TWI476409B - Motor speed estimation method - Google Patents

Description

馬達之速度估測方法

本發明有關於一種馬達，特別有關於一種馬達之速度估測方法。

在探討應用於冷凍空調等場合之壓縮機變頻控制技術時，由於壓縮機時常工作於高溫場合，再加上冷媒具有腐蝕性，因此在壓縮機馬達之氣隙間無法安裝霍爾感測器或是轉速感測器，故必須借助無感測器控制法則來實現變頻控制。

以直流變頻壓縮機而言，內部所採用的馬達為永磁同步馬達，其中並依據轉子磁石裝置之方式分為表面貼覆式、嵌入式及內藏式永磁同步馬達，其結構上的差異造成d軸電感L_d 與q軸電感L_q 的不同，因此使得馬達模型產生些許的改變。

對內藏式永磁同步馬達而言，其電感L_d 不等於電感L_q ，而具有較明顯的凸極效果，因此便有無感測器控制法則依據其凸極之特性來估測轉子磁通角度之位置。然而表面貼覆式永磁同步馬達之電感L_d 等於電感L_q ，因此其凸極效果不像內藏式永磁同步馬達那麼明顯，所以無感測器控制法則應用於馬達之凸極特性便無法應用在表面貼覆式永磁同步馬達上。

無感測器之永磁同步馬達控制技術常見的技術有三種，反 電動勢零交越點偵測法、轉子磁通估測法及參考模型適應性控制法皆可應用於凸極式或隱極式馬達上，各技術簡述如下。

1.反電動勢零交越點偵測法：

以偵測壓縮機馬達之反電動勢零交越點為基礎來設計一無感測器電路，藉此獲得換相信號以取代霍爾感測器。

2.轉子磁通估測法：

以偵測馬達之三相電壓與電流等資訊，藉此估測馬達之定子磁通角度，再藉由計算轉矩角之補償而獲得轉子磁通角度。

3.參考模型適應性控制法

以馬達模型為基礎建立一調變模型，並且以一適應性機制動態估測出馬達轉速，藉由積分器間接獲得馬達轉子磁通位置。

以上所提及之無感測器控制法則的共同缺陷在於：當馬達運轉於低轉速下或是靜止時，皆由於無法量測到反電動勢、量測到的反電動勢太小、或是角度初始值等問題，使得上述方式無法適用於啟動狀態，必須借助額外的啟動策略來幫助壓縮機馬達啟動至中高轉速。

開迴路方波啟動為目前家用空調壓縮機常見之啟動方式，其優點為實現容易，缺點則是在運用這類型啟動法來啟動壓縮機馬達時會伴隨很大的啟動電流，增加機械磨損而縮 短壓縮機運轉壽命，且由方波驅動切換為弦波驅動時，在切換點之電流波形會產生瞬間的變化，若無經過適當設計則可能會產生一瞬間劇烈的轉矩脈動，甚至造成壓縮機停止運轉。

近年來所提出之高頻注入法可適用於零轉速時之無感測器的馬達控制技術，而其已被廣泛地研究，無論是使用凸極式馬達還是隱極式馬達，皆可有效啟動並可於低轉速範圍進行控制，藉由此無感測器之轉子角度估測技術，即使於零轉速，依然可藉由高頻信號調變的方式來獲得轉子磁通位置，避免大啟動電流之問題；然而馬達在啟動後到達設定切換轉速時，依然存在轉子追隨而上下擺動的問題，無法準確地追隨。

鑒於上述，本發明之目的係提供一種馬達之速度估測方法，其以智慧型之比例積分微分類神經網路來取代傳統的比例積分微分控制模組而與高頻信號注入法結合凸極式反電動勢轉速估測法則來估測轉子磁通角度及位置，藉此提升高頻信號注入法在零轉速與低轉速時之估測性能，以達成壓縮機之弦波啟動，能有效改善直流變頻器之啟動策略，以新型的內藏式永磁同步馬達之數學模型為基礎之反電動勢估測法，以狀態濾波器估測得到永磁同步馬達之凸極式反電動勢，並藉由此估測之凸極式反電動勢與鎖相迴路所估測之角 度產生之正弦和餘弦信號結合以得到估測轉矩的誤差修正量，並且送入鎖相迴路以形成一閉迴路系統，而達成完整的轉子磁通角度及速度估測法則。

本發明之第一態樣係提供一種馬達之速度估測方法，該方法操作在該馬達為靜止或低轉速時，該方法包含下列步驟：由一高頻信號處理器接收該馬達之複數個電流信號，對該等電流信號進行帶通濾波以截取出複數個高頻電流信號，並對該等高頻電流信號進行差分運算以獲得複數個高頻電流變化量，該等高頻電流變化量係前一次截取之該等高頻電流信號與目前截取之該等高頻電流信號之間的差異；由一高頻信號角度估測誤差產生器接收一高頻信號電氣角度估測值及該高頻信號處理器運算獲得之該等高頻電流變化量，對該高頻信號電氣角度估測值及該等高頻電流變化量以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值，其中該高頻信號電氣角度估測值係一高頻信號角度誤差值乘上一係數；以及由一高頻信號鎖相迴路接收一轉矩命令信號及該高頻信號角度估測誤差產生器運算獲得之該轉子磁場角度誤差值，對該轉子磁場角度誤差值進行比例積分微分運算以獲得一負載轉矩估測信號，計算該轉矩命令信號與該負載轉矩估測信號之間的轉矩誤差，並將計算所得之轉矩誤差以一馬達 機械模型進行運算而獲得該高頻信號角速度誤差值及該高頻信號角度誤差值。

本發明之第二態樣係提供一種馬達之速度估測方法，該方法操作在該馬達為中轉速或高轉速時，該方法包含下列步驟：由一反電動勢狀態濾波器接收複數個電壓命令信號、一反電動勢角速度估測值及該馬達之複數個電流信號，並將該等電壓命令信號、該反電動勢角速度估測值及該等電流信號以一定子電感模型、一馬達定子模型及比例積分進行運算而獲得複數個反電動勢電壓估測值，其中該等電壓命令信號係該角速度命令信號經轉換運算而獲得，該反電動勢角速度估測值係一反電動勢角速度誤差值乘上一係數；由一反電動勢角度估測誤差產生器接收一反電動勢角速度估測值、一反電動勢角度估測值及該反電動勢狀態濾波器運算獲得之該等反電動勢電壓估測值，對該反電動勢角速度估測值、該反電動勢角度估測值及該等反電動勢電壓估測值以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值；以及由一反電動勢鎖相迴路接收一轉矩命令信號及該反電動勢角度估測誤差產生器運算獲得之該轉子磁場角度誤差值，對該轉子磁場角度誤差值進行比例積分微分運算以獲得一負載轉矩估測信號，計算該轉矩命令信號與該負載轉矩估 測信號之間的轉矩誤差，並將計算所得之轉矩誤差以一馬達機械模型進行運算而獲得該反電動勢角速度誤差值及該反電動勢角度誤差值。

參考以下附圖以說明本發明之較佳實施例。以下說明之模組或裝置可藉由軟體模擬而達成。

圖1為本發明之馬達之速度估測方法之系統方塊圖。在圖1中，馬達30在靜止或低轉速時，速度控制模組38接收外面輸入之一命令機械角速度，速度控制模組38之一比例積分器(未圖示)將該命令機械角速度進行一比例積分運算以得到一電流命令信號；馬達30在中轉速或高轉速時，速度控制模組38接收外面輸入之一命令機械角速度，並比較命令機械角速度與由一切換模組50輸出之一估測機械轉速以得到一速度差值，速度控制模組38之一比例積分器(未圖示)將該速度差值進行一比例積分運算以得到一電流命令信號。其中，命令機械轉速為預設值。其中，命令機械轉速為預設值。

一電流調整及電壓解耦合模組40接收電流命令信號與速度控制模組38輸出之電流命令信號，比較一反直角座標轉換模組32所輸出之dq軸電流信號、與電流命令信 號、以得到兩個電流差值，並由電流調整及電壓解耦合模組40的兩個比例積分器(未圖示)將該兩個電流差值進行 比例積分運算並進行解耦合運算(亦即減法運算)以得到為dq軸座標的電壓命令信號、。其中，電流命令信號預設為0。其中，解耦合運算係抵消估測機械轉速對dq軸電流信號、的干擾及兩者之間的耦合。

馬達30在靜止或低轉速時，參考公式(1)將一高頻信號注入模組34所產生之一高頻信號與電流調整及電壓解耦合模組40所輸出之電壓命令信號進行運算以得到電壓信號，參考圖2及公式(2)，正直角座標轉換模組46參考一高頻信號電氣角度誤差值將運算所得之電壓信號與電流調整及電壓解耦合模組40所輸出之電壓命令信號座標轉換成α β軸座標之電壓命令信號、、；馬達30在中轉速或高轉速時，正直角座標轉換模組46將電流調整及電壓解耦合模組40所輸出之電壓命令信號、座標轉換成α β軸座標之電壓命令信號、、。高頻信號電氣角度誤差值係切換模組50所輸出之高頻信號角度誤差值乘上係數而得到。其中，電壓命令信號為零。

於估測之軸、軸下注入高頻方波電壓如公式(1)所示，

其中，：軸所注入之高頻電壓：軸下所注入之高頻電壓 |v _inj |：注入電壓之振幅 △T ：注入電壓之週期

內藏式永磁式同步馬達在dq 座標系下之電路方程式如公式(2)所示，

其中，反轉換矩陣[R ]^-1 如公式(3)所示，

參考圖3及公式(4)，一正座標轉換模組47將正直角座標轉換模組46所轉換之α β軸座標之電壓命令信號、、座標轉換成三相靜止座標之一三相電壓信號、、。

內藏式永磁同步馬達在αβ 座標系下之電路方程式如公式(4)所示，

其中，反轉換矩陣[Q ]^-1 如公式(5)所示，

一電源供應器22提供直流電源至一脈寬調變模組48，脈寬調變模組48根據正座標轉換模組47所轉換之三相電壓信號、、來控制馬達30之運轉。

參考圖3及公式(6)，一反座標轉換模組33將馬達30之為三相靜止座標之一三相電流信號i _a 、i _b 、i _c 座標轉換成α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ 。其中，電流信號i ₀ 為零。

內藏式永磁同步馬達在abc座標系下之電路方程式如公式(6)所示。

其中，轉換矩陣[Q ]如公式(7)所示，

參考圖2及公式(8)，馬達30在靜止或低轉速時，一反直角座標轉換模組32參考高頻信號電氣角度誤差值將反座標轉換模組32所轉換之α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ 座標轉換成dq軸座標之dq軸電流信號、；馬達30在中轉 速或高轉速時，反直角座標轉換模組32將反座標轉換模組32所轉換之α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ 座標轉換成dq軸座標之dq軸電流信號、。

內藏式永磁式同步馬達在αβ 座標系下之電路方程式如公式(8)所示，

轉換矩陣[R ]如公式(9)所示。

圖4為本發明之高頻信號處理器之方塊圖。在圖4中，一高頻信號處理器52包含一帶通濾波器522、一差分運算器524及乘法器526、528。

在馬達30為靜止或低轉速時，高頻信號處理器52之帶通濾波器522接收馬達30之經反座標轉換模組33座標轉換之電流信號i _α 、i _β ，而對電流信號i _α 、i _β 進行帶通濾波以截取出高頻電流信號i _{α _hf} 、i _{β _hf} 。

帶通濾波器522輸出高頻電流信號i _{α _hf} 、i _{β _hf} 至差分運算器524，差分運算器524對高頻電流信號i _{α _hf} 、i _{β _hf} 進行差分運算以獲得數個高頻電流變化量△i _{α _hf} 、△i _{β _hf} ，如公式(10)所示，該等高頻電流變化量△i _{α _hf} 、△i _{β _hf} 係前一次截取之高頻電流信號與目前截取之高頻電流信號之間的差異。

乘法器526、528將高頻電流變化量△i _{α _hf} 、△i _{β _hf} 分別乘上一參數，而得到不帶正負號之高頻電流變化量△i _{α _hf} ^# 、△i _{β _hf} ^# 。

圖5為本發明之高頻信號角度估測誤差產生器及高頻信號鎖相迴路之方塊圖。在圖5中，一高頻信號角度估測誤差產生器54包含乘法器542、544，一高頻信號鎖相迴路56包含一比例積分微分運算器562、一馬達機械模型564及一積分器566。

一高頻信號角度估測誤差產生器54接收一高頻信號角度估測值及高頻信號處理器52所輸出之高頻電流變化量△i _{α _hf} ^# 、△i _{β _hf} ^# ，如公式(11)所示，乘法器542、544對高頻信號電氣角度估測值及高頻電流變化量△i _{α _hf} ^# 、△i _{β _hf} ^# 以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值 _εhf 。其中，高頻信號電氣角度估測值係高頻信號鎖相迴路56所輸出之一高頻信號角度誤差值乘上係數。

高頻信號鎖相迴路56接收一轉矩命令信號及高頻信號角度估測誤差產生器54所輸出之轉子磁場角度誤差值ε _hf ，其中比例積分微分運算器562接收轉子磁場角度誤差值ε _hf ，並進行比例積分微分運算以獲得一負載轉矩估測信號。

高頻信號鎖相迴路56將轉矩命令信號與負載轉矩估測信號進行加法運算以得到一轉矩誤差，並根據公式(12)將計算所得之轉矩誤差以馬達機械模型564進行運算而獲得高頻信號角速度誤差值，並由積分器566對高頻信號角速度誤差值進行積分運算以獲得高頻信號角度誤差值。其中，轉矩命令信號係電流命令信號乘上係數。

內藏式永磁同步馬達之機械模型如公式(12)所示

其中：J ：馬達之轉動慣量B ：磨擦係數ω _rm ：機械角頻率T _L ：負載轉矩

在圖1中，在馬達30為靜止或低轉速時，切換模組50接收高頻信號鎖相迴路56所輸出之高頻信號角速度誤差值及高頻信號角度誤差值，並輸出高頻信號角度誤差值(即圖1中之)。

圖6為本發明之比例積分微分型類神經網路之架構圖。在圖5中，由高頻信號鎖相迴路56之比例積分微分運算器562對轉子磁場角度誤差值ε _hf 進行比例積分微分運算，然而本發明不侷限於此，在另一實施例中，可由如圖6所示之比例積分微分型類神經網路(proportional-integral-derivative neural network，PIDNN)來取代比例積分微分運算器562對轉子磁場角度誤差值ε _hf 進行類神經比例積分微分運算以獲得負載轉矩估測信號。

比例積分微分類神經網路之結構分為三層，由左到右分別為輸入層(input layer)、隱藏層(hidden layer)、輸出層(output layer)，本實施例中輸入層具有兩個輸入，隱藏層具有六個連結鍵，輸出層具有一個輸出。

以下將依序介紹每一層之基本功能：

第一層 輸入層：

輸入層被定義成公式(13)及(14)e ₁ (N )=e (N ) (13)

其中：e (N )：輸入層之輸入，e (N )≡ε _hf e ₁ (N )：輸入層之1號輸出e ₂ (N )：輸入層之2號輸出N ：疊代次數

第二層 隱藏層：

隱藏層之輸入被定義成公式(15) 其中：：為輸入層及隱藏層之間的連結鍵

隱藏層之輸出被定義為公式(16)、(17)、(18)。公式(16)、(17)、(18)分別為比例路徑，積分路徑，微分路徑。

其中：f _P ：代表比例運算f _I ：代表積分運算f _D ：代表微分運算

第三層 輸出層：

在輸出層，為了獲得更好的學習效率和控制性能，因此添加自連輸出節點。因此，輸出的PIDNN可以得到如下公式(19)： 其中：：為隱藏層及輸出層之間的連結鍵y _o ：輸出層之輸出，

隱藏層及輸出層之間的連結鍵、、可被分別視為是比例增益K _P 、積分增益K _I 和微分增益K _D 。

圖7為本發明之反電動勢狀態濾波器之方塊圖。在圖7中，一反電動勢狀態濾波器58包含一定子電感模型582、馬達定子模型584、586、及比例積分運算器585、587。

參考圖1，在馬達30為中轉速或高轉速時，參考公式 (20)、(21)，反電動勢狀態濾波器58接收正直角座標轉換模組46所輸出之電壓命令信號、、一反電動勢角速度估測值及反座標轉換模組33所輸出之電流信號i _α 、i _β 。其中，反電動勢角速度估測值係反電動勢鎖相迴路62所輸出之一反電動勢角速度誤差值乘上一係數。

反電動勢狀態濾波器58以定子電感模型582對反電動勢角速度估測值與電流信號i _α 、i _β 進行運算，以獲得一第一電壓估測值及一第二電壓估測值。

反電動勢狀態濾波器58計算電壓命令信號與第一電壓估測值以獲得第一差值，反電動勢狀態濾波器58以馬達定子模型584將第一差值進行運算而獲得一第一電流估測值。

反電動勢狀態濾波器58計算電流信號i _α 與該第一電流估測值以獲得第二差值，反電動勢狀態濾波器58之比例積分運算器585將該第二差值進行比例積分運算，以獲得一第一反電動勢電壓估測值。

反電動勢狀態濾波器58計算電壓命令信號與第二電壓估測值以獲得第三差值，反電動勢狀態濾波器58以馬達定子模型586將第三差值進行運算而獲得一第二電流估測值。

反電動勢狀態濾波器58計算電流信號i _β 與該第二電流估測值以獲得第四差值，反電動勢狀態濾波器58之比例積 分運算器587將第四差值進行比例積分運算，以獲得一第二反電動勢電壓估測值。

如上所述，圖7之反電動勢狀態濾波器58可推知電流信號i _α 、i _β 與所估測之凸極式的反電動勢電壓估測值、之關係，如公式(20)所示， 其中：：α 軸之估測凸極式反電動勢：β 軸之估測凸極式反電動勢：估測之定子電阻：d 軸之估測之定子自感：q 軸之估測之定子自感v _α ^* ：α 軸之電壓命令v _β ^* ：β 軸之電壓命令：反電動勢角速度估測值R _p ：比例項之增益R _i ：積分項之增益

推知電壓命令信號、與所估測之凸極式的反電動勢電壓估測值、之關係，如公式(21)所示，

圖8為本發明之反電動勢角度估測誤差產生器及反電動勢鎖相迴路之方塊圖。在圖8中，反電動勢鎖相迴路62包含一比例積分微分運算器622、一馬達機械模型624及一積分器626。

一反電動勢角度估測誤差產生器60接收一反電動勢角速度估測值、一反電動勢角度估測值及反電動勢狀態濾波器58所輸出之反電動勢電壓估測值、。

參考公式(22)，反電動勢角度估測誤差產生器60對反電動勢角速度估測值進行運算而使反電動勢角速度估測值不帶正負號之數值，並參考公式(23)對不帶正負號之反電動勢角速度估測值、反電動勢角度估測值及反電動勢電壓估測值、以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值ε 。其中，反電動勢角度估測值係反電動勢鎖相迴路62所輸出之一反電動勢角度誤差值乘上一係數。

如上所述，估測凸極式的反電動勢電壓估測值及分別為實際轉子磁場角度的負正弦及餘弦。凸極式反電動勢之幅量E 的值會隨著馬達轉動方向而改變正負號，因此需要作 以下之修正確保其值恆為正，如公式(22)所示，

其中，及為修正過後之估測凸極式的反電動勢電壓估測值。為了獲得實際與估測之轉子磁場角度誤差值ε ，需再作如公式(23)之角轉換公式運算，

其中轉子磁場角度誤差值ε 為凸極式反電動勢估測法之實際與估測轉子磁場角度誤差。

反電動勢鎖相迴路62接收轉矩命令信號及反電動勢角度估測誤差產生器60所輸出之轉子磁場角度誤差值ε ，其中比例積分微分運算器622接收轉子磁場角度誤差值ε ，對該轉子磁場角度誤差值ε 進行比例積分微分運算，以獲得一負載轉矩估測信號。

反電動勢鎖相迴路62將轉矩命令信號與負載轉矩估測信號進行加法運算以得到一轉矩誤差，該轉矩誤差係該轉矩命令信號與該負載轉矩估測信號之間的誤差，並根據 公式(12)將計算所得之轉矩誤差以馬達機械模型624進行運算而獲得反電動勢角速度誤差值，而由積分器626對反電動勢角速度誤差值進行積分運算以獲得反電動勢角度誤差值。

在圖1中，在馬達30為中轉速或高轉速時，切換模組50接收反電動勢鎖相迴路62所輸出之反電動勢角速度誤差值及反電動勢角度誤差值，並輸出反電動勢角速度誤差值(即圖1中之)。

在圖8中，由反電動勢鎖相迴路62之比例積分微分運算器622對轉子磁場角度誤差值ε 進行比例積分微分運算，然而本發明不侷限於此，在另一實施例中，可由如圖6所示之比例積分微分型類神經網路來取代比例積分微分運算器622對轉子磁場角度誤差值ε 進行類神經比例積分微分運算以獲得負載轉矩估測信號，其說明如上所述，在此省略說明。

參考以下所附之流程圖及上述各方塊圖，以說明本發明之馬達之速度估測方法之實施步驟。

圖9為本發明之馬達操作在靜止或低轉速時之流程圖。在圖9中，馬達在靜止或低轉速時，由速度控制模組38接收外面輸入之命令機械角速度，並由速度控制模組38之一比例積分器(未圖示)將命令機械角速度進行一比例積分運算以得到一電流命令信號(步驟S80)。其中，命令機械 轉速為預設值。

由電流調整及電壓解耦合模組40接收電流命令信號與速度控制模組38輸出之電流命令信號，由電流調整及電壓解耦合模組40比較一反直角座標轉換模組32所輸出之dq軸電流信號、與電流命令信號、以得到兩個電流差值，並由電流調整及電壓解耦合模組40的兩個比例積分器(未圖示)將該兩個電流差值進行比例積分運算，且進行解耦合運算(亦即減法運算)以得到為dq軸座標的電壓命令信號、(步驟S82)。其中，電流命令信號預設為0。其中，解耦合運算係抵消估測機械轉速對dq軸電流信號、的干擾及兩者之間的耦合。

參考公式(1)，將高頻信號注入模組34所產生之高頻信號與電流調整及電壓解耦合模組40所輸出之電壓命令信號進行運算以得到電壓信號。參考圖2及公式(2)，由正直角座標轉換模組46參考一高頻信號電氣角度誤差值將運算所得之電壓信號與由電流調整及電壓解耦合模組40所輸出之電壓命令信號座標轉換成α β軸座標之電壓命令信號、、(步驟S84)。其中，電壓命令信號為零。

參考圖3及公式(4)，由正座標轉換模組47將正直角座標轉換模組46所轉換之α β軸座標之電壓命令信號、、座標轉換成三相靜止座標之三相電壓信號、、(步驟S86)。

由電源供應器22提供直流電源至脈寬調變模組48。由脈寬調變模組48根據正座標轉換模組47所轉換之三相電壓信號、、來控制馬達30之運轉(步驟S88)。

參考圖3及公式(6)，由反座標轉換模組33將馬達30之為三相靜止座標之三相電流信號i _a 、i _b 、i _c 座標轉換成α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ (步驟S90)。其中，電流信號i ₀ 為零。

參考圖2及公式(8)，由反直角座標轉換模組32參考高頻信號電氣角度誤差值將由反座標轉換模組32所轉換之α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ 座標轉換成dq軸座標之dq軸電流信號、(步驟S92)。

圖10為本發明之馬達在靜止或低轉速時之速度估測方法之流程圖。在圖10中，在馬達30為靜止或低轉速時，由高頻信號處理器52之帶通濾波器522接收馬達30之經反座標轉換模組33座標轉換之電流信號i _α 、i _β ，而對電流信號i _α 、i _β 進行帶通濾波以截取出高頻電流信號i _{α _hf} 、i _{β _hf} 。由帶通濾波器522輸出高頻電流信號i _{α _hf} 、i _{β _hf} 至差分運算器524，由差分運算器524對高頻電流信號i _{α _hf} 、i _{β _hf} 進行差分運算，以獲得數個高頻電流變化量△i _{α _hf} 、△i _{β _hf} ，如公式(10)所示，該等高頻電流變化量△i _{α _hf} 、△i _{β _hf} 係前一次截取之高頻電流信號與目前截取之高頻電流信號之間的差異。由乘法器526、528將高頻電流變化量△i _{α _hf} 、△i _{β _hf} 分別乘上一參數，而得到不帶正負號之高頻電流變化量△i _{α _hf} ^# 、△i _{β _hf} ^# (步驟S100)。

由高頻信號角度估測誤差產生器54接收高頻信號角度估測值及高頻信號處理器52所輸出之高頻電流變化量△i _{α _hf} ^# 、△i _{β _hf} ^# ，如公式(11)所示，由乘法器542、544對高頻信號電氣角度估測值及高頻電流變化量△i _{α _hf} ^# 、△i _{β _hf} ^# 以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值 _εhf (步驟S102)。其中，高頻信號電氣角度估測值係高頻信號鎖相迴路56所輸出之高頻信號角度誤差值乘上係數。

由高頻信號鎖相迴路56接收轉矩命令信號及高頻信號角度估測誤差產生器54所輸出之轉子磁場角度誤差值ε _hf ，其中由比例積分微分運算器562接收轉子磁場角度誤差值ε _hf ，並進行比例積分微分運算以獲得一負載轉矩估測信號。高頻信號鎖相迴路56將轉矩命令信號與負載轉矩估測信號進行加法運算以得到一轉矩誤差，並根據公式(12)將計算所得之轉矩誤差以馬達機械模型564進行運算而獲得高頻信號角速度誤差值，並由積分器566對高頻信號角速度誤差值進行積分運算以獲得高頻信號角度誤差值(步驟S104)。其中，轉矩命令信號係電流命令信號乘上係數。在另一實施例中，可由如圖6所示之比例積分微分型類神經網路來取代比例積分微分運算器562對轉子磁場角度誤差值ε _hf 進行類神經比例積分微分運算，以獲得負載轉矩估測信號。

在馬達30為靜止或低轉速時，由切換模組50接收高頻信號鎖相迴路56所輸出之高頻信號角速度誤差值及高頻信號角度誤差值，並輸出高頻信號角度誤差值(即圖1中之)(步驟S106)。

圖11為本發明之馬達操作在中轉速或高轉速時之流程圖。在圖11中，由速度控制模組38接收外面輸入之命令機械角速度，並比較命令機械角速度與由切換模組50輸出之估測機械轉速以得到一速度差值，由速度控制模組38之比例積分器(未圖示)將該速度差值進行比例積分運算以得到電流命令信號(步驟S110)。其中，命令機械轉速為預設值。

由電流調整及電壓解耦合模組40接收電流命令信號與速度控制模組38輸出之電流命令信號，由電流調整及電壓解耦合模組40比較反直角座標轉換模組32所輸出之dq軸電流信號、與電流命令信號、以得到兩個電流差值，並由電流調整及電壓解耦合模組40的兩個比例積分器(未圖示)將該兩個電流差值進行比例積分運算並進行解耦合運算(亦即減法運算)以得到為dq軸座標的電壓命令信號、。其中，電流命令信號預設為0。其中，解耦合運算係抵消估測機械轉速對dq軸電流信號、的干擾及兩者之間的耦合(步驟S112)。

由正直角座標轉換模組46將電流調整及電壓解耦合模組 40所輸出之電壓命令信號、座標轉換成α β軸座標之電壓命令信號、、(步驟S114)。高頻信號電氣角度誤差值係切換模組50所輸出之高頻信號角度誤差值乘上係數而得到。其中，電壓命令信號為零。

參考圖3及公式(4)，由正座標轉換模組47將正直角座標轉換模組46所轉換之α β軸座標之電壓命令信號、、座標轉換成三相靜止座標之三相電壓信號、、(步驟S116)。

由電源供應器22提供直流電源至脈寬調變模組48，脈寬調變模組48根據正座標轉換模組47所轉換之三相電壓信號、、來控制馬達30之運轉(步驟S118)。

參考圖3及公式(6)，由反座標轉換模組33將馬達30之為三相靜止座標之三相電流信號i _a 、i _b 、i _c 座標轉換成α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ (步驟S120)。其中，電流信號i ₀ 為零。

參考圖2及公式(8)，由反直角座標轉換模組32將反座標轉換模組32所轉換之α β軸座標之電流信號i _α 、i _β 、i ₀ 座標轉換成dq軸座標之dq軸電流信號、(步驟S122)。

圖12為本發明之馬達在中轉速或高轉速時之速度估測方法之流程圖。在圖12中，在馬達30為中轉速或高轉速時，參考公式(20)、(21)，由反電動勢狀態濾波器58接收正直角座標轉換模組46所輸出之電壓命令信號、、反電動勢 角速度估測值及反座標轉換模組33所輸出之電流信號i _α 、i _β ，並將電壓命令信號、、反電動勢角速度估測值及該等電流信號以一定子電感模型、一馬達定子模型及比例積分進行運算而獲得數個反電動勢電壓估測值、(步驟S140)。其中，反電動勢角速度估測值係反電動勢鎖相迴路62所輸出之一反電動勢角速度誤差值乘上一係數。

圖13為本發明之反電動勢狀態濾波器之操作之流程圖。在圖13中，由反電動勢狀態濾波器58以定子電感模型582對反電動勢角速度估測值與電流信號i _α 、i _β 進行運算，以獲得一第一電壓估測值及一第二電壓估測值(步驟S150)。

由反電動勢狀態濾波器58計算電壓命令信號與第一電壓估測值以獲得第一差值，由反電動勢狀態濾波器58以馬達定子模型584將第一差值進行運算而獲得一第一電流估測值(步驟S152)。

由反電動勢狀態濾波器58計算電流信號i _α 與該第一電流估測值以獲得第二差值，由反電動勢狀態濾波器58之比例積分運算器585將第二差值進行比例積分運算，以獲得一第一反電動勢電壓估測值(步驟S154)。

由反電動勢狀態濾波器58計算電壓命令信號與第二電壓估測值以獲得第三差值，由反電動勢狀態濾波器58以馬達定子模型586將第三差值進行運算而獲得一第二電流估 測值(步驟S156)。

由反電動勢狀態濾波器58計算電流信號i _β 與該第二電流估測值以獲得第四差值，由反電動勢狀態濾波器58之比例積分運算器587將第四差值進行比例積分運算，以獲得一第二反電動勢電壓估測值(步驟S158)。

再次參考圖12，由反電動勢角度估測誤差產生器60接收反電動勢角速度估測值、反電動勢角度估測值及由反電動勢狀態濾波器58所輸出之反電動勢電壓估測值、。

參考公式(22)，由反電動勢角度估測誤差產生器60對反電動勢角速度估測值進行運算而使反電動勢角速度估測值不帶正負號之數值，並參考公式(23)對不帶正負號之反電動勢角速度估測值、反電動勢角度估測值及反電動勢電壓估測值、以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值ε (步驟S142)。其中，反電動勢角度估測值係反電動勢鎖相迴路62所輸出之一反電動勢角度誤差值乘上一係數。

由反電動勢鎖相迴路62接收轉矩命令信號及由反電動勢角度估測誤差產生器60所輸出之轉子磁場角度誤差值ε ，其中由比例積分微分運算器622接收轉子磁場角度誤差值ε ，對該轉子磁場角度誤差值ε 進行比例積分微分運算， 以獲得一負載轉矩估測信號。

由反電動勢鎖相迴路62將轉矩命令信號與負載轉矩估測信號進行加法運算以得到一轉矩誤差，該轉矩誤差係該轉矩命令信號與該負載轉矩估測信號之間的誤差，並由反電動勢鎖相迴路62根據公式(12)將計算所得之轉矩誤差以馬達機械模型624進行運算而獲得反電動勢角速度誤差值，而由積分器626對反電動勢角速度誤差值進行積分運算以獲得反電動勢角度誤差值(步驟S144)。

由切換模組50接收反電動勢鎖相迴路62所輸出之反電動勢角速度誤差值及反電動勢角度誤差值，並輸出反電動勢角速度誤差值(即圖1中之)(步驟S146)。

本發明之特點係提供一種馬達之速度估測方法，其以智慧型之比例積分微分類神經網路來取代傳統的比例積分微分控制模組而與高頻信號注入法結合凸極式反電動勢轉速估測法則來估測轉子磁通角度及位置，藉此提升高頻信號注入法在零轉速與低轉速時之估測性能，以達成壓縮機之弦波啟動，能有效改善直流變頻器之啟動策略，以新型的內藏式永磁同步馬達之數學模型為基礎之反電動勢估測法，以狀態濾波器估測得到永磁同步馬達之凸極式反電動勢，並藉由此估測之凸極式反電動勢與鎖相迴路所估測之角度產生之正弦和餘弦信號結合以得到估測轉矩的誤差修正量，並且送入鎖相迴路以形成一閉迴路系統，而達成完整的轉子磁通角度及 速度估測法則。

雖然本發明已參照較佳具體例及舉例性附圖敘述如上，惟其應不被視為係限制性者。熟悉本技藝者對其形態及具體例之內容做各種修改、省略及變化，均不離開本發明之申請專利範圍之所主張範圍。

22‧‧‧電源供應器

30‧‧‧馬達

32‧‧‧反直角座標轉換模組

33‧‧‧反座標轉換模組

34‧‧‧高頻信號注入模組

38‧‧‧速度控制模組

40‧‧‧電流調整及電壓解耦合模組

46‧‧‧正直角座標轉換模組

47‧‧‧正座標轉換模組

48‧‧‧脈寬調變模組

50‧‧‧切換模組

52‧‧‧高頻信號處理器

54‧‧‧高頻信號角度估測誤差產生器

56‧‧‧高頻信號鎖相迴路

58‧‧‧反電動勢狀態濾波器

60‧‧‧反電動勢角度估測誤差產生器

62‧‧‧反電動勢鎖相迴路

542‧‧‧乘法器

544‧‧‧乘法器

562‧‧‧比例積分微分運算器

564‧‧‧馬達機械模型

566‧‧‧積分器

582‧‧‧定子電感模型

584‧‧‧馬達定子模型

585‧‧‧比例積分運算器

586‧‧‧馬達定子模型

587‧‧‧比例積分運算器

622‧‧‧比例積分微分運算器

624‧‧‧馬達機械模型

626‧‧‧積分器

圖1為本發明之馬達之速度估測方法之系統方塊圖；圖2為α β軸座標系之變量與dq軸座標系之變量之幾何關係圖；圖3為abc軸座標系之變量與α β軸座標系之變量之幾何關係圖；圖4為本發明之高頻信號處理器之方塊圖；圖5為本發明之高頻信號角度估測誤差產生器及高頻信號鎖相迴路之方塊圖；圖6為本發明之比例積分微分型類神經網路之架構圖；圖7為本發明之反電動勢狀態濾波器之方塊圖；圖8為本發明之反電動勢角度估測誤差產生器及反電動勢鎖相迴路之方塊圖；圖9為本發明之馬達操作在靜止或低轉速時之流程圖；圖10為本發明之馬達在靜止或低轉速時之速度估測方法之流程圖；圖11為本發明之馬達操作在中轉速或高轉速時之流程 圖；圖12為本發明之馬達在中轉速或高轉速時之速度估測方法之流程圖；以及圖13為本發明之反電動勢狀態濾波器之操作之流程圖。

Claims (11)

1. 一種馬達之速度估測方法，該方法操作在該馬達為靜止或低轉速時，該方法包含下列步驟：由一高頻信號處理器接收該馬達之複數個電流信號，對該等電流信號進行帶通濾波以截取出複數個高頻電流信號，並對該等高頻電流信號進行差分運算以獲得複數個高頻電流變化量，該等高頻電流變化量係前一次截取之該等高頻電流信號與目前截取之該等高頻電流信號之間的差異；由一高頻信號角度估測誤差產生器接收一高頻信號電氣角度估測值及該高頻信號處理器運算獲得之該等高頻電流變化量，對該高頻信號電氣角度估測值及該等高頻電流變化量以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值，其中該高頻信號電氣角度估測值係一高頻信號角度誤差值乘上一係數；以及由一高頻信號鎖相迴路接收一轉矩命令信號及該高頻信號角度估測誤差產生器運算獲得之該轉子磁場角度誤差值，對該轉子磁場角度誤差值進行比例積分微分運算以獲得一負載轉矩估測信號，計算該轉矩命令信號與該負載轉矩估測信號之間的轉矩誤差，並將計算所得之轉矩誤差以一馬達機械模型進行運算而獲得該高頻信號角速度誤差值及該高頻信號角度誤差值。
2. 如申請專利範圍第1項之馬達之速度估測方法，進一步包含下列步驟：由一切換模組接收該高頻信號鎖相迴路運算獲得之該高頻信號角速度誤差值及該高頻信號角度誤差值，並輸出該高頻信號角度誤差值。
3. 如申請專利範圍第1項之馬達之速度估測方法，其中，由該高頻信號鎖相迴路之一比例積分微分類神經網路對該轉子磁場角度誤差值進行類神經比例積分微分運算以獲得該負載轉矩估測信號，其中，該比例積分微分類神經網路之三層結構為：輸入層：e ₁ (N )=e (N )， 其中：e (N )：輸入層之輸入，e (N )係該轉子磁場角度誤差值，e ₁ (N )：輸入層之1號輸出，e ₂ (N )：輸入層之2號輸出，N ：疊代次數，隱藏層： 其中：(N )：為輸入層及隱藏層之間的連結鍵，隱藏層之輸出分別定義為比例路徑、積分路徑、微分路徑。 其中：f _P ：代表比例運算，f _I ：代表積分運算，f _D ：代表微分運算，輸出層： 其中：：為隱藏層及輸出層之間的連結鍵，y _o ：輸出層之輸出，y _o 係該負載轉矩估測信號，隱藏層及輸出層之間的連結鍵、、係分別為比例增益K _P 、積分增益K _I 和微分增益K _D 。
4. 如申請專利範圍第1項之馬達之速度估測方法，進一步包含下列步驟：輸入該角速度命令信號至一速度控制模組，由該速度控制 模組將該角速度命令信號進行比例積分運算以得到一電流命令信號；由一電流調整及電壓解耦合模組比較複數個dq軸電流信號與該電流命令信號以得到一電流差值，並將該電流差值進行比例積分運算及解耦合運算以得到複數個電壓命令信號；將一高頻信號注入模組所產生之該高頻信號與為dq軸座標之該等電壓命令信號進行運算以得到電壓信號，由一正直角座標轉換模組參考該高頻信號角度誤差值將該電壓線號座標轉換成α β軸座標之該等電壓命令信號，其中該等電壓命令信號係該電流調整及電壓解耦合模組運算所得；由一正座標轉換模組將該正直角座標轉換模組所轉換之α β軸座標之該等電壓命令信號座標轉換成三相靜止座標之一三相電壓信號；由一脈寬調變模組根據該正座標轉換模組所轉換之該三相電壓信號控制該馬達之運轉；由一反座標轉換模組將該馬達之為三相靜止座標之一三相電流信號座標轉換成α β軸座標之該等電流信號；以及由一反直角座標轉換模組參考該高頻信號角度誤差值將該反座標轉換模組所轉換之α β軸座標之該等電流信號座標轉換成dq軸座標之該等dq軸電流信號。
5. 如申請專利範圍第4項之馬達之速度估測方法，其中，該轉矩命令信號係該電流命令信號乘上一轉換係數。
6. 一種馬達之速度估測方法，該方法操作在該馬達為中轉速或高轉速時，該方法包含下列步驟：由一反電動勢狀態濾波器接收複數個電壓命令信號、一反電動勢角速度估測值及該馬達之複數個電流信號，並將該等電壓命令信號、該反電動勢角速度估測值及該等電流信號以一定子電感模型、一馬達定子模型及比例積分進行運算而獲得複數個反電動勢電壓估測值，其中該等電壓命令信號係該角速度命令信號經轉換運算而獲得，該反電動勢角速度估測值係一反電動勢角速度誤差值乘上一係數；由一反電動勢角度估測誤差產生器接收一反電動勢角速度估測值、一反電動勢角度估測值及該反電動勢狀態濾波器運算獲得之該等反電動勢電壓估測值，對該反電動勢角速度估測值、該反電動勢角度估測值及該等反電動勢電壓估測值以和角轉換公式進行運算，以獲得實際轉子磁場角度與估測轉子磁場角度之間差異之一轉子磁場角度誤差值；以及由一反電動勢鎖相迴路接收一轉矩命令信號及該反電動勢角度估測誤差產生器運算獲得之該轉子磁場角度誤差值，對該轉子磁場角度誤差值進行比例積分微分運算以獲得一負載轉矩估測信號，計算該轉矩命令信號與該負載轉矩估測信號之間的轉矩誤差，並將計算所得之轉矩誤差以一馬達機械模型進行運算而獲得該反電動勢角速度誤差值及該反電動勢角度誤差值。
7. 如申請專利範圍第6項之馬達之速度估測方法，其中，由該反電動勢狀態濾波器執行下列步驟：將該反電動勢角速度估測值與該等電流信號以該定子電感模型進行運算而獲得一第一電壓估測值及一第二電壓估測值；計算該等電壓命令信號中之一第一電壓命令信號與該第一電壓估測值所獲得之差值以該馬達定子模型進行運算而獲得一第一電流估測值；計算該等電流信號中之一第一電流信號與該第一電流估測值所獲得之差值進行比例積分運算以獲得該等反電動勢電壓估測值中之一第一反電動勢電壓估測值；計算該等電壓命令信號中之一第二電壓命令信號與該第二電壓估測值所獲得之差值以該馬達定子模型進行運算而獲得一第二電流估測值；以及計算該等電流信號中之一第二電流信號與該第二電流估測值所獲得之差值進行比例積分運算以獲得該等反電動勢電壓估測值中之一第二反電動勢電壓估測值。
8. 如申請專利範圍第6項之馬達之速度估測方法，進一步包含下列步驟：由一切換模組接收該反電動勢鎖相迴路運算獲得之該反電動勢角速度誤差值及該反電動勢角度誤差值，並輸出該反電動勢角速度誤差值。
9. 如申請專利範圍第6項之馬達之速度估測方法，其中，由該反電動勢鎖相迴路之一比例積分微分類神經網路對該轉子磁場角度誤差值進行類神經比例積分微分運算以獲得該負載轉矩估測信號，其中，該比例積分微分類神經網路之三層結構為：輸入層：e ₁ (N )=e (N )， 其中：e (N )：輸入層之輸入，e (N )係該轉子磁場角度誤差值，e ₁ (N )：輸入層之1號輸出，e ₂ (N )：輸入層之2號輸出，N ：疊代次數，隱藏層： 其中：(N )：為輸入層及隱藏層之間的連結鍵，隱藏層之輸出分別定義為比例路徑、積分路徑、微分路徑， 其中：f _P ：代表比例運算，f _I ：代表積分運算，f _D ：代表微分運算，輸出層： 其中：：為隱藏層及輸出層之間的連結鍵，y _o ：輸出層之輸出，y _o 係該負載轉矩估測信號，隱藏層及輸出層之間的連結鍵、、係分別為比例增益K _P 、積分增益K _I 和微分增益K _D 。
10. 如申請專利範圍第6項之馬達之速度估測方法，進一步包含下列步驟：輸入該角速度命令信號及該反電動勢角速度誤差值至一速度控制模組，由該速度控制模組將該角速度命令信號及該反電動勢角速度誤差值進行比例積分運算以得到一電流命令信號；由一電流調整及電壓解耦合模組比較複數個dq軸電流信 號與該電流命令信號以得到一電流差值，並將該電流差值進行比例積分運算及解耦合運算以得到複數個電壓命令信號；由一正直角座標轉換模組將為dq軸座標之該電流調整及電壓解耦合模組運算所得之該等電壓命令信號座標轉換成α β軸座標之該等電壓命令信號；由一正座標轉換模組將該正直角座標轉換模組所轉換之α β軸座標之該等電壓命令信號座標轉換成三相靜止座標之一三相電壓信號；由一脈寬調變模組根據該正座標轉換模組所轉換之該三相電壓信號控制該馬達之運轉；由一反座標轉換模組將該馬達之為三相靜止座標之一三相電流信號座標轉換成α β軸座標之該等電流信號；以及由一反直角座標轉換模組將該反座標轉換模組所轉換之α β軸座標之該等電流信號座標轉換成dq軸座標之該等dq軸電流信號。
11. 如申請專利範圍第10項之馬達之速度估測方法，其中，該轉矩命令信號係該電流命令信號乘上一轉換係數。