WO2018173587A1 - モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム - Google Patents

モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム Download PDF

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WO2018173587A1
WO2018173587A1 PCT/JP2018/005800 JP2018005800W WO2018173587A1 WO 2018173587 A1 WO2018173587 A1 WO 2018173587A1 JP 2018005800 W JP2018005800 W JP 2018005800W WO 2018173587 A1 WO2018173587 A1 WO 2018173587A1
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axis
motor
rotational speed
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アハマッド ガデリー
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日本電産株式会社
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    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor control method, a motor control system, and an electric power steering system.
  • a control system for an electric motor (hereinafter referred to as “motor”), in general, information such as the position (rotor angle) and rotational speed of the motor rotor is required in addition to information on the motor current and voltage.
  • the rotor angle and the rotation speed are acquired based on detection values by a position sensor such as a hall sensor or a resolver.
  • the rotation speed can be calculated based on the amount of time change of the rotor angle.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose a method for detecting a steering angular speed (a speed corresponding to the rotational speed of a motor) used in a steering system.
  • the steering angular velocity is detected using an anisotropic magnetoresistive element as a steering angle sensor (a sensor corresponding to a position sensor).
  • a steering angle signal is generated based on an output signal from the steering angle sensor, and a steering angular speed is detected based on a time change amount of the steering angle signal.
  • the rudder angle speed is calculated by dividing the amount of change in the rudder angle by the required time from the time when the rudder angle changes to the next time when the rudder angle changes, corresponding to the amount of change. Calculated.
  • the conventional technique described above can also be used as a method for calculating the rotational speed of the motor. For example, it is possible to calculate the rotational speed of the rotor based on the amount of time change of the rotor angle detected by the position sensor. In the motor control system, when the position sensor is damaged due to some external impact, for example, it is impossible to calculate the rotational speed of the rotor based on the output of the sensor. On the other hand, a technique for estimating a rotor angle and a rotational speed using an observer instead of a position sensor is known. However, since such estimation generally requires more complicated calculations, there is a problem that the calculation load on the computer increases. *
  • An embodiment of the present disclosure uses a novel motor control method, a motor control system, and an electric power steering having the motor control system using a method for estimating the rotational speed of a rotor that can reduce the computational load of a computer (EPS) system.
  • EPS computer
  • Exemplary motor control method of the present disclosure includes the steps A to obtain the component BEMF beta on components BEMF alpha and beta axes on alpha shaft of the motor back EMF in the ⁇ fixed coordinate system, component on the alpha axis Step B for differentiating each of the BEMF ⁇ and the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis with respect to time, squarely the differential value of the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis to obtain the first multiplication value, and the component on the ⁇ axis Step C for squaring a differential value of BEMF ⁇ to obtain a second multiplication value, Step D for obtaining a square root of the sum of the first multiplication value and the second multiplication value, a component BEMF ⁇ on the ⁇ axis, and Based on the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis, the step E for obtaining the absolute value of the back electromotive force in the ⁇ ⁇ fixed coordinate system, and the motor based on the square root value and the absolute value of the back electromotive
  • An exemplary motor control system of the present disclosure includes a motor and a control circuit that controls the motor, and the control circuit includes a component BEMF ⁇ on the ⁇ axis of the back electromotive force of the motor in an ⁇ fixed coordinate system. And the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis is obtained, the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis and the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis are time-differentiated, and the differential value of the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis is squared.
  • a first multiplication value square a differential value of the component BEMF ⁇ on the ⁇ axis to obtain a second multiplication value, obtain a square root of the sum of the first multiplication value and the second multiplication value, the alpha based on component BEMF beta on components BEMF alpha and the beta axis on the axis, the absolute value of the back EMF in the ⁇ stationary coordinate system, the value of the square root and the absolute value of the back EMF Based on the rotational speed of the rotor of the motor It obtains at least one of the preliminary rotation speed, and controls the motor based on at least one of the rotational speed and the rotational speed of the rotor.
  • a motor control method, a motor control system, and an electric power having the motor control system using a method for estimating a rotation speed of a rotor capable of reducing a calculation load of a computer A steering system is provided.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a functional block diagram showing functional blocks of the controller 100.
  • FIG. 5 is a functional block diagram showing functional blocks in the rotation speed calculation unit 110.
  • FIG. 6 is a graph showing a waveform of an actual rotational speed within a predetermined period when the motor is rotating in the forward direction at a high speed.
  • FIG. 7 is a graph showing a waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating hardware blocks of a motor control system 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000
  • FIG. 8 is a graph showing the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and the waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 9 is a graph showing a waveform of the estimated number of rotations within a predetermined period when the motor is rotating in the forward direction at high speed.
  • FIG. 10 is a graph showing a waveform of an actual rotational speed within a predetermined period when the motor rotates in the reverse direction at a high speed.
  • FIG. 11 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 12 is a graph showing the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), the waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and the waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 13 is a graph showing a waveform of the estimated number of rotations within a predetermined period when the motor rotates in the reverse direction at a high speed.
  • FIG. 14 is a graph showing a waveform of an actual rotational speed within a predetermined period when the motor is rotating in the forward direction at a low speed.
  • FIG. 15 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 16 is a graph showing a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 17 is a graph showing a waveform of the estimated number of rotations within a predetermined period when the motor is rotating in the forward direction at a low speed.
  • FIG. 18 is a graph showing a waveform of the actual number of rotations within a predetermined period when the motor is rotating in the reverse direction at a low speed.
  • FIG. 19 is a graph showing a rotor angle waveform within a predetermined period.
  • FIG. 20 is a graph showing a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 21 is a graph showing a waveform of the estimated number of rotations within a predetermined period when the motor is rotating in the reverse direction at a low speed.
  • FIG. 22 is a schematic diagram showing a typical configuration of the EPS system 2000 according to the second embodiment.
  • FIG. 1 schematically shows hardware blocks of a motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • the motor control system 1000 typically includes a motor M, a controller (control circuit) 100, a drive circuit 200, an inverter (also referred to as “inverter circuit”) 300, a plurality of current sensors 400, an analog, and the like.
  • a digital conversion circuit (hereinafter referred to as “AD converter”) 500 and a ROM (Read Only Memory) 600 are included.
  • the motor control system 1000 is modularized, for example, and can be manufactured and sold as a motor module having a motor, a sensor, a driver, and a controller. In this specification, a motor control system 1000 will be described by taking a system having a motor M as a component as an example. However, the motor control system 1000 may be a system for driving the motor M that does not include the motor M as a component. *
  • the motor M is, for example, a permanent magnet synchronous motor such as a surface magnet type synchronous motor (SPMSM) or an embedded magnet type synchronous motor (IPMSM), and a three-phase AC motor.
  • the motor M has, for example, three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) windings (not shown).
  • the three-phase winding is electrically connected to the inverter 300.
  • multi-phase motors such as five-phase and seven-phase are within the scope of the present disclosure.
  • an embodiment of the present disclosure will be described using a motor control system that controls a three-phase motor as an example. *
  • the controller 100 is, for example, a micro control unit (MCU).
  • the controller 100 can be realized by, for example, a field programmable gate array (FPGA) in which a CPU core is incorporated.
  • FPGA field programmable gate array
  • the controller 100 controls the entire motor control system 1000, and controls the torque and rotation speed of the motor M by, for example, vector control.
  • the motor M can be controlled not only by vector control but also by other closed loop control.
  • the rotational speed corresponds to the angular speed of the rotor and is represented by an angle (rad / s) at which the rotor rotates per second.
  • the rotation speed can be represented by the number of rotations (rpm) at which the rotor rotates per unit time (for example, 1 minute) or the number of rotations (rps) at which the rotor rotates at unit time (for example, 1 second).
  • the rotational speed and the rotational speed may be used without distinction. *
  • Vector control is a method in which the current flowing through the motor is decomposed into a current component contributing to torque generation and a current component contributing to magnetic flux generation, and each current component orthogonal to each other is controlled independently.
  • the controller 100 sets the target current value according to the actual current values measured by the plurality of current sensors 400 and the rotor angle estimated based on the actual current values.
  • the controller 100 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal based on the target current value and outputs it to the drive circuit 200.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the controller 100 can calculate the rotational speed of the rotor based on the actual current values measured by the plurality of current sensors 400.
  • the controller 100 controls the motor M based on the rotation speed.
  • the drive circuit 200 is typically a gate driver.
  • Drive circuit 200 generates a control signal for controlling the switching operation of the switch element in inverter 300 in accordance with the PWM signal output from controller 100.
  • the drive circuit 200 may be mounted on the controller 100.
  • the inverter 300 converts, for example, DC power supplied from a DC power source (not shown) into AC power, and drives the motor M with the converted AC power.
  • the inverter 300 can convert the DC power into three-phase AC power that is a U-phase, V-phase, and W-phase pseudo sine wave based on a control signal output from the drive circuit 200.
  • the motor M is driven by the converted three-phase AC power.
  • the plurality of current sensors 400 includes at least two current sensors that detect at least two currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor M.
  • the plurality of current sensors 400 include two current sensors 400A and 400B (see FIG. 2) that detect currents flowing in the U phase and the V phase.
  • the plurality of current sensors 400 may include three current sensors that detect three currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings. You may have two current sensors which detect the electric current which flows, or the electric current which flows into W phase and U phase.
  • Each current sensor has, for example, a shunt resistor and a current detection circuit (not shown) that detects a current flowing through the shunt resistor.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.1 ⁇ . *
  • the AD converter 500 samples analog signals output from the plurality of current sensors 400 and converts them into digital signals, and outputs the converted digital signals to the controller 100.
  • the controller 100 may perform AD conversion. In that case, the plurality of current sensors 400 can directly output an analog signal to the controller 100.
  • the ROM 600 is, for example, a writable memory (for example, PROM), a rewritable memory (for example, flash memory), or a read-only memory.
  • the ROM 600 stores a control program having a command group for causing the controller 100 to control the motor M.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at the time of booting.
  • the ROM 600 does not need to be externally attached to the controller 100, and may be mounted on the controller 100.
  • the controller 100 on which the ROM 600 is mounted can be, for example, the MCU described above. *
  • the hardware configuration of the inverter 300 will be described in detail.
  • FIG. 2 schematically shows a hardware configuration of the inverter 300 in the motor control system 1000 according to the present embodiment.
  • the inverter 300 includes three low-side switch elements SW_L1, SW_L2, and SW_L3, and three high-side switch elements SW_H1, SW_H2, and SW_H3.
  • a semiconductor switch element such as a field effect transistor (FET, typically MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be used.
  • FET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • FIG. 2 shows shunt resistors Rs of two current sensors 400A and 400B that detect currents flowing in the U phase and the V phase.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the low-side switch element and the ground.
  • the shunt resistor Rs can be electrically connected between the high-side switch element and the power source.
  • the controller 100 can drive the motor M by performing, for example, three-phase energization control using vector control.
  • the controller 100 generates a PWM signal for performing three-phase energization control, and outputs the PWM signal to the drive circuit 200.
  • the drive circuit 200 generates a gate control signal for controlling the switching operation of each switch element (for example, MOSFET) in the inverter 300 based on the PWM signal, and supplies the gate control signal to the gate of each switch element.
  • each switch element for example, MOSFET
  • FIG. 3 schematically shows hardware blocks of a motor control system 1000 according to a modification of the present embodiment. *
  • the motor control system 1000 may not include the drive circuit 200.
  • the controller 100 has a port that directly controls the switching operation of each switch element of the inverter 300. More specifically, the controller 100 can generate a gate control signal based on the PWM signal. The controller 100 can output a gate control signal through the port and supply the gate control signal to the gate of each switch element.
  • the motor control system 1000 may further include a position sensor 700.
  • the position sensor 700 is disposed in the vicinity of the motor M and detects the rotor angle. Specifically, the position sensor 700 detects the mechanical angle of the rotor and outputs it to the controller 100.
  • the position sensor 700 is realized by, for example, a combination of an MR sensor having a magnetoresistive (MR) element and a sensor magnet.
  • the position sensor 700 can be, for example, a resolver or a Hall IC. *
  • the motor control system 1000 may include, for example, a speed sensor or an acceleration sensor instead of the position sensor 700.
  • a speed sensor is used as the position sensor
  • the controller 100 can calculate the rotor angle by performing integration processing or the like on the rotational speed signal or the angular speed signal.
  • an acceleration sensor is used as the position sensor
  • the controller 100 can calculate the rotor angle by performing integration processing or the like on the angular acceleration signal.
  • the motor control system of the present disclosure can be used for, for example, a motor control system that performs so-called sensorless control that does not include a position sensor as illustrated in FIGS. 1 and 2.
  • the motor control system of the present disclosure can also be used for a motor control system having a position sensor as shown in FIG. 3, for example. *
  • the motor control method according to the present embodiment in particular, the algorithm for realizing the estimation of the rotation speed of the rotor can be realized only by hardware such as an application specific integrated circuit (ASIC) or FPGA, It can also be realized by a combination of hardware and software.
  • ASIC application specific integrated circuit
  • FPGA field-programmable gate array
  • FIG. 4 schematically shows functional blocks of the controller 100.
  • FIG. 5 schematically shows functional blocks of the rotation speed calculation unit 110 in the controller 100.
  • each block in the functional block diagram is shown in units of functional blocks, not in units of hardware.
  • the software can be, for example, a module constituting a computer program for executing a specific process corresponding to each functional block.
  • the controller 100 includes, for example, a rotation speed calculation unit 110 and a motor control unit 120.
  • each functional block is expressed as a unit. Of course, this notation is not intended to limit each functional block to hardware or software.
  • the rotation speed calculation unit 110 estimates at least one of the rotation speed and the rotation speed of the rotor based on the reference voltages V ⁇ * , V ⁇ * , current (armature current) I ⁇ and I ⁇ .
  • the motor control unit 120 controls the motor M based on at least one of the rotational speed and the rotational speed of the rotor estimated by the rotational speed calculation unit 110.
  • the rotation speed calculation unit 110 includes, for example, a back electromotive force calculation unit 111, two time differentiation units 112_1 and 112_2, four square units 113_1, 113_2, 113_3, 113_4, two adders 114_1, 114_2, and two.
  • the execution subject of the software may be the core of the controller 100, for example.
  • the controller 100 can be realized by an FPGA.
  • all or some of the functional blocks may be realized by hardware.
  • by distributing processing using a plurality of FPGAs it is possible to distribute the computation load of a specific computer.
  • all or a part of the functional blocks shown in FIG. 4 or FIG. 5 may be distributed and implemented in the plurality of FPGAs.
  • the plurality of FPGAs can be connected to each other by, for example, an in-vehicle control area network (CAN), and can transmit and receive data.
  • CAN in-vehicle control area network
  • the total sum of currents flowing through the three-phase windings considering the current direction is “0” for each electrical angle.
  • I a the current flowing through the windings of U-phase of the motor M
  • I b the current flowing through the V-phase winding of the motor M
  • I c the current flowing through the coil of the W-phase of the motor M
  • the controller 100 receives two of the currents I a , I b, and I c and obtains the remaining one by calculation.
  • the controller 100 obtains the current I b measured by the current I a and the current sensor 400B measured by the current sensor 400A.
  • the controller 100 calculates the current I c based on the currents I a and I b using the above relationship in which the sum of the currents I a , I b and I c becomes zero.
  • the currents I a , I b and I c measured using the three current sensors may be input to the controller 100.
  • the controller 100 converts the currents I a , I b, and I c into the current I ⁇ on the ⁇ axis and the current I ⁇ on the ⁇ axis in the ⁇ fixed coordinate system by using so-called Clarke transformation used for vector control or the like. Can be converted.
  • the ⁇ fixed coordinate system is a stationary coordinate system.
  • the direction of one of the three phases (for example, the U-phase direction) is the ⁇ axis, and the direction orthogonal to the ⁇ axis is the ⁇ axis.
  • the controller 100 further uses the Clark transform to convert the reference voltages V a * , V b *, and V c * to the reference voltage V ⁇ * on the ⁇ axis and the reference voltage V on the ⁇ axis in the ⁇ ⁇ fixed coordinate system. Convert to ⁇ * .
  • Reference voltages V a * , V b *, and V c * represent the above-described PWM signals for controlling each switch element of inverter 300.
  • the calculation for obtaining the currents I ⁇ and I ⁇ and the reference voltages V ⁇ * and V ⁇ * can also be executed by the motor control unit 120 of the controller 100.
  • the currents I ⁇ and I ⁇ and the reference voltages V ⁇ * and V ⁇ * may be input to the rotation speed calculation unit 110.
  • Counter electromotive force calculation unit 111 a current I alpha, I beta, the counter electromotive force component BEMF beta on the counter electromotive force component BEMF alpha and beta axes on alpha axis based on the reference voltage V alpha * and V beta *, the following The calculation is performed based on the equations (1) and (2). Thereby, the counter electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ are acquired.
  • BEMF ⁇ V ⁇ * ⁇ R ⁇ I ⁇ Formula (1)
  • BEMF ⁇ V ⁇ * ⁇ R ⁇ I ⁇ Formula (2)
  • R is an armature resistance.
  • the armature resistance R is set in the counter electromotive force calculation unit 111 by the core of the controller 100, for example.
  • the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ calculated based on the above formulas (1) and (2) are inherently expressed using fundamental waves and harmonics.
  • the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ are generally filtered using, for example, a general-purpose low-pass filter included in the controller 100.
  • the back electromotive force components BEMF ⁇ and BEMF ⁇ can be expressed only by the fundamental wave as shown in the equations (3) and (4).
  • BEMF ⁇ Vm ⁇ cos ( ⁇ ) Equation (3)
  • BEMF ⁇ Vm ⁇ sin ( ⁇ ) Equation (4)
  • Vm (BEMF ⁇ 2 + BEMF ⁇ 2 ) 1/2 formula (5)
  • Vm (BEMF ⁇ 2 + BEMF ⁇ 2 ) 1/2 formula (5)
  • ⁇ is a phase angle, and is expressed as a function of time t shown in Equation (6), for example.
  • ⁇ represents the rotational speed
  • ⁇ (0) represents the initial phase.
  • ⁇ (t) ⁇ ⁇ t + ⁇ (0) Equation (6)
  • BEMF ⁇ Vm ⁇ cos ( ⁇ ⁇ t) Equation (7)
  • BEMF ⁇ Vm ⁇ sin ( ⁇ ⁇ t) Equation (8)
  • the back electromotive force calculation unit 111 outputs the back electromotive force component BEMF ⁇ to the time differentiation unit 112_1 and the square unit 113_3.
  • the back electromotive force calculation unit 111 outputs the back electromotive force component BEMF ⁇ to the time differentiation unit 112_2 and the square unit 113_4.
  • the time differentiating unit 112_1 performs time differentiation on the back electromotive force component BEMF ⁇ represented by the equation (7).
  • BEMF ⁇ in Equation (7) is differentiated with respect to time, Equation (9) is obtained.
  • “′” represents an operator of time differentiation.
  • BEMF ⁇ ′ ⁇ ⁇ ⁇ Vm ⁇ sin ( ⁇ ⁇ t) Equation (9)
  • the time differentiating unit 112_2 performs time differentiation on the back electromotive force component BEMF ⁇ expressed by the equation (8).
  • BEMF ⁇ of Expression (8) is differentiated with respect to time, Expression (10) is obtained.
  • BEMF ⁇ ′ ⁇ ⁇ Vm ⁇ cos ( ⁇ ⁇ t) Equation (10)
  • the square unit 113_1 squares the time differential value BEMF ⁇ ′ of the back electromotive force component BEMF ⁇ to obtain a first multiplication value.
  • the first multiplication value is represented by Expression (11).
  • the square unit 113_2 squares the time differential value BEMF ⁇ ′ of the back electromotive force component BEMF ⁇ to obtain a second multiplication value.
  • the second multiplication value is represented by Expression (12).
  • the adder 114_1 adds the first multiplication value and the second multiplication value.
  • (BEMF ⁇ ′) 2 ⁇ 2 ⁇ Vm 2 ⁇ sin 2 ( ⁇ ⁇ t) Equation (11)
  • (BEMF ⁇ ′) 2 ⁇ 2 ⁇ Vm 2 ⁇ cos 2 ( ⁇ ⁇ t) Equation (12)
  • the square root unit 115_1 calculates the square root of the addition value of the adder 114_1.
  • the square unit 113_3 squares the back electromotive force component BEMF ⁇ .
  • the squared value is expressed by equation (14).
  • the square unit 113_4 squares the back electromotive force component BEMF ⁇ .
  • the squared value is expressed by equation (15).
  • (BEMF ⁇ ) 2 Vm 2 ⁇ cos 2 ( ⁇ ⁇ t) Equation (14)
  • (BEMF ⁇ ) 2 Vm 2 ⁇ sin 2 ( ⁇ ⁇ t) Equation (15)
  • the adder 114_2 adds a value obtained by squaring the back electromotive force component BEMF ⁇ and a value obtained by squaring the back electromotive force component BEMF ⁇ .
  • the rotation speed calculation unit 110 can obtain at least one of the rotation speed and the rotation speed of the rotor of the motor M based on the square root value of the square root unit 115_1 and the absolute value of the back electromotive force.
  • the divider 116 divides the output of the square root unit 115_1 by the output of the square root unit 115_2 (the absolute value of the back electromotive force).
  • the rotational speed calculation unit 117 calculates the rotational speed f (rps) of the rotor from the rotational speed ⁇ output from the divider 116.
  • the relationship between the rotational speed ⁇ and the rotational speed f is as shown in Expression (18).
  • f ⁇ / 2 ⁇ Formula (18)
  • the rotation speed calculation unit 110 can estimate at least one of the rotation speed and the rotation speed based on the motor current, and outputs them to the motor control unit 120. For example, when information on the number of revolutions is unnecessary in the motor control system, the number of revolutions calculation unit 117 is not essential.
  • the information on the rotational speed and the rotational speed is also used for various filter processes in vector control, for example. *
  • the motor control unit 120 controls the motor based on at least one of the rotational speed and the rotational speed estimated by the rotational speed calculation unit 110.
  • the motor control unit 120 can control the motor M by sensorless control using the rotation speed.
  • the motor control unit 120 performs calculations necessary for general vector control, for example. Since vector control is a well-known technique, detailed description of the control is omitted. *
  • a motor control system using a position sensor (referred to as “sensor control”)
  • sensor control when the position sensor is damaged, for example, by some external impact, the rotational speed of the rotor is acquired based on the output of the sensor. Is impossible.
  • the motor control can be switched from sensor control to sensorless control.
  • the rotation direction of the rotor is generally a forward rotation direction and a reverse rotation direction.
  • forward rotation direction the direction in which the rotor rotates about the shaft axis in the counterclockwise direction
  • reverse rotation the direction in which the rotor rotates about the shaft axis in the clockwise direction
  • direction the direction in which the rotor rotates about the shaft axis in the clockwise direction
  • FIG. 6 shows a waveform of the actual rotational speed (rps) of the motor within a predetermined period (0 to 0.25 seconds).
  • FIG. 7 shows the waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 8 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 9 shows a waveform of the rotational speed (rps) of the motor within a predetermined period estimated by the rotational speed estimation method according to the present disclosure. 6 to 9, the horizontal axis indicates time (seconds).
  • the vertical axis in FIGS. 6 and 9 represents the rotational speed (rps).
  • the vertical axis in FIG. 7 indicates the rotor angle (degrees).
  • shaft of FIG. 8 shows a voltage (V).
  • FIG. 9 means that the rotational speed calculation unit 110 has acquired the rotational speed (30 rps) of the rotor. Comparing FIG. 6 and FIG. 9, it can be seen that when the rotor rotates at high speed in the forward rotation direction, a value close to the actual rotational speed of the rotor can be correctly estimated. Note that noise is superimposed on the actual rotational speed waveform shown in FIG. *
  • the range of high speed for rotation in the reverse direction can be, for example, ⁇ 26.2 rps or less.
  • FIG. 10 shows a waveform of the actual rotational speed (rps) of the motor within a predetermined period (0 to 0.25 seconds).
  • FIG. 11 shows a waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 12 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 13 shows a waveform of the motor rotation speed (rps) within a predetermined period estimated by the rotation speed estimation method according to the present disclosure.
  • the horizontal axis in FIGS. 10 to 13 represents time (seconds).
  • shaft of FIG. 10 and FIG. 13 shows rotation speed (rps).
  • the vertical axis in FIG. 11 indicates the rotor angle (degrees).
  • the vertical axis in FIG. 12 indicates voltage (V).
  • 10 to 13 show various waveforms acquired when the rotor is rotating in the reverse direction at a high speed ( ⁇ 30 rps). 10 and 13 show the absolute value of the rotational speed of the motor. *
  • FIG. 13 means that the rotational speed calculation unit 110 has acquired the rotational speed of the rotor ( ⁇ 30 rps). Comparing FIG. 10 and FIG. 13, it can be seen that when the rotor is rotating in the reverse direction at high speed, a value close to the actual rotational speed of the rotor can be correctly estimated.
  • the range of low speed for rotation in the forward direction can be, for example, greater than 0.0 rps and less than 26.2 rps.
  • FIG. 14 shows a waveform of the actual rotational speed (rps) of the motor within a predetermined period (0 second to 0.25 second).
  • FIG. 15 shows a waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 16 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 17 shows a waveform of the motor rotation speed (rps) within a predetermined period estimated by the rotation speed estimation method according to the present disclosure.
  • the horizontal axis in FIGS. 14 to 17 indicates time (seconds).
  • shaft of FIG. 14 and FIG. 17 shows rotation speed (rps).
  • the vertical axis in FIG. 15 indicates the rotor angle (degrees).
  • the vertical axis in FIG. 16 indicates voltage (V).
  • FIG. 17 means that the rotational speed calculation unit 110 has acquired the rotational speed (16 rps) of the rotor. Comparing FIG. 14 and FIG. 17, it can be seen that when the rotor rotates at a low speed in the forward rotation direction, a value close to the actual rotational speed of the rotor can be correctly estimated.
  • the range of low speed for rotation in the reverse direction can be, for example, greater than ⁇ 26.2 rps and less than 0.0 rps.
  • FIG. 18 shows a waveform of the actual rotational speed (rps) of the motor within a predetermined period (0 second to 0.25 second).
  • FIG. 19 shows the waveform of the rotor angle within a predetermined period.
  • FIG. 20 shows a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (upper), a waveform of the back electromotive force BEMF ⁇ (middle), and a waveform of the back electromotive force magnitude Vm (lower) within a predetermined period.
  • FIG. 21 shows a waveform of the motor rotation speed (rps) within a predetermined period estimated by the rotation speed estimation method according to the present disclosure.
  • the horizontal axis of FIGS. 18 to 21 represents time (seconds).
  • shaft of FIG. 18 and FIG. 21 shows rotation speed (rps).
  • shaft of FIG. 19 shows a rotor angle (degree).
  • the vertical axis in FIG. 20 indicates voltage (V).
  • 18 to 21 show various waveforms acquired when the rotor is rotating in the reverse direction at a low speed ( ⁇ 16 rps). 18 and 21 show the absolute value of the rotational speed of the motor. *
  • FIG. 21 means that the rotational speed calculation unit 110 has acquired the rotational speed of the rotor ( ⁇ 16 rps). Comparing FIG. 18 and FIG. 21, it can be seen that when the rotor is rotating in the reverse direction at a low speed, a value close to the actual rotational speed of the rotor can be correctly estimated.
  • FIG. 22 schematically shows a typical configuration of the EPS system 2000 according to the present embodiment.
  • a vehicle such as an automobile generally has an EPS system.
  • the EPS system 2000 according to the present embodiment includes a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540 that generates auxiliary torque.
  • the EPS system 2000 generates auxiliary torque that assists the steering torque of the steering system that is generated when the driver operates the steering wheel. The burden of operation by the driver is reduced by the auxiliary torque.
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, universal shaft joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, a rack shaft 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, and a knuckle. 528A and 528B and left and right steering wheels 529A and 529B. *
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an automotive electronic control unit (ECU) 542, a motor 543, and a speed reduction mechanism 544.
  • the steering torque sensor 541 detects the steering torque in the steering system 520.
  • the ECU 542 generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor 541.
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the motor 543 transmits the generated auxiliary torque to the steering system 520 via the speed reduction mechanism 544. *
  • the ECU 542 includes, for example, the controller 100 and the drive circuit 200 according to the first embodiment.
  • an electronic control system with an ECU as a core is constructed in an automobile.
  • a motor control system is constructed by the ECU 542, the motor 543, and the inverter 545.
  • the motor control system the motor control system 1000 according to the first embodiment can be suitably used.
  • Embodiments of the present disclosure are also suitably used in motor control systems such as X-by-wire such as shift-by-wire, steering-by-wire, and brake-by-wire, and traction motors that require detection capability of the number of rotations of the rotor.
  • X-by-wire such as shift-by-wire, steering-by-wire, and brake-by-wire
  • traction motors that require detection capability of the number of rotations of the rotor.
  • a motor control system may be installed in an autonomous vehicle that complies with levels 0 to 4 (automation standards) defined by the Japanese government and the US Department of Transportation Road Traffic Safety Administration (NHTSA).
  • levels 0 to 4 automated standards
  • NHTSA US Department of Transportation Road Traffic Safety Administration
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in various devices having various motors such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering systems.
  • SYMBOLS 100 Controller, 110: Rotational speed calculating unit, 120: Motor control unit, 200: Drive circuit, 300: Inverter, 400, 400A, 400B: Current sensor, 500: AD converter, 600: ROM, 700: Position sensor, 1000 : Motor control system, 2000: EPS system

Landscapes

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  • Transportation (AREA)
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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
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Abstract

モータ制御方法は、モータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得するステップと、成分ＢＥＭＦαおよび成分ＢＥＭＦβのそれぞれを時間微分するステップと、成分ＢＥＭＦαの微分値を二乗して第１乗算値を求めるとともに、成分ＢＥＭＦβの微分値を二乗して第２乗算値を求めるステップと、第１乗算値と第２乗算値との和の平方根を求めるステップと、成分ＢＥＭＦαおよび成分ＢＥＭＦβに基づいて、逆起電力の絶対値を求めるステップと、平方根の値と逆起電力の絶対値とに基づいて、ロータの回転数の少なくとも一方を求めるステップと、ロータの回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいてモータを制御するステップと、を包含する。

Description

モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステム
本開示は、モータ制御方法、モータ制御システムおよび電動パワーステアリングシステムに関する。
電動モータ（以下、「モータ」と表記する。）の制御システムにおいて、一般に、モータ電流および電圧の情報に加え、モータのロータの位置（ロータ角）および回転速度などの情報が必要とされる。例えば、ロータ角および回転速度は、ホールセンサまたはレゾルバなどの位置センサによる検出値に基づいて取得される。回転速度は、ロータ角の時間変化量に基づいて演算することが可能である。　
特許文献１および２は、ステアリングシステムに用いられる、舵角速度（モータの回転速度に相当する速度）を検出する方法を開示する。これらの方法において、異方性磁気抵抗素子を舵角センサ（位置センサに相当するセンサ）として用いて舵角速度が検出される。具体的には、舵角センサからの出力信号に基づいて舵角信号が生成され、舵角信号の時間変化量に基づいて舵角速度が検出される。例えば特許文献２による方法では、舵角の変化量を、その変化量に対応する、舵角が変化した時刻から舵角が次に変化する時刻までの所要時間で除算することにより、舵角速度が演算される。
特開２００５－１３４３８０号公報 特開２００５－２４１６３４号公報
上述した従来の技術は、モータの回転速度を演算する手法としても利用し得る。例えば、位置センサにより検出されるロータ角の時間変化量に基づいてロータの回転速度を演算することが可能である。モータ制御システムにおいて、位置センサが、例えば外部からの何らかの衝撃によって破損した場合、そのセンサの出力に基づいてロータの回転速度を演算することは不可能となる。一方で、位置センサの代わりにオブザーバを用いてロータ角および回転速度を推定する技術が知られている。しかしながら、このような推定は、一般に、より複雑な演算を必要とするため、コンピュータに対する演算負荷が増大するといった課題がある。　
本開示の実施形態は、コンピュータの演算負荷を低減することが可能な、ロータの回転速度を推定する手法を用いる、新規なモータ制御方法、モータ制御システムおよび当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリング（ＥＰＳ）システムを提供する。
本開示の例示的なモータ制御方法は、αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得するステップＡと、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβのそれぞれを時間微分するステップＢと、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を二乗して第１乗算値を求めるとともに、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を二乗して第２乗算値を求めるステップＣと、前記第１乗算値と前記第２乗算値との和の平方根を求めるステップＤと、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに基づいて、前記αβ固定座標系における前記逆起電力の絶対値を求めるステップＥと、前記平方根の値と前記逆起電力の絶対値とに基づいて、前記モータのロータの回転速度および回転数の少なくとも一方を求めるステップＦと、前記ロータの回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいて前記モータを制御するステップＧと、を包含する。　
本開示の例示的なモータ制御システムは、モータと、前記モータを制御する制御回路と、を有し、前記制御回路は、αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得し、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβのそれぞれを時間微分し、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を二乗して第１乗算値を求めるとともに、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を二乗して第２乗算値を求め、前記第１乗算値と前記第２乗算値との和の平方根を求め、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに基づいて、前記αβ固定座標系における前記逆起電力の絶対値を求め、前記平方根の値と前記逆起電力の絶対値とに基づいて、前記モータのロータの回転速度および回転数の少なくとも一方を求め、前記ロータの回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいて前記モータを制御する。
本開示の例示的な実施形態によると、コンピュータの演算負荷を低減することが可能な、ロータの回転速度を推定する手法を用いる、モータ制御方法、モータ制御システムおよび当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムが提供される。
図１は、実施形態１によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを示すブロック図である。 図２は、実施形態１によるモータ制御システム１０００の中のインバータ３００のハードウェア構成を示すブロック図である。 図３は、実施形態１の変形例によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを示すブロック図である。 図４は、コントローラ１００の機能ブロックを示す機能ブロック図である。 図５は、回転数演算ユニット１１０内の機能ブロックを示す機能ブロック図である。 図６は、モータが高速で正転方向に回転しているときの、所定期間内の実際の回転数の波形を示すグラフである。 図７は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図８は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示すグラフである。 図９は、モータが高速で正転方向に回転しているときの、所定期間内の推定の回転数の波形を示すグラフである。 図１０は、モータが高速で逆転方向に回転しているときの、所定期間内の実際の回転数の波形を示すグラフである。 図１１は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図１２は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示すグラフである。 図１３は、モータが高速で逆転方向に回転しているときの、所定期間内の推定の回転数の波形を示すグラフである。 図１４は、モータが低速で正転方向に回転しているときの、所定期間内の実際の回転数の波形を示すグラフである。 図１５は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図１６は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示すグラフである。 図１７は、モータが低速で正転方向に回転しているときの、所定期間内の推定の回転数の波形を示すグラフである。 図１８は、モータが低速で逆転方向に回転しているときの、所定期間内の実際の回転数の波形を示すグラフである。 図１９は、所定期間内のロータ角の波形を示すグラフである。 図２０は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示すグラフである。 図２１は、モータが低速で逆転方向に回転しているときの、所定期間内の推定の回転数の波形を示すグラフである。 図２２は、実施形態２によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を示す模式図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のモータ制御方法、モータ制御システム、および当該モータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステムの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
（実施形態１）

　〔モータ制御システム１０００の構成〕

　図１は、本実施形態によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示す。
モータ制御システム１０００は、典型的に、モータＭと、コントローラ（制御回路）１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、複数の電流センサ４００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）５００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）６００とを有する。モータ制御システム１０００は、例えばモジュール化され、モータ、センサ、ドライバおよびコントローラを有するモータモジュールとして製造および販売され得る。本明細書では、構成要素としてモータＭを有するシステムを例に、モータ制御システム１０００を説明する。ただし、モータ制御システム１０００は、構成要素としてモータＭを有しない、モータＭを駆動するためのシステムであってもよい。　
モータＭは、例えば、表面磁石型同期型モータ（ＳＰＭＳＭ）または埋込磁石型同期型モータ（ＩＰＭＳＭ）などの永久磁石同期モータ、および三相交流モータである。モータＭは、例えば、三相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。三相モータに限らず、五相、七相などの多相モータも本開示の範疇である。本明細書では、三相モータを制御するモータ制御システムを例に、本開示の実施形態を説明する。　
コントローラ１００は、例えばマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）である。または、コントローラ１００は、例えば、ＣＰＵコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によっても実現し得る。　
コントローラ１００は、モータ制御システム１０００の全体を制御し、例えばベクトル制御によってモータＭのトルクおよび回転速度を制御する。モータＭは、ベクトル制御に限らず、他のクローズドループ制御によっても制御され得る。回転速度は、ロータの角速度に相当し、１秒間にロータが回転する角度（ｒａｄ／ｓ）によって表される。また、回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）または単位時間（例えば１秒間）にロータが回転する回転数（ｒｐｓ）で表すことができる。本明細書において、回転速度および回転数は区別なく用いられる場合がある。　
ベクトル制御は、モータに流れる電流を、トルクの発生に寄与する電流成分と、磁束の発生に寄与する電流成分とに分解し、互いに直交する各電流成分を独立に制御する方法である。コントローラ１００は、例えば、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値、および実電流値に基づいて推定されたロータ角などに従って目標電流値を設定する。コントローラ１００は、その目標電流値に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、駆動回路２００に出力する。　
コントローラ１００は、複数の電流センサ４００によって測定された実電流値に基づいてロータの回転数を演算することができる。コントローラ１００は、その回転数に基づいてモータＭを制御する。　

　駆動回路２００は、典型的に、ゲートドライバである。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を、コントローラ１００から出力されるＰＷＭ信号に従って生成する。後述するように、駆動回路２００は、コントローラ１００に実装されていてもよい。
インバータ３００は、例えば直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力でモータＭを駆動する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力される制御信号に基づいて、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換することができる。この変換された三相交流電力でモータＭは駆動される。　
複数の電流センサ４００は、モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる少なくとも２つの電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ４００は、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ４００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の巻線に流れる３つの電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えば、Ｖ相およびＷ相に流れる電流またはＷ相およびＵ相に流れる電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。各電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．１Ω程度である。　
ＡＤコンバータ５００は、複数の電流センサ４００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、この変換したデジタル信号をコントローラ１００に出力する。コントローラ１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、複数の電流センサ４００は、アナログ信号をコントローラ１００に直接出力することができる。　
ＲＯＭ６００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。ＲＯＭ６００は、コントローラ１００に外付けされる必要はなく、コントローラ１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ６００を搭載したコントローラ１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。　

　図２を参照して、インバータ３００のハードウェア構成を詳細に説明する。
図２は、本実施形態によるモータ制御システム１０００の中のインバータ３００のハードウェア構成を模式的に示す。　
インバータ３００は、３個のローサイドスイッチ素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３と、３個のハイサイドスイッチ素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３と、を有する。スイッチ素子として、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子を用いることができる。スイッチ素子は還流ダイオードを有する。　
図２に、Ｕ相およびＶ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂのシャント抵抗Ｒｓを示す。図示されるように、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ローサイドスイッチ素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ハイサイドスイッチ素子と電源との間に電気的に接続され得る。　
コントローラ１００は、例えばベクトル制御を用いた三相通電制御を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、コントローラ１００は、三相通電制御を行うためのＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００の中の各スイッチ素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング動作を制御するゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成し、各スイッチ素子のゲートに与える。　
図３は、本実施形態の変形例によるモータ制御システム１０００のハードウェアブロックを模式的に示す。　
図示されるように、モータ制御システム１０００は、駆動回路２００を有していなくてもよい。その場合、コントローラ１００は、インバータ３００の各スイッチ素子のスイッチング動作を直接制御するポートを有する。具体的に説明すると、コントローラ１００は、ゲート制御信号をＰＷＭ信号に基づいて生成することが可能である。コントローラ１００は、そのポートを介してゲート制御信号を出力し、そのゲート制御信号を各スイッチ素子のゲートに与えることができる。　
図３に示されるように、モータ制御システム１０００は、位置センサ７００をさらに有していてもよい。位置センサ７００は、モータＭの近傍に配置され、ロータ角を検出する。具体的には、位置センサ７００は、ロータの機械角を検出し、それをコントローラ１００に出力する。位置センサ７００は、例えば、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによって実現される。また、位置センサ７００は、例えば、レゾルバまたはホールＩＣであり得る。　
モータ制御システム１０００は、位置センサ７００の代わりに、例えば、速度センサまたは加速度センサを有し得る。コントローラ１００は、位置センサとして速度センサを用いる場合、回転速度信号または角速度信号に積分処理等を行うことによりロータ角を算出することができる。また、コントローラ１００は、位置センサとして加速度センサを用いる場合、角加速度信号に積分処理等を行うことによりロータ角を算出することができる。　
本開示のモータ制御システムは、例えば、図１および２に示されるような、位置センサを有しない、いわゆるセンサレス制御を行うモータ制御システムに利用され得る。また、本開示のモータ制御システムは、例えば図３に示されるような、位置センサを有するモータ制御システムにも利用され得る。　
以下、図４および図５を参照しながら、センサレス制御によるモータ制御を例に、モータ制御システム１０００の制御方法の具体例を説明し、主としてロータの回転数の推定手法を説明する。本開示のモータ制御方法は、回転数の推定が要求される様々なモータ制御システムに利用され得る。　
〔モータ制御システム１０００の制御方法〕

　本実施形態によるモータ制御方法、特に、ロータの回転数を推定することを実現するためのアルゴリズムは、例えば特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはＦＰＧＡなどのハードウェアのみで実現することもできるし、ハードおよびソフトウェアの組み合わせによっても実現することができる。　
図４は、コントローラ１００の機能ブロックを模式的に示す。図５は、コントローラ１００における回転数演算ユニット１１０の機能ブロックを模式的に示す。本明細書において、機能ブロック図における各ブロックは、ハードウェア単位ではなく機能ブロック単位で示される。ソフトウェアは、例えば、各機能ブロックに対応した特定の処理を実行させるためのコンピュータプログラムを構成するモジュールであり得る。　
図４に示されるように、コントローラ１００は、例えば、回転数演算ユニット１１０およびモータ制御ユニット１２０を有する。本明細書において、説明の便宜上、各機能ブロックをユニットと表記することとする。当然に、この表記は、各機能ブロックを、ハードウェアまたはソフトウェアに限定解釈する意図で用いられない。　
回転数演算ユニット１１０は、リファレンス電圧Ｖα ＊、Ｖβ ＊、電流（電機子電流）ＩαおよびＩβに基づいてロータの回転速度および回転数の少なくとも一方を推定する。モータ制御ユニット１２０は、回転数演算ユニット１１０によって推定された、ロータの回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいてモータＭを制御する。　
回転数演算ユニット１１０は、例えば、逆起電力演算ユニット１１１、２個の時間微分ユニット１１２＿１、１１２＿２、４個の二乗ユニット１１３＿１、１１３＿２、１１３＿３、１１３＿４、２個の加算器１１４＿１、１１４＿２、２個の平方根ユニット１１５＿１、１１５＿２、除算器１１６および回転数演算ユニット１１７を有する。　
各機能ブロックがソフトウェアとしてコントローラ１００に実装される場合、そのソフトウェアの実行主体は、例えばコントローラ１００のコアであり得る。上述したように、コントローラ１００は、ＦＰＧＡによって実現され得る。その場合、全てまたは一部の機能ブロックは、ハードウェアで実現され得る。また、複数のＦＰＧＡを用いて処理を分散させることにより、特定のコンピュータの演算負荷を分散させることができる。その場合、図４または図５に示される機能ブロックの全てまたは一部は、その複数のＦＰＧＡに分散して実装され得る。複数のＦＰＧＡは、例えば車載のコントロールエリアネットワーク（ＣＡＮ）によって互いに通信可能に接続され、データの送受信を行うことができる。　
例えば三相通電制御において、一般的なＹ結線の結線方式のモータでは、電流の向きを考慮した三相の巻線に流れる電流の総和は電気角毎に「０」である。換言すると、電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃの総和はゼロになる関係が満たされる。モータＭのＵ相の巻線に流れる電流をＩａと表記し、モータＭのＶ相の巻線に流れる電流をＩｂと表記し、モータＭのＷ相の巻線に流れる電流をＩｃと表記する。　
コントローラ１００（例えばコア）は、電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃのうちの２つの電流を受け取って残りの１つの電流を演算により求める。本実施形態では、コントローラ１００は、電流センサ４００Ａで測定された電流Ｉａおよび電流センサ４００Ｂで測定された電流Ｉｂを取得する。コントローラ１００は、電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃの総和はゼロになる上記関係を用いて、電流Ｉａ、Ｉｂに基づいて電流Ｉｃを演算する。３つの電流センサを用いて測定された電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃがコントローラ１００に入力されてもよい。　
コントローラ１００は、ベクトル制御などに用いられるいわゆるクラーク変換を用いて、電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃを、αβ固定座標系における、α軸上の電流Ｉαおよびβ軸上の電流Ｉβに変換することができる。ここで、αβ固定座標系は静止座標系である。三相のうちの一相の方向（例えばＵ相方向）がα軸であり、α軸と直交する方向がβ軸である。　
コントローラ１００は、さらに、クラーク変換を用いて、リファレンス電圧Ｖａ ＊、Ｖｂ ＊およびＶｃ ＊を、αβ固定座標系における、α軸上のリファレンス電圧Ｖα ＊およびβ軸上のリファレンス電圧Ｖβ ＊に変換する。リファレンス電圧Ｖａ ＊、Ｖｂ ＊およびＶｃ ＊は、インバータ３００の各スイッチ素子を制御するための上述したＰＷＭ信号を表す。　
例えば、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα ＊およびＶβ ＊を求める演算は、コントローラ１００のモータ制御ユニット１２０によっても実行され得る。その場合、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα ＊およびＶβ ＊を、回転数演算ユニット１１０に入力するようにしてもよい。　
逆起電力演算ユニット１１１は、電流Ｉα、Ｉβ、リファレンス電圧Ｖα ＊およびＶβ ＊に基づくα軸上の逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の逆起電力成分ＢＥＭＦβを、下記の式（１）および（２）に基づいて演算する。これにより、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβが獲得される。

　　ＢＥＭＦα＝Ｖα ＊－Ｒ・Ｉα　　　　　　　　　式（１）

　　ＢＥＭＦβ＝Ｖβ ＊－Ｒ・Ｉβ　　　　　　　　　式（２）

ここで、Ｒは電機子抵抗である。電機子抵抗Ｒは、例えばコントローラ１００のコアによって逆起電力演算ユニット１１１に設定される。　
上記の式（１）および（２）に基づいて演算される逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、本来、基本波および高調波を用いて表される。ここで、高調波を除去する目的で、例えばコントローラ１００が有する汎用ローパスフィルタを用いて、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、一般にフィルタ処理される。この処理により、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、式（３）および（４）に示されるように基本波のみによって表すことができる。

　　ＢＥＭＦα＝Ｖｍ・ｃｏｓ（ρ）　　　　式（３）

　　ＢＥＭＦβ＝Ｖｍ・ｓｉｎ（ρ）　　　　式（４）

　　Ｖｍ＝（ＢＥＭＦα ２＋ＢＥＭＦβ ２）１／２　　　式（５）

ここで、Ｖｍ（「ＢＥＭＦ」と表記する場合がある）は、逆起電力の大きさ（絶対値）であり、式（５）によって表される。また、ρは位相角であり、例えば式（６）に示される時間ｔの関数として表される。ωは、回転速度を示し、ρ（０）は初期位相を示す。

　　ρ（ｔ）＝ω・ｔ＋ρ（０）　　　　式（６）
本明細書において、初期位相をゼロとする。その場合、逆起電力成分ＢＥＭＦαおよびＢＥＭＦβは、式（７）および（８）によって表すことができる。　　ＢＥＭＦα＝Ｖｍ・ｃｏｓ（ω・ｔ）　　　　式（７）

　　ＢＥＭＦβ＝Ｖｍ・ｓｉｎ（ω・ｔ）　　　　式（８）
逆起電力演算ユニット１１１は、逆起電力成分ＢＥＭＦαを、時間微分ユニット１１２＿１および二乗ユニット１１３＿３に出力する。逆起電力演算ユニット１１１は、逆起電力成分ＢＥＭＦβを、時間微分ユニット１１２＿２および二乗ユニット１１３＿４に出力する。　
時間微分ユニット１１２＿１は、式（７）によって表される逆起電力成分ＢＥＭＦαを時間微分する。式（７）のＢＥＭＦαを時間微分すると、式（９）が得られる。ここで、「’」は時間微分の演算子を表す。

　　ＢＥＭＦα’＝－ω・Ｖｍ・ｓｉｎ（ω・ｔ）　　　　式（９）
時間微分ユニット１１２＿２は、式（８）によって表される逆起電力成分ＢＥＭＦβを時間微分する。式（８）のＢＥＭＦβを時間微分すると、式（１０）が得られる。

　　ＢＥＭＦβ’＝ω・Ｖｍ・ｃｏｓ（ω・ｔ）　　　　式（１０）
二乗ユニット１１３＿１は、逆起電力成分ＢＥＭＦαの時間微分値ＢＥＭＦα’を二乗して第１乗算値を求める。第１乗算値は式（１１）によって表される。二乗ユニット１１３＿２は、逆起電力成分ＢＥＭＦβの時間微分値ＢＥＭＦβ’を二乗して第２乗算値を求める。第２乗算値は式（１２）によって表される。加算器１１４＿１は、第１乗算値と第２乗算値とを加算する。

　　（ＢＥＭＦα’）２＝ω２・Ｖｍ２・ｓｉｎ２（ω・ｔ）　　　　式（１１）

　　（ＢＥＭＦβ’）２＝ω２・Ｖｍ２・ｃｏｓ２（ω・ｔ）　　　　式（１２）
平方根ユニット１１５＿１は、加算器１１４＿１の加算値の平方根を演算する。平方根の値は、式（１３）によって表される。

　〔（ＢＥＭＦα’）２＋（ＢＥＭＦβ’）２〕１／２＝ω・Ｖｍ　　式（１３）
二乗ユニット１１３＿３は、逆起電力成分ＢＥＭＦαを二乗する。二乗した値は式（１４）で表される。二乗ユニット１１３＿４は、逆起電力成分ＢＥＭＦβを二乗する。二乗した値は式（１５）によって表される。

　　（ＢＥＭＦα）２＝Ｖｍ２・ｃｏｓ２（ω・ｔ）　　　　式（１４）

　　（ＢＥＭＦβ）２＝Ｖｍ２・ｓｉｎ２（ω・ｔ）　　　　式（１５）
加算器１１４＿２は、逆起電力成分ＢＥＭＦαを二乗した値と、逆起電力成分ＢＥＭＦβを二乗した値とを加算する。平方根ユニット１１５＿２は、加算器１１４＿２の加算値の平方根を演算する。平方根の値は、式（１６）によって表される。逆起電力成分ＢＥＭＦαおよび逆起電力成分ＢＥＭＦβに基づいて、αβ固定座標系における逆起電力の絶対値が求まる。

　　（ＢＥＭＦα ２＋ＢＥＭＦβ ２）１／２＝Ｖｍ　　　　式（１６）
回転数演算ユニット１１０は、平方根ユニット１１５＿１の平方根の値と逆起電力の絶対値とに基づいて、モータＭのロータの回転速度および回転数の少なくとも一方を求めることができる。　
除算器１１６は、平方根ユニット１１５＿１の出力を、平方根ユニット１１５＿２の出力（逆起電力の絶対値）で除算する。除算値は、式（１７）に示される回転速度を表す。

　　ω・Ｖｍ／Ｖｍ＝ω　　　　式（１７）
回転数演算ユニット１１７は、除算器１１６から出力される回転速度ωからロータの回転数ｆ（ｒｐｓ）を演算する。回転速度ωおよび回転数ｆの関係は式（１８）に示されるとおりである。

　　ｆ＝ω／２π　　　　式（１８）
回転数演算ユニット１１０は、回転速度および回転数の少なくとも一方をモータ電流に基づいて推定することが可能であり、それらをモータ制御ユニット１２０に出力する。例えば、モータ制御システムにおいて回転数の情報が不要な場合、回転数演算ユニット１１７は必須ではない。回転速度および回転数の情報は、例えば、ベクトル制御における各種のフィルタ処理などにも利用される。　
モータ制御ユニット１２０は、回転数演算ユニット１１０により推定された回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいてモータを制御する。例えば、モータ制御ユニット１２０は、回転数を用いてセンサレス制御によってモータＭを制御することができる。モータ制御ユニット１２０は、例えば一般的なベクトル制御に必要な演算を行う。なお、ベクトル制御は周知の技術であるので、その制御についての詳細な説明は省略する。　
本実施形態によると、モータ電流に基づいてロータの回転速度および回転数を推定することができる。位置センサを利用しないセンサレス制御が可能となるので、位置センサの故障、およびハードウェアの追加によるシステムコストの増大などを抑制することが可能となる。また、ロータの回転速度および回転数を推定するための演算が簡素化されるため、メモリコストを低減することができる。　
位置センサを用いるモータ制御（「センサ制御」と表記する。）のシステムにおいて、位置センサが、例えば外部からの何らかの衝撃によって破損した場合、そのセンサの出力に基づいてロータの回転速度を取得することは不可能となる。一方で、位置センサが故障した場合、モータ制御を、センサ制御からセンサレス制御に切替えることが可能である。そのセンサレス制御に、本開示によるロータの回転数の推定手法を適用することにより、位置センサが故障した場合でも、モータ制御を継続することが可能となる。　
以下に、本開示によるロータの回転数の推定に用いられるアルゴリズムの妥当性を、ｄＳＰＡＣＥ社の”ラピッドコントロールプロトタイピング（ＲＣＰ）システム”およびＭａｔｈＷｏｒｋｓ社のＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋを用いて検証した結果を示す。この検証には、ベクトル制御により制御を受ける表面磁石型（ＳＰＭ）モータのモデルが用いられた。表１には、検証時の各種システムパラメータの値が示される。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
ロータの回転方向は、一般に正転方向および逆転方向である。本明細書では、負荷側から見て、ロータがシャフトの軸回りを反時計回りに回転する方向を「正転方向」と呼び、ロータがシャフトの軸回りを時計回りに回転する方向を「逆転方向」と呼ぶこととする。当然に、正転および逆転方向は、製品仕様毎に異なって定義され得る。　
先ず、ロータが正転方向に高速で回転しているときに取得されたシミュレーション結果を説明する。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、正転方向への回転に対し、高速度の範囲は、例えば２６．２ｒｐｓ以上であり得る。　
図６は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの実際の回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図７は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図８は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示す。図９は、本開示による回転数の推定手法により推定された、所定期間内のモータの回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図６から図９の横軸は時間（秒）を示す。図６および図９の縦軸は、回転数（ｒｐｓ）を示す。図７の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図８の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。　
図６から図９は、ロータが正転方向に高速（３０ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。　
図９の結果は、回転数演算ユニット１１０が、ロータの回転数（３０ｒｐｓ）を取得したことを意味する。図６および図９を比較すると、ロータが正転方向に高速で回転しているとき、ロータの実際の回転数に近い値を正しく推定できていることが分かる。なお、図６に示される実際の回転数の波形には、ノイズが重畳されている。　

　次に、ロータが逆転方向に高速で回転しているときに取得されたシミュレーション結果を説明する。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、逆転方向への回転に対し、高速度の範囲は、例えば－２６．２ｒｐｓ以下であり得る。
図１０は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの実際の回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図１１は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図１２は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示す。図１３は、本開示による回転数の推定手法により推定された、所定期間内のモータの回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図１０から図１３の横軸は時間（秒）を示す。図１０および図１３の縦軸は、回転数（ｒｐｓ）を示す。図１１の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図１２の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。　
図１０から図１３は、ロータが逆転方向に高速（－３０ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。図１０および図１３には、モータの回転数の絶対値が示される。　
図１３の結果は、回転数演算ユニット１１０が、ロータの回転数（－３０ｒｐｓ）を取得したことを意味する。図１０および図１３を比較すると、ロータが逆転方向に高速で回転しているとき、ロータの実際の回転数に近い値を正しく推定できていることが分かる。　
次に、ロータが正転方向に低速で回転しているときに取得されたシミュレーション結果を説明する。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、正転方向への回転に対し、低速度の範囲は、例えば０．０ｒｐｓ超２６．２ｒｐｓ未満であり得る。　
図１４は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの実際の回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図１５は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図１６は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示す。図１７は、本開示による回転数の推定手法により推定された、所定期間内のモータの回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図１４から図１７の横軸は時間（秒）を示す。図１４および図１７の縦軸は、回転数（ｒｐｓ）を示す。図１５の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図１６の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。　
図１４から図１７は、ロータが正転方向に低速（１６ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。　
図１７の結果は、回転数演算ユニット１１０が、ロータの回転数（１６ｒｐｓ）を取得したことを意味する。図１４および図１７を比較すると、ロータが正転方向に低速で回転しているとき、ロータの実際の回転数に近い値を正しく推定できていることが分かる。　
最後に、ロータが逆転方向に低速で回転しているときに取得されたシミュレーション結果を説明する。例えばＥＰＳシステムを想定した場合、逆転方向への回転に対し、低速度の範囲は、例えば－２６．２ｒｐｓ超０．０ｒｐｓ未満であり得る。　
図１８は、所定期間（０秒から０．２５秒）内のモータの実際の回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図１９は、所定期間内のロータ角の波形を示す。図２０は、所定期間内の、逆起電力ＢＥＭＦαの波形（上）、逆起電力ＢＥＭＦβの波形（中間）、および、逆起電力の大きさＶｍの波形（下）を示す。図２１は、本開示による回転数の推定手法により推定された、所定期間内のモータの回転数（ｒｐｓ）の波形を示す。図１８から図２１の横軸は時間（秒）を示す。図１８および図２１の縦軸は、回転数（ｒｐｓ）を示す。図１９の縦軸は、ロータ角（度）を示す。図２０の縦軸は、電圧（Ｖ）を示す。　
図１８から図２１は、ロータが逆転方向に低速（－１６ｒｐｓ）で回転しているときに取得された各種の波形を示す。図１８および図２１には、モータの回転数の絶対値が示される。　
図２１の結果は、回転数演算ユニット１１０が、ロータの回転数（－１６ｒｐｓ）を取得したことを意味する。図１８および図２１を比較すると、ロータが逆転方向に低速で回転しているとき、ロータの実際の回転数に近い値を正しく推定できていることが分かる。　
以上のシミュレーション結果から、本開示のロータの回転数の推定手法によれば、起動時を含む低速駆動から高速駆動までの広範囲にわたって、ロータの回転数を正しく推定できることが分かる。　
（実施形態２）

　図２２は、本実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を模式的に示す。
自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。本実施形態によるＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。　
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを有する。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を有する。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。　
ＥＣＵ５４２は、例えば、実施形態１によるコントローラ１００および駆動回路２００などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムとして、実施形態１によるモータ制御システム１０００を好適に用いることができる。　
本開示の実施形態は、ロータの回転数の検出能力が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤ、ブレーキバイワイヤなどのエックスバイワイヤおよびトラクションモータなどのモータ制御システムにも好適に用いられる。　
例えば、本開示の実施形態によるモータ制御システムは、日本政府および米国運輸省道路交通安全局（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から４（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリングシステムなどの、各種モータを有する多様な機器に幅広く利用され得る。

１００：コントローラ、　１１０：回転数演算ユニット、１２０：モータ制御ユニット、２００：駆動回路、３００：インバータ、４００、４００Ａ、４００Ｂ：電流センサ、５００：ＡＤコンバータ、６００：ＲＯＭ、７００：位置センサ、１０００：モータ制御システム、２０００：ＥＰＳシステム

Claims (7)

  1. αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得するステップＡと、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβのそれぞれを時間微分するステップＢと、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を二乗して第１乗算値を求めるとともに、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を二乗して第２乗算値を求めるステップＣと、

    　前記第１乗算値と前記第２乗算値との和の平方根を求めるステップＤと、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに基づいて、前記αβ固定座標系における前記逆起電力の絶対値を求めるステップＥと、

    　前記平方根の値と前記逆起電力の絶対値とに基づいて、前記モータのロータの回転速度および回転数の少なくとも一方を求めるステップＦと、

    　前記ロータの回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいて前記モータを制御するステップＧと、

    　を包含する、モータ制御方法。
  2. 前記ステップＡにおいて、前記α軸上の成分ＢＥＭＦαを式（１）に基づいて演算し、

    前記β軸上の成分ＢＥＭＦβを式（２）に基づいて演算し、

    　　ＢＥＭＦα＝Ｖα ＊－Ｒ・Ｉα　　　（１）

    　　ＢＥＭＦβ＝Ｖβ ＊－Ｒ・Ｉβ　　　（２）

    　ここで、Ｖα ＊は前記α軸上のリファレンス電圧を示し、Ｖβ ＊は前記β軸上のリファレンス電圧を示し、Ｉαは電機子電流の前記α軸上の成分であり、Ｉβは前記電機子電流の前記β軸上の成分であり、Ｒは電機子抵抗を示す、請求項１に記載のモータ制御方法。
  3. 前記ステップＥにおいて、前記αβ固定座標系における前記モータの逆起電力の絶対値ＢＥＭＦを式（３）に基づいて演算する、

    　　ＢＥＭＦ＝（ＢＥＭＦα ２＋ＢＥＭＦβ ２）１／２　　　（３）

    　請求項１または２に記載のモータ制御方法。
  4. 前記ステップＦにおいて、前記平方根の値を前記逆起電力の絶対値で除して、前記ロータの回転速度を求める、請求項１から３のいずれかに記載のモータ制御方法。
  5. 前記ステップＦにおいて、前記ロータの回転速度に１／２πを乗じて前記回転数を求める、請求項４に記載のモータ制御方法。
  6. モータと、

    前記モータを制御する制御回路と、

    を有し、

    前記制御回路は、

    　αβ固定座標系におけるモータの逆起電力のα軸上の成分ＢＥＭＦαおよびβ軸上の成分ＢＥＭＦβを獲得し、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβのそれぞれを時間微分し、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαの微分値を二乗して第１乗算値を求めるとともに、前記β軸上の成分ＢＥＭＦβの微分値を二乗して第２乗算値を求め、

    　前記第１乗算値と前記第２乗算値との和の平方根を求め、

    　前記α軸上の成分ＢＥＭＦαおよび前記β軸上の成分ＢＥＭＦβに基づいて、前記αβ固定座標系における前記逆起電力の絶対値を求め、

    　前記平方根の値と前記逆起電力の絶対値とに基づいて、前記モータのロータの回転速度および回転数の少なくとも一方を求め、

    　前記ロータの回転速度および回転数の少なくとも一方に基づいて前記モータを制御する、モータ制御システム。
  7. 請求項６に記載のモータ制御システムを有する電動パワーステアリングシステム。
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