forward rotation direction and a reverse rotation direction.
  • forward rotation direction the direction in which the rotor rotates about the shaft axis in the counterclockwise direction
  • reverse rotation the direction in which the rotor rotates about the shaft axis in the clockwise direction
  • direction in which the rotor rotates about the shaft axis in the clockwise direction is referred to as “reverse rotation”. It will be called “direction”.
  • the forward rotation direction and the reverse rotation direction can be defined differently for each product specification.
  • FIG. 6 shows functional blocks in the rotation direction detection unit 130 in detail.
  • the rotation direction detection unit 130 includes, for example, a back electromotive force calculation unit 131, a time differentiation unit 132, a multiplier 133, and a comparator 134. *
  • Counter electromotive force calculation unit 131 a current I alpha, I beta, below the counter electromotive force component BEMF beta on the counter electromotive force component BEMF alpha and beta axes on alpha axis based on the reference voltage V alpha * and V beta * The calculation is performed based on the equations (6) and (7). Thereby, the counter electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ are acquired.
  • BEMF ⁇ V ⁇ * ⁇ R ⁇ I ⁇ Formula (6)
  • BEMF ⁇ V ⁇ * ⁇ R ⁇ I ⁇ Formula (7)
  • the time differentiation unit 132 performs time differentiation on the back electromotive force component BEMF ⁇ and time differentiation on the back electromotive force component BEMF ⁇ .
  • the time differential values of the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ are output to the multiplier 133.
  • the multiplier 133 generates a first multiplication value by multiplying the counter electromotive force component BEMF ⁇ by the time differential value of the counter electromotive force component BEMF ⁇ .
  • the multiplier 133 generates a second multiplication value by multiplying the counter electromotive force component BEMF ⁇ by the time differential value of the counter electromotive force component BEMF ⁇ .
  • the first and second multiplication values are output to the comparator 134.
  • the comparator 134 is, for example, a hysteresis comparator. According to the hysteresis comparator, even if noise is added to the input signal, jitter of the output signal can be suppressed.
  • the comparator 134 obtains a difference value diffA between the first and second multiplication values based on the following equation (8), and outputs a flag signal flag according to the difference value.
  • the flag signal flag is a digital signal and indicates the rotation direction of the rotor.
  • diffA BEMF ⁇ ⁇ BEMF ⁇ '-BEMF ⁇ ' ⁇ BEMF ⁇
  • “′” represents an operator of time differentiation.
  • the first multiplication value is input to the positive (+) side input terminal of the comparator 134
  • the second multiplication value is input to the negative ( ⁇ ) side input terminal of the comparator 134.
  • the comparator 134 obtains the difference value diffA by subtracting the second multiplication value from the first multiplication value.
  • the upper limit threshold value of the hysteresis of the comparator 134 can be set to about 200 mV, for example, and the lower limit threshold value can be set to about ⁇ 200 mV, for example.
  • the comparator 134 can output the flag signal flag indicating the high level “1” or the low level “0” according to the difference value diffA.
  • the low level flag signal flag indicates that the rotor is rotating in the forward direction
  • the high level flag signal flag indicates that the rotor is rotating in the reverse direction.
  • the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ calculated based on the above formulas (6) and (7) can be expressed using fundamental waves and harmonics.
  • the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ are generally filtered using, for example, a general-purpose low-pass filter included in the controller 100.
  • the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ can be expressed only by the fundamental wave represented by the following equations (9) and (10).
  • BEMF ⁇ BEMF ⁇ cos ( ⁇ ) Equation (9)
  • BEMF ⁇ BEMF ⁇ sin ( ⁇ ) Equation (10)
  • BEMF (BEMF ⁇ 2 + BEMF ⁇ 2 ) 1/2 formula (11)
  • BEMF is the magnitude of the back electromotive force vector, and is obtained based on the above equation (11).
  • ⁇ is a phase angle, and is expressed as a function of time t shown in the following formula (12), for example.
  • ⁇ indicates a rotational speed (sometimes referred to as “electric speed”) obtained by time differentiation of an electrical angle (rotor angle), and ⁇ (0) indicates an initial phase.
  • ⁇ (t) ⁇ ⁇ t + ⁇ (0) Equation (12)
  • the difference value diffA can be approximately expressed by the following equation (13). diffA ⁇ ⁇ BEMF 2 ⁇ cos 2 ( ⁇ ) + ⁇ ⁇ BEMF 2 ⁇ sin 2 ( ⁇ ) ⁇ ⁇ BEMF 2 Formula (13)
  • the comparator 134 detects the rotation direction of the rotor based on the difference value diffA. More specifically, the comparator 134 detects the rotation of the rotor in one of the forward and reverse directions when the difference value diffA is a positive value, and forward and reverse when the difference value diffA is a negative value. The rotation of the rotor in the other direction can be detected. In the present embodiment, the comparator 134 detects the rotation of the rotor in the forward rotation direction when the difference value diffA is a positive value, and detects the rotation of the rotor in the reverse rotation direction when the difference value diffA is a negative value. To do. When the difference value diffA indicates “0”, the comparator 134 detects the stop of the rotor. *
  • the polarity of the differential input of the comparator 134 shown in FIG. 6 may be inverted. That is, the comparator 134 may obtain the difference value diffB by subtracting the first multiplication value from the second multiplication value, and generate the flag signal flag based on the difference value diffB. In this case, the comparator 134 detects the rotation of the rotor in the forward rotation direction when the difference value diffB is a negative value, and detects the rotation of the rotor in the reverse rotation direction when the difference value diffB is a positive value. Thus, even if the polarity of the differential input is reversed, it is possible to detect the rotational direction of the rotor. *
  • the algorithm according to the present embodiment for detecting the rotation direction of the rotor it is possible to correctly detect the rotation direction of the rotor by simpler calculation without performing measurement or calculation of the rotor angle using the position sensor. it can. As a result, the computational load on the computer of the motor control system can be reduced. Further, the rotational direction of the rotor can be correctly detected during the low-speed operation of the motor. Furthermore, as described above, since it is not necessary to measure the rotor angle by the position sensor, the method for detecting the rotation direction of the rotor according to the present embodiment can be suitably applied to sensorless control. *
  • Step S200 The controller 100 determines whether the rotation direction of the rotor is the forward rotation direction or the reverse rotation direction.
  • the controller 100 calculates the rotor angle ⁇ based on the detection result of the phase angle ⁇ , the load angle ⁇ , and the rotation direction of the rotor. More specifically, the selector 140 shown in FIG. 5 outputs ⁇ or ( ⁇ 180 °) to the adder 150 according to the flag signal flag. For example, the selector 140 outputs ⁇ to the adder 150 when the flag signal flag indicates “0”, and outputs ( ⁇ 180 °) to the adder 150 when the flag signal flag indicates “1”. .
  • the motor control unit 160 controls the motor based on the detection result of the rotation direction of the rotor. More specifically, the motor control unit 160 can control the motor by sensorless control using the rotor angle ⁇ calculated by the adder 150.
  • the motor control unit 160 performs calculations necessary for general vector control, for example. Since vector control is a well-known technique, detailed description of the control is omitted.
  • sensorless control without using a position sensor is possible, so that it is possible to suppress a failure of the position sensor and an increase in system cost due to the addition of hardware.
  • the memory cost can be reduced.
  • FIG. 7 shows a waveform of the electric speed (rps) of the motor within a predetermined period (0 to 0.25 seconds).
  • FIG. 8 shows a waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 9 shows the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and the waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 10 shows a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 3.0 seconds.
  • the horizontal axis of FIGS. 7 to 10 indicates time (seconds).
  • the vertical axis in FIG. 8 indicates the rotor angle (degrees).
  • shaft of FIG. 9 shows voltage (V).
  • the vertical axis in FIG. 10 indicates the difference value diffA of the comparator
  • the range of the high speed with respect to the rotation in the normal rotation direction may be, for example, 26.2 rps or more.
  • FIG. 11 shows the waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period (0 to 0.25 seconds).
  • FIG. 12 shows the waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 13 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 14 shows a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 0.25 seconds.
  • the horizontal axis in FIGS. 11 to 14 indicates time (seconds).
  • shaft of FIG. 11 shows the frequency (Hz) of an electrical speed.
  • the vertical axis in FIG. 12 indicates the rotor angle (degrees).
  • shaft of FIG. 13 shows voltage (V).
  • the vertical axis in FIG. 14 indicates the difference value diffA of the comparator 134.
  • FIGS. 11 to 14 show various waveforms acquired when the rotor is rotating in the reverse direction at a high speed ( ⁇ 30 rps).
  • a high speed ⁇ 30 rps.
  • the range of high speed for rotation in the reverse direction can be, for example, ⁇ 26.2 rps or less.
  • FIG. 15 shows a waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period (0 second to 0.25 second).
  • FIG. 16 shows a waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 17 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 18 shows a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 2.0 seconds.
  • the horizontal axis in FIGS. 15 to 18 indicates time (seconds).
  • shaft of FIG. 15 shows the frequency (Hz) of an electrical speed.
  • the vertical axis in FIG. 16 indicates the rotor angle (degrees).
  • the vertical axis in FIG. 17 indicates the voltage (V).
  • the vertical axis in FIG. 18 indicates the difference value diffA of the comparator 134.
  • the range of low speed for rotation in the forward direction can be, for example, greater than 0.0 rps and less than 26.2 rps.
  • FIG. 19 shows a waveform of the electric speed of the motor within a predetermined period (0 second to 0.25 second).
  • FIG. 20 shows a waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 21 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude BEMF (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 22 shows a waveform of the difference value diffA detected between 0 seconds and 2.5 seconds.
  • the horizontal axis in FIGS. 19 to 22 represents time (seconds).
  • shaft of FIG. 19 shows the frequency (Hz) of an electrical speed.
  • the vertical axis in FIG. 20 indicates the rotor angle (degrees).
  • the vertical axis in FIG. 21 represents voltage (V).
  • the vertical axis in FIG. 22 represents the difference value diffA of the comparator 134.
  • 19 to 22 show various waveforms obtained when the rotor is rotating in the reverse direction at a low speed ( ⁇ 16 rps).
  • a low speed ⁇ 16 rps.
  • the range of low speed for rotation in the reverse direction can be, for example, greater than ⁇ 26.2 rps and less than 0.0 rps.
  • FIG. 23 schematically shows a typical configuration of the EPS system 2000 according to the present embodiment.
  • a vehicle such as an automobile generally has an EPS system.
  • the EPS system 2000 according to the present embodiment includes a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540 that generates auxiliary torque.
  • the EPS system 2000 generates auxiliary torque that assists the steering torque of the steering system that is generated when the driver operates the steering wheel. The burden of operation by the driver is reduced by the auxiliary torque.
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, universal shaft joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, and a knuckle. 528A and 528B, and left and right steering wheels 529A and 529B. *
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an automotive electronic control unit (ECU) 542, a motor 543, a speed reduction mechanism 544, and the like.
  • the steering torque sensor 541 detects the steering torque in the steering system 520.
  • the ECU 542 generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor 541.
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the motor 543 transmits the generated auxiliary torque to the steering system 520 via the speed reduction mechanism 544. *
  • the ECU 542 includes, for example, the controller 100 and the drive circuit 200 according to the first embodiment.
  • an electronic control system with an ECU as a core is constructed in an automobile.
  • a motor control system is constructed by the ECU 542, the motor 543, and the inverter 545.
  • the motor control system the motor control system 1000 according to the first embodiment can be suitably used.
  • Embodiments of the present disclosure are also suitably used for motor control systems such as X-by-wire such as shift-by-wire, steering-by-wire, and brake-by-wire, and traction motors that require rotor rotation detection capability. More specifically, some X-by-wire systems have a position sensor and perform sensor control based on an output signal from the position sensor. For example, in a steering-by-wire system, from the viewpoint of safety, it is required to monitor whether or not the actually detected rotation direction of the rotor matches the reference command indicating the rotation direction of the steering wheel. If they match, the motor control system can be operated continuously.
  • X-by-wire such as shift-by-wire, steering-by-wire, and brake-by-wire
  • traction motors that require rotor rotation detection capability.
  • some X-by-wire systems have a position sensor and perform sensor control based on an output signal from the position sensor. For example, in a steering-by-wire system, from the viewpoint of safety, it is required to monitor whether or
  • a motor control system may be installed in an autonomous vehicle that complies with levels 0 to 4 (automation standards) defined by the Japanese government and the US Department of Transportation Road Traffic Safety Administration (NHTSA).
  • levels 0 to 4 automated standards
  • NHTSA US Department of Transportation Road Traffic Safety Administration
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in various devices having various motors such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering systems.
  • Controller 110: Load angle unit, 120: Estimator, 130: Rotation direction detection unit, 131: Back electromotive force calculation unit, 132: Time differentiation unit, 133: Multiplier, 134: Comparator, 140: Selector, 150 : Adder, 160: Motor control unit, 200: Drive circuit, 300: Inverter, 400, 400A, 400B: Current sensor, 500: AD converter, 600: ROM, 700: Position sensor, 1000: Motor control system, 2000: EPS system

Abstract

モータ制御方法は、αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得するステップと、α軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβをそれぞれ時間微分するステップと、α軸上の成分ＢＥＭＦαにβ軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を乗算することで得られる第１乗算値と、β軸上の成分ＢＥＭＦβにα軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を乗算することで得られる第２乗算値と、の差分値を求めるステップと、差分値に基づいてロータの回転方向を検出するステップと、ロータの回転方向の検出結果に基づいてモータを制御するステップと、を包含する。

Description

モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム
本開示は、モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステムに関する。
電動モータ（以下、「モータ」と表記する。）の制御システムにおいて、ロータの回転方向の検出が重要とされることがある。例えば、モータおよびファンを有する、洗濯機用のモータ制御システムでは、システムの安定性を向上させるために、一般に、起動時または低速駆動時におけるロータの回転方向を検出することが求められる。また、車載用のモータ制御システム、例えば電動パワーステアリング（ＥＰＳ）システムにおいて、低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、ロータの回転方向を監視することが要求されることがある。例えば、位置センサからの出力信号に基づいてロータの回転方向を検出することができる。また、モータの各相に流れる電流（相電流）間の位相差の関係に基づいてロータの回転方向を検出できることが知られている。　
特許文献１は、各相電流のゼロクロス点（電流ゼロクロス）を検出して、電流ゼロクロスの周期を計測し、その周期に基づいて電流周波数（ロータの回転数）を算出することを開示する。特許文献１はさらに、２相間の電流ゼロクロスの位相差を計測し、その位相差に基づいてロータの回転方向に対応した電流の回転方向を算出することを開示する。
特開２００１－１２８４８５号公報
Ghaderi, Ahmad, and Tsuyoshi Hanamoto. "Wide-speed-range sensorless vector control of synchronous reluctance motors based on extended programmable cascaded low-pass filters." IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 58, No. 6, (June 2011), p.2322-2333.
しかしながら、上述した従来の技術では、例えば非特許文献１で言及されているように、低速駆動時において、各相電流のゼロクロス点の周期が長くなるために、一回転当たりに取得されるデータのサンプル数が制限されてしまう。その結果、低速駆動時に、ロータの回転方向をより正確に検出することは困難となる。　
本開示の実施形態は、低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、ロータの回転方向を検出することが可能な、新規なモータ制御方法およびモータ制御システムを提供する。
本開示の例示的なモータ制御方法は、αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得するステップＡと、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβをそれぞれ時間微分するステップＢと、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαに前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を乗算することで得られる第１乗算値と、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を乗算することで得られる第２乗算値と、の差分値を求めるステップＣと、前記差分値に基づいてロータの回転方向を検出するステップＤと、前記ロータの回転方向の検出結果に基づいてモータを制御するステップＥと、を包含する。　
本開示の例示的なモータ制御システムは、モータと、前記モータを制御する制御回路と、を有し、前記制御回路は、αβ固定座標系における逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得し、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβをそれぞれ時間微分し、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαに前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を乗算することで得られる第１乗算値と、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を乗算することで得られる第２乗算値と、の差分値を求め、前記差分値に基づいて前記モータの回転方向を検出し、前記モータの回転方向の検出結果に基づいて前記モータを制御する。
本開示の例示的な実施形態によると、低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、ロータの回転方向を検出することが可能な、新規なモータ制御方法およびモータ制御システムが提供される。
図１は、実施形態１によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを示すブロック図である。 図２は、実施形態１によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を示すブロック図である。 図３は、実施形態１の変形例によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを示すブロック図である。 図４は、モータ制御システム１０００の制御方法の処理手順の一例を示すフローチャートである。 図５は、コントローラ１００の機能ブロック示す機能ブロック図である。 図６は、回転方向検出ユニット１３０内の機能ブロックを示す機能ブロック図である。 図７は、所定期間内のモータの電気速度の波形を示すグラフである。 図８は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図９は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示すグラフである。 図１０は、０秒から３．０秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示すグラフである。 図１１は、所定期間内のモータの電気速度の波形を示すグラフである。 図１２は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図１３は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示すグラフである。 図１４は、０秒から０．２５秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示すグラフである。 図１５は、所定期間内のモータの電気速度の波形を示すグラフである。 図１６は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図１７は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示すグラフである。 図１８は、０秒から２．０秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示すグラフである。 図１９は、所定期間内のモータの電気速度の波形を示すグラフである。 図２０は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図２１は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示すグラフである。 図２２は、０秒から２．５秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示すグラフである。 図２３は、実施形態２によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を示す模式図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のモータ制御方法、モータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　

（実施形態１）

〔モータ制御システム１０００の構成〕

　図１は、本実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示す。　
モータ制御システム１０００は典型的に、モータＭと、コントローラ（制御回路）１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、複数の電流センサ４００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）５００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）６００とを有する。モータ制御システム１０００は、例えばパワーパックとしてモジュール化され、モータ、センサ、ドライバおよびコントローラを有するモータモジュールとして製造および販売され得る。なお、本明細書では、構成要素としてモータＭを有するシステムを例に、モータ制御システム１０００を説明する。ただし、モータ制御システム１０００は、構成要素としてモータＭを有しない、モータＭを駆動するためのシステムであってもよい。　
モータＭは、例えば、表面磁石型同期型モータ（ＳＰＭＳＭ）または埋込磁石型同期型モータ（ＩＰＭＳＭ）などの永久磁石同期モータ、および三相交流モータである。モータＭは、例えば三相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。なお、三相モータに限らず、五相、七相などの多相モータも本開示の範疇である。本明細書では、三相モータを制御するモータ制御システムを例に、本開示の実施形態を説明する。　
コントローラ１００は、例えばマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。または、コントローラ１００は、例えば、ＣＰＵコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によっても実現し得る。　
コントローラ１００は、モータ制御システム１０００全体を制御し、例えばベクトル制御によってモータＭのトルクおよび回転速度を制御する。なお、モータＭは、ベクトル制御に限らず、他のクローズドループ制御によっても制御され得る。回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）または単位時間（例えば１秒間）にロータが回転する回転数（ｒｐｓ）で表される。ベクトル制御は、モータに流れる電流を、トルクの発生に寄与する電流成分と、磁束の発生に寄与する電流成分とに分解し、互いに直交する各電流成分を独立に制御する方法である。コントローラ１００は、例えば、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値、および実電流値に基づいて推定されたロータ角などに従って目標電流値を設定する。コントローラ１００は、その目標電流値に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、駆動回路２００に出力する。　
コントローラ１００は、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値に基づいてロータの回転方向を検出することができる。コントローラ１００は、その検出結果に基づいてモータＭを制御する。　
駆動回路２００は、例えばゲートドライバである。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、コントローラ１００から出力されるＰＷＭ信号に従って生成する。なお、後述するように、駆動回路２００は、コントローラ１００に実装されていてもよい。　
インバータ３００は、例えば直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力でモータＭを駆動する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力される制御信号に基づいて、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力でモータＭは駆動される。　
複数の電流センサ４００は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる少なくとも２つの電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ４００は、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ４００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる３つの電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えばＶ相およびＷ相に流れる電流またはＷ相およびＵ相に流れる電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．１Ω程度である。　
ＡＤコンバータ５００は、複数の電流センサ４００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換したデジタル信号をコントローラ１００に出力する。なお、コントローラ１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、複数の電流センサ４００は、アナログ信号をコントローラ１００に直接出力する。　
ＲＯＭ６００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。なお、ＲＯＭ６００は、コントローラ１００に外付けされる必要はなく、コントローラ１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ６００を搭載したコントローラ１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。　
図２を参照して、インバータ３００のハードウェア構成を詳細に説明する。　
図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。　
インバータ３００は、３個の下アームのスイッチング素子および３個の上アームのスイッチング素子を有する。図示されるスイッチング素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３が下アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３が、上アームのスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子を用いることができる。スイッチング素子は、モータＭに向けて流れる回生電流を流す還流ダイオードを有する。　
図２には、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂのシャント抵抗Ｒｓを示す。図示されるように、例えばシャント抵抗Ｒｓは、下アームのスイッチング素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、上アームのスイッチング素子と電源との間に電気的に接続され得る。　
コントローラ１００は、例えばベクトル制御を用いた三相通電制御を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、コントローラ１００は、三相通電制御を行うためのＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００中の各ＦＥＴのスイッチング動作を制御するゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成し、各ＦＥＴのゲートに与える。　
図３は、本実施形態の変形例によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示す。　
図示されるように、モータ制御システム１０００は、駆動回路２００を有していなくてもよい。その場合、コントローラ１００は、インバータ３００の各ＦＥＴのスイッチング動作を直接制御するポートを有する。具体的に説明すると、コントローラ１００は、ゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成する。コントローラ１００は、そのポートを介してゲート制御信号を出力し、そのゲート制御信号を各ＦＥＴのゲートに与えることができる。　
図３に示されるように、モータ制御システム１０００は、位置センサ７００をさらに有していてもよい。位置センサ７００は、モータＭに配置され、ロータの位置を検出する。具体的には、位置センサ７００は、モータＭのロータ角、つまり、ロータの機械角を検出し、ロータ角をコントローラ１００に出力する。位置センサ７００は、例えば、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサおよびホールＩＣ（ホール素子を含む）などの磁気センサ、またはレゾルバである。　

　モータ制御システム１０００は、位置センサ７００の代わりに、例えば、速度センサまたは加速度センサを有し得る。コントローラ１００は、位置センサとして速度センサを用いる場合、回転速度信号または角速度信号に積分処理等を行うことでロータの位置、つまり、回転角を算出することができる。角速度は、１秒間にロータが回転する角度（ｒａｄ／ｓ）で表される。また、コントローラ１００は、位置センサとして加速度センサを用いる場合、角加速度信号に積分処理等を行うことにより回転角を算出することができる。
本開示のモータ制御システムは、例えば図１および２に示されるような、位置センサを有しない、いわゆるセンサレス制御を行うモータ制御システムに応用され得る。また、本開示のモータ制御システムは、例えば図３に示されるような、位置センサを有するモータ制御システムにも応用され得る。　
以下、図４から図６を参照しながら、センサレス制御によるモータ制御を例に、モータ制御システム１０００の制御方法の具体例を説明し、主としてロータの回転方向の検出手法を説明する。なお、本開示のモータ制御方法は、ロータの回転方向を検出することが要求される様々なモータ制御システムを利用し得る。　

〔モータ制御システム１０００の制御方法〕

　図４は、モータ制御システム１０００の制御方法の処理手順の一例を示す。図示されるように、モータ制御システム１０００は、ロータの回転方向を検出して、その検出結果に基づいてロータ角を演算し、演算したロータ角θに基づいてモータＭを制御する。なお、各手順については、後で詳細に説明する。　
本実施形態によるモータ制御方法を実現するためのアルゴリズムは、例えば特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはＦＰＧＡなどのハードウェアのみで実現することもできるし、ハードおよびソフトウェアの組み合わせによっても実現することができる。　
図５は、コントローラ１００の機能ブロックを模式的に示す。本明細書において、機能ブロック図における各ブロックは、ハードウェア単位ではなく機能ブロック単位で示される。ソフトウェアは、例えば、各機能ブロックに対応した特定の処理を実行させるためのコンピュータプログラムを構成するモジュールであり得る。　

（１．ステップＳ１００）

図５に示されるように、コントローラ１００は、例えば、負荷角ユニット１１０、推定器１２０、回転方向検出ユニット１３０、セレクタ１４０、加算器１５０およびモータ制御ユニット１６０を有する。コントローラ１００は、リファレンス電圧Ｖα *、Ｖβ *、電機子電流ＩαおよびＩβに基づいてロータの回転方向を検出することができる。なお、本明細書において、説明の便宜上、各機能ブロックをユニットと表記することとする。当然に、この表記は、各機能ブロックを、ハードウェアまたはソフトウェアに限定解釈する意図で用いられない。　

　各機能ブロックがソフトウェアとしてコントローラ１００に実装される場合、そのソフトウェアの実行主体は、例えばコントローラ１００のコアであり得る。上述したように、コントローラ１００は、ＦＰＧＡによって実現され得る。その場合、全てまたは一部の機能ブロックは、ハードウェアで実現され得る。また、複数のＦＰＧＡを用いて処理を分散させることにより、特定のコンピュータの演算負荷を分散させることができる。その場合、図５に示される機能ブロックの全てまたは一部は、その複数のＦＰＧＡに分散して実装され得る。複数のＦＰＧＡは、例えば車載のコントロールエリアネットワーク（ＣＡＮ）によって互いに接続され、データの送受信を行うことができる。
例えば三相通電制御において、各相を流れる電流の総和はゼロになる。換言すると、電流Ｉa、ＩbおよびＩcの総和はゼロになる関係が満たされる。本明細書において、モータＭのＵ相の巻線に流れる電流をＩa、モータＭのＶ相の巻線に流れる電流をＩb、および、モータＭのＷ相の巻線に流れる電流をＩcとする。　
コントローラ１００（例えばコア）は、電流Ｉa、ＩbおよびＩcのうちの２つの電流を受け取って残りの１つの電流を演算により求める。本実施形態では、コントローラ１００は、電流センサ４００Ａで測定された電流Ｉaおよび電流センサ４００Ｂで測定された電流Ｉbを取得する。コントローラ１００は、電流Ｉa、ＩbおよびＩcの総和はゼロになる上記関係を用いて、電流Ｉa、Ｉbに基づいて電流Ｉcを演算する。なお、３つの電流センサを用いて測定された電流Ｉa、ＩbおよびＩcがコントローラ１００に入力されてもよい。　
コントローラ１００（例えばコア）は、ベクトル制御などに用いられるいわゆるクラーク変換を用いて、電流Ｉa、ＩbおよびＩcを、αβ固定座標系における、α軸上の電流Ｉαおよびβ軸上の電流Ｉβに変換することができる。ここで、αβ固定座標系は静止座標系であり、三相のうちの一相の方向（例えばＵ相方向）がα軸であり、α軸と直交する方向がβ軸である。　
コントローラ１００（例えばコア）はさらに、クラーク変換を用いて、リファレンス電圧Ｖa *、Ｖb *およびＶc *を、αβ固定座標系における、α軸上のリファレンス電圧Ｖα *およびβ軸上のリファレンス電圧Ｖβ *に変換する。リファレンス電圧Ｖa *、Ｖb *およびＶc *は、インバータ３００の各スイッチング素子を制御するための、上述したＰＷＭ信号を表す。　
例えば、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα *およびＶβ *を求める演算は、コントローラ１００のモータ制御ユニット１６０によっても実行され得る。電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα *およびＶβ *は、負荷角ユニット１１０、推定器１２０および回転方向検出ユニット１３０に入力される。　
負荷角ユニット１１０は、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα *およびＶβ *に基づいて負荷角δを演算する。負荷角ユニット１１０は、例えば、下記の式（１）に基づいて錯交磁束Ψのα軸上の成分Ψαを演算し、かつ、下記の式（２）に基づいて錯交磁束Ψのβ軸上の成分Ψβを演算する。式（１）および（２）においてＬＰＦは、ローパスフィルタによる処理を行うことを意味する。錯交磁束Ψは、下記の式（３）で表される。

　　Ψα＝ＬＰＦ（Ｖα *－Ｒ・Ｉα）　　　　　式（１）

　　Ψβ＝ＬＰＦ（Ｖβ *－Ｒ・Ｉβ）　　　　　式（２）

　　Ψ＝（Ψα 2＋Ψβ 2）1/2　　　　　　　　　式（３）

ここで、Ｒは電機子抵抗である。電機子抵抗Ｒは、例えばコントローラ１００のコアによって負荷角ユニット１１０に設定される。　
負荷角ユニット１１０はさらに、ベクトル制御などに用いられるいわゆるパーク変換を用いて、電流Ｉα、Ｉβを、ｄｑ回転座標系における、ｄ軸上の電流Ｉdおよびｑ軸上の電流Ｉqに変換する。ここで、ｄｑ回転座標系は、ロータと共に回転する回転座標系である。負荷角ユニット１１０は、下記の式（４）に基づいて負荷角δを演算する。負荷角δは、例えばｄｑ回転座標系において、錯交磁束ベクトル（大きさΨ）とｄ軸との間の角度で表され、反時計方向を正の方向とする角度である。

　　δ＝ｔａｎ-1｛（Ｌq・Ｉq）／Ψ｝　　　　　　　　式（４）

ここで、Ｌqは、ｄｑ回転座標系におけるｑ軸上の電機子インダクタンスである。　
負荷角ユニット１１０は、負荷角δを加算器１５０に出力する。　
推定器１２０は、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα *およびＶβ *に基づいて位相角ρを推定する。推定器１２０は、負荷角ユニット１１０と同様に、例えば上記の式（１）および（２）に基づいて磁束成分Ψα、Ψβを演算する。推定器１２０はさらに、例えば下記の式（５）に基づいて位相角ρを演算する。位相角ρは、αβ固定座標系において、錯交磁束ベクトルとα軸との間の角度で表され、反時計方向を正の方向とする角度である。推定器１２０は、位相角ρをセレクタ１４０に出力する。

　　ρ＝ｔａｎ-1（Ψβ／Ψα）　　　　　　　　　式（５）
回転方向検出ユニット１３０は、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα *およびＶβ *に基づいてロータの回転方向を検出する。ロータの回転方向は、一般に正転方向および逆転方向である。本明細書では、負荷側から見て、ロータがシャフトの軸回りを反時計回りに回転する方向を「正転方向」と呼び、ロータがシャフトの軸回りを時計回りに回転する方向を「逆転方向」と呼ぶこととする。当然に、正転および逆転方向は、製品仕様毎に異なって定義され得る。　
図６は、回転方向検出ユニット１３０内の機能ブロックを詳細に示す。回転方向検出ユニット１３０は、例えば、逆起電力演算ユニット１３１、時間微分ユニット１３２、乗算器１３３およびコンパレータ１３４を有する。　
逆起電力演算ユニット１３１は、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα *およびＶβ *に基づいてα軸上の逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の逆起電力成分ＢＥＭＦβを下記の式（６）および（７）に基づいて演算する。これにより、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβが獲得される。

　　ＢＥＭＦα＝Ｖα *－Ｒ・Ｉα　　　　　　　　　式（６）

　　ＢＥＭＦβ＝Ｖβ *－Ｒ・Ｉβ　　　　　　　　　式（７）
時間微分ユニット１３２は、逆起電力成分ＢＥＭＦαを時間微分し、かつ、逆起電力成分ＢＥＭＦβを時間微分する。逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβの時間微分値は乗算器１３３に出力される。　
乗算器１３３は、逆起電力成分ＢＥＭＦαに逆起電力成分ＢＥＭＦβの時間微分値を乗算することで第１乗算値を生成する。また、乗算器１３３は、逆起電力成分ＢＥＭＦβに逆起電力成分ＢＥＭＦαの時間微分値を乗算することで第２乗算値を生成する。第１および第２乗算値は、コンパレータ１３４に出力される。　
コンパレータ１３４は、例えばヒステリシスコンパレータである。ヒステリシスコンパレータによれば、入力信号にノイズが乗ったとしても、出力信号のジッタを抑制することができる。コンパレータ１３４は、下記の式（８）に基づいて第１および第２乗算値の差分値ｄｉｆｆＡを求め、その差分値に応じてフラグ信号ｆｌａｇを出力する。フラグ信号ｆｌａｇは、デジタル信号であり、ロータの回転方向を示す。

ｄｉｆｆＡ＝ＢＥＭＦα・ＢＥＭＦβ’－ＢＥＭＦα’・ＢＥＭＦβ　式（８）



ここで、「’」は時間微分の演算子を表す。　
第１乗算値は、コンパレータ１３４の正（＋）側の入力端子に入力され、第２乗算値は、コンパレータ１３４の負（－）側の入力端子に入力される。コンパレータ１３４は、第１乗算値から第２乗算値を引き算することにより差分値ｄｉｆｆＡを求める。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、コンパレータ１３４のヒステリシスの上限の閾値は、例えば２００ｍＶ程度に設定することができ、下限の閾値は、例えば－２００ｍＶ程度に設定することができる。　
例えば、コンパレータ１３４は、差分値ｄｉｆｆＡに応じて、ハイレレベル「１」またはローレベル「０」を示すフラグ信号ｆｌａｇを出力することができる。ローレベルのフラグ信号ｆｌａｇは、ロータが正転方向に回転していることを示し、ハイレベルのフラグ信号ｆｌａｇは、ロータが逆転方向に回転していることを示す。　
上記の式（６）および（７）基づいて演算される逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、基本波および高調波を用いて表すことができる。ここで、高調波（高周波）を除去する目的で、例えばコントローラ１００が有する汎用ローパスフィルタを用いて、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、一般にフィルタ処理される。この処理により、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、下記の式（９）および（１０）に示される基本波のみによって表すことができる。

　　ＢＥＭＦα＝ＢＥＭＦ・ｃｏｓ（ρ）　　　　式（９）

　　ＢＥＭＦβ＝ＢＥＭＦ・ｓｉｎ（ρ）　　　　式（１０）

　　ＢＥＭＦ＝（ＢＥＭＦα 2＋ＢＥＭＦβ 2）1/2　　　式（１１）

ここで、ＢＥＭＦは、逆起電力ベクトルの大きさであり、上記の式（１１）に基づいて求まる。また、ρは位相角であり、例えば下記の式（１２）に示される時間ｔの関数として表される。ωは、電気角（ロータ角）を時間微分することで得られる回転速度（「電気速度」と呼ぶ場合がある。）を示し、ρ（０）は初期位相を示す。

　　ρ（ｔ）＝ω・ｔ＋ρ（０）　　　　式（１２）
基本波によって表される逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβに基づいて差分値ｄｉｆｆＡを求めると、差分値ｄｉｆｆＡは、近似的に下記の式（１３）で表すことができる。

　　ｄｉｆｆＡ≒ω・ＢＥＭＦ2・ｃｏｓ2（ρ）＋ω・ＢＥＭＦ2・ｓｉｎ2（ρ）≒ω・ＢＥＭＦ2　　　　式（１３）
コンパレータ１３４は、差分値ｄｉｆｆＡに基づいてロータの回転方向を検出する。具体的に説明すると、コンパレータ１３４は、差分値ｄｉｆｆＡが正値であるとき、正転および逆転方向の一方へのロータの回転を検出し、差分値ｄｉｆｆＡが負値であるとき、正転および逆転方向の他方へのロータの回転を検出することができる。本実施形態では、コンパレータ１３４は、差分値ｄｉｆｆＡが正値であるとき、正転方向へのロータの回転を検出し、差分値ｄｉｆｆＡが負値であるとき、逆転方向へのロータの回転を検出する。なお、差分値ｄｉｆｆＡが「０」を示すとき、コンパレータ１３４は、ロータの停止を検出する。　
図６に示されるコンパレータ１３４の差動入力の極性を反転させてもよい。つまり、コンパレータ１３４は、第２乗算値から第１乗算値を引き算することにより差分値ｄｉｆｆＢを求めて、差分値ｄｉｆｆＢに基づいてフラグ信号ｆｌａｇを生成してもよい。その場合、コンパレータ１３４は、差分値ｄｉｆｆＢが負値であるとき、正転方向へのロータの回転を検出し、差分値ｄｉｆｆＢが正値であるとき、逆転方向へのロータの回転を検出する。このように、差動入力の極性を反転させても、ロータの回転方向を検出することは可能である。　
ロータの回転方向を検出するための、本実施形態によるアルゴリズムによれば、位置センサを用いたロータ角の測定または演算を行うことなく、より簡素な演算によってロータの回転方向を正しく検出することができる。その結果、モータ制御システムのコンピュータの演算負荷が低減し得る。また、モータの低速動作時において、ロータの回転方向を正しく検出することが可能となる。さらに、上述したように、位置センサによるロータ角の測定が不要になるので、本実施形態によるロータの回転方向を検出する手法は、センサレス制御に好適に適用することができる。　

　（２．ステップＳ２００）

　コントローラ１００は、ロータの回転方向が正転方向であるか、または、逆転方向であるかを判定する。　

（３．ステップＳ３００）

　コントローラ１００は、位相角ρ、負荷角δおよびロータの回転方向の検出結果に基づいてロータ角θを演算する。具体的に説明すると、図５に示されるセレクタ１４０は、フラグ信号ｆｌａｇに応じてρまたは（ρ－１８０°）を加算器１５０に出力する。例えば、セレクタ１４０は、フラグ信号ｆｌａｇが「０」を示すとき、ρを加算器１５０に出力し、フラグ信号ｆｌａｇが「１」を示すとき、（ρ－１８０°）を加算器１５０に出する。　
フラグ信号ｆｌａｇが、正転方向へのロータの回転を示すとき、換言すると、正転方向へのロータの回転が検出されたとき、コントローラ１００は、下記の式（１４）に基づいてロータ角θを演算する。

　　θ＝ρ＋δ　　　式（１４）

　（４．ステップＳ４００）

　フラグ信号ｆｌａｇが、逆転方向へのロータの回転を示すとき、換言すると、逆転方向へのロータの回転が検出されたとき、コントローラ１００は、下記の式（１５）に基づいてロータ角θを演算する。

　　θ＝（ρ－１８０°）＋δ　　　式（１５）

（５．ステップＳ５００）

　モータ制御ユニット１６０は、ロータの回転方向の検出結果に基づいてモータを制御する。具体的に説明すると、モータ制御ユニット１６０は、加算器１５０で演算されたロータ角θを用いてセンサレス制御によってモータを制御することができる。モータ制御ユニット１６０は、例えば一般的なベクトル制御に必要な演算を行う。なお、ベクトル制御は周知の技術であるので、その制御についての詳細な説明は省略する。　
本実施形態によると、位置センサを利用しないセンサレス制御が可能となるので、位置センサの故障、およびハードウェアの追加によるシステムコストの増大などを抑制することが可能となる。また、ロータの回転方向を検出するための演算が簡素化されるため、メモリコストも低減し得る。　
以下に、本開示によるロータの回転方向の検出に用いられるアルゴリズムの妥当性を、ｄＳＰＡＣＥ社の”ラピッドコントロールプロトタイピング（ＲＣＰ）システム”およびＭａｔｈＷｏｒｋｓ社のＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋを用いて検証した結果を示す。この検証には、ベクトル制御により制御を受ける表面磁石型（ＳＰＭ）モータのモデルが用いられた。表１には、検証時の各種システムパラメータの値が示される。　

Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
図７は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの電気速度（ｒｐｓ）の波形を示す。図８は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図９は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示す。図１０は、０秒から３．０秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示す。図７から図１０の横軸は時間（秒）を示す。図７の縦軸は、電気速度の周波数（Ｈｚ（＝ｒｐｓ））を示す。図８の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図９の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。図１０の縦軸は、コンパレータ１３４の差分値ｄｉｆｆＡを示す。　
図７から図１０は、ロータが正転方向に高速（３０ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、正転方向への回転に対し、高速度の範囲は、例えば２６．２ｒｐｓ以上であり得る。　
図１０の結果は、コンパレータ１３４が、差分値ｄｉｆｆＡ＝１を取得し、正転方向へのロータの回転を検出したことを意味する。ロータが正転方向に高速で回転しているとき、ロータの回転方向は正しく検出されることが分かる。　
図１１は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの電気速度の波形を示す。図１２は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図１３は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示す。図１４は、０秒から０．２５秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示す。図１１から図１４の横軸は時間（秒）を示す。図１１の縦軸は、電気速度の周波数（Ｈｚ）を示す。図１２の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図１３の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。図１４の縦軸は、コンパレータ１３４の差分値ｄｉｆｆＡを示す。　
図１１から図１４は、ロータが逆転方向に高速（－３０ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、逆転方向への回転に対し、高速度の範囲は、例えば－２６．２ｒｐｓ以下であり得る。　
図１４の結果は、コンパレータ１３４が、差分値Ａ＝－１を取得し、逆転方向へのロータの回転を検出したことを意味する。ロータが逆転方向に高速で回転しているとき、ロータの回転方向は正しく検出されることが分かる。　
図１５は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの電気速度の波形を示す。図１６は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図１７は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示す。図１８は、０秒から２．０秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示す。図１５から図１８の横軸は時間（秒）を示す。図１５の縦軸は、電気速度の周波数（Ｈｚ）を示す。図１６の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図１７の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。図１８の縦軸は、コンパレータ１３４の差分値ｄｉｆｆＡを示す。　
図１５から図１８は、ロータが正転方向に低速（１６ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、正転方向への回転に対し、低速度の範囲は、例えば０．０ｒｐｓ超２６．２ｒｐｓ未満であり得る。　
図１８の結果は、コンパレータ１３４が、差分値ｄｉｆｆＡ＝１を取得し、正転方向へのロータの回転を検出したことを意味する。ロータが正転方向に低速で回転しているとき、ロータの回転方向は正しく検出されることが分かる。　
図１９は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの電気速度の波形を示す。図２０は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図２１は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＢＥＭＦの波形（下）を示す。図２２は、０秒から２．５秒の間に検出された差分値ｄｉｆｆＡの波形を示す。図１９から図２２の横軸は時間（秒）を示す。図１９の縦軸は、電気速度の周波数（Ｈｚ）を示す。図２０の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図２１の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。図２２の縦軸は、コンパレータ１３４の差分値ｄｉｆｆＡを示す。　
図１９から図２２は、ロータが逆転方向に低速（－１６ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、逆転方向への回転に対し、低速度の範囲は、例えば－２６．２ｒｐｓ超０．０ｒｐｓ未満であり得る。　
図２２の結果は、コンパレータ１３４が、差分値ｄｉｆｆＡ＝－１を取得し、逆転方向へのロータの回転を検出したことを意味する。ロータが逆転方向に低速で回転しているとき、ロータの回転方向は正しく検出されることが分かる。　
以上のシミュレーション結果から、本開示のロータの回転方向の検出手法によれば、起動時を含む低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、ロータの回転方向を正しく検出できることが分かる。　

（実施形態２）

　図２３は、本実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す。　
自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。本実施形態によるＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。　
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂから構成され得る。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４などから構成される。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。　
ＥＣＵ５４２は、例えば、実施形態１によるコントローラ１００および駆動回路２００などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムとして、実施形態１によるモータ制御システム１０００を好適に用いることができる。　
本開示の実施形態は、ロータの回転検出能力が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤ、ブレーキバイワイヤなどのエックスバイワイヤおよびトラクションモータなどのモータ制御システムにも好適に用いられる。具体的に説明すると、エックスバイワイヤシステムの中には、位置センサを有し、位置センサからの出力信号に基づいてセンサ制御を行うシステムがある。例えばステアリングバイワイヤシステムでは、安全性の観点から、実際に検出されたロータの回転方向と、ステアリングハンドルの回転方向を示すリファレンスコマンドと、が一致しているか否かを監視することが求められる。両者が一致する場合、モータ制御システムを継続的に動作させることができる。一方、両者が一致しない場合（例えば、検出されたロータの回転方向は正転方向を示し、リファレンスコマンドは逆転方向を示す場合）、これは、何らかの故障がシステムに発生したことを意味する。故障が発生した場合、例えばシステムをバックアプモードに切替えることにより、路肩に自動車を安全に停止させることができる。　
例えば、本開示の実施形態によるモータ制御システムは、日本政府および米国運輸省道路交通安全局（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から４（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリングシステムなどの、各種モータを有する多様な機器に幅広く利用され得る。
１００：コントローラ、１１０：負荷角ユニット、１２０：推定器、１３０：回転方向検出ユニット、１３１：逆起電力演算ユニット、１３２：時間微分ユニット、１３３：乗算器、１３４：コンパレータ、１４０：セレクタ、１５０：加算器、１６０：モータ制御ユニット、２００：駆動回路、３００：インバータ、４００、４００Ａ、４００Ｂ：電流センサ、５００：ＡＤコンバータ、６００：ＲＯＭ、７００：位置センサ、１０００：モータ制御システム、２０００：ＥＰＳシステム

Claims (7)

  1. αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得するステップＡと、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβをそれぞれ時間微分するステップＢと、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαに前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を乗算することで得られる第１乗算値と、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を乗算することで得られる第２乗算値と、の差分値を求めるステップＣと、

    　前記差分値に基づいてロータの回転方向を検出するステップＤと、

    　前記ロータの回転方向の検出結果に基づいてモータを制御するステップＥと、

    を包含するモータ制御方法。
  2. 前記ステップＤにおいて、前記差分値が正値を示すとき、正転および逆転方向の一方への前記ロータの回転を検出し、前記差分値が負値を示すとき、前記正転および逆転方向の他方への前記ロータの回転を検出する、請求項１に記載のモータ制御方法。
  3. 前記ステップＥにおいて、位相角ρ、負荷角δおよび前記ロータの回転方向の検出結果に基づいてロータ角θを演算し、前記ロータ角θを用いて前記モータを制御する、請求項２に記載のモータ制御方法。
  4. 前記ステップＤにおいて、前記正転方向への前記ロータの回転が検出されたとき、前記ステップＥにおいて、式（１）に基づいて前記ロータ角θを演算し、

    　θ＝ρ＋δ　　　（１）

    　前記ステップＤにおいて、前記逆転方向への前記ロータの回転が検出されたとき、前記ステップＥにおいて、式（２）に基づいて前記ロータ角θを演算する、請求項３に記載のモータ制御方法。

    　θ＝（ρ－１８０°）＋δ　　　（２）
  5. 前記ステップＡにおいて、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαを式（３）に基づいて演算し、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβを式（４）に基づいて演算し、

    　　ＢＥＭＦα＝Ｖα *－Ｒ・Ｉα　　　（３）

    　　ＢＥＭＦβ＝Ｖβ *－Ｒ・Ｉβ　　　（４）

    ここで、Ｖα *は、前記α軸上のリファレンス電圧を示し、Ｖβ *は、前記β軸上のリファレンス電圧を示し、Ｉαは、電機子電流の前記α軸上の成分であり、Ｉβは、前記電機子電流の前記β軸上の成分であり、Ｒは、電機子抵抗を示す、請求項１から４のいずれかに記載のモータ制御方法。
  6. モータと、

    前記モータを制御する制御回路と、

    を有し、

    前記制御回路は、

    　αβ固定座標系における逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得し、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβをそれぞれ時間微分し、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαに前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を乗算することで得られる第１乗算値と、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を乗算することで得られる第２乗算値と、の差分値を求め、

    　前記差分値に基づいて前記モータの回転方向を検出し、

    　前記モータの回転方向の検出結果に基づいて前記モータを制御する、モータ制御システム。
  7. 請求項６に記載のモータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム。
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