JP6497895B2 - 同期モータの制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、同期モータの制御装置に関し、たとえば、永久磁石同期モータの制御に好適に用いられる。さらに、この発明は、空気調和機用の同期モータの制御に好適に用いられる。

まず、劣悪な電源条件下において同期モータを安定的に制御する技術について説明する。一般に、電源条件が劣悪な環境下では同期モータが頻繁に停止する。このような場合に同期モータの停止を回避して同期モータの安定運転を継続する技術として、たとえば、特開２００７−９７２４９号公報（特許文献１）に記載の技術がある。具体的にこの文献のモータ制御装置は、交流電源の供給状態を判定し、判定結果に基づいて回転数指令手段による目標回転数に対して回転数の上限を制限する。

上記に類似の技術として、特開２００９−１５３３５５号公報（特許文献２）に記載のモータ制御装置は、同期モータの電圧値および電流値の取得結果に基づいて同期モータの最大回転数を算出する。そして、モータ制御装置は、算出した最大回転数が所定の閾値回転数を上回っていれば通常運転制御を行い、算出した最大回転数が所定の閾値回転数を下回っていれば、同期モータの回転数を制限する制限運転制御を行う。

次に、空気調和機の圧縮機の予熱運転について説明する。ヒートポンプ式空気調和機において、長期間、運転を停止していると圧縮機が冷えきってしまい、外気温とほぼ等しい温度になる。特に外気温が低い場合には圧縮機内の油が冷媒中に溶け込んでおり、この状態で圧縮機が起動されると、オイルフォーミングおよび焼付け等を起こす虞がある。そこで、従来から圧縮機の密閉ケース内に予熱ヒータを設けたり、モータの巻線に通電して圧縮機内を事前に予熱したりする対策が行われてきた（たとえば、特開昭６２−２２９４７号公報（特許文献３）参照）。

特開２００７−９７２４９号公報 特開２００９−１５３３５５号公報 特開昭６２−２２９４７号公報

上記の特開２００７−９７２４９号公報（特許文献１）および特開２００９−１５３３５５号公報（特許文献２）に記載された技術の場合、インバータ回路の入力電圧が不足状態になった場合に、同期モータの回転数の上限が予め定められる。このため、弱め磁束制御を行うことによってモータ回転数を維持することが可能な場合でも、モータ回転数が予め設定された上限値に達すると、モータ回転数が制限されてしまう。

この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであり、その目的は、インバータ回路の入力電圧が低下した場合でもできるだけ同期モータの回転速度を制限することなく安定的に同期モータを駆動可能な同期モータの制御装置を提供することである。

この発明は、同期モータの制御装置であって、インバータ回路と、インバータ制御部とを備える。インバータ回路は、直流電圧を複数相の交流電圧に変換して同期モータに供給する。インバータ制御部は、同期モータの各相の巻線電流の検出値を座標変換することによって得られたｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づくベクトル制御によって、インバータ回路を制御する。インバータ制御部は、ｄ軸電流の目標値を負の値に設定する弱め界磁制御の実行中に検出されたｄ軸電流値をＩｄとし、ｄ軸電流値が０の場合の回転子の界磁磁束をΦａとし、ｄ軸電流Ｉｄによる回転子のインダクタンスをＬｄとしたとき、−Ｌｄ×Ｉｄ／Φａで与えられる判定値が予め定められた第１の閾値を超えないようにインバータ回路を制御する。

好ましくは、第１の閾値は、０．７以上かつ０．８以下の値に設定される。
好ましくは、インバータ制御部は、判定値が第１の閾値よりも大きくなった場合に、同期モータの速度増加を禁止するかまたは同期モータを強制的に減速するようにインバータ回路を制御する。

好ましくは、インバータ制御部は、判定値が第１の閾値よりも小さな値である第２の閾値を超えた場合に、同期モータの回転速度の増加率を制限するように、インバータ回路を制御する。

好ましくは、インバータ制御部は、ｄ軸電流値、ｑ軸電流値、および回転数指令値に基づいて、同期モータの各相の電圧指令値を算出し、算出された各相の電圧指令値の振幅がインバータ回路に入力される直流電圧値以上である場合に弱め界磁制御を実行するように構成される。

この発明によれば、インバータ回路の入力電圧が低下した場合でもできるだけモータの回転速度を制限することなく安定的に同期モータを駆動可能な同期モータの制御装置を提供できる。

第１の実施形態によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 永久磁石同期モータの定常運転時のベクトル図である。 図１のインバータ制御部の機能ブロック図である。 図１のインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。 図４のステップＳ１１５をさらに詳しく示すフローチャートである。 図４のステップＳ１５０をさらに詳しく示すフローチャートである。 空気調和機の構成を示すブロック図である。 図７の空気調和機の構成のうち、室外ファン用のファンモータに関する部分を取り出してさらに詳しく示した図である。 圧縮機の加熱運転時における図７および図８の運転指令部の動作を説明するためのフローチャートである。 圧縮機の加熱運転時における図７の圧縮機用のインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。 圧縮機の加熱運転時における室外ファンモータ用のインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。

以下、各実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。

＜第１の実施形態＞
第１の実施形態では、インバータ回路の入力電圧が低下した場合でもできるだけ同期モータの回転速度を制限することなく安定的に同期モータを駆動可能なモータ制御装置の構成例を示す。以下の説明では、三相同期モータの制御を例に挙げる。なお、この明細書で同期モータの回転数とは、単位時間あたりの回転数（たとえば、ｒｐｍ：rotation per minute）を意味する。回転数に代えて回転速度と記載する場合もある。

［モータ制御装置の全体構成］
図１は、第１の実施形態によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１を参照して、モータ制御装置４０は、コンバータ回路３、リアクトル５、コンデンサ６、インバータ回路２、電流電圧検出回路５３、インバータ制御部５１、運転指令部５２、およびゲート信号生成回路５４を含む。

コンバータ回路３は、交流電源４から供給された交流電圧を直流電圧に変換する。コンバータ回路３として、たとえば、ダイオードブリッジによって構成された全波整流回路が用いられる。

リアクトル５およびコンデンサ６は、コンバータ回路３から出力された直流電流および直流電圧をそれぞれ平滑化するために設けられている。リアクトル５の一端はコンバータ回路３の正側出力ノードに接続される。コンデンサ６は、リアクトル５の他端とコンバータ回路３の負側出力ノードとの間に接続される。

インバータ回路２は、コンバータ回路３から出力されて平滑化された直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換する。インバータ回路２から出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電圧は、同期モータ７のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線にそれぞれ印加される。

図１の場合、インバータ回路２は三相ブリッジ回路として構成される。具体的にインバータ回路２は、スイッチング素子としてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、３シャント方式で三相電流を検出するための抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３とを含む。バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ６に代えて、パワーＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを用いてよいし、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてよい。トランジスタの種類は特に限定されない。

トランジスタＱ１，Ｑ４と抵抗素子Ｒ１とは、Ｕ相用アーム（arms）を構成し、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列に接続される。正側ノードＮｐは、リアクトル５を介してコンバータ回路３の正側出力ノードに接続され、負側ノードＮｎは、コンバータ回路３の負側出力ノードに接続される。トランジスタＱ１，Ｑ４の接続ノードＮｕは、同期モータ７のＵ相巻線に接続される。

同様に、トランジスタＱ２，Ｑ５と抵抗素子Ｒ２とは、Ｖ相用アームを構成し、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列かつＵ相用アームと並列に接続される。トランジスタＱ２，Ｑ５の接続ノードＮｖは、同期モータ７のＶ相巻線に接続される。トランジスタＱ３，Ｑ６と抵抗素子Ｒ３とは、Ｗ相用アームを構成し、正側ノードＮｐと負側ノードＮｎとの間に互いに直列かつＵ相用アームおよびＶ相用アームと並列に接続される。トランジスタＱ３，Ｑ６の接続ノードＮｗは、同期モータ７のＷ相巻線に接続される。

ダイオードＤ１〜Ｄ６は、トランジスタＱ１〜Ｑ６とそれぞれ逆並列に（各トランジスタのコレクタが各ダイオードのカソード側となるように）接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６の各々は、対応するトランジスタがオフ状態のときに回生電流（還流電流）を流すために設けられている
第１の実施形態では図１に示すように３シャント方式の場合について説明するが、１シャント方式によって三相電流を検出してもよい。あるいは、電流トランスなどの電流センサを用いてもよい。

電流電圧検出回路５３は、直流電圧Ｖｄｃと、Ｕ相電流Ｉｕと、Ｖ相電流Ｉｖとを検出する。直流電圧Ｖｄｃは、電流電圧検出回路５３に設けられた分圧回路またはトランスによってデータ処理に適した電圧レベルに変換される。レベル変換された直流電圧Ｖｄｃは、電流電圧検出回路５３に設けられたＡ／Ｄ変換器（Analog to Digital Converter）によってデジタル値に変換され、インバータ制御部５１に取り込まれる。

Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖは、インバータ回路２に設けられた抵抗素子Ｒ１，Ｒ２によってそれぞれ電圧信号に変換され、これらの電圧信号が電流電圧検出回路５３に入力される。電流電圧検出回路５３は、これらの電圧信号を内蔵アンプによって増幅した後に内蔵のＡ／Ｄ変換器によってデジタル信号に変換する。デジタル変換後の電圧信号がインバータ制御部５１に取り込まれる。

なお、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは、
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ …(1)
の関係を有する。したがって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２つの相の電流を検出すれば残りの１相の電流は計算によって求めることができる。この明細書の例では、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖを実際に検出している。

インバータ制御部５１および運転指令部５２の各々は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリなどを含むコンピュータに基づいて構成される。この明細書では、インバータ制御部５１および運転指令部５２をまとめて制御部５０と称する場合がある。

運転指令部５２は、ユーザからの要求に基づいて、同期モータ７の運転開始指令、運転終了指令、および同期モータ７の回転速度指令値を表す角速度指令値ωｃｏｍをインバータ制御部５１に出力する。

インバータ制御部５１は、上記の直流電圧Ｖｄｃの検出値、Ｕ相電流Ｉｕの検出値、Ｖ相電流Ｉｖの検出値、および角速度指令値ωｃｏｍに加えて、同期モータ７の回転位置を検出する位置センサＰＳの出力信号を受ける。インバータ制御部５１は、こられの信号に基づいて、インバータ回路２をＰＷＭ制御するためのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。

本実施形態では、インバータ制御部５１はベクトル制御技術を用いてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。ここで、この実施形態では、Ｕ相用のＰＷＭ信号Ｓｕがハイレベル（Ｈレベル）のとき、上アームのトランジスタＱ１がオン、下アームのトランジスタＱ４がオフを意味する。逆に、Ｕ相用のＰＷＭ信号Ｓｕがローレベル（Ｌレベル）のとき、上アームのトランジスタＱ１がオフ、下アームのトランジスタＱ４がオフを意味する。Ｖ相用のＰＷＭ信号Ｓｖ、Ｗ相用のＰＷＭ信号Ｓｗについても同様である。

なお、上記と逆に、ＰＷＭ信号がＨレベルのとき下アームのトランジスタがオンであるとしてもよい。

ゲート信号生成回路５４は、Ｕ相のＰＷＭ制御信号ＳｕをトランジスタＱ１用の信号とトランジスタＱ４用の信号とに分岐し、次に、トランジスタＱ４用の信号を反転させ、さらに、ＨレベルとＬレベルの切替わり時に両信号ともローレベルとなるデッドタイムを設ける。その後、ゲート信号生成回路５４は、トランジスタＱ１，Ｑ４用の信号をそれぞれ増幅し、増幅後の信号をトランジスタＱ１，Ｑ４のゲートにゲート信号として出力する。同様に、ゲート信号生成回路５４は、Ｖ相のＰＷＭ信号Ｓｖに基づいてトランジスタＱ２，Ｑ５のゲートに供給するゲート信号を生成する。ゲート信号生成回路５４は、Ｗ相のＰＷＭ信号Ｓｗに基づいてトランジスタＱ３，Ｑ６のゲートに供給するゲート信号を生成する。

［ベクトル制御について］
以下、ベクトル制御によるインバータ回路の制御方法について説明する。ベクトル制御では、検出したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸、β軸の直交座標を用いた二相電流Ｉα，Ｉβに変換する（クラーク（Clarke）変換）。さらに、α軸電流Ｉα、β軸電流Ｉβを、ｄ軸、ｑ軸の回転座標を用いたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換する（パーク（Park）変換）。ｄ軸は磁石と同一方向（回転子の界磁方向）であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向である。クラーク変換およびパーク変換の変換式は、次式（２）、（３）でそれぞれ表される。次式（３）において、θは同期モータの回転角（電気角）を表す。

回転子の磁石の作る磁束（すなわち、ｄ軸電流Ｉｄが０の場合の界磁磁束）をΦａとすると、磁束Φａは角速度ωで回転する。ｄ軸電流Ｉｄによる回転子のインダクタンスをＬｄとし、ｑ軸電流Ｉｑによる回転子のインダクタンスをＬｑとすると、ｄ軸電流Ｉｄによる回転子の鎖交磁束はＬｄ・Ｉｄとなり、ｑ軸電流Ｉｑによる回転子の鎖交磁束はＬｑ・Ｉｑとなる。なお、埋込み磁石構造の永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）の場合、Ｌｑ＞Ｌｄとなり、表面磁石構造の永久磁石同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface PMSM）の場合Ｌｄ＝Ｌｑとなる。

さらに、電機子の巻線抵抗をｒとし、電機子巻線の端子電圧をＶｄ，Ｖｑとすれば、端子電圧Ｖｄ，Ｖｑは、
Ｖｄ＝ｒ・Ｉｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ …(4)
Ｖｑ＝ｒ・Ｉｑ＋ω（Ｌｄ・Ｉｄ＋Φａ） …(5)
でそれぞれ与えられる。

図２は、永久磁石同期モータの定常運転時のベクトル図であり、式（４）、（５）の関係をベクトル表示したものである。図２に示すように、回転子の磁石の磁束Φａはｄ軸上にある。磁束Φａと鎖交磁束Ｌｑ・ＩｑおよびＬｄ・Ｉｄとの合成磁束がΦｏとなる。ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの合成電流をＩａとすると、端子電圧Ｖａ＝Ｖｄ＋Ｖｑは、ｒ・ＩａとＶｏ＝ω・Φｏとの和で与えられる。

トルクτは、電流Ｉａと合成磁束Φｏとのベクトル積に極対数ｐを乗じたものである。電流Ｉａとｑ軸とのなす角度をβとすると、トルクτは、
τ＝ｐ・Φａ・Ｉａ・cosβ＋(ｐ／２)(Ｌｑ−Ｌｄ)Ｉａ²・sin２β …(6)
で与えられる。

永久磁石同期モータの動作は、電流Ｉｄ，Ｉｑの大きさと角度βを調整することによって制御できる。代表的なＩｄ＝０制御は、ｄ軸電流Ｉｄを常に０に保つものである。この場合、β＝０であるので、トルクτはｐ・Φａ・Ｉｑとなり、トルクτがｑ軸電流Ｉｑに比例する線形制御となる。

弱め界磁制御は、負のｄ軸電流Ｉｄによって永久磁石の磁束Φａを弱めるものである。ｄ軸方向の総磁束は、Ｌｄ・Ｉｄ＋Φａであるので、負のｄ軸電流Ｉｄを流すことによって弱め界磁制御を行うことができる。弱め界磁制御を用いることによって、高速回転の場合に誘起電圧の上昇を抑えることができる。

ここで、弱め磁束の度合いを、
ＦＭＲ＝−Ｌｄ・Ｉｄ／Φａ …(7)
で定義されるＦＷＲ（Field Weakening Ratio）で表せば、弱め界磁制御の場合のＦＷＲの取り得る範囲は、０＜ＦＷＲ＜１となる。ＦＷＲが１のとき、回転子の磁束が０まで弱められた状態を示し、ＦＭＲが１を超えると回転速度を維持するのに必要な直流電圧Ｖｄの振幅が逆に増加することを意味している。すなわち、ＦＷＲが１以上のときはモータが確実に脱調して停止する。すなわち、ＦＭＲは、脱調の危険度を判定する判定値として利用することができる。

そこで、本実施形態のモータ制御装置では、ノイズおよび振動等を考慮してＦＭＲが０．７〜０．８の間で定められた第１の閾値を超えないように制御する。たとえば、インバータ制御部５１は、ＦＭＲが第１の閾値に近づいたら（すなわち、第１の閾値よりも小さな値である第２の閾値を超えたら）、回転数の検出値が回転数指令値に近づくまでの上昇速度が小さくなるように制御する（すなわち、モータの回転速度の増加率を制限する）。インバータ制御部５１は、ＦＭＲが第１の閾値以上になったら回転数の上昇（速度増加）を禁止するか、または強制的にモータを減速するように制御する。

インバータ制御部５１は、上記のような制御モード（Ｉｄ＝０制御、弱め磁界制御など）に応じたｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸目標電流値Ｉｑｒｅｆが、検出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑがそれぞれ等しくなるように、ＰＩ（比例積分）制御などのフィードバック制御演算によってｄ軸電圧Ｖｄの指令値およびｑ軸電圧Ｖｑの指令値を算出する。

算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑは、次式（８）の逆パーク変換によってα軸電圧指令値Ｖαおよびβ軸電圧指令値Ｖβに変換される。さらに、次式（９）の逆クラーク変換によってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、直流電圧値Ｖｄｃを振幅とする三角波を用いてＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗにそれぞれ変換される。電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅が直流電圧値Ｖｄｃに等しい場合が変調度１００％である。電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅が直流電圧値Ｖｄｃより大きくなると変調度は１００％を超えるため、インバータ回路から出力される電圧波形に歪が生じる。

［インバータ制御部の動作］
次に、上記のベクトル制御に基づくインバータ制御部５１の動作について詳しく説明する。

図３は、図１のインバータ制御部の機能ブロック図である。図３を参照して、インバータ制御部５１には、図１の電流電圧検出回路５３からインバータ回路２に入力される直流電圧Ｖｄｃの検出値と、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖの検出値とが入力される。Ｖ相電流Ｉｖは式（１）の関係を用いてＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖから計算する。さらに、インバータ制御部５１には、運転指令部５２から角速度指令値ωｃｏｍが入力されるとともに、位置センサＰＳの出力信号が入力される。

図３に示すように、インバータ制御部５１は、角度・角速度演算部５５、相変換部５６，６２、座標変換部５７，６１、速度制限部５８、速度制御部５９、電流制御部６０、ＰＷＭ信号生成部６３、およびｄ軸目標電流値設定部６４を含む。以下、各構成要素の機能を、図４のフローチャートの制御手順に従って順に説明する。

図４は、図１のインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。図４のステップＳ１００からステップＳ１５０までの手順が制御周期ごとに繰り返される。

図３および図４を参照して、まず、角度・角速度演算部５５は、位置センサＰＳの出力信号に基づいて現在の回転子（ロータ）の角度θ（電気角）と、角速度ω（＝ｄθ／ｄｔ）を算出する（ステップＳ１００）。相変換部５６は、式（２）で示すクラーク変換に従って、現在のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをα軸、β軸の電流値Ｉα，Ｉβに変換する（ステップＳ１０５）。ステップＳ１００とステップＳ１０５はどちらを先に実行しても構わないし、並行して実行することもできる。

次に、座標変換部５７は、式（３）で示すパーク変換に従って、位置センサＰＳの検出値に基づく現在のロータ角度θを用いて、現在のα軸、β軸の電流値Ｉα，Ｉβを座標変換する。この結果、現在のｄ軸、ｑ軸の電流値Ｉｄ，Ｉｑが得られる（ステップＳ１１０）。

次に、速度制限部５８は、現在のｄ軸電流値Ｉｄ、現在のロータの角速度ω、および角速度指令値ωｃｏｍに基づいて、目標角速度ωｒｅｆを決定する（ステップＳ１１５）。速度制限部５８は、通常の場合には、目標角速度ωｒｅｆを角速度指令値ωｃｏｍに等しく設定する。速度制限部５８は、弱め界磁制御を行っている場合において、式（７）で表されるＦＷＲが閾値を超えている場合には、ロータの回転速度を減速するように目標角速度ωｒｅｆを設定する。

図５は、図４のステップＳ１１５をさらに詳しく示すフローチャートである。図５を参照して、図３の速度制限部５８は、まず、現在のｄ軸電流値Ｉｄに基づいて、式（７）に従ってＦＷＲを算出する（ステップＳ２００）。

次に、速度制限部５８は、算出したＦＷＲが第１の閾値である０．８を超えているか否かを判定する（ステップＳ２１０）。ＦＷＲが０．８を超えている場合には（ステップＳ２１０でＹＥＳ）、速度制限部５８は、目標角速度ωｒｅｆを現在のロータ角速度ωよりもΔω１だけ減少した値、すなわち、ωｒｅｆ＝ω−Δω１に設定することによってロータの角速度を減速させる（ステップＳ２２０）。たとえば、Δω１は、回転数１０ｒｐｍに対応する角速度である。

速度制限部５８は、ＦＷＲが０．８以下の場合には、ＦＷＲが第２の閾値である０．７５を超えているか否かを判定する（ステップＳ２３０）。この結果、ＦＷＲが０．７５より大きく０．８以下の場合には（ステップＳ２３０でＹＥＳ）、速度制限部５８は、さらに、現在の角速度ωに対する速度指令値ωｃｏｍの増加量がΔω２より小さいか否かを判定する（ステップＳ２４０）。たとえば、Δω２は、回転数１０ｒｐｍに対応する角速度である。

ステップＳ２４０における判定の結果、現在の角速度ωに比べて速度指令値ωｃｏｍの増加量がΔω２を超えている場合には（ステップＳ２４０でＮＯ）、速度制限部５８は、目標角速度ωｒｅｆを現在のロータ角速度ωよりもΔω１だけ減少した値に設定することによってロータの角速度を減速させる（ステップＳ２２０）。

一方、現在の角速度ωに比べて速度指令値ωｃｏｍの増加量がΔω２よりも小さい場合（ステップＳ２４０でＹＥＳ）、およびＦＷＲが０．７５以下の場合には（ステップＳ２３０でＮＯ）、速度制限部５８は、目標角速度ωｒｅｆを角速度指令値ωｃｏｍに等しく設定する（ステップＳ２５０）。

再び図３および図４を参照して、次に速度制御部５９は、現在のロータ角速度ωが目標角速度ωｒｅｆに等しくなるように、ＰＩ制御などのフィードバック制御演算を用いてｑ軸目標電流値Ｉｑｒｅｆを算出する（ステップＳ１２０）。

次に電流制御部６０は、現在のｄ軸電流値Ｉｄがｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆに等しくなるように、ＰＩ制御などのフィードバック制御演算を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出する（ステップＳ１２５）。ここで、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは通常の場合には０に設定されている。モータ回転数を維持するために弱め界磁制御を用いる場合には、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは負の値に変更される（前回の制御周期のときにステップＳ１５０で設定されている）。ステップＳ１２５ではさらに、電流制御部６０は、現在のｑ軸電流値ＩｑがステップＳ１２０で算出されたｑ軸目標電流値Ｉｑｒｅｆに等しくなるように、ＰＩ制御などのフィートバック制御演算を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。

次に、座標変換部６１は、式（８）で示される逆パーク変換に従って、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑをα軸、β軸の電圧指令値Ｖα、Ｖβに変換する（ステップＳ１３５）。さらに、相変換部６２は、式（９）で表される逆クラーク変換に従って、α軸、β軸の電圧指令値Ｖα、ＶβをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する（ステップＳ１４０）。

次に、ＰＷＭ信号生成部６３は、直流電圧検出値Ｖｄｃに基づいて、三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにそれぞれ対応するＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを算出する（ステップＳ１４５）。ｄ軸目標電流値設定部６４は、このＰＷＭ信号への変換の際の変調率に基づいてｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆを変更する（ステップＳ１５０）。

図６は、図４のステップＳ１５０をさらに詳しく示すフローチャートである。図６を参照して、図３のｄ軸目標電流値設定部６４は、ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの変調率が１００％以上であるか否か、すなわち、三相の電流指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅が直流電圧検出値Ｖｄｃ以上となっているか否かを判定する（ステップＳ３００）。

この判定の結果、変調率が１００％以上の場合には、ｄ軸目標電流値設定部６４は、現在のｄ軸目標電流値ＩｄｒｅｆからΔＩｄを減じた値に新たなｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆを設定する（ステップＳ３１０）。たとえば、現在のｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆが０の場合には、新しい目標電流値は−ΔＩｄになる。ΔＩｄは、たとえば、０．１Ａである。

一方、変調率が１００％未満（ステップＳ３００でＮＯ）であり、かつ、現在のｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆが０でない場合（ステップＳ３２０でＮＯ）について説明する。この場合、ｄ軸目標電流値設定部６４は、ＰＷＭ信号の変調率が９５％以上の場合にはｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆを変更しないが（ステップＳ３３０でＮＯ）、ＰＷＭ信号の変調率が９５％未満の場合にはｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆを現在の目標値からΔＩｄだけ増加させる（ステップＳ３４０）。この結果、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆが０に戻ったら、弱め界磁制御が終了し、通常時のＩｄ＝０制御に戻る。なお、計算上、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆが０より大きくなった場合には（ステップＳ３５０でＹＥＳ）、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは０に戻される（ステップＳ３６０）。

以上の制御手順では、ＰＷＭ信号の変調率が１００％以上とならない限り（ステップＳ３００でＹＥＳとならない限り）、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは０が維持される（ステップＳ３２０）。ＰＷＭ信号の変調率が１００％以上となっている間、制御周期ごとにΔＩｄずつｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆが減少する。ＰＷＭ信号の変調率９５％未満に戻ると、制御周期ごとにΔＩｄずつｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆを増加させることによって、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは０まで戻される。

［効果］
以上に説明したように、第１の実施形態による同期モータの制御装置４０によれば、ｄ軸電流の検出値に基づくＦＷＲ（式（７）参照）に基づいて、同期モータ７の回転速度を制限するか否かを判定するようにした。したがって、インバータ回路２の入力電圧が低下した場合でも、できるだけ同期モータ７の回転速度を制限することなく安定的に同期モータ７を駆動可能なモータ制御装置４０を提供できる。

［変形例］
式（７）のＦＷＲの計算の際に、モータの回転数およびモータ電流Ｉｄ，Ｉｑの大きさの少なくとも一方に応じてインダクタＬｄの値が変化するようにしてもよい。

＜第２の実施形態＞
第２の実施形態では、上記のＩｄ＝０制御に代えて、同一電流に対して発生トルクτが最大となるように制御する最大トルク／電流制御が用いられる。最大トルク／電流制御の場合、図３のｄ軸目標電流値設定部６４は、ｑ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆが与えられたときに式（６）のτが最大となるようにｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆを算出する。

弱め界磁制御の場合のｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは、最大トルクを与えるｄ軸目標電流よりも小さな値に設定される。具体的には、図６で説明したように、ｄ軸目標電流値Ｉｄｒｅｆは、変調率が１００％以上の場合にΔＩｄずつ減少するように制御される。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態では、第１および第２の実施形態における位置センサＰＳを用いた制御方式に代えてセンサレス方式が用いられる。センサレス方式の場合、図３の角度・角速度演算部５５は、現在のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの検出値に基づいて、現在のロータ角度θおよび角速度ωを推定する。

＜第４の実施形態＞
第４の実施形態では、上述した第１〜第３の実施形態によるモータ制御装置４０は、空気調和機などのヒートポンプシステム用の圧縮機のモータ制御に用いられる。この場合、圧縮機は、ツインロータリコンプレッサまたはスクロールコンプレッサなどのトルク変動の小さいものが好ましい。

＜第５の実施形態＞
第５の実施形態は、空気調和機用の圧縮機の予熱運転に関するものである。

［課題］
背景技術で説明したように、圧縮機の温度が低い状態で圧縮機の運転を開始すると、オイルフォーミングおよび焼付け等を起こす虞がある。このため、従来から圧縮機の運転開始前に予熱運転が行われていた。ところが、予熱運転中に空気調和機の室外機内に自然風が侵入すると、圧縮機の熱が拡散してしまうために、予熱運転の効率が低下してしまうという問題が生じる。

以下で説明する空気調和機用の同期モータの制御装置は、従来よりも簡単な方法で上記の問題点を解消するものである。以下、図面を参照して具体的に説明する。

［空気調和機の構成］
図７は、空気調和機の構成を示すブロック図である。図７を参照して、空気調和機３０は、圧縮機３１と、四方弁３２と、室外熱交換器３３と、膨張弁３４と、室内熱交換器３５と、室外ファン３６Ａおよびファンモータ３６Ｂと、室内ファン３７Ａおよびファンモータ３７Ｂとを含む。ファンモータ３６Ｂ，３７Ｂとして、たとえば、永久磁石同期モータが用いられる。

圧縮機３１は冷媒を圧縮する。四方弁３２は、冷房運転時と暖房運転時とで冷媒が流れる方向を切替える。冷房運転時には実線の矢印ＣＬで示した経路で冷媒が循環し、暖房運転時には破線の矢印ＨＴで示した経路で冷媒が循環する。室外熱交換器３３は、室外ファン３６Ａから供給された室外空気と冷媒との熱交換を行う。膨張弁３４は、冷媒の圧力を低減させる。室内熱交換器３５は、室内ファン３７Ａから供給された室内空気と冷媒との熱交換を行う。

空気調和機３０は、さらに、コンバータ回路３と、インバータ回路２，１２，２２と、制御部５０とを含む。

コンバータ回路３は、交流電源４から供給された交流電圧を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧をインバータ回路２，１２，２２に供給する。インバータ回路２は、コンバータ回路３から出力された直流電圧を三相交流電圧に変換して圧縮機３１のモータに供給する。インバータ回路１２は、コンバータ回路３から出力された直流電圧を三相交流電圧に変換してファンモータ３６Ｂに供給する。インバータ回路２２は、コンバータ回路３から出力された直流電圧を三相交流電圧に変換してファンモータ３７Ｂに供給する。

制御部５０は、インバータ回路２，１２，２２の動作をそれぞれ制御するインバータ制御部５１，７０，８０と、空気調和機３０のユーザの要求に従って、インバータ制御部５１，７０，８０に起動命令および停止命令などを出力する運転指令部５２とを含む。インバータ制御部５１，７０，８０および運転指令部５２の各々は、ＣＰＵおよびメモリなどを含むコンピュータに基づいて構成される。

図８は、図７の空気調和機の構成のうち、室外ファン３６Ａ用のファンモータ３６Ｂに関する部分を取り出してさらに詳しく示した図である。さらに図８は、圧縮機３１に内蔵されている同期モータ７、インバータ回路２、リアクトル５、およびコンデンサ６の構成も示している。これらの同期モータ７の駆動に関する部分は第１の実施形態の場合と同様であるので説明を繰返さない。

以下、空気調和機３０の構成のうちファンモータ３６Ｂを制御する部分（以下、モータ制御装置４１と称する）についてさらに詳しく説明する。図８に示すように、モータ制御装置４１は、インバータ回路１２と、電流電圧検出回路７１と、インバータ制御部７０と、ゲート信号生成回路７２と、運転指令部５２とを含む。

インバータ回路１２は、三相ブリッジ回路として構成され、スイッチング素子としてのＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１１〜Ｑ１６と、ダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１３とを含む。これらの接続関係は、第１の実施形態で説明したインバータ回路２と同様であるので説明を繰返さない。

なお、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１３は、インバータ回路１２からファンモータ３６Ｂに供給される三相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１（＝−Ｉｕ１−Ｉｗ１）を３シャント方式によって検出するために設けられている。この点も第１の実施形態の場合と同様である。

ファンモータ３６Ｂのインバータ回路１２は、圧縮機３１用の同期モータ７を制御するインバータ回路２と共通のコンバータ回路３から直流電圧Ｖｄｃの供給を受ける。すなわち、インバータ回路１２の正側ノードＮｐ１は、リアクトル５を介してコンバータ回路３の正側出力ノードに接続される。インバータ回路１２の負側ノードＮｎ１は、コンバータ回路３の負側出力ノードに接続される。したがって、インバータ回路１２の正側ノードＮｐ１はインバータ回路２の正側ノードＮｐと直接的に接続され、インバータ回路１２の負側ノードＮｎ１はインバータ回路２の負側ノードＮｎと直接的に接続される。

電流電圧検出回路７１は、インバータ回路１２の正側ノードＮｐ１と接続されることによって直流電圧Ｖｄｃを検出する。電流電圧検出回路７１は、さらに、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２を流れる電流による電圧降下を検出することによって、Ｕ相電流Ｉｕ１，Ｖ相電流Ｉｖ１を検出する。図１の電流電圧検出回路５３と同様に、電流電圧検出回路７１は、入力信号をデータ処理に適した電圧レベルに変換した後にＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換によって得られたデジタル信号は、インバータ制御部７０に取り込まれる。インバータ制御部７０には、さらに、ファンモータ３６Ｂに取り付けられた位置センサＰＳ１からファンモータ３６Ｂの回転子の位置情報を受ける。

インバータ制御部７０は、ファンモータ３６Ｂの運転モードとして通常運転モード７３と回生運転モード７４とを有する。通常運転モード７３は、コンバータ回路３から出力された直流電圧に基づいてファンモータ３６Ｂを同期モータとして動作させるモードであり、回生運転モード７４は、自然風を利用してファンモータ３６Ｂを発電機として動作させるモードである。

通常運転モード７３では、インバータ制御部７０は、上記の直流電圧Ｖｄｃの検出値、Ｕ相電流Ｉｕ１の検出値、Ｖ相電流Ｉｖ１の検出値、および位置センサＰＳ１の出力に基づいて、運転指令部５２から与えられた角速度指令値ωｃｏｍでファンモータ３６Ｂが回転するようにインバータ回路１２を制御する。

回生運転モード７４では、インバータ制御部７０は、上記の直流電圧Ｖｄｃの検出値、Ｕ相電流Ｉｕ１の検出値、Ｖ相電流Ｉｖ１の検出値、および位置センサＰＳ１の出力に基づいてインバータ回路１２を制御することによって、ファンモータ３６Ｂの回生運転によって生じた交流電力を直流電力に変換する。これによって、ファンモータ３６Ｂによって生じた回生エネルギーは電源側に吸収される。ここで、第２の実施形態の場合、インバータ回路１２による交流−直流変換によって生じた直流電力は、インバータ回路２を介して圧縮機３１の同期モータ７に直接供給される点に特徴がある。

［コンプレッサの予熱運転の概要と効果］
空気調和機の室外機は、図７で説明した圧縮機３１、四方弁３２、室外熱交換器３３、膨張弁３４、室外ファン３６Ａ、ファンモータ３６Ｂ、およびインバータ回路１２が、ケースに収納された構造を有している。ケースには、給気口および排気口が設けられている。通常運転モードでは、室外ファン３６Ａによって給気口を介して取り込まれた外気は、室外熱交換器３３で熱交換された後に、排気口から排出される。

従来の空気調和機では、圧縮機３１の予熱運転時には、ファンモータ３６Ｂはフリーラン状態にある。このため、自然風が給気口または排気口を通して室外機内に侵入してしまい、加熱中の圧縮機の熱が拡散してしまい、加熱効率を損なうという問題が生じる。

そこで、第２の実施形態による空気調和機３０では、圧縮機３１の予熱運転時に上記のファンモータ３６Ｂの回生運転モードを実行する。これによって、自然風によるファンモータ３６Ｂの回転を強制的にブレーキすることができるので、加熱中の圧縮機の熱が自然風によって拡散するのを防ぐことができる。さらに、ファンモータ３６Ｂの回生運転によって生じた直流電圧は、インバータ回路２を介して圧縮機３１用同期モータ７の巻線に直接印加される。これによって、ファンモータ３６Ｂから生じた回生エネルギーを圧縮機３１の予熱のために直接転用することができる。

［コンプレッサの予熱運転の詳細な手順］
以下、圧縮機の加熱運転の手順について詳細に説明する。以下の説明では、図７の運転指令部５２および各インバータ制御部５１，７０，８０が、それぞれ個別のマイクロコンピュータによって独立して動作していると仮定する。無論、１個のマイクロコンピュータによって、運転指令部５２および各インバータ制御部５１，７０，８０を動作させることも可能である。

図９は、圧縮機の加熱運転時における図７および図８の運転指令部の動作を説明するためのフローチャートである。図７、図８、図９を参照して、運転指令部５２は、ユーザから空気調和機の運転開始の要求を受けると（ステップＳ４００でＹＥＳ）、圧縮機３１の吐出管の温度Ｔｃｏｍｐを検出する（ステップＳ４１０）。なお、通常、圧縮機３１の吐出管には、膨張弁３４の開度を制御するために温度センサが設けられている。

上記の温度検出の結果、吐出管温度Ｔｃｏｍｐが例えば−５℃以上であれば（ステップＳ４２０でＮＯ）、運転指令部５２は、圧縮機３１の予熱運転は行わずに、空気調和機の通常運転（冷房運転または暖房運転）を開始する（ステップＳ４７０）。一方、吐出管温度Ｔｃｏｍｐが上記の−５℃未満であれば(ステップＳ４２０でＹＥＳ）、運転指令部５２は、圧縮機３１の予熱運転の開始指令をインバータ制御部５１，７０に出力する（ステップＳ４３０）。これによって、インバータ制御部５１，７０は圧縮機３１の予熱運転を開始する。

圧縮機３１の予熱運転中も、運転指令部５２は随時、圧縮機３１の吐出管温度Ｔｃｏｍｐを検出する（ステップＳ４４０）。この温度検出の結果、吐出管温度Ｔｃｏｍｐが例えば１６℃以上であれば（ステップＳ４５０でＮＯ）、運転指令部５２は、圧縮機３１の予熱運転の終了指令をインバータ制御部５１，７０に出力する（ステップＳ４６０）。これによって、インバータ制御部５１，７０は圧縮機３１の予熱運転を終了する。予熱運転の終了後に通常運転に移行する。

なお、上記の−５℃および１６℃は一例であって、冷媒の特性などに応じて任意に変更することができる。

図１０は、圧縮機の加熱運転時における図７の圧縮機用のインバータ制御部５１の動作を示すフローチャートである。図７、図８、図１０を参照して、インバータ制御部５１は、圧縮機３１の予熱運転の開始指令を運転指令部５２から受けると（ステップＳ５００でＹＥＳ）、インバータ回路２の例えばトランジスタＱ１，Ｑ５をオンする（ステップＳ５１０）。他のトランジスタＱ３〜Ｑ５がオフ状態のままである。これによって、インバータ回路２のＵ相上アームおよびＶ相下アームを介して同期モータ７のＵ相巻線およびＶ相巻線に直流電流が流れ、この結果、圧縮機３１が加熱される。なお、上記と異なるトランジスタをオンすることによって、他の巻線を予熱運転に使用することも可能である。

インバータ制御部５１は、圧縮機３１の予熱運転の終了指令を運転指令部５２から受けると（ステップＳ５２０でＹＥＳ）、インバータ回路２のトランジスタＱ１，Ｑ５をオフする（ステップＳ５３０）。これによって、圧縮機３１の予熱運転が終了する。

図１１は、圧縮機の加熱運転時における室外ファンモータ用のインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。図７、図８、図１１を参照して、インバータ制御部７０は、圧縮機３１の予熱運転の開始指令を運転指令部５２から受けると（ステップＳ６００でＹＥＳ）、位置センサＰＳ１の出力信号に基づいてフリーラン状態における室外ファン３６Ａの回転速度を検出する（ステップＳ６１０）。この結果、室外ファン３６Ａの回転速度が所定の閾値（図１１では、たとえば、１００ｒｐｍとしている）を超えている場合は（すなわち、自然風の強度が十分な場合、ステップＳ６２０でＹＥＳ）、インバータ制御部７０は回生運転を開始する（ステップＳ６３０）。

なお、回生運転を開始しない場合でも、インバータ制御部７０は、圧縮機３１の予熱運転の終了指令を運転指令部５２から受けるまでは（ステップＳ６８０でＹＥＳとなるまで）、フリーラン状態における室外ファン３６Ａの回転速度を検出し続ける（ステップＳ６１０）。この結果、室外ファン３６Ａの回転速度が所定の閾値を超えるようになった場合は（ステップＳ６２０でＹＥＳ）、インバータ制御部７０は回生運転を開始する（ステップＳ６３０）。

回生運転モードでは、インバータ制御部７０は、インバータ回路１２を制御することにより、室外ファンモータ３６Ｂで生成された交流電圧を直流電圧に変換する。変換された直流電圧は、インバータ回路２のトランジスタＱ１，Ｑ５（Ｕ相上アーム、Ｖ相下アーム）を介して同期モータ７の巻線に直接印加される。

回生運転中には、さらに、インバータ制御部７０は、電流電圧検出回路７１によって取得された直流電圧Ｖｄｃ、Ｕ相電流Ｉｕ１、およびＶ相電流Ｉｖ１に基づいて、ファンモータ３６Ｂの発電電力を随時検出する。この結果、発電電力が所定の閾値（図１１では、たとえば、０．５Ｗとしている）を超え続けている間は（すなわち、自然風の強度が十分な間は、ステップＳ６４０でＹＥＳ）、インバータ制御部７０は、圧縮機３１の予熱運転の終了指令を運転指令部５２から受けない限り（ステップＳ６５０でＮＯの間）、ファンモータ３６Ｂの回生運転を継続する。

一方、回生運転中に発電電力が所定の閾値以下になった場合には（ステップＳ６４０でＮＯ）、インバータ制御部７０は、インバータ回路１２のトランジスタＱ１１〜Ｑ１６を全てオフ状態にすることによって、ファンモータ３６Ｂの回生運転を停止する（ステップＳ６７０）。この場合、圧縮機３１の予熱運転の終了指令を運転指令部５２から受けていなければ（ステップＳ６８０でＮＯ）、インバータ制御部７０は、ステップＳ６１０に戻って、再びフリーラン状態における室外ファン３６Ａの回転速度を検出する。

インバータ制御部７０は、回生運転中に、圧縮機３１の予熱運転の終了指令を運転指令部５２から受けた場合（ステップＳ６５０でＹＥＳ）、ファンモータ３６Ｂの回生運転を停止する（ステップＳ６６０）。以上によって、圧縮機３１の予熱運転は終了する。

＜付記＞
以下、上記の各実施形態の内容の一部を要約する。

［同期モータの脱調予防に関して］
（１） 同期モータの制御装置４０は、インバータ回路２と、インバータ制御部５１とを備える。インバータ回路２は、直流電圧を複数相の交流電圧に変換して同期モータ７に供給する。インバータ制御部５１は、同期モータ７の各相の巻線電流の検出値を座標変換することによって得られたｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づくベクトル制御によって、インバータ回路２を制御する。インバータ制御部５１は、ｄ軸電流値の目標値を負の値に設定する弱め界磁制御の実行中に検出されたｄ軸電流値をＩｄとし、ｄ軸電流値が０の場合の回転子の界磁磁束をΦａとし、ｄ軸電流Ｉｄによる回転子のインダクタンスをＬｄとしたとき、−Ｌｄ×Ｉｄ／Φａで与えられる判定値ＦＷＲが予め定められた第１の閾値を超えないようにインバータ回路２を制御する。

上記構成のように判定値ＦＷＲに基づいてモータの回転速度の上限値を制御することによって、入力電圧が低下した場合でも、弱め界磁制御を用いてできるだけモータの回転速度を制限せずに安定的に同期モータを駆動することができる。

（２） 上記（１）において、第１の閾値は、０．７以上かつ０．８以下の値に設定される。このように第１の閾値を設定することによって、ノイズまたは振動の影響を受けた場合でも、判定値ＦＭＲが１以上となる脱調状態とならないように制御できる。

（３） 上記（１）または（２）において、インバータ制御部５１は、判定値ＦＷＲが第１の閾値よりも大きくなった場合に、同期モータ７の速度増加を禁止するかまたは同期モータ７を強制的に減速するようにインバータ回路２を制御する。これによって、脱調によって同期モータが停止することを防止できる。

（４） 上記（３）において、インバータ制御部５１は、判定値ＦＷＲが第１の閾値よりも小さな値である第２の閾値を超えた場合に、同期モータ７の回転速度の増加率を制限するように、インバータ回路２を制御する。これによって、モータの回転速度が急激に増加して同期モータが脱調することを防止することができる。

（５） 上記（１）〜（４）において、インバータ制御部５１は、ｄ軸電流値、ｑ軸電流値、および回転数指令値ωｃｏｍに基づいて、同期モータ７の各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、算出された各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅がインバータ回路２に入力される直流電圧値Ｖｄｃ以上である場合に弱め界磁制御を実行するように構成される。

［空気調和機の予熱運転に関して］
（６） 空気調和機３０に用いられる同期モータ７，３６Ｂの制御装置４１は、第１のインバータ回路２と、第２のインバータ回路１２と、制御部５０とを備える。第１のインバータ回路２は、圧縮機３１を駆動する第１の同期モータ７に交流電圧を供給するために設けられる。第２のインバータ回路１２は、室外ファン３６Ａを駆動する第２の同期モータ３６Ｂに交流電圧を供給するために設けられる。制御部５０は、第１および第２のインバータ回路２，１２を制御する。制御部５０は、圧縮機３１の予熱運転時に、フリーラン状態の室外ファン３６Ａが自然風によって閾値速度以上で回転している場合には、第２の同期モータ３６Ｂが発電する交流電圧を直流電圧に変換することによって回生エネルギーを電源側に吸収するように第２のインバータ回路１２を制御する。

上記構成によって、自然風によるファンモータ３６Ｂの回転を強制的にブレーキすることができるので、加熱中の圧縮機の熱が自然風によって拡散するのを防ぐことができる。

（７） 上記（６）において、第１および第２のインバータ回路２，１２の直流電圧の入力側は、共通の整流回路３に接続される。制御部５０は、圧縮機３１の予熱運転時に、第２のインバータ回路１２によって生成された直流電圧を、第１のインバータ回路２の所定のアームを介して第１の同期モータ７の所定の巻線に供給するように第１のインバータ回路２を制御する。これによって、ファンモータ３６Ｂから生じた回生エネルギーを圧縮機３１の予熱のために直接転用することができる。

（８） 上記（６）または（７）において、制御部５０は、圧縮機３１の予熱運転時に、第２の同期モータ３６Ｂが発電する電力が閾値電力に満たない場合には、第２のインバータ回路１２による交流電圧から直流電圧への変換を停止する。

今回開示された実施形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

２，１２，２２ インバータ回路、３ コンバータ回路（整流回路）、４ 交流電源、５ リアクトル、６ コンデンサ、７ 圧縮機用同期モータ、３０ 空気調和機、３１ 圧縮機、３２ 四方弁、３３ 室外熱交換器、３４ 膨張弁、３５ 室内熱交換器、３６Ａ 室外ファン、３６Ｂ ファンモータ、３７Ａ 室内ファン、３７Ｂ ファインモータ、４０，４１ 同期モータの制御装置、５０ 制御部、５１，７０，８０ インバータ制御部、５２ 運転指令部、５３，７１ 電流電圧検出回路、５４，７２ ゲート信号生成回路、５５ 角度・角速度演算部、５６，６２ 相変換部、５７，６１ 座標変換部、５８ 速度制限部、５９ 速度制御部、６０ 電流制御部、６３ ＰＷＭ信号生成部、６４ ｄ軸目標電流値設定部。

Claims (4)

1. 直流電圧を複数相の交流電圧に変換して同期モータに供給するインバータ回路と、
   前記同期モータの各相の巻線電流の検出値を座標変換することによって得られたｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づくベクトル制御によって、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
   前記インバータ制御部は、ｄ軸電流の目標値を負の値に設定する弱め界磁制御の実行中に検出された前記ｄ軸電流値をＩｄとし、前記ｄ軸電流値が０の場合の回転子の界磁磁束をΦａとし、ｄ軸電流Ｉｄによる回転子のインダクタンスをＬｄとしたとき、−Ｌｄ×Ｉｄ／Φａで与えられる判定値が予め定められた第１の閾値よりも大きくなった場合に、目標角速度を現在の角速度よりも減少させる、同期モータの制御装置。
2. 前記第１の閾値は、０．７以上かつ０．８以下の値に設定される、請求項１に記載の同期モータの制御装置。
3. 前記インバータ制御部は、前記判定値が、前記第１の閾値以下でありかつ前記第１の閾値よりも小さな値である第２の閾値を超えた場合に、現在の角速度に対する角速度指令値の増加量が基準値以上であれば、目標角速度を前記現在の角速度よりも減少させる、請求項１または２に記載の同期モータの制御装置。
4. 前記インバータ制御部は、
   前記ｄ軸電流値、前記ｑ軸電流値、および回転数指令値に基づいて、前記同期モータの各相の電圧指令値を算出し、
   算出された前記各相の電圧指令値の振幅が前記インバータ回路に入力される直流電圧値以上である場合に前記弱め界磁制御を実行するように構成される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の同期モータの制御装置。

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