JP2008306906A - ブラシレスｄｃモータの制御方法およびその制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスＤＣモータの性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータの脱調を適確に防止するとともにその回転を安定して持続させることができるブラシレスＤＣモータの制御方法およびその制御装置を提供する。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータへの通電を切り替える際に発生する還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも短い時間として定められる閾値を超えた場合、通電切り替えを行うタイミングをその還流電流時間に応じて遅らせる。
【選択図】 図５

Description

本発明は、センサレス型のブラシレスＤＣモータをインバータ制御するブラシレスＤＣモータの制御方法およびその制御装置に関するものである。

エアコンや冷蔵庫などの家電機器に搭載されるコンプレッサには、インバータ制御によって駆動するセンサレス型の多相ブラシレスＤＣモータが適用されることがある。このようなブラシレスＤＣモータの回転を制御する際には、モータ巻線への通電のタイミングを切り替えながら、通電切替後の非通電相に発生する誘起電圧（逆起電力）と所定の基準電圧とを比較することによってロータの位置を検出し、この検出したロータの位置情報を用いてモータ回転数（単位時間あたりのロータの回転数）のフィードバック制御を行っている。

運転中のモータ巻線の非通電相には、モータ巻線への通電切り替えに伴って還流電流が発生する。還流電流が流れる還流電流時間は様々な要因によって変化するが、例えば１２０度通電方式（非通電相が電気角で６０度）において、還流電流時間が電気角換算値で６０度を超えると、ブラシレスＤＣモータは脱調を生じてしまう。また、還流電流時間が電気角換算値で６０度を超えない場合であっても、還流電流時間が長くなるにつれて誘起電圧を用いたロータの位置検出ができなくなってしまう。

従来、上述した問題を解決し、ブラシレスＤＣモータの脱調を防止して安定したモータ回転を実現するための技術として、モータ回転数の上昇によって誘起電圧が検出できない場合には、還流電流時間を用いてロータの位置に対応する位相を推定し、この推定結果に基づいた通電切り替えを行いながらモータ回転数を制御する技術（推定位相方式）が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

特開２００５−２０４３８３号公報

しかしながら、上述した従来技術では、還流電流時間が様々な要因の重ね合わせによって変化することを考慮して、ブラシレスＤＣモータが脱調を生じたときに、その回転を停止する制御を行う還流電流時間の閾値を、余裕を持たせた値として設定していた。このため、実際には脱調する可能性が低い場合であってもブラシレスＤＣモータの回転を停止する制御を行ってしまうことがあり、ブラシレスＤＣモータの性能を十分に生かしきれているとはいい難かった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ブラシレスＤＣモータの性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータの脱調を適確に防止するとともにその回転を安定して持続させることができるブラシレスＤＣモータの制御方法およびその制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法は、直流電圧をインバータ手段によって多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータへ供給し、当該ブラシレスＤＣモータの回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法であって、前記ブラシレスＤＣモータへの通電を切り替える際に発生する還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも短い時間として定められる閾値を超えた場合、前記通電切り替えを行うタイミングを前記還流電流時間に応じて遅らせることを特徴とする。

また、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法は、上記発明において、前記還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも長い時間として定められる上限値を超えた場合、前記ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることを特徴とする。

また、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法は、上記発明において、前記直流電圧が減少したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを遅らせる一方、前記直流電圧が増加したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを早めることを特徴とする。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御装置は、直流電圧をインバータ手段によって多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータへ供給し、当該ブラシレスＤＣモータの回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ブラシレスＤＣモータへの通電を切り替える際に発生する還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも短い時間として定められる閾値を超えた場合、前記通電切り替えを行うタイミングを前記還流電流時間に応じて遅らせる制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする。

また、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御装置は、上記発明において、前記還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも長い時間として定められる上限値を超えた場合、前記ブラシレスＤＣモータの回転を停止させる制御を行うことを特徴とする。

また、本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御装置は、上記発明において、前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、前記制御手段は、前記直流電圧が減少したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを遅らせる一方、前記直流電圧が増加したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを早める制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、還流電流時間が所定の閾値を超えた場合、通電切り替えを行うタイミングをその還流電流時間に応じて遅らせるため、転流間隔に占める還流電流時間の割合を変更することなく、還流電流の発生を許容する時間を長くすることができる。この結果、ブラシレスＤＣモータの脱調限界を拡張し、その性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータの脱調を適確に防止するとともに、ブラシレスＤＣモータの回転を安定して持続させることが可能となる。

以下、添付図面を参照して本発明を実施するための最良の形態（以後、「実施の形態」と称する）を説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の機能構成を示すブロック図である。同図に示すブラシレスＤＣモータの制御装置１００は、例えばエアコンの室外機のコンプレッサ用モータの制御装置として適用されるものである。

制御装置１００の制御対象であるブラシレスＤＣモータ２００は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とする）の巻線を有する中空形状のステータ２０１と、ステータ２０１の中空内部に配設され、四極の永久磁石を有して回転するロータ２０２とを備えた三相四極のセンサレス型のブラシレスＤＣモータである。このブラシレスＤＣモータ２００として、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータを適用してもよいし、ロータの表面に永久磁石を配設したＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータを適用してもよい。

制御装置１００は、交流信号を発生する交流電源１と、交流電源１で発生した交流信号を直流電圧に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２で変換した直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ３と、平滑コンデンサ３で平滑化した直流電圧を三相の矩形波電圧に変換し、この変換した各矩形波電圧を所定の通電タイミングでブラシレスＤＣモータ２００に印加するインバータ回路４（インバータ手段の少なくとも一部をなす）と、ブラシレスＤＣモータ２００の各巻線電圧（モータ端子電圧）を、各巻線からそれぞれ抵抗を介して合成し、この合成点とグランドとの間に接続した抵抗で分圧することによって得られるモータ仮想中性点電圧を出力する仮想中性点電圧回路５と、仮想中性点電圧回路５が出力したモータ仮想中性点電圧を基準電圧と比較して両電圧の交点（ゼロクロス点）を求め、この求めた交点からロータの位置を検出する位置検出回路６と、位置検出回路６などからの信号に基づいてブラシレスＤＣモータ２００の制御を行う制御回路７（制御手段の少なくとも一部をなす）と、制御回路７が出力する制御信号をもとにインバータ回路４を介してブラシレスＤＣモータ２００を駆動するモータ駆動回路８と、を備える。

交流電源１とコンバータ回路２との間には、高調波ノイズ除去用のノイズフィルタ９および力率改善用のリアクタ１０が直列に接続されている。また、ノイズフィルタ９とコンバータ回路２との間には、電流センサ１１が設けられている。電流センサ１１は、コンバータ回路２への入力電流を検出する入力電流検出回路１２に接続されている。入力電流検出回路１２で検出した電流は、制御回路７のＡ／Ｄ変換ポート７ａを介して制御回路７に入力される。

平滑コンデンサ３とインバータ回路４との間には、インバータ回路４の母線電流を検出するシャント抵抗１３が接続されている。シャント抵抗１３は、母線電流検出回路１４に接続されている。母線電流検出回路１４が検出した母線電流は、制御回路７が有するＡ／Ｄ変換ポート７ｂを介して制御回路７に入力される。また、シャント抵抗１３は、インバータ回路４の過電流を検出する過電流検出回路１５にも接続されている。過電流検出回路１５が検出した過電流は、入力ポート７ｃを介して制御回路７に入力される。

インバータ回路４は、上下アームに３個ずつの計６個のスイッチング素子４１がブリッジ接続された三相ブリッジ回路を構成している。スイッチング素子４１は、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等によって実現することができる。各スイッチング素子４１には、還流ダイオード４２が並列に接続されている。還流ダイオード４２は、対応するスイッチング素子４１がスイッチをオフした瞬間に非通電相となるステータ２０１の巻線に蓄積されたエネルギーによって発生する還流電流を、入力電源側に逃がす機能を有する。

図２は、ブラシレスＤＣモータ２００に対して１２０度通電方式を適用した場合のモータ端子電圧（巻線電圧）を模式的に示す図である。１２０度通電方式の場合、通電相は電気角換算で１２０度である一方、非通電相は電気角換算で６０度である。図２に示すように、ブラシレスＤＣモータ２００においては、通電切り替えによって非通電相に切り替わったモータ巻線に転流スパイク電圧が発生し、その通電切り替えの際にスイッチをオフしたスイッチング素子４１に対応する還流ダイオード４２を逆電流（還流電流）が流れる。この還流電流が流れる還流電流時間Ｔsは、転流スパイク電圧の発生時間である転流スパイク電圧幅に等しい。転流スパイク電圧が所定の基準電圧Ｖ₀と交差する点Ｐ₀は、ゼロクロス点と呼ばれる。

制御回路７は、室外機制御システム７１と、ブラシレスＤＣモータ２００の回転数を制御する回転数コントローラ７２と、回転数コントローラ７２からの指令に基づいてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形を生成し、生成したＰＷＭ波形出力用のＰＷＭ出力ポート７ｄを介してモータ駆動回路８へ出力するＰＷＭ波形生成コントローラ７３とを有する。回転数コントローラ７２は、室外機制御システム７１からの指令（室内機を介したリモコン信号やコンプレッサ周波数情報等）に加えて、入力ポート７ｅを介して入力される位置検出信号や、上述した各種ポートを介してそれぞれ入力される入力電流、母線電流、過電流に基づいて回転数指令を生成する。

制御回路７は、演算および制御機能を有するＣＰＵ（Central Processing Unit）と、各種処理を実行するための制御用プログラム等が予め記憶されたＲＯＭ（Read Only Memory）と、各種処理の演算パラメータやデータ等を記憶するＲＡＭ（Random Access Memory）とを備えたマイクロコンピュータを用いて実現される。

図３は、回転数コントローラ７２のより詳細な機能構成を示すブロック図である。同図に示す回転数コントローラ７２は、位置検出回路６で検出した位置情報の一部をなす非通電相のモータ巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミング信号を用いてロータ２０２の位置検知信号を演算する位置検知信号演算器７４と、位置検出回路６が検出した位置情報の一部をなす転流スパイク電圧のゼロクロスタイミング信号および後述する位相調整回路７９が生成した転流タイミング信号を用いて還流電流時間を演算する還流電流時間演算器７５と、位置検知信号演算器７４が演算したロータ２０２の位置検知信号または位相調整回路７９が生成したロータ２０２の仮想位置検知信号を用いてブラシレスＤＣモータ２００のモータ回転数（実回転数）を演算する実回転数演算器７６と、実回転数演算器７６が演算したモータ回転数と室外機制御システム７１から出力された回転数（周波数）目標値との差を求める演算器７７と、を備える。また、回転数コントローラ７２は、演算器７７が演算したモータ回転数と回転数目標値との差およびインバータ回路４の直流電流値を用いてブラシレスＤＣモータ２００の回転数指令値を演算する回転数フィードバック（ＦＢ）制御器７８と、回転数ＦＢ制御器７８が演算したブラシレスＤＣモータ２００の回転数指令値と還流電流時間演算器７５から出力される還流電流時間とを用いてロータ２０２の仮想位置検知信号（転流タイミング信号に相当）を生成する一方、その仮想位置検知信号に対応する位相調整信号を生成する位相調整回路７９と、を有する。ここで、位相調整信号とは、ロータ２０２の位相（位置）に対して、インバータ回路４の各スイッチング素子４１のオン／オフのタイミング（位相）を調整するための信号である。

図４は、以上の構成を有する制御装置１００が行うブラシレスＤＣモータ２００の制御方法の概要を示すフローチャートである。図４では、制御回路７がモータ駆動信号としての転流信号を出力してから次の転流信号を出力するまでの処理の流れを示している。

まず、制御回路７が転流信号を出力する（ステップＳ１）。この際には、回転数コントローラ７２の位相調整回路７９が、転流指令に相当する位相調整信号をＰＷＭ波形生成コントローラ７３に出力した後、ＰＷＭ波形生成コントローラ７３が、位相調整信号に対応するＰＷＭ波形（モータ駆動信号）を生成してモータ駆動回路８へ出力する。ここで、転流指令には、転流タイミングの情報およびインバータ回路４のどのスイッチング素子４１のオン／オフを切り替えるかについての情報が含まれる。

制御回路７から転流指令を受けたモータ駆動回路８は、その転流指令に基づく転流信号を含めたモータ駆動信号を、インバータ回路４を介してブラシレスＤＣモータ２００へ出力する。この際、モータ駆動回路８は、上記転流信号をブラシレスＤＣモータ２００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相巻線へ向けて順次出力する。

次に、位相調整回路７９は、回転数ＦＢ制御器７８から出力された回転数指令に基づいて、次に通電切り替えを行うタイミングまでの時間である１区間時間Ｔintの計算を行う（ステップＳ２）。例えば、１２０度通電方式の場合、１区間時間Ｔintは電気角に換算して６０度である。本実施の形態１では、ブラシレスＤＣモータ２００が三相四極のため、１区間の時間Ｔintは、回転数周期／（３×４）と計算される。ここで、回転数周期は実回転数の逆数である。

続いて、位相調整回路７９は、次回転流タイミングを前回転流タイミングからステップＳ２で求めた１区間分経過した時間として設定し、還流電流時間演算器７５および実回転数演算器７６に出力する（ステップＳ３）。前回転流タイミングは、制御回路７が有する記憶領域に記憶されている。なお、制御回路７は、一連の処理の最初にステップＳ１の転流出力処理を行ったタイミングを、初回分の前回転流タイミングとして上述した記憶領域に記憶する。

還流電流時間演算器７５は、位相調整回路７９から入力された転流タイミング信号をトリガとして還流電流時間ｔsの測定を開始する（ステップＳ４）。

この後、還流電流時間演算器７５で測定中の還流電流時間ｔsが、所定の上限値Ｔs1を超えた場合（ステップＳ５，Ｙｅｓ）、制御回路７は、ブラシレスＤＣモータ２００のモータ回転を停止する制御信号をモータ駆動回路８へ出力（ステップＳ６）し、一連の処理を終了する。ステップＳ５で参照する上限値Ｔs1は、１区間時間Ｔintよりも長い時間、例えば１区間時間Ｔintに１よりも大きい定数ｋを乗じた値（Ｔs1＝ｋ×Ｔint）として定義され、位相調整回路７９によって１区間時間Ｔintの算出後に求められる。上限値Ｔs1の値は、これ以上還流電流が流れ続けると制御による復帰が望めない値、または故障と判断される値として設定されるのが好ましい。このステップＳ５の処理を設定しておくことにより、ブラシレスＤＣモータ２００やインバータ回路４などの故障に起因して還流電流時間が長くなった場合などにおいて、制御装置１００およびブラシレスＤＣモータ２００を含むシステムの破綻を防止し、システムを保護することが可能になる。なお、上限値Ｔs1の値を定数として予め設定してもよい。

還流電流時間演算器７５は、測定中の還流電流時間ｔsが上限値Ｔs1以下であり（ステップＳ５，Ｎｏ）、かつ還流電流が終了せずに流れている場合（ステップＳ７，Ｎｏ）、還流電流時間ｔsの測定を継続する。これに対して、還流電流時間演算器７５は、還流電流時間ｔsが上限値Ｔs1以下であり（ステップＳ５，Ｎｏ）、かつ還流電流が終了した場合（ステップＳ７，Ｙｅｓ）、ステップＳ８以降の処理に進む。制御回路７は、還流電流時間演算器７５に転流スパイク電圧ゼロクロスタイミング信号が入力された時点で還流電流が終了したと判定する。

位相調整回路７９は、還流電流終了時の還流電流時間Ｔsと所定の閾値Ｔs2との大小を比較する（ステップＳ８）。閾値Ｔs2は、１区間時間Ｔintよりも小さい値（Ｔs2＜Ｔint）として定義され、位相調整回路７９によって１区間時間Ｔintの算出後に求められる。このステップＳ８での比較の結果、還流電流終了時の還流電流時間Ｔsが閾値Ｔs2以下である場合（ステップＳ８，Ｙｅｓ）、位相調整回路７９は、次回の転流後の処理のために、ステップＳ３で求めた次回転流タイミングを以後の処理における前回転流タイミングとして、制御回路７内の所定の記憶領域に書き込んで記憶する（ステップＳ１０）。このステップＳ１０の処理は、次回の転流出力以降の処理で参照する前回転流タイミングを更新するためのものである。

ステップＳ８において、還流電流終了時の還流電流時間Ｔsが閾値Ｔs2よりも大きい場合（ステップＳ８，Ｎｏ）、位相調整回路７９は、次回転流タイミングを、
次回転流タイミング＝前回転流タイミング＋（Ｔint／Ｔs2）×Ｔs ・・・（１）
として再設定する（ステップＳ９）。

図５は、上述したステップＳ８（Ｙｅｓの場合）からステップＳ９に至る処理を模式的に示す図である。以下の説明では、還流電流終了時の還流電流時間Ｔsを、単に還流電流時間Ｔsと称する。図５においては、３周期目までの還流電流時間Ｔsは閾値Ｔs2よりも小さく、１区間時間が同じＴintのままであり、４周期目の還流電流時間Ｔs'が閾値Ｔs2を超えた場合を示している。この場合、ステップＳ９の処理により、４周期目の１区間時間は、（Ｔint／Ｔs2）×Ｔs'（＞Ｔint）となる。

ここで、１２０度通電方式の場合を説明する。この場合、１区間時間Ｔintは電気角換算で６０度である。閾値Ｔs2を電気角換算で５０度と設定すると、次回の転流タイミングは、前回の転流タイミングから（６／５）×Ｔsだけ遅らせたタイミングとなる。図５において、４周期目の還流電流終了時の還流電流時間Ｔs'の電気角換算値θsが５５度であったとする。このとき、再設定後の１区間時間（Ｔint／Ｔs2）×Ｔs'は、もとの１区間時間を電気角換算で６０度として換算すると、（６０／５０）×５５＝６６（度）となる。この換算値が再設定後の１区間時間（電気角６０度換算）となるように再換算すると、Ｔs'の電気角の再換算値θs'は、θs'＝θs×（６０／６６）＝５０（度）となる。したがって、ステップＳ９において次回転流タイミングを式（１）によって再設定した結果、還流電流時間が長くなっても、１区間時間に対する割合を変化させないようにすることができる。

従来技術では、上述したとおり、還流電流時間の上限値（閾値Ｔs2に相当）に余裕を持たせて電気角換算で４５度程度とし、この上限値を超えた場合には回転を停止する制御を行っていた。これに対して、本実施の形態１においては、上述したように閾値Ｔs2の値を電気角換算で５０度程度とすることができるため、ブラシレスＤＣモータ２００が本来有する性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータ２００の脱調を適確に防止し、ブラシレスＤＣモータ２００の回転を安定して持続させることができる。なお、以上の説明においては、閾値Ｔs2を電気角換算で５０度としたが、それ以外の値とすることも可能である。例えば１２０度通電方式の場合、閾値Ｔs2は電気角換算で６０度以下であればよい。

ステップＳ９に続いて、位相調整回路７９は、式（１）にしたがって次回転流タイミングを再設定した後、次回の転流後の処理のために、再設定した次回転流タイミングを以後の処理における前回転流タイミングとして、制御回路７内の所定の記憶領域に書き込んで記憶する（ステップＳ１０）。

この後、制御装置１００は、次回転流タイミングが経過するまで待機し（ステップＳ１１，Ｎｏ）、次回転流タイミングが経過した場合（ステップＳ１１，Ｙｅｓ）には、ステップＳ１に戻って処理を繰り返し行う。

ここで、還流電流時間Ｔsが閾値Ｔs2よりも大きくなることがある二つの具体例を説明する。

まず、第１例として、ブラシレスＤＣモータ２００のモータ回転数が回転数指令値に等しく、かつ同期運転が行なわれている間に、直流電源電圧が急激に低下することによってモータ回転数が一時的に低下する場合を挙げることができる。この第１例の場合、制御装置１００は、モータ電流を増やしてモータ回転数をもとの値まで上昇させようとするため、結果的に還流電流時間Ｔsが長くなる。このとき、還流電流時間Ｔsが長くなりすぎると、ブラシレスＤＣモータ２００は脱調を生じ、回転制御が不可能となり、強制的に停止される。

本実施の形態１では、還流電流時間Ｔsが閾値Ｔs2を超えた場合、上述したステップＳ９における転流タイミングを再設定することにより、ブラシレスＤＣモータ２００の脱調限界を拡張することができる。したがって、ブラシレスＤＣモータ２００のモータ回転を停止させる頻度を減らし、ブラシレスＤＣモータ２００の脱調防止を実現することが可能となる。

次に、第２例として、ブラシレスＤＣモータ２００のモータ回転数が上昇した場合を挙げることができる。モータ回転数が上昇して誘起電圧による位置検知ができなくなった場合には、上述したように位相調整回路７９から出力される仮想位置検知指令に基づいて実回転数演算器７６がモータ回転数を演算する。この場合、制御装置１００は、モータ回転数と目標回転数とを比較することによってフィードバック制御を行う一方、位相調整回路７９から通電位相指令を出力し、進み位相角を大きくとって弱め界磁制御を行うことにより、モータ回転数を上昇させる。

図６は、ブラシレスＤＣモータ２００のモータ電流の進み位相角（電流位相角）θiと還流電流時間Ｔsの電気角換算値（還流角度）θsとの関係を示す図である。図６に示す場合、電流位相角θiが大きくなると還流角度θsも大きくなる。したがって、モータ電流の位相が進んでブラシレスＤＣモータ２００のモータ回転数が上昇すると、還流電流時間Ｔsが長くなる。なお、図６において、還流角度の上限値θs1は、ブラシレスＤＣモータ２００の脱調限界を与え、例えば１２０度通電方式の場合、θs1＝６０（度）である（このときの電流位相角の上限値θi1＝９０（度））。

還流角度θsが徐々に大きくなって６０度に近づくにつれてモータ回転数は上昇するが、モータ回転数がある程度上昇すると、誘起電圧のゼロクロス点が現れる前に転流が起こり、誘起電圧のゼロクロス点が検出されなくなる。そのため、回転数コントローラ７２では、位置検知信号演算器７４から実回転数演算器７６への出力がなくなる。このような場合であっても、転流スパイク電圧のゼロクロスタイミング信号は、位置検出回路６から回転数コントローラ７２へ入力されるので、位相調整回路７９は、入力された転流スパイク電圧のゼロクロスタイミング信号を用いることによって仮想位置検知信号を出力することができる。したがって、実回転数演算器７６は、位相調整回路７９から出力された仮想位置検知信号に基づいてモータ回転数を推定する演算を行い、演算器７７へ出力する。

この第２例においても、上記第１例と同様にして転流タイミングの変更を行い、ブラシレスＤＣモータ２００の脱調限界を拡張することができる。したがって、ブラシレスＤＣモータ２００の性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータ２００の脱調を適確に防止し、ブラシレスＤＣモータ２００の回転を安定して持続させることが可能となる。

以上説明した本発明の実施の形態１によれば、還流電流時間（Ｔs）が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間（Ｔint）よりも短い時間として定められる閾値（Ｔs2）を超えた場合、通電切り替えを行うタイミングをその還流電流時間に応じて遅らせるため、転流間隔に占める還流電流時間の割合を変更することなく、還流電流の発生を許容する時間を長くすることができる。この結果、ブラシレスＤＣモータの脱調限界を拡張し、その性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータの脱調を適確に防止するとともに、ブラシレスＤＣモータの回転を安定して持続させることが可能となる。

また、本実施の形態１によれば、還流電流が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間（Ｔint）よりも長い時間として定められる上限値（Ｔs1）を経過しても終了しない場合、前記ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることにより、ブラシレスＤＣモータまたは制御回路またはそれらを含むシステムを保護することができる。

さらに、本実施の形態１によれば、従来よりも脱調限界を拡張したことにより、瞬断や冷媒の挙動に起因する負荷変動などによって生じる可能性があるブラシレスＤＣモータの脱調を防止するための回転停止制御処理の頻度を少なくすることができる。

また、本実施の形態１によれば、モータ巻線の端子電圧を各巻線からそれぞれ抵抗を介して合成し、この合成点とグランド間に接続した抵抗で分圧する仮想中性点方式を適用しているため、ブラシレスＤＣモータの各相の端子電圧それぞれにコンパレータを接続する方式と比較して、部品点数を少なくすることができ、低コスト化を実現することができる。

従来技術では、回転数が上昇した時に弱め界磁制御を行う場合、弱め界磁領域では、位置検知信号が来る前に転流処理を行うため、位置検知の有無を使ってモータの脱調を検出することができなかった。そのため、脱調した状態で転流処理を繰り返す場合に発生する逆方向電流（逆電流）を検出することによって脱調を検出する必要があった。これに対して、本実施の形態１においては、所定の時間内に還流電流が終了しない場合、出力を停止させることで脱調を防止するため、逆電流検出回路が不要である。この意味でも、部品点数を少なくして低コスト化を実現することができる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成を示すブロック図である。同図に示す制御装置３００は、上記実施の形態１で説明した制御装置１００の構成に加えて、平滑コンデンサ３とインバータ回路４との間に並列接続され、インバータ回路４に印加する直流電圧を検出する分圧回路１６と、分圧回路１６に接続された直流電圧検出回路１７とを備える。これらの分圧回路１６と直流電圧検出回路１７は、直流電圧検出手段を構成する。また、制御装置３００が備える制御回路７−２は、制御回路７の構成に加えて、直流電圧検出回路１７が出力する直流電圧を回転数コントローラ７２へ入力するＡ／Ｄ変換ポート７ｆを有する。

本実施の形態２においては、上述した実施の形態１と同様の制御に加えて、直流電圧の変化に応じて通電切り替えタイミングの調整を行う。具体的には、一時的に直流電圧が低下してモータの回転数が低下した場合には次回転流タイミングを遅らせる一方、一時的に直流電圧が上昇してモータの回転数が増加した場合は次回転流タイミングを早める制御を行う。

以上説明した本発明の実施の形態２によれば、上記実施の形態１と同様、ブラシレスＤＣモータの脱調限界を拡張し、その性能を十分に発揮させながら、ブラシレスＤＣモータの脱調を適確に防止するとともに、ブラシレスＤＣモータの回転を安定して持続させることが可能となる。

また、本実施の形態２によれば、直流電圧の変化に応じて通電切り替えタイミングの調整を行うことにより、直流電圧が一時的に変化しても、ブラシレスＤＣモータの転流タイミングの調整が可能となる。したがって、直流電圧の一時的な変動に起因するブラシレスＤＣモータの脱調を未然に防止することが可能となる。

ここまで、本発明を実施するための最良の形態を説明してきたが、本発明は、上述した二つの実施の形態によってのみ限定されるものではなく、様々な実施の形態を含みうるものである。例えば、本発明は、少なくともブラシレスＤＣモータの各相が非通電区間を有していれば、１２０度通電方式以外の方式で通電切り替えをおこなってもよい。

また、本発明は、三相四極以外の相数および／または極数を有するブラシレスＤＣモータや、アウターロータ型のブラシレスＤＣモータを制御する場合にも適用可能である。

さらに、本発明は、ブラシレスＤＣモータに対してＰＷＭ方式以外のインバータ制御を行う場合にも適用することができる。

また、上述した実施の形態では、還流電流時間Ｔsを求める際に、転流タイミング信号と還流電流が終了して流れなくなるタイミングの転流スパイク電圧のゼロクロスタイミング信号とを用いたが、このうちの転流タイミング信号を用いる代わりに、還流電流が発生して流れ始めるタイミングの転流スパイク電圧のゼロクロスタイミング信号を用いてもよい（図２を参照）。

本発明に係るブラシレスＤＣモータの制御方法および装置は、コンプレッサを搭載するエアコンや冷蔵庫等の家電機器に適用することによってその家電機器の機能向上を実現することができる。

本発明の実施の形態１に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の機能構成を示すブロック図である。 ブラシレスＤＣモータに対して１２０度通電方式を適用した場合のモータ端子電圧（巻線電圧）を模式的に示す図である。 回転数コントローラの詳細な機能構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係るブラシレスＤＣモータの制御方法の概要を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態１に係るブラシレスＤＣモータの制御方法において、還流電流時間が所定値よりも大きくなった場合の転流タイミングの再設定処理を模式的に示す図である。 モータ電流の進み位相角と還流電流時間の電流角換算値との関係を示す図である。 本発明の実施の形態２に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の機能構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ コンバータ回路
３ 平滑コンデンサ
４ インバータ回路
５ 仮想中性点電圧回路
６ 位置検出回路
７、７−２ 制御回路
７ａ、７ｂ、７ｆ Ａ／Ｄ変換ポート
７ｃ、７ｅ 入力ポート
７ｄ ＰＷＭ出力ポート
８ モータ駆動回路
９ ノイズフィルタ
１０ リアクタ
１１ 電流センサ
１２ 入力電流検出回路
１３ シャント抵抗
１４ 母線電流検出回路
１５ 過電流検出回路
１６ 分圧回路
１７ 直流電圧検出回路
４１ スイッチング素子
４２ 還流ダイオード
７１ 室外機制御システム
７２ 回転数コントローラ
７３ ＰＷＭ波形生成コントローラ
７４ 位置検知信号演算器
７５ 還流電流時間演算器
７６ 実回転数演算器
７７ 演算器
７８ 回転数ＦＢ制御器
７９ 位相調整回路
１００、３００ 制御装置
２００ ブラシレスＤＣモータ
２０１ ステータ
２０２ ロータ

Claims (6)

1. 直流電圧をインバータ手段によって多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータへ供給し、当該ブラシレスＤＣモータの回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御方法であって、
   前記ブラシレスＤＣモータへの通電を切り替える際に発生する還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも短い時間として定められる閾値を超えた場合、前記通電切り替えを行うタイミングを前記還流電流時間に応じて遅らせることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
2. 前記還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも長い時間として定められる上限値を超えた場合、前記ブラシレスＤＣモータの回転を停止させることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
3. 前記直流電圧が減少したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを遅らせる一方、前記直流電圧が増加したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを早めること
   を特徴とする請求項１または２に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法。
4. 直流電圧をインバータ手段によって多相交流電圧に変換してブラシレスＤＣモータへ供給し、当該ブラシレスＤＣモータの回転制御を行うブラシレスＤＣモータの制御装置であって、
   前記ブラシレスＤＣモータへの通電を切り替える際に発生する還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも短い時間として定められる閾値を超えた場合、前記通電切り替えを行うタイミングを前記還流電流時間に応じて遅らせる制御を行う制御手段
   を備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
5. 前記制御手段は、
   前記還流電流が流れる還流電流時間が、当該還流電流の発生後に初めて通電切り替えを行うタイミングまでの時間よりも長い時間として定められる上限値を超えた場合、前記ブラシレスＤＣモータの回転を停止させる制御を行うことを特徴とする請求項４に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
6. 前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、
   前記制御手段は、
   前記直流電圧が減少したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを遅らせる一方、前記直流電圧が増加したとき、前記通電切り替えを行うタイミングを早める制御を行うこと
   を特徴とする請求項４または５に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。

Images