JP2002095283A - ブラシレスモータの駆動装置と駆動方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 巻線の無通電期間に発生する誘起電圧が現れ
る時間が短くなったとしても、ロータの磁極位置を正し
く検出できるブラシレスモータの駆動制御を実現する。 【解決手段】 無通電相の端子電圧の検出手段とインバ
ータの母線に印加されているＤＣ電圧の検出手段を具備
し、端子電圧とＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を
判断し、インバータ還流電流期間終了後の端子電圧とブ
ラシレスモ−タの特性から予め導出される端子電圧波形
とを援用し、ロータの磁極位置を確定することによっ
て、ブラシレスモータの駆動を行い、低速回転域から高
速回転域まで良質なブラシレスモータの駆動が可能とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスモータ
の駆動システムにおいて、ロータの磁極位置の検出を、
ホール素子等の位置検出手段を用いずに、ステータの巻
線に発生する誘起電圧によって位置検出を行うセンサレ
ス駆動方式に関し、特に、無通電相の端子電圧とインバ
ータの母線に印加されているＤＣ電圧からインバータ還
流電流期間を判断し、インバータ還流電流期間終了後の
端子電圧とブラシレスモ−タの特性から予め導出される
端子電圧波形とを比較することにより、ロータの磁極位
置を確定するブラシレスモータのセンサレス駆動装置お
よび駆動方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、ブラシレスモータの駆動制御
は、ロータの磁極位置と通電すべき巻線とを関係付けて
転流を行う必要があり、ブラシレスモータの出力トルク
は、ロータの有する磁石による磁束とステータの有する
巻線に流れる電流による磁束との相互作用によって発生
している。このため、ブラシレスモータの駆動は、ロー
タの磁極から発生する磁束が最大となる付近に存在する
巻線に電流を流すことによりトルクを発生させてブラシ
レスモータを回転制御する必要がある。また、ブラシレ
スモータの駆動制御は、ロータの磁極位置に従って、電
流を流すべき相を時々刻々に切替えていくことにより行
われるが、この相の切替えである転流の時刻が磁束最大
位置よりも大幅にずれた場合、発生するトルクが減少
し、最悪の場合、ブラシレスモータは脱調し停止に至る
ことになる。

【０００３】従って、ブラシレスモータの駆動制御は、
何らかの手段によってロータの磁極位置を検出して、こ
れにより制御を行う必要がある。中でも、ロータの磁極
位置の検出を、ホール素子等の位置検出手段を用いず
に、ステータの巻線に発生する誘起電圧によって位置検
出を行うセンサレス駆動方式が従来から提案されてい
る。この種のセンサレス駆動によるロータの磁極位置検
出方法に関する従来のシステム構成の一例を図２３と図
２４を参照して以下に説明する。

【０００４】図２３に示す従来のシステム構成におい
て、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、
５はブラシレスモータ、６はステータ、７はロータ、８
は制御部、９はドライブ回路、１６は基準電圧生成手
段、１７ｕ，１７ｖ，１７ｗはコンパレータである。ブ
ラシレスモータ５は、中性点を中心にＹ結線された３つ
の相巻線６ｕ、６ｖ、６ｗが取付けられたステータ６
と、磁石が装着されたロータ７とを備える。Ｕ相巻線６
ｕの非結線端にＵ相端子１１ｕ、Ｖ相巻線６ｖの非結線
端にＶ相端子１１ｖ、Ｗ相巻線６ｗの非結線端にＷ相端
子１１ｗが接続されている。

【０００５】交流電源１から出力されるＡＣ電圧は、コ
ンバータ２によってＤＣ電圧（Ｖｄｃ）に変換されてイ
ンバータ３に供給される。インバータ３は、一対のスイ
ッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続
されたＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用の３つの直列回路を有
し、これら３つの直列回路にコンバータ２から出力され
るＤＣ電圧（Ｖｄｃ）が印加される。Ｕ相用の直列回路
は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｕ
と下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｕを
備え、同様に、Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチン
グ素子であるトランジスタ１２ｖと下流側スイッチング
素子であるトランジスタ１３ｖを備え、また、Ｗ相用の
直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジス
タ１２ｗと下流側スイッチング素子であるトランジスタ
１３ｗを備える。さらに、フリーホイールダイオード１
４ｕ，１４ｖ，１４ｗと１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、そ
れぞれ上流側と下流側の各トランジスタと並列に接続さ
れる。

【０００６】インバータ３におけるトランジスタ１２ｕ
と１３ｕの相互接続点、トランジスタ１２ｖと１３ｖの
相互接続点、トランジスタ１２ｗと１３ｗの相互接続点
に、ブラシレスモータ５の端子１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ
がそれぞれ接続される。インバータ３は、各トランジス
タのオン・オフにより、ブラシレスモータ５の相巻線６
ｕ，６ｖ，６ｗに順次に通電するが、各相とも一対のト
ランジスタが上流側および下流側ともオフになる無通電
期間を有し、この期間では以下に述べるロータ７の磁極
位置の検出を行う。

【０００７】コンパレ−タ１７ｕ，１７ｖ，１７ｗで
は、無通電期間内にブラシレスモータ５の端子１１ｕ，
１１ｖ，１１ｗに発生する端子電圧（誘起電圧）と基準
電圧生成手段１６からの基準電圧（例えば、ＤＣ電圧値
Ｖｄｃの１／２等）とが比較され、図２４に示すよう
に、この比較結果である交点で変化する信号を位置検出
信号として制御部８に出力する。制御部８は、ブラシレ
スモータ５の相巻線６ｕ，６ｖ，６ｗに順次に通電する
ための制御信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ
−）を位置検出信号の変化点を基準として生成し、ドラ
イブ回路９に出力する。このようにして、ブラシレスモ
ータ５の回転制御を行っている。

【０００８】従来のセンサレス駆動の他の例として、例
えば日本国特許第２７８６８６３号公報に記載されたも
のがある。これは、ブラシレスモータの無通電相の端子
電圧を直接サンプリングして検出するＡ／Ｄコンバータ
を備え、このサンプリング値の２点を用いて誘起電圧の
傾きを求め、この傾きとＤＣ電圧値の１／２との交点を
基準として、その結果から転流を行うというものであ
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成では、無通電期間中に誘起電圧と基準電圧の交
点が存在しなければならず、このことがブラシレスモー
タ駆動の制御の際に、通電期間等に関して制限される原
因となっていた。具体的には、通電期間を１２０°未満
に抑える必要があり、１２０°以上とする広角通電を難
しくしていた。

【００１０】また、特許第２７８６８６３号公報に記載
された構成では、原理的に無通電相の端子電圧を常に２
点以上検出しなければならず、ブラシレスモータの回転
数が高速になり、２点以上の端子電圧が検出できなくな
った場合、誘起電圧の傾きが算出できないため、転流時
刻を決定できず、ブラシレスモータが停止するという問
題があった。

【００１１】本発明の目的は、上記課題を解決するとと
もに、ロータの磁極位置を正確に検出することができ、
低速回転域から高速回転域まで良好にブラシレスモータ
の駆動が可能な駆動制御を提供するものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のブラシレスモータ駆動装置は、複数相の巻
線を有するステータと複数極の磁石を有するロータを備
えたブラシレスモータに対し、前記ロータの磁極位置を
検出し、前記検出された磁極位置に応じて前記ステータ
の巻線への通電をインバータによって順次に切替えるブ
ラシレスモータの駆動装置であって、前記インバータの
母線に印加されているＤＣ電圧を検出するＤＣ電圧検出
手段と、前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電
圧を検出する端子電圧検出手段と、前記検出された端子
電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断
する還流電流期間判定手段と、ブラシレスモータの特性
から予め導出される端子電圧波形データを記憶する記憶
部と、前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電
圧と、ブラシレスモータの特性から予め導出される上記
端子電圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確
定する磁極位置検出手段と、を有することを特徴とす
る。

【００１３】また、本発明のブラシレスモータ駆動方法
は、複数相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有
するロータを備えたブラシレスモータに対し、前記ロー
タの磁極位置を検出し、前記検出された磁極位置に応じ
て前記ステータの巻線への通電をインバータによって順
次に切替えるブラシレスモータの駆動方法であって、前
記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出す
る工程と、前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子
電圧を検出する工程と、前記検出された端子電圧と前記
ＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断する工程
と、前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧
と、ブラシレスモータの特性から予め導出される上記端
子電圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定
する工程と、を有することを特徴とする。

【００１４】本発明によれば、例えばＤＣ電圧値の１／
２などの基準電圧とＤＣ電圧との交点を求めることな
く、ロータの磁極位置を検出することができ、低速回転
域から高速回転域まで良好な運転制御が可能となる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、添付の図面を参照しながら詳細に説明する。なお、
添付の図面において同様の構成要素については同一の参
照番号で示すものとする。

【００１６】（実施の形態１）図１は、本発明の実施形
態１に係るシステム構成を示すブロック図である。図１
において、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバ
ータ、４はＤＣ電圧検出手段、５はブラシレスモータ、
６はステータ、７はロータ、８は制御部、９はドライブ
回路、１０はＡ／Ｄ変換器である。ブラシレスモータ５
は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線６ｕ、６
ｖ、６ｗが取付けられたステータ６と、磁石が装着され
たロータ７とを備える。Ｕ相巻線６ｕの非結線端にＵ相
端子１１ｕ、Ｖ相巻線６ｖの非結線端にＶ相端子１１
ｖ、Ｗ相巻線６ｗの非結線端にＷ相端子１１ｗがそれぞ
れ接続されている。

【００１７】交流電源１から出力されるＡＣ電圧は、コ
ンバータ２によってＤＣ電圧に変換され、インバータ３
に供給される。インバータ３は、一対のスイッチング素
子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された３つ
の直列回路を、それぞれＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として
有する。これら直列回路にコンバータ２から出力される
ＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側ス
イッチング素子であるトランジスタ１２ｕと下流側スイ
ッチング素子であるトランジスタ１３ｕを備え、同様
に、Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であ
るトランジスタ１２ｖと下流側スイッチング素子である
トランジスタ１３ｖを備え、また、Ｗ相用の直列回路
は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｗ
と下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｗを
備える。さらに、フリーホイールダイオード１４ｕ，１
４ｖ，１４ｗと１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、それぞれ上
流側と下流側の各トランジスタと並列に接続されてい
る。

【００１８】インバータ３において、Ｕ相用の直列回路
のトランジスタ１２ｕと１３ｕの相互接続点、Ｖ相用の
直列回路のトランジスタ１２ｖと１３ｖの相互接続点、
Ｗ相用の直列回路のトランジスタ１２ｗと１３ｗの相互
接続点に、ブラシレスモータ５の端子１１ｕ，１１ｖ，
１１ｗがそれぞれ接続される。インバータ３は、各トラ
ンジスタのオン・オフにより、ブラシレスモータ５の相
巻線６ｕ，６ｖ，６ｗに順次に通電する働きをする。

【００１９】ＤＣ電圧検出手段４はインバータ３の入力
側に配置され、ＤＣ電圧検出手段４によって検出された
ＤＣ電圧は、インバータ３及びＡ／D変換器１０に入力
される。また、Ａ／D変換器１０には、ブラシレスモー
タ５の端子１１ｕ，１１ｖ，１１ｗからの端子（誘起）
電圧も入力されてサンプリングされる。

【００２０】制御部８では、Ａ／Ｄ変換器１０で得られ
るＤＣ電圧検出手段４からのＤＣ電圧とブラシレスモー
タ５からの端子電圧の情報から、インバータ３における
トランジスタのスイッチング動作を制御する信号（Ｕ
＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を生成し、ドライ
ブ回路９に出力する。これらのスイッチング動作制御信
号に基づいて、ドライブ回路９により、インバータ３に
おけるトランジスタのスイッチング動作が行われる。

【００２１】ここで、制御部８は、ブラシレスモータ５
からの無通電相の端子電圧を検出する端子電圧検出部８
１と、この検出された端子電圧とインバータの母線に印
加されているＤＣ電圧とを比較することによりインバー
タ還流電流期間を判断する還流電流期間判定部８２と、
主にロータ７内の磁石によってステータ６の巻線に誘起
され、ブラシレスモータ側から発生する端子電圧波形デ
ータを記憶する記憶部８３を有する。この誘起電圧波形
はブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧
波形となり、後述する磁極位置を検出する際に用いら
れ、これを記億部８３にテーブル化したデータなどで記
憶されている。また、制御部８は、インバータ還流電流
期間終了後の端子電圧とブラシレスモータの特性から予
め導出される端子電圧波形とを援用して、ロータの磁極
位置を確定する磁極位置検出部８４を有する。制御部８
とＡ／Ｄ変換器１０はワンチップのマイクロコンピュー
タで構成可能であり、各制御機能の詳細については後述
する。

【００２２】次に、上記構成のモータ駆動システムにお
いて、ステータ６の相巻線６ｕ，６ｖ，６ｗが理想的な
転流タイミングで通電制御され、ロータ７が一定速度で
回転しているものとして、その動作状態を以下に説明す
る。

【００２３】図２は、本実施の形態の制御部８から出力
され、インバータ３におけるトランジスタのスイッチン
グ動作を制御する信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，
Ｗ−を示す。スイッチング動作制御信号は一般に１２０
°通電駆動といわれるものであり、また、巻線端子電圧
の通電率を制御するいわゆるＰＷＭ制御を実現する。図
２において、Ｕ＋で示す信号は、Ｕ相用のトランジスタ
１２ｕを制御する信号であり、Ｕ−で示す信号は、Ｕ相
用のトランジスタ１３ｕを制御する信号である。他のＶ
相、Ｗ相に関しても同様であり、各信号はアクティブハ
イとしている。

【００２４】図３は、図２に示す制御信号でブラシレス
モータ５を駆動したときのＵ相端子１１ｕの端子電圧波
形を示す。この端子電圧波形は、ブラシレスモータを回
転させるために印加する駆動電圧と、ブラシレスモータ
側から発生する電圧とが混在したものである。このブラ
シレスモータ側から発生する電圧は、回転速度や通電電
流などによって変化し、ロータ７の磁極位置の検出に際
し有効な情報となる。図２に示すような１２０°通電駆
動では、ブラシレスモータ側から発生する電圧は、図３
に示す期間Ｔｓで得られる。

【００２５】さらに、期間Ｔｓにおいて、転流時にフリ
ーホイールダイオード１４ｕ，１５ｕに電流が流れる期
間（インバータ還流電流期間）Ｔｆでは、ＤＣ電圧また
は０電圧に固定され、また、インバータ３はＰＷＭ制御
によるチョッピングが行われているため、例えば、電気
角３００〜３６０°期間では、トランジスタ１２ｗがオ
ンしてＷ−Ｖ相が通電している期間のみ有効な情報とし
て活用できる。

【００２６】そこで、本実施の形態１において、磁極位
置検出のための有効な情報となり得るブラシレスモータ
側から発生する電圧を取得する方法について、図４を用
いて説明する。

【００２７】図４はトランジスタのスイッチング動作を
制御する信号パターンが図２における期間から、即
ち、Ｗ−Ｕ相の通電からＷ−Ｖ相の通電に切替わったと
きのトランジスタ１２ｗ，１３ｕ，１３ｖの動作状態
と、Ｕ相端子１１ｕの電圧波形である。通電が切替わっ
た後、Ａ／Ｄ変換器１０によってＤＣ電圧とＵ相の端子
電圧をトランジスタ１２ｗがオンしている期間内にサン
プリングする。サンプリングされた端子電圧（図中×
印）とＤＣ電圧を比較し、同等であればフリーホイール
ダイオード１４ｕに電流が流れているインバータ還流電
流期間であることが分かる（図中Ｐ１〜Ｐ３）。トラン
ジスタ１２ｗがオンするごとにサンプリングと電圧比較
を行ない、端子電圧がＤＣ電圧より十分小さい値（Ｐ
４）であったならば、インバータ還流電流期間が終わ
り、ブラシレスモータ側から発生する電圧と判断でき
る。

【００２８】図５は、トランジスタのスイッチング動作
を制御する信号パターンが、図２における期間から
、即ち、Ｕ−Ｗ相の通電からＶ−Ｗ相の通電に切替わ
ったときのトランジスタ１２ｕ，１２ｖ，１３ｗの動作
状態と、Ｕ相端子１１ｕの電圧波形である。通電が期間
からに切替わった後、Ａ／Ｄ変換器１０によってＤ
Ｃ電圧とＵ相の端子電圧をトランジスタ１３ｗがオンし
ている期間内にサンプリングする。サンプリングされた
端子電圧（図中×印）とゼロ電位を比較し、同等であれ
ばフリーホイールダイオード１５ｕに電流が流れている
インバータ還流電流期間であることが分かる（図中Ｐ５
〜Ｐ７）。トランジスタ１３ｗがオンするごとにサンプ
リングと電圧比較を行ない、端子電圧がゼロ電位より十
分大きな値（Ｐ８）であったならば、インバータ還流電
流期間が終わり、ブラシレスモータ側から発生する電圧
と判断できる。

【００２９】サンプリングした端子電圧が、ブラシレス
モータ側から発生する電圧と判断できたならば、その値
からロータ７の磁極位置を検出することができる。ブラ
シレスモータ側から発生する電圧から磁極位置を検出す
る方法を以下に説明する。

【００３０】ブラシレスモータ側から発生する電圧は、
主にロータ７内の磁石によってステータ６の巻線に誘起
される電圧、いわゆる誘起電圧である。この誘起電圧波
形は、ブラシレスモータの巻線の巻数や、磁石の材料な
どの仕様が決まればおのずと決まるものであり、図６に
示すように、概ね正弦波状関数で表すことができ、３０
００ｒｐｍの誘起電圧波形（破線１８ａで示す）、６０
００ｒｐｍの誘起電圧波形（実線１８ｂで示す）のよう
にブラシレスモータ回転数によってその振幅が変化す
る。この波形が、磁極位置を検出する際に用いるブラシ
レスモータの特性から予め導出される端子電圧波形とな
り、これを制御部８内の記億部８３にテーブル化したデ
ータなどで記憶しておく。

【００３１】これによって、例えば図１に示すようなシ
ステムにおいて、インバータ３に供給されるＤＣ電圧が
２４０Ｖでブラシレスモータが回転したとすれば、信号
パターンが期間で回転数が３０００ｒｐｍの時、誘起
電圧が１１０Ｖであるならば磁極位置は電気角にて１６
５°であると判断できる。また、信号パターンが期間
で回転数が６０００ｒｐｍの時、誘起電圧が９０Ｖであ
るならば、磁極位置は電気角にて３０５°であると判断
できる。

【００３２】このようにブラシレスモータ回転数を把握
しておけば誘起電圧から磁極位置が検出できることにな
る。即ち、実施の形態１において、制御部８でブラシレ
スモータ側から発生する電圧から磁極位置を検出し、検
出された位置情報からブラシレスモータ回転数の算出を
行い、算出されたブラシレスモータ回転数を再度磁極位
置検出に用いるといった制御ループを構成すれば駆動が
可能である。

【００３３】なお、誘起電圧波形を図６に示すような正
弦波状として説明したが、ロータ７内の磁石の着磁など
によっては、誘起電圧波形を図７に示すような台形波状
のものにするなど、駆動させるブラシレスモータの特性
に合わせた波形を磁極位置の検出の際に用いるのが望ま
しい。

【００３４】本実施の形態によれば、ブラシレスモータ
が高速回転で駆動され、図８に示すように、無通電期間
の端子電圧波形においてインバータ還流電流期間が長く
なり、誘起電圧のゼロクロスポイント（ＤＣ電圧値の１
／２との交点）が隠されたものとなったとしても、Ａ／
Ｄ変換器によって端子電圧を１点（図中×印）サンプリ
ングできれば磁極位置が判断できる。

【００３５】また、本実施の形態において、インバータ
３におけるトランジスタのスイッチング動作を制御する
信号の他の例を図９に示す。同図に示したスイッチング
動作制御信号は、各相の通電角を広げ、電気角にて１５
０°の通電期間を有し、無通電期間を３０°としてい
る。ここで、スイッチング動作制御信号と誘起電圧（Ｕ
相を代表）の関係は図１０に示す通りである。

【００３６】図１１は、トランジスタのスイッチング動
作を制御する信号パターンが期間10（○印内の10として
図示）から12（○印内の12として図示）にかけて切替わ
った時のＵ相の端子電圧波形を示す。１２０°通電駆動
の時と比べて通電期間が短くなっているため、誘起電圧
を検出できる期間も短くなり、図９及び図１０からもわ
かるように、信号パターン11（○印内の11として図示）
では誘起電圧のゼロクロスポイントが現れる以前にスイ
ッチング動作が開始していることになる。このような場
合でも、Ａ／Ｄ変換器によって端子電圧を１点サンプリ
ングできれば磁極位置が判断できることから、通電角を
広げた駆動が可能であることが分かる。

【００３７】このように、通電角が広げられれば、図１
２に示すように、各相に流れる電流において、１２０°
通電駆動時の電流波形（破線２０ａで示す）と比較し
て、なだらかな立ち上げ及び立ち下げの電流波形（実線
２０ｂで示す）が実現できる。この電流波形の改善によ
ってブラシレスモータ駆動の低騒音化および低振動化が
可能となる。

【００３８】なお、本実施の形態では通電角を１２０°
と１５０°とした場合について説明したが、本実施の形
態を適用し、Ａ／Ｄ変換器によって端子電圧を１点でも
サンプリングできれば、通電角は約１８０°付近まで広
げることも可能であり、電流波形を正弦波状に近づけた
略正弦波駆動も実現でき、更なるブラシレスモータ駆動
の低騒音化および低振動化が図れる。

【００３９】（実施の形態２）実施の形態１では、ブラ
シレスモータ側から発生する電圧は、主にロータ７内の
磁石によって誘起される誘起電圧であることを前提に説
明したが、本実施の形態２では、ブラシレスモータが突
極性を持つＩＰＭモータにおいて厳密な磁極位置検出を
行う必要がある場合を考慮して、ブラシレスモータの特
性から予め導出される端子電圧波形を、誘起電圧波形と
ステータ６に取り付けた巻線の相互インダクタンスによ
って生じる電圧との合成波形とした。

【００４０】図１３はＩＰＭモータの１相当たりの有効
インダクタンスを表すものであり、ロータ７に磁石が埋
め込まれたＩＰＭモータでは、特に振幅Ｌａｓが大きく
なり、無通電期間の端子電圧において、この影響が無視
できなくなる。ＩＰＭモータのモデルの電圧方程式から
無通電期間における、例えば、Ｕ相端子電圧を導出する
と、下記に示す式（Ａ）となる。 Vu=[(Vv+Vw)+3Las{cos(2θ−2π/3)・p(iv)+cos(2θ+2π/3)・p(iw)}−6ω・Las {sin(2θ−2π/3)・iv+sin(2θ+2π/3)・iw}+3φu]／2 ．．．(A)

【００４１】式（Ａ）において、第２および第３項は相
互インダクタンスによって生じる電圧であり、第１およ
び第４項は相互インダクタンスによって生じる電圧を含
まない誘起電圧を表している。ここで、ＶｖおよびＶｗ
は中性点から見た各端子電圧であり、ｉｖおよびｉｗは
中性点に流れる方向を正とする相電流、φuは中性点か
ら見た磁石による誘起電圧、ωは回転速度、ｐは微分演
算子（d/dt）である。

【００４２】また、図１４は、相電流がないときの誘起
電圧波形２１ａと、相電流が流れた時の誘起電圧波形２
１ｂとの比較を示すものである。誘起電圧波形は、相電
流が大きくなるにつれて、電気角に対して前へ進んだ波
形になることがシミュレーション等によって証明されて
いる。このことを考慮しなければ、同じ誘起電圧値をサ
ンプリングしても相電流が大きい場合、磁極位置を遅れ
側に検出してしまい、最適な通電タイミングによる駆動
が行われないことになる。

【００４３】式（Ａ）から、特にＩＰＭモータの場合、
無通電期間におけるブラシレスモータ側から発生する電
圧に、相互インダクタンスによって生じる電圧分を加味
したほうが正確な磁極位置検出ができることは明らかで
あり、そのためには図１４および式（Ａ）の第２及び第
３項から分かるように、無通電期間におけるブラシレス
モータ側から発生する電圧が回転速度と相電流によって
変化するため、回転駆動中のこれらの値に応じて磁極位
置の検出の演算を行う必要がある。尚、図１に示すシス
テム構成では相電流を検出する手段は設けられていない
が、これは、インバータ３の母線に印加されているＤＣ
電圧と、ＰＷＭ制御によるチョッピングの通電率（デュ
ーティ）と、各相巻線に対する通電期間が、それぞれ相
電流と比例関係にあるため、相電流検出手段を備えなく
ても前述した３つの値でもって代用することができる。

【００４４】（実施の形態３）本実施の形態３では、前
記実施の形態１または２における制御部８をインバータ
制御用マイコンにて具現化し、図１５は、このインバー
タ制御用マイコン内でのタイマ構成と、出力されるイン
バータ制御信号との関係を示したものである。インバー
タ３におけるトランジスタのスイッチング動作を制御す
る信号は、図９に示したような１５０°通電駆動を実現
するもので、ブラシレスモータが回転中に発生する誘起
電圧に合わせて通電される相が切替わるように構成され
ている。

【００４５】第１のタイマは、ＰＷＭ信号のキャリア周
波数毎にアップダウンカウントを繰り返し、図１６に示
すようなキャリア周波数決定値に到達すると、アップカ
ウントからダウンカウントへ移行し、通電率決定値に到
達するとＰＷＭ信号を反転させる。この種のタイマは、
一般に、インバータ制御用マイコンには標準装備されて
いる。

【００４６】第２のタイマは、ブラシレスモータの回転
数に基づいて電気角で３０°毎にカウントクリアされ
る。第２のタイマのカウント値がクリアされてから電気
角で３０°に相当する値までカウントされると、通電さ
れる相が切替わるようにＵ＋からＷ−までの信号を制御
し、カウントクリアしている。

【００４７】ＰＷＭ信号のキャリア周波数を一定にし、
通電率を変化させることによってブラシレスモータの回
転数を制御するような駆動装置の場合、言うまでもなく
ＰＷＭ信号のキャリア周期と、通電される相を切替える
転流タイミングとは非同期である。ブラシレスモータを
安定駆動させるためには、転流タイミングで確実に通電
相を切替える必要があり、図１５に示すように、ＰＷＭ
信号の出力がキャリア周期の途中であっても変化させな
ければならない。

【００４８】これを実現するために、ＰＷＭ信号のキャ
リア周波数と通電率を決める第１のタイマと、通電され
る相を切替える転流タイミングを計測する第２のタイマ
とを備える構成によって、本発明の第１および第２の実
施形態が適用されるブラシレスモータの安定駆動が図れ
る。

【００４９】図１７は上述の制御方法にさらに第３のタ
イマを追加した制御方法を示すタイミングチャートであ
る。第３のタイマは、第１のタイマに同期してカウント
アップされ、その機能について図１８を用いて以下に説
明する。

【００５０】図１８において、ＰＷＭ信号が第１のタイ
マに同期して変化するのは前述の通りである。第１およ
び第２の実施形態では、ブラシレスモータ側から発生す
る電圧を端子電圧からサンプリングしてロータ７の磁極
位置の検出に利用しているが、このブラシレスモータ側
から発生する電圧は、ＰＷＭ信号とずれたタイミングで
現れる。これは、インバータ３におけるトランジスタの
スイッチング動作の遅れや、端子電圧検出回路の時定数
の影響によるものである。

【００５１】従って、ブラシレスモータ側から発生する
電圧をサンプリングする際は、このタイミングのずれを
考慮した上で行わなければならない。例えば、第１のタ
イマのキャリア周波数決定値をα、第１のタイマの通電
率決定値をβ、タイミングのずれをγとすると、第３の
タイマのカウント値が（β＋γ）から（α＋β＋γ）ま
での期間において、端子電圧をサンプリングすればよい
ことになる。

【００５２】一般的なインバータ制御用マイコンでは、
第１のタイマのカウント値が通電率決定値に達したとき
に、割込みなどのイベントを発生することはできるが、
上述したタイミングのずれを加味した時点で割込みなど
のイベントを発生させることはできない。従って、ブラ
シレスモータ側から発生する電圧を端子電圧からサンプ
リングすべき期間を正確に計測するのに第３のタイマを
用い、カウント値が端子電圧サンプリング許可期間開始
タイミングや終了タイミングに到達した時点で割込みイ
ベントを発生させ、サンプリング動作のコントロールを
行い、誤検出を防止している。

【００５３】ここで、図１８を用いた説明に関しては、
図１５マタハ図１７において信号パターンが奇数（、
、、…）で表される期間中においてのみ当てはま
る。次に、図１５または図１７において、ＰＷＭ信号が
アクティブ期間に信号パターンが偶数から奇数（例えば
から）に移行した際の制御について、図１９を用い
て説明する。

【００５４】まず、図中のＩは通電率決定値（β）にず
れ（γ）を加算したタイミングである。この時点で信号
パターンが偶数なのか奇数かを判断し、もし偶数である
ならば無通電相がない期間として端子電圧のサンプリン
グ動作は開始しない。

【００５５】次に、転流タイミングを計測する第２のタ
イマのカウント値が、転流タイミングに到達した時点II
で、信号パターンは奇数となる。このとき、ＰＷＭ信号
がアクティブ期間か判断し、アクティブ期間であれば、
IIの時点における第３のタイマのカウント値（Ｔ）を記
憶しておく。そして、第３のタイマのカウント値が（Ｔ
＋γ）になった時点IIIから、端子電圧のサンプリング
を開始し、（α＋β＋γ）で表されるIVのタイミングで
終了する。

【００５６】逆に、図１５または図１７において、ＰＷ
Ｍ信号がアクティブ期間に信号パターンが奇数から偶数
（例えばから）に移行した際の制御については、図
２０の通りである。端子電圧のサンプリングは、第３の
タイマのカウント値が（β＋γ）になった時点Ｉから、
第２のタイマによる転流が行われた時点IIの第３のタイ
マのカウント値（Ｔ）にずれ（γ）を加算したタイミン
グIIIまで行われる。

【００５７】本実施の形態によれば、第１または第２の
実施形態の制御部８をインバータ制御用マイコンにて具
現化したことで、安価で容易に、高精度の端子電圧サン
プリング制御を実現できる。

【００５８】（実施の形態４）本実施の形態４では、第
３の実施形態で用いた第２のタイマで計測される通電相
を切替える転流タイミングを、可変としている。以下に
述べる説明では、第２のタイマで計測される通電相を切
替える転流タイミングを、ブラシレスモータが回転中に
発生する誘起電圧に対し、図２１に示すように全体的に
早める、いわゆる進角制御について述べる。

【００５９】図２１は、通電相を切替える転流タイミン
グにおいて、図１７に示すものより電気角にて１５°早
めた状態を示したものである。一般に、ブラシレスモー
タの駆動中におけるモータ効率の最高点は、回転数が速
くなったり相電流が大きくなるにつれ、回転中に発生す
る誘起電圧に対して通電相を切替える転流タイミングを
早めた時点に存在するため、このような転流タイミング
を早める進角制御（以後、早める量を進角値という）が
用いられる。

【００６０】本実施の形態では、相電流を検出する手段
が設けられていないため、インバータ３の母線に印加さ
れているＤＣ電圧と、ＰＷＭ制御によるチョッピングの
通電率（デューティ）と、各相巻線に対する通電期間で
もって相電流の代用を行ない、これにブラシレスモータ
の回転数を加えた４パラメータによって、進角値を決定
し、ブラシレスモータを常に最高効率点で駆動させるこ
とができる。なお、上記４パラメータのいずれかを用い
ることでシステム構築してもよい。

【００６１】ここで、ロータの磁極位置を確定するため
に用いた端子電圧値が所定の範囲内に収まるように、進
角値を制限した場合について、図２２を用いて以下に説
明する。

【００６２】図２２の（ａ）の状態では、無通電時の端
子電圧波形からＴｂｅｍｆの期間において磁極位置検出
のための有効な情報となり得るブラシレスモータ側から
発生する電圧が現れている。この状態であれば電気角に
対する電圧値の変化（端子電圧の傾き）が大きいため、
角度誤差の少ない位置演算が可能である。

【００６３】これに対し、図２２の（ｂ）に示す状態ま
で進角値を大きくすると、磁極位置検出のための有効な
情報となり得るブラシレスモータ側から発生する電圧の
電気角に対する電圧値の変化が少なく、たとえ第３の実
施形態で述べたような構成で端子電圧を正確にサンプリ
ングしたとしても、電圧値から磁極位置に変換する際に
大きな角度誤差を生じてしまう。

【００６４】このような状態を防ぐために、磁極位置検
出のための有効な情報となり得るブラシレスモータ側か
ら発生する電圧をサンプリングする毎に、その値が、図
２２（ａ）に示すｔｈ１からｔｈ２の所定の範囲内にあ
るか確認しながら、例えば、もしｔｈ１よりも小さけれ
ば進角値を少なくするといった制限を加えることとし、
これによって磁極位置検出精度の向上が図れる。

【００６５】（実施の形態５）本実施の形態５では、第
１乃至第４の実施の形態に示したモータ駆動システムを
エアコンなどの冷凍装置のコンプレッサモータ駆動シス
テムに適用した。本実施の形態によれば、コンプレッサ
モータに流れる電流波形を正弦波状に近づける改善によ
り、冷凍装置の低騒音化および低振動化を実現すること
ができた。また、より精度の高い磁極位置検出は、コン
プレッサモータの最高効率ポイントでの駆動を可能に
し、ひいては冷凍装置の高効率化に大きく寄与すること
ができた。また、Ａ／D変換器の端子電圧サンプリング
は、コンプレッサモータの回転数の高速化を可能にし、
短時間に目標温度に到達する冷凍装置が実現できた。

【００６６】

【発明の効果】以上から明らかなように、本発明の第１
の態様によれば、端子電圧とＤＣ電圧からインバータ還
流電流期間を判断し、インバータ還流電流期間終了後の
前記端子電圧とブラシレスモータの特性から予め導出さ
れる端子電圧波形とを援用し、ロータの磁極位置を確定
することを特徴とした駆動方法を実現し、これによれ
ば、以下に述べる効果を奏する。

【００６７】まず、無通電期間の端子電圧波形において
インバータ還流電流期間が長くなり、誘起電圧のゼロク
ロスポイントが隠れるような場合であっても、インバー
タ還流電流期間後にサンプリングした端子電圧から磁極
位置が検出できるため、所望の転流タイミングで通電相
を切替えることができ、ブラシレスモータを最高効率に
て駆動させたり、回転領域をより高速側に広げたりする
ことができる。

【００６８】また、端子電圧を１点サンプリングできれ
ば磁極位置が検出できるので、誘起電圧のゼロクロスポ
イントが現れる以前にスイッチング動作の開始が可能で
あり、通電角を広げることができ、ブラシレスモータ駆
動の低騒音化、低振動化が図れる。

【００６９】本発明の第２の態様によれば、ブラシレス
モータの特性から予め導出される端子電圧波形は、ロー
タ内の磁石による誘起電圧波形と、巻線の相互インダク
タンスにより発生する電圧波形との合成波形とすること
により、特に、突極性を持つＩＰＭモータにおいて厳密
な磁極位置の検出が可能となる。

【００７０】更に、本発明の第３の態様によれば、相電
流とブラシレスモータの回転数によって変化する相互イ
ンダクタンスにより発生する電圧波形を求める際に、相
電流をインバータの各相巻線に対する通電率などに代用
して算出されるため、電流センサ等を用いない安価なシ
ステムを構築することができる。

【００７１】本発明の第４の態様によれば、ＰＷＭ信号
のキャリア周波数と通電率を決める第１のタイマと、ス
テータの巻線への通電を順次に切替えるタイミングを計
測する第２のタイマとによって構成され、インバータを
制御するＰＷＭ信号を出力する制御部を具備することに
より、特に、ブラシレスモータが高速回転時においても
キャリア周波数に関係なく、所望の転流タイミングで確
実に通電相を切替えることができ、安定駆動を維持する
ことができる。

【００７２】本発明の第５の態様によれば、前記制御部
に、無通電相の端子電圧の検出タイミングを計測するＰ
ＷＭ信号に同期した第３のタイマを追加することによ
り、インバータにおけるトランジスタのスイッチング動
作の遅れや、端子電圧検出回路の時定数の影響を受けな
い厳密な磁極位置検出ができる。

【００７３】本発明の第６の態様によれば、磁極位置検
出に用いる端子電圧値を監視しながら所定の範囲内に収
まるように転流タイミングの可変範囲に制限を設けたた
め、端子電圧値から磁極位置への変換演算に生じる誤差
を極力低減し、脱調のないブラシレスモータの安定駆動
が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態に係るシステム構成を示
すブロック図

【図２】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動
したときのインバータのスイッチング動作制御信号を示
すチャート図

【図３】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動
したときのＵ相の端子電圧波形図

【図４】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動
し、Ｗ−Ｕ相の通電からＷ−Ｖ相の通電に切替わったと
きの波形図

【図５】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動
し、Ｕ−Ｗ相の通電からＶ−Ｗ相の通電に切替わったと
きの波形図

【図６】 誘起電圧が正弦波状であるブラシレスモータ
が、１２０°通電駆動されるときの電気角と誘起電圧波
形の関係図

【図７】 誘起電圧が台形波状であるブラシレスモータ
が、１２０°通電駆動されるときの電気角と誘起電圧波
形の関係図

【図８】 ブラシレスモータが高速回転したときの端子
電圧波形図

【図９】 図１のシステムにおいて、１５０°通電駆動
したときのインバータのスイッチング動作制御信号を示
すチャート図

【図１０】 誘起電圧が正弦波状であるブラシレスモー
タが、１５０°通電駆動されるときの電気角と誘起電圧
波形の関係図

【図１１】 ブラシレスモータが１５０°通電駆動した
ときの端子電圧波形図

【図１２】 １２０°通電駆動と１５０°通電駆動した
ときの相電流波形図

【図１３】 ＩＰＭモータのインダクタンス特性図

【図１４】 相電流による誘起電圧の違いを示す波形図

【図１５】 図１のシステムにおいて、１５０°通電駆
動したときのインバータのスイッチング動作制御信号と
制御部のタイマ動作を示すチャート図

【図１６】 図１５における第１のタイマとＰＷＭ信号
との関係図

【図１７】 図１のシステムにおいて、１５０°通電駆
動したときのインバータのスイッチング動作制御信号と
制御部のタイマ動作を示すチャート図

【図１８】 図１７における、第１のタイマと第３のタ
イマと端子電圧波形との関係図

【図１９】 図１７における、第１のタイマと第２のタ
イマと第３のタイマとの関係図

【図２０】 図１７における、第１のタイマと第２のタ
イマと第３のタイマとの関係図

【図２１】 図１７において、１５°進角制御した時の
チャート図

【図２２】 （ａ）、（ｂ）は進角値違いによる端子電
圧波形の比較図

【図２３】 従来のシステム構成を示すブロック図

【図２４】 従来のシステム構成における、無通電期間
の端子電圧と位置検出信号の波形図

【符号の説明】

３ インバータ ４ ＤＣ電圧検出手段 ５ ブラシレスモータ ６ ステータ ７ ロータ ８ 制御部 ９ ドライブ回路 １１ｕ Ｕ相端子 １１ｖ Ｖ相端子 １１ｗ Ｗ相端子 １６ 基準電圧生成手段 １８ａ ３０００ｒｐｍの正弦波状の誘起電圧波形 １８ｂ ６０００ｒｐｍの正弦波状の誘起電圧波形 １９ａ ３０００ｒｐｍの台形波状の誘起電圧波形 １９ｂ ６０００ｒｐｍの台形波状の誘起電圧波形

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 楢崎 和成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB07 BB12 DA13 DC12 EB01 EB05 EC10 SS07 TT01 TT07 UA02 XA12 XB09

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数相の巻線を有するステータと複数極
   の磁石を有するロータを備えたブラシレスモータに対
   し、前記ロータの磁極位置を検出し、前記検出された磁
   極位置に応じて前記ステータの巻線への通電をインバー
   タによって順次に切替えるブラシレスモータの駆動装置
   であって、 前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出
   するＤＣ電圧検出手段と、 前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電圧を検出
   する端子電圧検出手段と、 前記検出された端子電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ
   還流電流期間を判断する還流電流期間判定手段と、 ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波
   形データを記憶する記憶部と、 前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧と、
   ブラシレスモータの特性から予め導出される上記端子電
   圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定する
   磁極位置検出手段と、を有することを特徴とするブラシ
   レスモータの駆動装置。
2. 【請求項２】 前記ブラシレスモータの特性から予め導
   出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による誘
   起電圧波形とすることを特徴とする請求項１記載のブラ
   シレスモータの駆動装置。
3. 【請求項３】 前記ブラシレスモータの特性から予め導
   出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による誘
   起電圧波形と前記巻線の相互インダクタンスにより発生
   する電圧波形との合成波形とすることを特徴とする請求
   項１記載のブラシレスモータの駆動装置。
4. 【請求項４】 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形
   は正弦波状関数とした請求項２または請求項３記載のブ
   ラシレスモータの駆動装置。
5. 【請求項５】 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形
   は、ブラシレスモータの回転数に応じて算出される請求
   項２または請求項３記載のブラシレスモータの駆動装
   置。
6. 【請求項６】 前記巻線の相互インダクタンスにより発
   生する電圧波形は、前記インバータの母線に印加されて
   いるＤＣ電圧と、各相巻線に対する通電率と通電期間
   と、前記ブラシレスモータの回転数とに応じて算出され
   ることを特徴とする請求項３記載のブラシレスモータの
   駆動装置。
7. 【請求項７】 前記インバータを制御するＰＷＭ信号を
   出力する制御部を具備し、該制御部は、前記ＰＷＭ信号
   のキャリア周波数と通電率を決定する第１のタイマと、
   前記ステータの巻線への通電を順次切替えるタイミング
   を計測する第２のタイマとを有することを特徴とする請
   求項１〜６のいずれか１項に記載のブラシレスモータの
   駆動装置。
8. 【請求項８】 前記インバータを制御するＰＷＭ信号を
   出力する制御部を具備し、該制御部は、前記ＰＷＭ信号
   のキャリア周波数と通電率を決定する第１のタイマと、
   前記ステータの巻線への通電を順次切替えるタイミング
   を計測する第２のタイマと、無通電相の端子電圧の検出
   タイミングを計測する前記ＰＷＭ信号に同期した第３の
   タイマとを有することを特徴とする請求項１〜６のいず
   れか１項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
9. 【請求項９】 前記ステータの巻線への通電を順次切替
   えるタイミングは、前記インバータの母線に印加されて
   いるＤＣ電圧と、各相巻線に対する通電率と通電期間
   と、前記ブラシレスモータの回転数のうち、少なくとも
   １つのパラメータに応じて可変であることを特徴とする
   請求項７または請求項８記載のブラシレスモータの駆動
   装置。
10. 【請求項１０】 前記ロータの磁極位置を確定するため
    の端子電圧が所定範囲内に収まるように、前期ステータ
    の巻線への通電を順次切替えるタイミングの可変とされ
    る範囲に制限を設けたことを特徴とする請求項９記載の
    ブラシレスモータの駆動装置。
11. 【請求項１１】 前記請求項１〜１０のいずれか１項に
    記載のブラシレスモータの駆動装置を用いたことを特徴
    とする冷凍装置。
12. 【請求項１２】 複数相の巻線を有するステータと複数
    極の磁石を有するロータを備えたブラシレスモータに対
    し、前記ロータの磁極位置を検出し、前記検出された磁
    極位置に応じて前記ステータの巻線への通電をインバー
    タによって順次に切替えるブラシレスモータの駆動方法
    であって、 前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出
    する工程と、 前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電圧を検出
    する工程と、 前記検出された端子電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ
    還流電流期間を判断する工程と、 前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧と、
    ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波
    形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定する工程
    と、を有することを特徴とするブラシレスモータの駆動
    方法。
13. 【請求項１３】 前記ブラシレスモータの特性から予め
    導出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による
    誘起電圧波形とすることを特徴とする請求項１２記載の
    ブラシレスモータの駆動方法。
14. 【請求項１４】 前記ブラシレスモータの特性から予め
    導出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による
    誘起電圧波形と前記巻線の相互インダクタンスにより発
    生する電圧波形との合成波形とすることを特徴とする請
    求項１２記載のブラシレスモータの駆動方法。
15. 【請求項１５】 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波
    形は正弦波状関数とした請求項１３または請求項１４記
    載のブラシレスモータの駆動方法。
16. 【請求項１６】 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波
    形は、ブラシレスモータの回転数に応じて算出される請
    求項１３または請求項１４記載のブラシレスモータの駆
    動方法。
17. 【請求項１７】 前記巻線の相互インダクタンスにより
    発生する電圧波形は、前記インバータの母線に印加され
    ているＤＣ電圧と、各相巻線に対する通電率と通電期間
    と、前記ブラシレスモータの回転数とに応じて算出され
    ることを特徴とする請求項１４記載のブラシレスモータ
    の駆動方法。