CN103825525B - 一种改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法，采用了一种利用广义PI调节器进行迭代控制的转子速度观测器。由于广义PI调节器的输出结果与观测速度相乘后迭代入电机状态方程，广义PI调节器的广义积分项等同于永磁同步电机的反电势常数，因此其系数不随速度变化而变化，从而提升了低速范围的转子速度估测精度。此发明实施例的转子速度估测方法简单易行，稳定可靠。

Description

一种改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机驱动领域，具体涉及一种改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法。

背景技术

永磁同步电机由于其效率、功率密度高等优势，正慢慢取代传统异步电机应用于越来越多的驱动场合。但编码器的使用在给永磁同步电机带来高精度控制性能的同时，也驱动系统带来了成本较高、码盘故障率高等问题。因此，无速度传感器永磁同步电机矢量控制方案正成为低端永磁同步驱动场合的趋势。

无速度传感器永磁同步电机对速度信号的获取只能通过电机本体的特性进行计算获得。常用的方法大致可分为两种，分别为高频信号注入法和反电势信号法。由于高频信号注入法对电机本体参数依耐性强，对电流、电压采样精度要求高，工程实现复杂等缺点，在实际应用中并不多见，仅限于理论研究。而反电势信号法的实现则可分为两种：软件观测器法、硬件滤波法。反电势信号硬件滤波法由于需要额外的硬件电路，因此在实际应用中也不常用，主要应用于方波式永磁同步电机（BLDC）中。

基于观测器的反电势法由于应用最为广泛，也已有不少专利申请做出了详细介绍，例如公开号为CN101964624A的专利文件中公开了一种永磁同步机的无传感器控制系统，该申请提供了一种通过滑模观测器的方法实现对电机磁链、电流状态的观测，并通过卡尔曼滤波实现对电机反电势的获取，从而估测出转子角度与角速度。同样，公开号为CN102497140A的专利文件也提出了滑模观测器加滤波器的方法实现对反电势信号的观测，但区别在于该申请多加入了一级滤波器以实现对电机转子角度估测信号的补偿，以提升精度。但上述两个申请所采用的滑模观测器均存在一个滑模参数选取的问题，卡尔曼滤波器实现复杂并不利于工程实现，同时它们均未能解决低速时反电势信号幅值低的问题，这是影响观测器低速估测速度精度、永磁同步电机低速运行性能的关键问题。

无传感器永磁同步电机的低速运行性能是直接影响永磁同步电机启动、加速稳定性的重要关键，也是考核无速度传感器永磁同步电机运行性能的重要指标，因此，提高低速估算速度精度是提升永磁同步电机无速度传感器低速性能的基础，已经逐渐成为该技术领域的重要议题。

发明内容

本发明提供一种改进的无速度传感器永磁同步电机速度估测方法，能够解决在无速度传感器情况下实现永磁同步电机速度观测的问题，从而实现永磁同步电机的矢量解耦控制。

本发明提供一种改进的无速度传感器永磁同步电机速度估测方法，包括步骤：

（）利用两个电流传感器采集两相电机定子电流信号I_sa、I_sb，并通过计算获得第三相定子电流信号I_sc，利用电压采样电路采集驱动器直流母线电压U_dc；

（）根据驱动器三相逆变器的调制方式获得开关管的开关函数f(S_abc)，并根据直流母线电压U_dc重构三相逆变器输出电压，即电机定子电压U_sabc；

（）通过Clarke变换将三相静止坐标系下的定子电流I_sabc、定子电压U_sabc转换至两相αβ静止坐标系下的定子电流I_sαβ、定子电压U_sαβ；

（）通过αβ坐标系下的电机状态方程获取电机定子电流观测值I^* _sαβ；

（） 将电流观测值I^* _sαβ与电流采样值I_sαβ的误差量ΔI_sαβ送入广义PI调节器进行调节控制，并将调节器的输出结果U_cαβ与估测的转子速度ω^* _r相乘后迭代入电机状态方程中实现迭代控制；

（）最终通过广义PI调节器的广义积分项的α、β轴分量相除求反正切三角函数得电机转子角度θ^* _r；

（vii）对转子角度微分计算得到电机转子速度ω^* _r，从而实现无速度传感器永磁同步电机的速度估测。

本方案采用广义PI调节器进行调节控制，以及采用广义PI调节器的输出项与估测速度相乘的最终结果迭代入电机状态方程中，以实现迭代控制，从而实现对电机转子速度的估测。此广义PI调节器有别于传统PI调节器，传统PI调节器在低频、乃至直流时增益接近无穷大，而控制对象I_sαβ为采样所得交流信号，其可能由于采样电路的温漂而存在直流偏置分量，如果采用传统PI调节器，将引起对直流偏置分量的积分从而使观测器调节能力大幅下降。而广义PI调节器即规避了直流分量无穷大增益，又保证了低频的增益，可实现对交流电流信号的直接调节控制，因此较传统PI调节器有大幅度性能提升。此外，将估测速度ω^* _r与广义PI调节器的输出U_cαβ相乘后迭代入电机状态方程，以规避广义PI调节器输出项对电机转速的敏感性，从而保证了低速范围内估测速度的精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例中改进的无速度传感器永磁同步电机速度观测方法实现的流程图；

图2为本发明实施例中无速度传感器永磁同步电机矢量控制的原理框图；

图3为本发明实施例中基于广义PI调节器的观测器原理框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图与公式，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法，包括以下步骤：

（）利用两个电流传感器采集两相电机定子电流信号I_sa、I_sb，并通过计算获得第三相定子电流信号I_sc，利用电压采样电路采集驱动器直流母线电压U_dc；

（）根据驱动器三相逆变器的调制方式获得开关管的开关函数f(S_abc)，并根据直流母线电压U_dc重构三相逆变器输出电压，即电机定子电压U_sabc；

（）通过Clarke变换将三相静止坐标系下的定子电流I_sabc、定子电压U_sabc转换至两相αβ静止坐标系下的定子电流I_sαβ、定子电压U_sαβ；

（）通过αβ坐标系下的电机状态方程获取电机定子电流观测值I^* _sαβ；

（） 将电流观测值I^* _sαβ与电流采样值I_sαβ的误差量ΔI_sαβ送入广义PI调节器进行调节控制，并将调节器的输出结果U_cαβ与估测的转子速度ω^* _r相乘后迭代入电机状态方程中实现迭代控制；

（）最终通过广义PI调节器的广义积分项的α、β轴分量相除求反正切三角函数得电机转子角度θ^* _r；

（vii）对转子角度微分计算得到电机转子速度ω^* _r，从而实现无速度传感器永磁同步电机的速度估测。

本发明采用广义PI调节器进行调节控制，以及采用广义PI调节器的输出项与估测速度相乘的最终结果迭代入电机状态方程中，以实现迭代控制，从而实现对电机转子速度的估测。

如图2所示，本发明所提供的转子速度估测方法作为基于转子磁场定向的永磁同步电机矢量控制的一部分。因此，估测的转子角度以及角速度是矢量控制模型中坐标变换、解耦控制的重要依据。

本发明所提供的转子速度观测器首先依赖于永磁同步电机的磁链、电流状态方程，于是，如式1所示为永磁同步电机定子磁链数学模型，如式2、3所示为永磁同步电机定子电压数学模型。

式1

式2

由式1和式2可得用于矢量控制的电机定子电压方程，如式3所示：

式3

令式3中：

式4

式4为电机的反电势电压方程。

在有速度传感器永磁同步电机矢量控制中，式3中电机转子速度ω_r可通过速度传感器测量得到，电机转子角度θ_r可通过对转子速度ω_r积分获得，因此可实现速度闭环矢量控制。而无传感器永磁同步电机矢量控制中，ω_r、θ_r均无直接测量数据，因此只能通过电机状态观测器观测速度ω^* _r，由于驱动系统具有定子电流采样，因此可引入了电机电流状态方程，以作为观测器参考：

式5

式5中E^* _sα、E^* _sβ为反电势补偿分量，用于补偿由于永磁同步电机反电势电压未知而造成的估测定子电流误差。

通常地，可通过下式6得到永磁同步电机的估测转子角度θ^* _r：

式6

然而，由于E^* _sα、E^* _sβ反电势电压补偿分量是随着速度减小而减小的变量，如式4所示，因此，在较低转速时，由于E^* _sα、E^* _sβ反电势电压补偿分量幅值均较小，将影响计算估测角度θ^* _r的精度，进而影响估测速度ω^* _r的精度。

如图3所示，为解决此问题，提升低速范围估测速度的精度，本发明引入了估测速度反馈补偿法对速度变化进行了补偿，因此，E^* _sα、E^* _sβ反电势电压补偿分量可由下式7得到：

式7

式中U_cα、U_cβ为反电势常数补偿分量，由广义PI调节器（式8所示）生成，如图3所示。

式8

式中、分别为α、β轴分量的广义PI调节器比例项，、分别为α、β轴分量的广义PI调节器广义积分项。

如图3所示，在系统调节稳定后，U_cα、U_cβ幅值即为反电势常数，其不随电机速度变化而变化，因此，可直接利用U_cα、U_cβ的瞬时值估测计算电机转子位置角θ^* _r，为得到较为平滑的转子位置角结果，采用广义PI调节器的积分项进行转子位置角θ^* _r计算，如下式9所示：

式9

对转子位置角θ^* _r微分即得到估测电机速度ω^* _r，如式10所示：

式10

上述公式中：

U_sα、U_sβ分别为电机定子电压的α、β轴分量；

Ψ_sα、Ψ_sβ分别为定子磁链的α、β轴分量；

I_sα、I_sβ分别为定子电流α、β轴分量；

I^* _sα、I^* _sβ分别为估测定子电流α、β轴分量；

R_s、L_s分别为定子电阻、电感；

Ψ_m为永磁同步电机永磁体磁链；

L_m为同步旋转dq坐标系下定子与转子同轴等效绕组间的互感；

θ_r、ω_r分别为实际电机转子角度与转子角速度；

θ^* _r、ω^* _r分别为估测电机转子角度与转子角速度。

采用上述方案后，本发明采用广义PI调节器进行调节控制，以及采用广义PI调节器的输出项与估测速度相乘的最终结果迭代入电机状态方程中，以实现迭代控制，从而实现对电机转子速度的估测。此广义PI调节器有别于传统PI调节器，传统PI调节器在低频、乃至直流时增益接近无穷大，而控制对象I_sαβ为采样所得的交流信号，其可能由于采样电路的温漂而存在直流偏置分量，如果采用传统PI调节器，将引起对直流偏置分量的积分从而使观测器调节能力大幅下降。而广义PI调节器即规避了直流分量无穷大增益，又保证了低频的增益，可实现对交流电流信号的直接调节控制，因此较传统PI调节器有大幅度性能提升。此外，将估测速度ω^* _r与广义PI调节器的输出U_cαβ相乘后迭代入电机状态方程，以规避广义PI调节器输出项对电机转速的敏感性，从而保证了低速范围内估测速度的精度。

本发明的控制方法与传统的控制方法相比，简单易行，稳定可靠。所采用的广义PI调节器参数设置简单，简化了控制器的结构，易于实现。在电流状态观测方程中，引入了估测速度作为补偿项，使广义PI调节器输出的结果成为反电势常数，最终使得低速范围内测速精度大大提高，提升了永磁同步电机矢量控制低速运行性能。

本发明方法除适用于无传感器永磁同步电机驱动系统外，还能适用于相类似的无刷直流电机驱动系统。需要说明的是，上述装置和系统内的各单元之间的控制策略、执行过程等内容，由于与本发明方法实施例基于同一构思，具体内容可参见本发明方法实施例中的叙述，此处不再赘述。

本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：闪存（Flash Memory）、只读存储器（ROM，Read Only Memory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、磁盘或光盘等。

以上对本发明实施例所提供的改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (1)

1.一种改进的无传感器永磁同步电机速度估测方法，其特征在于：包括以下步骤：

(i)利用两个电流传感器采集两相电机定子电流信号I_sa、I_sb，并通过计算获得第三相定子电流信号I_sc，利用电压采样电路采集驱动器直流母线电压U_dc；

(ii)根据驱动器三相逆变器的调制方式获得开关管的开关函数f(S_abc)，并根据直流母线电压U_dc重构三相逆变器输出电压，即电机定子电压U_sabc；

(iii)通过Clarke变换将三相静止坐标系下的定子电流I_sabc、定子电压U_sabc转换至两相αβ静止坐标系下的定子电流I_sαβ、定子电压U_sαβ；

(iv)通过αβ坐标系下的电机状态方程获取电机定子电流观测值I^* _sαβ；

(v)将电流观测值I^* _sαβ与电流采样值I_sαβ的误差量ΔI_sαβ送入广义PI调节器进行调节控制，并将调节器的输出结果U_cαβ与估测的转子速度ω^* _r相乘后迭代入电机状态方程中实现迭代控制；

(vi)最终通过广义PI调节器的广义积分项的α、β轴分量相除求反正切三角函数得电机转子角度θ^* _r；

(vii)对转子角度微分计算得到电机转子速度ω^* _r，从而实现无速度传感器永磁同步电机的速度估测；

转子速度观测器首先依赖于永磁同步电机的磁链、电流状态方程，于是，如式1所示为永磁同步电机定子磁链数学模型，如式2、3所示为永磁同步电机定子电压数学模型：

由式1和式2得用于矢量控制的电机定子电压方程，如式3所示：

令式3中：

式4为电机的反电势电压方程；

在有速度传感器永磁同步电机矢量控制中，式3中电机转子速度ω_r通过速度传感器测量得到，电机转子角度θ_r通过对转子速度ω_r积分获得，因此实现速度闭环矢量控制；而无传感器永磁同步电机矢量控制中，ω_r、θ_r均无直接测量数据，因此只能通过电机状态观测器观测速度ω^* _r，由于驱动系统具有定子电流采样，因此引入了电机电流状态方程，以作为观测器参考：

式5中E^* _sα、E^* _sβ为反电势补偿分量，用于补偿由于永磁同步电机反电势电压未知而造成的估测定子电流误差；

通过式6得到永磁同步电机的估测转子角度θ^* _r：

然而，由于E^* _sα、E^* _sβ反电势电压补偿分量是随着速度减小而减小的变量，如式4所示，因此，在较低转速时，由于E^* _sα、E^* _sβ反电势电压补偿分量幅值均较小，将影响计算估测角度θ^* _r的精度，进而影响估测速度ω^* _r的精度；

引入了估测速度反馈补偿法对速度变化进行了补偿，因此，E^* _sα、E^* _sβ反电势电压补偿分量由式7得到：

式中U_cα、U_cβ为反电势常数补偿分量，由广义PI调节器生成，如式8所示：

式中分别为α、β轴分量的广义PI调节器比例项，分别为α、β轴分量的广义PI调节器广义积分项；

在系统调节稳定后，U_cα、U_cβ幅值即为反电势常数，其不随电机速度变化而变化，因此，直接利用U_cα、U_cβ的瞬时值估测计算电机转子位置角θ^* _r，为得到较为平滑的转子位置角结果，采用广义PI调节器的积分项进行转子位置角θ^* _r计算，如式9所示：

对转子位置角θ^* _r微分即得到估测电机速度ω^* _r，如式10所示：

上述公式中：

U_sα、U_sβ分别为电机定子电压的α、β轴分量；

Ψ_sα、Ψ_sβ分别为定子磁链的α、β轴分量；

I_sα、I_sβ分别为定子电流α、β轴分量；

I^* _sα、I^* _sβ分别为估测定子电流α、β轴分量；

R_s、L_s分别为定子电阻、电感；

Ψ_m为永磁同步电机永磁体磁链；

L_m为同步旋转dq坐标系下定子与转子同轴等效绕组间的互感；

θ_r、ω_r分别为实际电机转子角度与转子角速度；

θ^* _r、ω^* _r分别为估测电机转子角度与转子角速度。