TWI426697B - Motor control method without sensor - Google Patents
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Description
本發明是有關於一種無感測器之馬達控制方法，特別是將高頻信號注入法，用智慧型類神經比例微分積分控制器來取代傳統比例微分積分控制器，並結合換相信號轉速估測法之無感測器馬達控制方法。
在探討應用於冷凍空調等場合之壓縮機變頻控制技術時，由於壓縮機時常工作於高溫場合，再加上冷媒具有腐蝕性，因此在壓縮機馬達之氣隙間無法安裝霍爾感測器或是轉速感測器，故必須借助無感測器控制法則來實現變頻控制。
以直流變頻壓縮機而言，內部所採用的馬達為永磁同步馬達，其中並依據轉子磁石裝置之方式分為表面貼覆式、嵌入式及內藏式永磁同步馬達，其結構上的差異造成d軸電感與q軸電感的不同，因此使得馬達模型產生些許的改變。
對內藏式永磁同步馬達而言，其電感Ld
不等於電感Lq
，具有較明顯的凸極效果，因此便有無感測器控制法則依據其凸極之特性來估測轉子磁通角度之位置。然而表面貼覆式永磁同步馬達之電感Ld
等於電感Lq
，因此其凸極效果不像內藏式永磁同步馬達那麼明顯，所以無感測器控制法則應用於馬達之凸極特性便無法應用在表面貼覆式永磁同步馬達上。
無感測器之永磁同步馬達控制技術常見的技術有三種，反電動勢零交越點偵測法、轉子磁通估測法及參考模型適應性控制法皆可應用於凸極式或隱極式馬達上，各技術簡述如下。
1.反電動勢零交越點偵測法：
以偵測壓縮機馬達之反電動勢零交越點為基礎來設計一無感測器電路，藉此獲得換相信號以取代霍爾感測器。
2.轉子磁通估測法：
以偵測馬達之三相電壓與電流等資訊，藉此估測馬達之定子磁通角度，再藉由計算轉矩角之補償而獲得轉子磁通角度。
3.參考模型適應性控制法
以馬達模型為基礎建立一調變模型，並且以一適應性機制動態估測出馬達轉速，藉由積分器間接獲得馬達轉子磁通位置。
以上所提及之無感測器控制法則的共同缺陷在於：當馬達運轉於低轉速下或是靜止時，皆由於無法量測到反電動勢、量測到的反電動勢太小、或是角度初始值等問題，使得上述方式無法適用於啟動狀態，必須借助額外的啟動策略來幫助壓縮機馬達啟動至中高轉速。
開迴路方波啟動為目前家用空調壓縮機常見之啟動方式，其優點為實現容易，缺點則是在運用這類型啟動法來啟動壓縮機馬達時會伴隨很大的啟動電流，增加機械磨損而縮短壓縮機運轉壽命，且由方波驅動切換為弦波驅動時，在切換點之電流波形會產生瞬間的變化，若無經過適當設計則可能會產生一瞬間劇烈的轉矩脈動，甚至造成壓縮機停止運轉。
近年來所提出之高頻注入法可適用於零轉速時之無感測器的馬達控制技術，而其已被廣泛地研究，無論是使用凸極式馬達還是隱極式馬達，皆可有效啟動並可於低轉速範圍進行控制，藉由此無感測器之轉子角度估測技術，即使於零轉速，依然可藉由高頻信號調變的方式來獲得轉子磁通位置，避免大啟動電流之問題；然而馬達在啟動後到達設定切換轉速時，依然存在轉子追隨而上下擺動的問題，無法準確地追隨。
本發明提供一種無感測器之馬達控制方法，其以智慧型之類神經比例積分微分控制模組來取代傳統的比例積分微分控制模組以改善高頻信號注入法，藉此提升高頻信號注入法在零轉速與低轉速時之估測性能，並且採用換相信號轉速估測法作為馬達於中高轉速時之估測，由於換相信號轉速估測法設計簡單，除了馬達極數之資訊外，不需依靠其他馬達參數來估測轉子角度，即使系統參數變化很大，也不會對換相信號轉速估測法產生太大的影響，因此相當容易實現。
本發明之第一態樣係提供一種無感測器之馬達控制方法，該方法操作在該馬達為靜止或低轉速時，該方法包含下列步驟：由一微控制器送出一控制信號以驅動該馬達，其中該微控制器將一高頻信號座標轉換成該控制信號；由該微控制器接收該馬達在被驅動操作時之一電氣信號；由該微控制器將所接收之該電氣信號進行信號處理，並進行一類神經比例積分微分運算以得到一估測轉速及一估測角度，其中該類神經比例積分微分運算中之一比例參數、一微分參數與依積分參數之個別學習權重值隨著每一次估測誤差之改變而成比例調整大小，進而調整該比例參數、該微分參數與該積分參數；由該微控制器比較一命令轉速與該估測轉速以得到一命令控制信號；以及由該微控制器將該高頻信號與該命令控制信號加總以得到該控制信號而用以驅動該馬達。
根據本發明之第一態樣之方法，其中，由該微處理器之一信號處理及馬達速度估測模組執行下列步驟：將該電氣信號進行一帶通濾波處理以得到為高頻信號形式之一高頻電氣信號；將該高頻電氣信號與高頻信號形式之該高頻信號調整值進行一乘法運算以得到為直流電源形式之一直流電氣信號，其中該高頻信號調整值為sinω h t
，ω h
為高頻電壓角頻率；將該直流電氣信號進行一低通濾波處理以得到與該估測誤差角度有關之一輸入信號；將該輸入信號進行類神經比例積分微分運算以得到一轉速信號，其中，該類神經比例積分微分運算之方程式為：
K p
(N
+1)=K p
(N
)e
+η1
δ0 e
sgn(e
)
K i
(N
+1)=K i
(N
)e
+η1
δ0
∫edt
sgn(e
)=-e if e
<0
其中，y 0
為類神經比例積分微分運算之輸出，K p
為比例參數，K d
為微分參數，K i
為積分參數，誤差e
為該估測誤差角度，δ0
為加權參數，而δ0
設定為e
，η1
為權重之學習速率；將該轉速信號進行低通濾波處理並乘上與該馬達之電氣參數有關之參數，以得到該估測轉速；以及將該轉速信號進行一積分運算以得到該估測角度。
根據本發明之第一態樣之方法，其中，由該微控制器執行下列步驟：由該微控制器之一正座標轉換模組參考該估測角度將三相靜止座標之該電氣信號轉換成同步旋轉座標之一dq軸電氣信號；由該信號處理及馬達速度估測模組進行信號處理及類神經比例積分微分運算之步驟，將該dq軸電氣信號進行運算以得到該估測轉速及該估測角度；由該微控制器之一速度控制模組比較該命令轉速與該估測轉速以得到一速度差值，並將該速度差值進行一比例積分運算以得到一電流命令信號；由該微控制器之一電流控制模組比較該dq軸電氣信號與該電流命令信號以得到一電流差值，並將該電流差值進行該比例積分運算以得到一電壓信號；由該微控制器之電壓解耦合模組將該電壓信號進行解耦合運算以得到一解耦合電壓信號，其中解耦合運算係抵消該估測轉速對該dq軸電氣信號的干擾及兩者之間的耦合；將由該微控制器之一高頻信號注入模組所產生之該高頻信號與該解耦合電壓信號加總以得到一電壓命令信號，其中，該高頻信號注入模組產生為高頻電壓之該高頻信號，其表示式如下：
其中，v dh
、v qh
分別為同步參考座標之d軸與q軸的高頻電壓成分，i dh
、i qh
分別為同步參考座標之d軸與q軸的高頻電流成分，Z dh
、Z qh
分別為該馬達之同步參考座標之d軸與q軸的高頻阻抗；由該微控制器之一反座標轉換模組參考該估測角度將為同步旋轉座標之該電壓命令信號座標轉換成三相靜止座標之一三相控制信號；以及由該微控制器之一弦波脈寬調變模組參考該估測角度將該三相控制信號進行弦波脈寬調變，以得到該控制信號。
根據本發明之第一態樣之方法，更包含下列步驟：由一電源供應器提供直流電源至一換流器；由一隔離放大器隔離由該微控制器所傳送之為電子信號形式之該控制信號，並將該控制信號放大為電氣信號形式之一電氣控制信號；以及由該換流器將直流電源轉換成三相電源，並根據該電氣控制信號控制三相電源之大小，以輸入至該馬達。
根據本發明之第一態樣之方法，其中，由該微控制器根據該電氣信號判斷出該馬達被驅動至一預定低轉速，則該微控制器不在產生該高頻信號。
本發明之第二態樣係提供一種無感測器之馬達控制方法，該方法操作在該馬達為中轉速或高轉速時，該方法包含下列步驟：由一微控制器送出一控制信號以驅動該馬達；由該微控制器接收該馬達在被驅動操作時之一三相換相信號，該三相換相信號係相位相差120度；由該微控制器根據該三相換相信號、一換相區間頻率與一中斷頻率以計數得到一估測轉速及一估測角度，其中該換相區間頻率為該三相換相信號之頻率的倍數關係，該中斷頻率為該換相區間頻率的倍數關係；以及由該微控制器比較一命令轉速與該估測轉速以得到該控制信號而驅動該馬達。
根據本發明之第二態樣之方法，其中，由該微處理器之一信號處理及馬達速度估測模組執行下列步驟：以該換相區間頻率在該三相換相信號之一個周期中計數得到該換相區間頻率，其中該換相區間頻率為三相換相信號之6倍頻率；將該換相區間頻率乘上60以得到該中斷頻率；在該三相換相信號之一個周期中，在經歷該中斷頻率之一個周期以將該估測角度之角度值加1，以計數得到該估測角度；以及將該換相區間頻率乘上與該馬達之電氣參數有關之參數以得到該估測轉速。
根據本發明之第二態樣之方法，其中，由該微控制器執行下列步驟：由該信號處理及馬達速度估測模組進行根據該三相換相信號、該換相區間頻率與該中斷頻率之計數步驟，以計數得到該估測轉速及該估測角度；由該微控制器之一速度控制模組比較該命令轉速與該估測轉速以得到一速度差值，並將該速度差值進行一比例積分運算以得到一電流命令信號；由該微控制器之一電流控制模組比較該dq軸電氣信號與該電流命令信號以得到一電流差值，並將該電流差值進行該比例積分運算以得到一電壓信號；由該微控制器之電壓解耦合模組將該電壓信號進行解耦合運算以得到一電壓命令信號，其中解耦合運算係抵消該估測轉速對該dq軸電氣信號的干擾及兩者之間的耦合；由該微控制器之一反座標轉換模組參考該估測角度將為同步旋轉座標之該電壓命令信號經座標轉換成三相靜止座標之一三相控制信號；以及由該微控制器之一弦波脈寬調變模組參考該估測角度將該三相控制信號進行弦波脈寬調變，以得到該控制信號。
根據本發明之第二態樣之方法，更包含下列步驟：由一電源供應器提供直流電源至一換流器；由一隔離放大器隔離由該微控制器所傳送之為電子信號形式之該控制信號，並將該控制信號放大為電氣信號形式之一電氣控制信號；由該換流器將直流電源轉換成三相電源，並根據該電氣控制信號控制三相電源之大小，以輸入至該馬達；以及由一反電動勢偵測電路偵測該馬達之反電動勢，以產生該三相換相信號。
參考以下附圖以說明本發明之較佳實施例。
圖1為本發明之無感測器之馬達控制方法之系統方塊圖。在圖1中，一電源供應器22提供直流電源至一電壓源換流器24。一隔離放大器26隔離由一微控制器28所傳送之為電子信號形式之一控制信號，並將控制信號放大為電氣信號形式之一電氣控制信號以輸出至電壓源換流器24。使用隔離放大器26的目的是避免電壓源換流器24的大電源信號進入微控制器28，而造成電氣信號雜訊影響微控制器28的運作，甚至損壞微控制器28。電壓源換流器24將直流電源轉換成三相電源，並根據電氣控制信號來控制三相電源之大小，而將三相電源輸入至一永磁式同步馬達30，以驅動永磁式同步馬達30運轉。微控制器28接收永磁式同步馬達30在操作時之電流信號i a
、i b
(本實施例是使用電流信號作為電氣信號，然而亦可使用電壓信號作為電氣信號)，並經由微控制器28之各模組的運算以產生新的控制信號，藉此新的控制信號來驅動永磁式同步馬達30的運轉。
永磁式同步馬達30運轉於中高轉速時，反電動勢偵測電路50偵測永磁式同步馬達30之三相反電動勢v a
、v b
、v c
，以產生三相換相信號H u
、H v
、H w
，三相換相信號H u
、H v
、H w
彼此相位相差120度，三相換相信號H u
、H v
、H w
之波形如圖2之本發明之反電動勢與三相換相信號之相位關係之圖示。反電動勢偵測電路50偵測永磁式同步馬達30之三相反電動勢v a
、v b
、v c
以產生三相換相信號H u
、H v
、H w
之技術係採用一般所熟知之技術。
在圖2中，電壓波形u *
為圖1之反電動勢v a
之波形，電壓波形v *
為圖1之反電動勢v b
之波形，電壓波形w *
為圖1之反電動勢v c
之波形，由於永磁式同步馬達30之反電動勢的相位超前磁通相位90度，因此反電動勢偵測電路50將電壓波形u *
、v *
、w *
分別相位移90度而產生電壓波形u
、v
、w
，此等電壓波形u
、v
、w
實際相同於由於永磁式同步馬達30之磁通相位，由此等電壓波形u
、v
、w
所產生之三相換相信號H u
、H v
、H w
可以確實估測永磁式同步馬達30之轉速及相角。
參考以下所附之流程圖及圖1之系統方塊圖，以說明本發明之無感測器之馬達控制方法之實施步驟。
圖3為本發明之無感測器之馬達控制方法之流程圖。在圖3中，由電源供應器22提供直流電源至電壓源換流器24(步驟S50)。由隔離放大器26隔離由微控制器28所傳送之為電子信號形式之控制信號，並將控制信號放大為電氣信號形式之電氣控制信號(步驟S52)。由電壓源換流器24將直流電源轉換成三相電源，並根據該電氣控制信號控制三相電源之大小，而將三相電源輸入至永磁式同步馬達30，以驅動永磁式同步馬達30運轉(步驟S54)。由反電動勢偵測電路利用所熟知之技術偵測永磁式同步馬達之三相反電動勢v a
、v b
、v c
，以產生三相換相信號H u
、H v
、H w
(步驟S55)。
永磁式同步馬達30在靜止狀態或低轉速時，微控制器28係利用高頻信號注入法來控制永磁式同步馬達30之運轉(步驟S56)。微控制器28利用高頻信號注入法來控制永磁式同步馬達30之運轉的實施方式如圖4為本發明之微控制器利用高頻信號注入法來控制永磁式同步馬達之運轉之流程圖所示。
在圖4中，由微控制器28接收電流信號i a
、i b
，微控制器28之一正座標轉換模組32參考一估測角度將三相靜止座標(即每相相差120度相位)之電流信號i a
、i b
轉換成同步旋轉座標之一dq軸電流信號i d
、i q
(步驟S60)。其中，估測角度係用以估測永磁式同步馬達30之一轉子磁通角度θ re
。
其中，將三相靜止座標之電流信號i a
、i b
轉換成同步旋轉座標之一dq軸電流信號i d
、i q
之轉換矩陣如下：
由於永磁式同步馬達30在靜止狀態或低轉速運轉，由微控制器28所輸出的控制信號具有高頻信號的成分，亦即微控制器28之一高頻信號注入模組34產生一高頻電壓，其表示式如下：
其中，v dh
、v qh
分別為同步參考座標之d軸與q軸的高頻電壓成分，i dh
、i qh
分別為同步參考座標之d軸與q軸的高頻電流成分，Z dh
、Z qh
分別為永磁式同步馬達30之同步參考座標之d軸與q軸的高頻阻抗。
因此，微控制器28接收且經座標轉換之dq軸電流信號具有高頻信號成分，其表示式如下：
其中，分別為同步參考座標之d軸與q軸的dq軸高頻電流信號，其為dq軸電流信號i d
、i q
之高頻信號成分，v inj
為高頻電壓，Z avg
為永磁式同步馬達30之高頻阻抗平均值，Z diff
為永磁式同步馬達30之高頻阻抗差值，ω h
為高頻電壓角頻率。
其中，
由微控制器28之一信號處理及馬達速度估測模組36將dq軸電流信號i d
、i q
進行信號處理及一類神經比例積分微分運算以得到一估測機械轉速及估測角度(步驟S62)。信號處理及馬達速度估測模組36將dq軸電流信號i d
、i q
進行信號處理及類神經比例積分微分運算之實施方式如圖5為本發明之信號處理及馬達速度估測模組實施高頻信號注入法之方塊圖及圖6為本發明之信號處理及馬達速度估測模組進行信號處理及類神經比例積分微分運算之流程圖所示。
在圖5、6中，由信號處理及馬達速度估測模組36之一帶通濾波器80將具有高頻信號之dq軸電流信號i d
、i q
中之q軸電流信號i q
進行一帶通濾波處理，以濾除高頻信號之頻率以外的頻率，而得到為高頻信號形式之一高頻電流信號i qh
(步驟S100)。其中，高頻電流信號i qh
表式如下：
其中，L dh
、L qh
分別為d軸與q軸之高頻定子電感，R diff
為永磁式同步馬達30在d軸與q軸之間的高頻電阻差值，L diff
為永磁式同步馬達30在d軸與q軸之間的高頻電感差值，為轉子磁通角度位置之估測誤差角度，θ re
為轉子磁通角度位置之實際角度，為轉子磁通角度位置之估測角度。
由信號處理及馬達速度估測模組36之一乘法器80將高頻電流信號i qh
與高頻信號形式之高頻信號調整值sinω h t
進行一乘法運算以得到為直流電源形式之一直流電流信號i qh
sinω h t
(步驟S102)。將高頻電流信號i qh
乘上高頻信號調整值sinω h t
的目的在於消除高頻電流信號i qh
中之(R diff
cosω h t
-ω h L diff
sinω h t
)的影響。
由信號處理及馬達速度估測模組36之一低通濾波器84將直流電流信號i qh
sinω h t
進行一低通濾波處理以濾除高頻信號而得到與估測誤差角度有關之一電流輸入信號(步驟S104)。
其中，
如果轉子位置之估測誤差非常小，sin便會趨近於，則電流輸入信號可線性化為：
圖7為本發明之PIDNN控制器之網路架構圖。在圖5、7中由信號處理及馬達速度估測模組36之一PIDNN(proportional-integral-derivative neural network，比例積分微分型類神經網路)控制器86將電流輸入信號進行類神經比例積分微分運算以得到一轉速信號(步驟S106)。
其中，該類神經比例積分微分運算之方程式為：
為了推導各項權重w 1
、w 2
、w 3
之調整公式，首先定義能量函數如下：
藉由以上所定義之能量函數以倒傳遞法推導權重之調整公式如下：
其中，η i
代表第i項權重之學習速率，進一步討論加權參數δ0
的推導如下：
計算此項偏微分必須精確求得系統的靈敏度，考量實際系統之靈敏度不易獲得，直接將加權參數δ0
假設為誤差e
，故權重修正公式如下所示：
w i
(N
+1)=w i
(N
)+Δw i
藉由以上公式推導可得類神經比例積分微分運算之輸出與調整公式如下表示：
K p
(N
+1)=K p
(N
)e
+η1
δ0 e
K i
(N
+1)=K i
(N
)e
+η3
δ0
∫edt
由於已將加權參數δ0
假設為誤差e
，造成K p
之修正項η1
δ0 e
恆大於零，η1 e 2
使得K p
不斷向上累加，故對K p
(N
+1)加以修正為下式：
K p
(N
+1)=K p
(N
)e
+η1
δ0 e
sgn(e
)
sgn(e
)=-e if e
<0
其中，y 0
為類神經比例積分微分運算之輸出，K p
為比例參數，K d
為微分參數，K i
為積分參數，在圖5中，誤差e
與電流輸入信號中之估測誤差角度成比例關係。
設計PIDNN控制器86的目的在於希望當誤差e
增大時，PIDNN控制器86之參數值K p
、K d
、K i
可以相對增加，以加快微控制器28控制永磁式同步馬達30之響應，並且當誤差e
減小時，PIDNN控制器86之參數值K p
、K d
、K i
可以相對減小，使微控制器28控制永磁式同步馬達30平滑地進入穩態。
由於PIDNN控制器86不需要繁雜的計算過程，因此以C語言撰寫PIDNN控制器86可以容易地實現並應用於實作上，且與習知之比例積分微分控制器相比並不會增加太多運算時間同時也具備適應控制之參數自我調適能力。由於高頻信號注入法需要複雜的信號處理過程以獲取轉子磁通位置，並且控制器之參數設計相當困難，若是採用PIDNN控制器86，便可利用其自我調適能力來最佳化控制器之參數，可以大大地減少設計控制器參數的時間，而且除了可以有效縮短角度估測之暫態時間，也可以有效提升高頻信號注入法對角度估測之效能。
接著，由信號處理及馬達速度估測模組36之一低通濾波器90將轉速信號進行低通濾波處理以濾除高頻信號而得到永磁式同步馬達30之估測電氣轉速，並由信號處理及馬達速度估測模組36之一乘法器92將估測電氣轉速乘上與永磁式同步馬達30之極數有關之參數，以得到永磁式同步馬達30之估測機械轉速(步驟S108)。
由信號處理及馬達速度估測模組36之一積分器88將轉速信號進行一積分運算以得到估測角度(步驟S109)。
再次參考圖1、4，由微控制器28之一速度控制模組38比較一命令機械轉速與估測機械轉速以得到一速度差值，並由速度控制模組38之一比例積分器(未圖示)將該速度差值進行一比例積分運算以得到一電流命令信號(步驟S64)。其中，命令機械轉速為預設值。
由微控制器28之一電流控制模組40分別比較dq軸電流信號與電流命令信號以得到兩個電流差值，並由電流控制模組40的兩個比例積分器(未圖示)將該兩個電流差值進行比例積分運算以分別得到電壓信號v d
、v q
(步驟S66)。其中，電流命令信號預設為0。
由微控制器28之d軸電壓解耦合模組42將電壓信號v d
與一d軸解耦合值進行解耦合運算(亦即減法運算)以得到一d軸解耦合電壓命令信號，由微控制器28之q軸電壓解耦合模組44將電壓信號v q
與一q軸解耦合值進行解耦合運算(亦即加法運算)以得到電壓命令信號(步驟S68)。其中，解耦合運算係抵消估測機械轉速對dq軸電流信號的干擾及兩者之間的耦合。
將由高頻信號注入模組34所產生之高頻信號與該d軸解耦合電壓命令信號加總以得到電壓命令信號(步驟S70)。
由微控制器28之一反座標轉換模組46參考估測角度將為同步旋轉座標之電壓命令信號座標轉換成三相靜止座標之一三相控制信號(步驟S72)。其中，將同步旋轉座標之電壓命令信號座標轉換成三相靜止座標之三相控制信號之轉換矩陣為轉換矩陣的反矩陣，亦即為。
由微控制器28之一弦波脈寬調變模組48參考估測機械角度將該三相控制信號進行弦波脈寬調變，以得到輸出至隔離放大器26之控制信號(步驟S74)。其中，弦波脈寬調變模組48進行弦波脈寬調變之技術係使用目前所熟知之弦波脈寬調變之技術。
以一操作範例來說明本實施例之高頻信號注入法結合PIDNN控制器與高頻信號注入法結合習知PID控制器兩者的效能差異，如圖8A為高頻信號注入法結合習知PID控制器在無載情況之速度測估與追隨響應之波形圖、圖8B為高頻信號注入法結合PIDNN控制器在無載情況之速度測估與追隨響應之波形圖、圖8C為高頻信號注入法結合習知PID控制器在加上10kg-cm之負載情況之速度測估與追隨響應之波形圖、圖8D為高頻信號注入法結合PIDNN控制器在加上10kg-cm之負載情況之速度測估與追隨響應之波形圖所示。
以高頻信號輸入法啟動永磁式同步馬達30，設定低轉速之命令機械轉速為500rpm，所注入之電壓為15V，高頻信號頻率為280Hz。永磁式同步馬達30在無載情況從圖8A、8B之波形可以了解，PIDNN控制器86可以隨著誤差e
的大小即時調變參數值K p
、K d
、K i
的設定，因此可縮短估測機械轉速之暫態時間與減小穩態誤差，系統之速度追隨響應也可以變得更好，並彌補注入信號之幅量較低時，其信號調變所獲得之轉子位置誤差信號較小的缺陷，使系統依然擁有不錯的控制性能。
考慮永磁式同步馬達30採用磁粉式煞車所提供之10kg-cm負載的情況，從圖8C、8D之波形可以了解，高頻信號注入法結合PIDNN控制器相較於高頻信號注入法結合習知PID控制器，可以擁有對於驅動永磁式同步馬達30之更好的強健性。
再次參考圖1、3，由微控制器28根據估測機械轉速判斷出永磁式同步馬達30被驅動至一預定低轉速，則高頻信號注入模組34不在產生高頻信號。而驅動永磁式同步馬達30從該預定低轉速操作在中高轉速時，微控制器28係利用換相信號轉速估測法來控制永磁式同步馬達30之運轉(步驟S58)。微控制器28利用參考模型適應性控制法來控制永磁式同步馬達30之運轉的實施方式如圖9為本發明之微控制器利用換相信號轉速估測法來控制永磁式同步馬達之運轉之流程圖所示。
由信號處理及馬達速度估測模組36接收反電動勢偵測電路50所產生之三相換相信號H u
、H v
、H w
(步驟S110)。三相換相信號H u
、H v
、H w
係相位相差120度(如圖2所示)，三相換相信號H u
、H v
、H w
係反電動勢偵測電路50偵測永磁式同步馬達30之反電動勢而產生。
由信號處理及馬達速度估測模組36根據三相換相信號H u
、H v
、H w
、一換相區間頻率f state
與一中斷頻率f int rp
以計數得到一估測機械轉速及估測角度(步驟S112)。在本實施例中，換相區間頻率f state
設為三相換相信號H u
、H v
、H w
之頻率的6倍，中斷頻率f int rp
設為換相區間頻率f state
的60倍。信號處理及馬達速度估測模組36根據三相換相信號H u
、H v
、H w
、換相區間頻率與中斷頻率f int rp
進行計數之實施方式如圖10為本發明之信號處理及馬達速度估測模組實施換相信號轉速估測法之方塊圖及圖11為本發明之信號處理及馬達速度估測模組進行換相信號轉速估測法之流程圖所示。
在圖10、11中，信號處理及馬達速度估測模組36之一第一計數器140在三相換相信號H u
、H v
、H w
中例如換相信號H u
的一個周期中計數得到換相區間頻率f state
(步驟S150)。
在本實施例中，藉由計算三相換相信號H u
、H v
、H w
之頻率f
來估測出永磁式同步馬達30之轉子機械轉速ω m
，其關係如下所示：
其中，p
為永磁式同步馬達30之極數。
由於在極數為4之永磁式同步馬達30於旋轉一圈時只會產生2次周期的三相換相信號H u
、H v
、H w
波形，其頻率f
太低，因此限制了估測機械速度的取樣頻率。本實施例之信號處理及馬達速度估測模組36以為三相換相信號H u
、H v
、H w
之6倍頻率的換相區間頻率f state
來增加三相換相信號H u
、H v
、H w
之頻率，如圖10所示。
由於三相換相信號H u
、H v
、H w
發生一次周期性的變化時，換相區間頻率f state
則會發生6次周期性變化，如此可提高6倍速度來估測取樣速度，而不用增加硬體電路以獲得倍頻之效果。
由於換相區間頻率f state
為轉子電氣頻率f
的6倍，又知轉子角度θ re
每一度累加的頻率為三相換相信號H u 、H v 、H w
之頻率f
的360倍，因此由信號處理及馬達速度估測模組36之一乘法器142將換相區間頻率f state
乘上60以得到中斷頻率f int rp
(步驟S152)。
信號處理及馬達速度估測模組36之一第二計數器144在三相換相信號H u
、H v
、H w
之一個換相信號為Reset(重置)信號(本實施例以換相信號H u
為Reset信號)，換相信號H u
的前緣會觸發第二計數器144以將第二計數器144所計數累加之角度值重置為零，直到下一個周期之換相信號H u
的前緣再次重置第二計數器144。中斷頻率f int rp
輸入至第二計數器144，在換相信號H u
的一個週期期間，換相信號H u
之前緣觸發第二計數器144從零開始計數，每經歷中斷頻率f int rp
之一個周期，第二計數器144將估測角度之角度值加1，以計數得到估測角度(步驟S154)。即使當估測機械轉速的偏差使轉子角度θ re
由於積分之關係產生嚴重漂移時，依然可藉由偵測換相信號H u
的前緣觸發點來修正轉子角度θ re
，避免轉子角度θ re
過度漂移。
由於換相區間頻率f state
轉子電氣頻率f
的6倍，因此
所以由信號處理及馬達速度估測模組36之一乘法器146將換相區間頻率f state
乘上與永磁式同步馬達30之極數參數便可得到估測機械轉速(步驟S156)。
再次參考圖1、9，在圖9之步驟S114、S116之說明相同於在圖4之步驟S64、S66之說明，在此不多加贅述。
由微控制器28之d軸電壓解耦合模組42將電壓信號v d
與一d軸解耦合值進行解耦合運算(亦即減法運算)以得到電壓命令信號，由微控制器28之q軸電壓解耦合模組44將電壓信號v q
與一q軸解耦合值進行解耦合運算(亦即加法運算)以得到電壓命令信號(步驟S118)。其中，解耦合運算係抵消估測機械轉速對dq軸電流信號的干擾及兩者之間的耦合。
在圖9之步驟S120、S122之說明相同於在圖4之步驟S72、S74之說明，在此不多加贅述。
永磁式同步馬達30採用換相信號轉速估測法以運轉在中高轉速的情況如圖12為本發明之模擬永磁式同步馬達運轉在500rpm至2000rpm至500rpm之情況的圖示，其中(a)為實際機械轉速ω m
與估測機械轉速的圖示及(b)為實際角度θ re
與估測角度的圖示，圖13為本發明之模擬永磁式同步馬達運轉在2000rpm之情況的圖示，其中(a)為實際機械轉速ω m
與估測機械轉速的圖式及(b)為實際角度θ re
與估測角度的圖示所示。
在圖12B中，永磁式同步馬達30運轉在500rpm至2000rpm至500rpm之變動的轉速情況，採用參考模型適應性控制法之永磁式同步馬達30係具有好的速度、角度估測及追隨響應。在圖13中，永磁式同步馬達30運轉在2000rpm的穩態轉速情況，採用換相信號轉速估測法之永磁式同步馬達30之實際機械轉速ω m
與估測機械轉速的最大誤差量為20rpm，實際角度θ re
與估測角度的誤差介於10度至15度之間，亦是有良好的速度與角度估測效果。
本發明之優點係提供一種無感測器之馬達控制方法，其以智慧型之類神經比例積分微分控制模組來取代傳統的比例積分微分控制模組以改善高頻信號注入，藉此提升高頻信號注入法在零轉速與低轉速時之估測性能，並且採用換相信號轉速估測法作為馬達於中高轉速時之估測，由於換相信號轉速估測法設計簡單，除了馬達極數之資訊外，不需依靠其他馬達參數來估測轉子角度，即使系統參數變化很大，也不會對換相信號轉速估測法產生太大的影響，因此相當容易實現。
雖然本發明已參照較佳具體例及舉例性附圖敘述如上，惟其應不被視為係限制性者。熟悉本技藝者對其形態及具體例之內容做各種修改、省略及變化，均不離開本發明之申請專利範圍之所主張範圍。
22．．．電源供應器
24．．．電壓源換流器
26．．．隔離放大器
28．．．微控制器
30．．．永磁式同步馬達
32‧‧‧正座標轉換模組
34‧‧‧高頻信號注入模組
36‧‧‧信號處理及馬達速度估測模組
38‧‧‧速度控制模組
40‧‧‧電流控制模組
42‧‧‧d軸電壓解耦合模組
44‧‧‧q軸電壓解耦合模組
46‧‧‧反座標轉換模組
48‧‧‧弦波脈寬調變模組
50‧‧‧反電動勢偵測電路
80‧‧‧帶通濾波器
82‧‧‧乘法器
84‧‧‧低通濾波器
86‧‧‧PIDNN控制器
88‧‧‧積分器
90‧‧‧低通濾波器
92‧‧‧乘法器
140‧‧‧第一計數器
142‧‧‧乘法器
144‧‧‧第二計數器
146‧‧‧乘法器
圖1為本發明之無感測器之馬達控制方法之系統方塊圖；
圖2之本發明之反電動勢與三相換相信號之相位關係之圖示；
圖3為本發明之無感測器之馬達控制方法之流程圖；
圖4為本發明之微控制器利用高頻信號注入法來控制永磁式同步馬達之運轉之流程圖；
圖5為本發明之信號處理及馬達速度估測模組之方塊圖；
圖6為本發明之信號處理及馬達速度估測模組進行信號處理及類神經比例積分微分運算之流程圖；
圖7為本發明之PIDNN控制器之網路架構圖；
圖8A為高頻信號注入法結合習知PID控制器在無載情況之速度測估與追隨響應之波形圖；
圖8B為高頻信號注入法結合PIDNN控制器在無載情況之速度測估與追隨響應之波形圖；
圖8C為高頻信號注入法結合習知PID控制器在加上10kg-cm之負載情況之速度測估與追隨響應之波形圖；
圖8D為高頻信號注入法結合PIDNN控制器在加上10kg-cm之負載情況之速度測估與追隨響應之波形圖；
圖9為本發明之微控制器利用換相信號轉速估測法來控制永磁式同步馬達之運轉之流程圖；
圖10為本發明之信號處理及馬達速度估測模組實施換相信號轉速估測法之方塊圖；
圖11為本發明之信號處理及馬達速度估測模組實施換相信號轉速估測法之流程圖；
圖12為本發明之模擬永磁式同步馬達運轉在500rpm至2000rpm至500rpm之情況的圖示，其中(a)為實際機械轉速ω m
與估測機械轉速的圖示及(b)為實際角度θ re
與估測角度的圖示；以及
圖13為本發明之模擬永磁式同步馬達運轉在2000rpm之情況的圖示，其中(a)為實際機械轉速ω m
與估測機械轉速的圖式及(b)為實際角度θ re
與估測角度的圖示。
22．．．電源供應器
24．．．電壓源換流器
26．．．隔離放大器
28．．．微控制器
30．．．永磁式同步馬達
32．．．正座標轉換模組
34．．．高頻信號注入模組
36．．．信號處理及馬達速度估測模組
38．．．速度控制模組
40．．．電流控制模組
42．．．d軸電壓解耦合模組
44．．．q軸電壓解耦合模組
46．．．反座標轉換模組
48．．．弦波脈寬調變模組
50．．．反電動勢偵測電路
Claims (8)
- 一種無感測器之馬達控制方法，該方法操作在該馬達為靜止或低轉速時，由一微控制器執行該方法包含下列步驟：送出一控制信號以驅動該馬達，其中該微控制器將一高頻信號座標轉換成該控制信號；接收該馬達在被驅動操作時之一電氣信號；將所接收之該電氣信號進行信號處理，並進行一類神經比例積分微分運算以得到一估測轉速及一估測角度，其中該類神經比例積分微分運算中之一比例參數、一微分參數與依積分參數之個別學習權重值隨著每一次估測誤差之改變而成比例調整大小，進而調整該比例參數、該微分參數與該積分參數；比較一命令轉速與該估測轉速以得到一命令控制信號；以及將該高頻信號與該命令控制信號加總以得到該控制信號而用以驅動該馬達。
- 如申請專利範圍第1項之方法，其中，由該微處理器之一信號處理及馬達速度估測模組執行下列步驟：將該電氣信號進行一帶通濾波處理以得到為高頻信號形式之一高頻電氣信號；將該高頻電氣信號與高頻信號形式之該高頻信號調整值進行一乘法運算以得到為直流電源形式之一直流電氣信 號，其中該高頻信號調整值為sinω h t ，ω h 為高頻電壓角頻率；將該直流電氣信號進行一低通濾波處理以得到與該估測誤差角度有關之一輸入信號；將該輸入信號進行類神經比例積分微分運算以得到一轉速信號，其中，該類神經比例積分微分運算之方程式為：
- 如申請專利範圍第2項之方法，其中，由該微控制器執行下列步驟：由該微控制器之一正座標轉換模組參考該估測角度將三相靜止座標之該電氣信號轉換成同步旋轉座標之一dq軸電氣信號； 由該信號處理及馬達速度估測模組進行如申請專利範圍第2項之步驟，將該dq軸電氣信號進行運算以得到該估測轉速及該估測角度；由該微控制器之一速度控制模組比較該命令轉速與該估測轉速以得到一速度差值，並將該速度差值進行一比例積分運算以得到一電流命令信號；由該微控制器之一電流控制模組比較該dq軸電氣信號與該電流命令信號以得到一電流差值，並將該電流差值進行該比例積分運算以得到一電壓信號；由該微控制器之電壓解耦合模組將該電壓信號進行解耦合運算以得到一解耦合電壓信號，其中解耦合運算係抵消該估測轉速對該dq軸電氣信號的干擾及兩者之間的耦合；將由該微控制器之一高頻信號注入模組所產生之該高頻信號與該解耦合電壓信號加總以得到一電壓命令信號，其中，該高頻信號注入模組產生為高頻電壓之該高頻信號，其表示式如下：
- 如申請專利範圍第1至3項中任一項之方法，更包含下列步驟：由一電源供應器提供直流電源至一換流器；由一隔離放大器隔離由該微控制器所傳送之為電子信號形式之該控制信號，並將該控制信號放大為電氣信號形式之一電氣控制信號；以及由該換流器將直流電源轉換成三相電源，並根據該電氣控制信號控制三相電源之大小，以輸入至該馬達。
- 如申請專利範圍第1至3項中任一項之方法，其中，由該微控制器根據該電氣信號判斷出該馬達被驅動至一預定低轉速，則該微控制器不在產生該高頻信號。
- 一種無感測器之馬達控制方法，該方法操作在該馬達為中轉速或高轉速時，由一微控制器執行該方法包含下列步驟：送出一控制信號以驅動該馬達；接收一三相換相信號，該三相換相信號係相位相差120度，該三相換相信號係偵測該馬達之反電動勢而產生； 根據該三相換相信號、一換相區間頻率與一中斷頻率以計數得到一估測轉速及一估測角度，其中該換相區間頻率為該三相換相信號之頻率的倍數關係，該中斷頻率為該換相區間頻率的倍數關係；以及比較一命令轉速與該估測轉速以得到該控制信號而驅動該馬達，其中，由該微處理器之一信號處理及馬達速度估測模組執行下列步驟：在該三相換相信號之一個周期中計數得到該換相區間頻率，其中該換相區間頻率為該三相換相信號之6倍頻率；將該換相區間頻率乘上60以得到該中斷頻率；在該三相換相信號之一個周期中，在經歷該中斷頻率之一個周期以將該估測角度之角度值加1，以計數得到該估測角度；以及將該換相區間頻率乘上與該馬達之電氣參數有關之參數以得到該估測轉速。
- 如申請專利範圍第6項之方法，其中，由該微控制器執行下列步驟：由該信號處理及馬達速度估測模組進行如申請專利範圍第6項之步驟，以計數得到該估測轉速及該估測角度；由該微控制器之一速度控制模組比較該命令轉速與該估測轉速以得到一速度差值，並將該速度差值進行一比例積分 運算以得到一電流命令信號；由該微控制器之一電流控制模組比較該dq軸電氣信號與該電流命令信號以得到一電流差值，並將該電流差值進行該比例積分運算以得到一電壓信號；由該微控制器之電壓解耦合模組將該電壓信號進行解耦合運算以得到一電壓命令信號，其中解耦合運算係抵消該估測轉速對該dq軸電氣信號的干擾及兩者之間的耦合；由該微控制器之一反座標轉換模組參考該估測角度將為同步旋轉座標之該電壓命令信號經座標轉換成三相靜止座標之一三相控制信號；以及由該微控制器之一弦波脈寬調變模組參考該估測角度將該三相控制信號進行弦波脈寬調變，以得到該控制信號。
- 如申請專利範圍第6或7項之方法，更包含下列步驟：由一電源供應器提供直流電源至一換流器；由一隔離放大器隔離由該微控制器所傳送之為電子信號形式之該控制信號，並將該控制信號放大為電氣信號形式之一電氣控制信號；由該換流器將直流電源轉換成三相電源，並根據該電氣控制信號控制三相電源之大小，以輸入至該馬達；以及由一反電動勢偵測電路偵測該馬達之反電動勢，以產生該三相換相信號。
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| TW201234761A TW201234761A (en) | 2012-08-16 |
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ID=47070177
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- 2011-02-08 TW TW100104096A patent/TWI426697B/zh not_active IP Right Cessation
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