JP4465129B2 - ブラシレスモータの駆動装置と駆動方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータの駆動システムにおいて、ロータの磁極位置の検出を、ホール素子等の位置検出手段を用いずに、ステータの巻線に発生する誘起電圧によって位置検出を行うセンサレス駆動方式に関し、特に、無通電相の端子電圧とインバータの母線に印加されているＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断し、インバータ還流電流期間終了後の端子電圧とブラシレスモ−タの特性から予め導出される端子電圧波形とを比較することにより、ロータの磁極位置を確定するブラシレスモータのセンサレス駆動装置および駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ブラシレスモータの駆動制御は、ロータの磁極位置と通電すべき巻線とを関係付けて転流を行う必要があり、ブラシレスモータの出力トルクは、ロータの有する磁石による磁束とステータの有する巻線に流れる電流による磁束との相互作用によって発生している。このため、ブラシレスモータの駆動は、ロータの磁極から発生する磁束が最大となる付近に存在する巻線に電流を流すことによりトルクを発生させてブラシレスモータを回転制御する必要がある。また、ブラシレスモータの駆動制御は、ロータの磁極位置に従って、電流を流すべき相を時々刻々に切替えていくことにより行われるが、この相の切替えである転流の時刻が磁束最大位置よりも大幅にずれた場合、発生するトルクが減少し、最悪の場合、ブラシレスモータは脱調し停止に至ることになる。
【０００３】
従って、ブラシレスモータの駆動制御は、何らかの手段によってロータの磁極位置を検出して、これにより制御を行う必要がある。中でも、ロータの磁極位置の検出を、ホール素子等の位置検出手段を用いずに、ステータの巻線に発生する誘起電圧によって位置検出を行うセンサレス駆動方式が従来から提案されている。この種のセンサレス駆動によるロータの磁極位置検出方法に関する従来のシステム構成の一例を図２３と図２４を参照して以下に説明する。
【０００４】
図２３に示す従来のシステム構成において、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、５はブラシレスモータ、６はステータ、７はロータ、８は制御部、９はドライブ回路、１６は基準電圧生成手段、１７ｕ，１７ｖ，１７ｗはコンパレータである。ブラシレスモータ５は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線６ｕ、６ｖ、６ｗが取付けられたステータ６と、磁石が装着されたロータ７とを備える。Ｕ相巻線６ｕの非結線端にＵ相端子１１ｕ、Ｖ相巻線６ｖの非結線端にＶ相端子１１ｖ、Ｗ相巻線６ｗの非結線端にＷ相端子１１ｗが接続されている。
【０００５】
交流電源１から出力されるＡＣ電圧は、コンバータ２によってＤＣ電圧（Ｖｄｃ）に変換されてインバータ３に供給される。インバータ３は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続されたＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用の３つの直列回路を有し、これら３つの直列回路にコンバータ２から出力されるＤＣ電圧（Ｖｄｃ）が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｕと下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｕを備え、同様に、Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｖと下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｖを備え、また、Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｗと下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｗを備える。さらに、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗと１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、それぞれ上流側と下流側の各トランジスタと並列に接続される。
【０００６】
インバータ３におけるトランジスタ１２ｕと１３ｕの相互接続点、トランジスタ１２ｖと１３ｖの相互接続点、トランジスタ１２ｗと１３ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ５の端子１１ｕ，１１ｖ，１１ｗがそれぞれ接続される。インバータ３は、各トランジスタのオン・オフにより、ブラシレスモータ５の相巻線６ｕ，６ｖ，６ｗに順次に通電するが、各相とも一対のトランジスタが上流側および下流側ともオフになる無通電期間を有し、この期間では以下に述べるロータ７の磁極位置の検出を行う。
【０００７】
コンパレ−タ１７ｕ，１７ｖ，１７ｗでは、無通電期間内にブラシレスモータ５の端子１１ｕ，１１ｖ，１１ｗに発生する端子電圧（誘起電圧）と基準電圧生成手段１６からの基準電圧（例えば、ＤＣ電圧値Ｖｄｃの１／２等）とが比較され、図２４に示すように、この比較結果である交点で変化する信号を位置検出信号として制御部８に出力する。制御部８は、ブラシレスモータ５の相巻線６ｕ，６ｖ，６ｗに順次に通電するための制御信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を位置検出信号の変化点を基準として生成し、ドライブ回路９に出力する。このようにして、ブラシレスモータ５の回転制御を行っている。
【０００８】
従来のセンサレス駆動の他の例として、例えば日本国特許第２７８６８６３号公報に記載されたものがある。これは、ブラシレスモータの無通電相の端子電圧を直接サンプリングして検出するＡ／Ｄコンバータを備え、このサンプリング値の２点を用いて誘起電圧の傾きを求め、この傾きとＤＣ電圧値の１／２との交点を基準として、その結果から転流を行うというものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、無通電期間中に誘起電圧と基準電圧の交点が存在しなければならず、このことがブラシレスモータ駆動の制御の際に、通電期間等に関して制限される原因となっていた。具体的には、通電期間を１２０°未満に抑える必要があり、１２０°以上とする広角通電を難しくしていた。
【００１０】
また、特許第２７８６８６３号公報に記載された構成では、原理的に無通電相の端子電圧を常に２点以上検出しなければならず、ブラシレスモータの回転数が高速になり、２点以上の端子電圧が検出できなくなった場合、誘起電圧の傾きが算出できないため、転流時刻を決定できず、ブラシレスモータが停止するという問題があった。
【００１１】
本発明の目的は、上記課題を解決するとともに、ロータの磁極位置を正確に検出することができ、低速回転域から高速回転域まで良好にブラシレスモータの駆動が可能な駆動制御を提供するものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のブラシレスモータ駆動装置は、複数相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有するロータを備えたブラシレスモータに対し、前記ロータの磁極位置を検出し、前記検出された磁極位置に応じて前記ステータの巻線への通電をインバータによって順次に切替えるブラシレスモータの駆動装置であって、前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、前記端子電圧検出手段により検出された端子電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記検出された端子電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断する還流電流期間判定手段と、ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形データを記憶する記憶部と、前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧を前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換した値と、ブラシレスモータの特性から予め導出される上記端子電圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定する磁極位置検出手段と、を有することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のブラシレスモータ駆動方法は、複数相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有するロータを備えたブラシレスモータに対し、前記ロータの磁極位置を検出し、前記検出された磁極位置に応じて前記ステータの巻線への通電をインバータによって順次に切替えるブラシレスモータの駆動方法であって、前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出する工程と、前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電圧を検出する工程と、前記検出された端子電圧をＡ／Ｄ変換する工程と、前記検出された端子電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断する工程と、前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧を前記Ａ／Ｄ変換した値と、ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定する工程と、を有することを特徴とする。
【００１４】
本発明によれば、例えばＤＣ電圧値の１／２などの基準電圧とＤＣ電圧との交点を求めることなく、ロータの磁極位置を検出することができ、低速回転域から高速回転域まで良好な運転制御が可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、添付の図面を参照しながら詳細に説明する。なお、添付の図面において同様の構成要素については同一の参照番号で示すものとする。
【００１６】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施形態１に係るシステム構成を示すブロック図である。図１において、１は交流電源、２はコンバータ、３はインバータ、４はＤＣ電圧検出手段、５はブラシレスモータ、６はステータ、７はロータ、８は制御部、９はドライブ回路、１０はＡ／Ｄ変換器である。ブラシレスモータ５は、中性点を中心にＹ結線された３つの相巻線６ｕ、６ｖ、６ｗが取付けられたステータ６と、磁石が装着されたロータ７とを備える。Ｕ相巻線６ｕの非結線端にＵ相端子１１ｕ、Ｖ相巻線６ｖの非結線端にＶ相端子１１ｖ、Ｗ相巻線６ｗの非結線端にＷ相端子１１ｗがそれぞれ接続されている。
【００１７】
交流電源１から出力されるＡＣ電圧は、コンバータ２によってＤＣ電圧に変換され、インバータ３に供給される。インバータ３は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された３つの直列回路を、それぞれＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として有する。これら直列回路にコンバータ２から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｕと下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｕを備え、同様に、Ｖ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｖと下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｖを備え、また、Ｗ相用の直列回路は、上流側スイッチング素子であるトランジスタ１２ｗと下流側スイッチング素子であるトランジスタ１３ｗを備える。さらに、フリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗと１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが、それぞれ上流側と下流側の各トランジスタと並列に接続されている。
【００１８】
インバータ３において、Ｕ相用の直列回路のトランジスタ１２ｕと１３ｕの相互接続点、Ｖ相用の直列回路のトランジスタ１２ｖと１３ｖの相互接続点、Ｗ相用の直列回路のトランジスタ１２ｗと１３ｗの相互接続点に、ブラシレスモータ５の端子１１ｕ，１１ｖ，１１ｗがそれぞれ接続される。インバータ３は、各トランジスタのオン・オフにより、ブラシレスモータ５の相巻線６ｕ，６ｖ，６ｗに順次に通電する働きをする。
【００１９】
ＤＣ電圧検出手段４はインバータ３の入力側に配置され、ＤＣ電圧検出手段４によって検出されたＤＣ電圧は、インバータ３及びＡ／D変換器１０に入力される。また、Ａ／D変換器１０には、ブラシレスモータ５の端子１１ｕ，１１ｖ，１１ｗからの端子（誘起）電圧も入力されてサンプリングされる。
【００２０】
制御部８では、Ａ／Ｄ変換器１０で得られるＤＣ電圧検出手段４からのＤＣ電圧とブラシレスモータ５からの端子電圧の情報から、インバータ３におけるトランジスタのスイッチング動作を制御する信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を生成し、ドライブ回路９に出力する。これらのスイッチング動作制御信号に基づいて、ドライブ回路９により、インバータ３におけるトランジスタのスイッチング動作が行われる。
【００２１】
ここで、制御部８は、ブラシレスモータ５からの無通電相の端子電圧を検出する端子電圧検出部８１と、この検出された端子電圧とインバータの母線に印加されているＤＣ電圧とを比較することによりインバータ還流電流期間を判断する還流電流期間判定部８２と、主にロータ７内の磁石によってステータ６の巻線に誘起され、ブラシレスモータ側から発生する端子電圧波形データを記憶する記憶部８３を有する。この誘起電圧波形はブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形となり、後述する磁極位置を検出する際に用いられ、これを記億部８３にテーブル化したデータなどで記憶されている。また、制御部８は、インバータ還流電流期間終了後の端子電圧とブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形とを援用して、ロータの磁極位置を確定する磁極位置検出部８４を有する。制御部８とＡ／Ｄ変換器１０はワンチップのマイクロコンピュータで構成可能であり、各制御機能の詳細については後述する。
【００２２】
次に、上記構成のモータ駆動システムにおいて、ステータ６の相巻線６ｕ，６ｖ，６ｗが理想的な転流タイミングで通電制御され、ロータ７が一定速度で回転しているものとして、その動作状態を以下に説明する。
【００２３】
図２は、本実施の形態の制御部８から出力され、インバータ３におけるトランジスタのスイッチング動作を制御する信号Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−を示す。スイッチング動作制御信号は一般に１２０°通電駆動といわれるものであり、また、巻線端子電圧の通電率を制御するいわゆるＰＷＭ制御を実現する。図２において、Ｕ＋で示す信号は、Ｕ相用のトランジスタ１２ｕを制御する信号であり、Ｕ−で示す信号は、Ｕ相用のトランジスタ１３ｕを制御する信号である。他のＶ相、Ｗ相に関しても同様であり、各信号はアクティブハイとしている。
【００２４】
図３は、図２に示す制御信号でブラシレスモータ５を駆動したときのＵ相端子１１ｕの端子電圧波形を示す。この端子電圧波形は、ブラシレスモータを回転させるために印加する駆動電圧と、ブラシレスモータ側から発生する電圧とが混在したものである。このブラシレスモータ側から発生する電圧は、回転速度や通電電流などによって変化し、ロータ７の磁極位置の検出に際し有効な情報となる。図２に示すような１２０°通電駆動では、ブラシレスモータ側から発生する電圧は、図３に示す期間Ｔｓで得られる。
【００２５】
さらに、期間Ｔｓにおいて、転流時にフリーホイールダイオード１４ｕ，１５ｕに電流が流れる期間（インバータ還流電流期間）Ｔｆでは、ＤＣ電圧または０電圧に固定され、また、インバータ３はＰＷＭ制御によるチョッピングが行われているため、例えば、電気角３００〜３６０°期間では、トランジスタ１２ｗがオンしてＷ−Ｖ相が通電している期間のみ有効な情報として活用できる。
【００２６】
そこで、本実施の形態１において、磁極位置検出のための有効な情報となり得るブラシレスモータ側から発生する電圧を取得する方法について、図４を用いて説明する。
【００２７】
図４はトランジスタのスイッチング動作を制御する信号パターンが図２における期間▲５▼から▲６▼、即ち、Ｗ−Ｕ相の通電からＷ−Ｖ相の通電に切替わったときのトランジスタ１２ｗ，１３ｕ，１３ｖの動作状態と、Ｕ相端子１１ｕの電圧波形である。通電が切替わった後、Ａ／Ｄ変換器１０によってＤＣ電圧とＵ相の端子電圧をトランジスタ１２ｗがオンしている期間内にサンプリングする。サンプリングされた端子電圧（図中×印）とＤＣ電圧を比較し、同等であればフリーホイールダイオード１４ｕに電流が流れているインバータ還流電流期間であることが分かる（図中Ｐ１〜Ｐ３）。トランジスタ１２ｗがオンするごとにサンプリングと電圧比較を行ない、端子電圧がＤＣ電圧より十分小さい値（Ｐ４）であったならば、インバータ還流電流期間が終わり、ブラシレスモータ側から発生する電圧と判断できる。
【００２８】
図５は、トランジスタのスイッチング動作を制御する信号パターンが、図２における期間▲２▼から▲３▼、即ち、Ｕ−Ｗ相の通電からＶ−Ｗ相の通電に切替わったときのトランジスタ１２ｕ，１２ｖ，１３ｗの動作状態と、Ｕ相端子１１ｕの電圧波形である。通電が期間▲２▼から▲３▼に切替わった後、Ａ／Ｄ変換器１０によってＤＣ電圧とＵ相の端子電圧をトランジスタ１３ｗがオンしている期間内にサンプリングする。サンプリングされた端子電圧（図中×印）とゼロ電位を比較し、同等であればフリーホイールダイオード１５ｕに電流が流れているインバータ還流電流期間であることが分かる（図中Ｐ５〜Ｐ７）。トランジスタ１３ｗがオンするごとにサンプリングと電圧比較を行ない、端子電圧がゼロ電位より十分大きな値（Ｐ８）であったならば、インバータ還流電流期間が終わり、ブラシレスモータ側から発生する電圧と判断できる。
【００２９】
サンプリングした端子電圧が、ブラシレスモータ側から発生する電圧と判断できたならば、その値からロータ７の磁極位置を検出することができる。ブラシレスモータ側から発生する電圧から磁極位置を検出する方法を以下に説明する。
【００３０】
ブラシレスモータ側から発生する電圧は、主にロータ７内の磁石によってステータ６の巻線に誘起される電圧、いわゆる誘起電圧である。この誘起電圧波形は、ブラシレスモータの巻線の巻数や、磁石の材料などの仕様が決まればおのずと決まるものであり、図６に示すように、概ね正弦波状関数で表すことができ、３０００ｒｐｍの誘起電圧波形（破線１８ａで示す）、６０００ｒｐｍの誘起電圧波形（実線１８ｂで示す）のようにブラシレスモータ回転数によってその振幅が変化する。この波形が、磁極位置を検出する際に用いるブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形となり、これを制御部８内の記億部８３にテーブル化したデータなどで記憶しておく。
【００３１】
これによって、例えば図１に示すようなシステムにおいて、インバータ３に供給されるＤＣ電圧が２４０Ｖでブラシレスモータが回転したとすれば、信号パターンが期間▲３▼で回転数が３０００ｒｐｍの時、誘起電圧が１１０Ｖであるならば磁極位置は電気角にて１６５°であると判断できる。また、信号パターンが期間▲６▼で回転数が６０００ｒｐｍの時、誘起電圧が９０Ｖであるならば、磁極位置は電気角にて３０５°であると判断できる。
【００３２】
このようにブラシレスモータ回転数を把握しておけば誘起電圧から磁極位置が検出できることになる。即ち、実施の形態１において、制御部８でブラシレスモータ側から発生する電圧から磁極位置を検出し、検出された位置情報からブラシレスモータ回転数の算出を行い、算出されたブラシレスモータ回転数を再度磁極位置検出に用いるといった制御ループを構成すれば駆動が可能である。
【００３３】
なお、誘起電圧波形を図６に示すような正弦波状として説明したが、ロータ７内の磁石の着磁などによっては、誘起電圧波形を図７に示すような台形波状のものにするなど、駆動させるブラシレスモータの特性に合わせた波形を磁極位置の検出の際に用いるのが望ましい。
【００３４】
本実施の形態によれば、ブラシレスモータが高速回転で駆動され、図８に示すように、無通電期間の端子電圧波形においてインバータ還流電流期間が長くなり、誘起電圧のゼロクロスポイント（ＤＣ電圧値の１／２との交点）が隠されたものとなったとしても、Ａ／Ｄ変換器によって端子電圧を１点（図中×印）サンプリングできれば磁極位置が判断できる。
【００３５】
また、本実施の形態において、インバータ３におけるトランジスタのスイッチング動作を制御する信号の他の例を図９に示す。同図に示したスイッチング動作制御信号は、各相の通電角を広げ、電気角にて１５０°の通電期間を有し、無通電期間を３０°としている。ここで、スイッチング動作制御信号と誘起電圧（Ｕ相を代表）の関係は図１０に示す通りである。
【００３６】
図１１は、トランジスタのスイッチング動作を制御する信号パターンが期間10（○印内の10として図示）から12（○印内の12として図示）にかけて切替わった時のＵ相の端子電圧波形を示す。１２０°通電駆動の時と比べて通電期間が短くなっているため、誘起電圧を検出できる期間も短くなり、図９及び図１０からもわかるように、信号パターン11（○印内の11として図示）では誘起電圧のゼロクロスポイントが現れる以前にスイッチング動作が開始していることになる。このような場合でも、Ａ／Ｄ変換器によって端子電圧を１点サンプリングできれば磁極位置が判断できることから、通電角を広げた駆動が可能であることが分かる。
【００３７】
このように、通電角が広げられれば、図１２に示すように、各相に流れる電流において、１２０°通電駆動時の電流波形（破線２０ａで示す）と比較して、なだらかな立ち上げ及び立ち下げの電流波形（実線２０ｂで示す）が実現できる。この電流波形の改善によってブラシレスモータ駆動の低騒音化および低振動化が可能となる。
【００３８】
なお、本実施の形態では通電角を１２０°と１５０°とした場合について説明したが、本実施の形態を適用し、Ａ／Ｄ変換器によって端子電圧を１点でもサンプリングできれば、通電角は約１８０°付近まで広げることも可能であり、電流波形を正弦波状に近づけた略正弦波駆動も実現でき、更なるブラシレスモータ駆動の低騒音化および低振動化が図れる。
【００３９】
（実施の形態２）
実施の形態１では、ブラシレスモータ側から発生する電圧は、主にロータ７内の磁石によって誘起される誘起電圧であることを前提に説明したが、本実施の形態２では、ブラシレスモータが突極性を持つＩＰＭモータにおいて厳密な磁極位置検出を行う必要がある場合を考慮して、ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形を、誘起電圧波形とステータ６に取り付けた巻線の相互インダクタンスによって生じる電圧との合成波形とした。
【００４０】
図１３はＩＰＭモータの１相当たりの有効インダクタンスを表すものであり、ロータ７に磁石が埋め込まれたＩＰＭモータでは、特に振幅Ｌａｓが大きくなり、無通電期間の端子電圧において、この影響が無視できなくなる。ＩＰＭモータのモデルの電圧方程式から無通電期間における、例えば、Ｕ相端子電圧を導出すると、下記に示す式（Ａ）となる。
Vu=[(Vv+Vw)+3Las{cos(2θ−2π/3)・p(iv)+cos(2θ+2π/3)・p(iw)}−6ω・Las{sin(2θ−2π/3)・iv+sin(2θ+2π/3)・iw}+3φu]／2 ．．．(A)
【００４１】
式（Ａ）において、第２および第３項は相互インダクタンスによって生じる電圧であり、第１および第４項は相互インダクタンスによって生じる電圧を含まない誘起電圧を表している。ここで、ＶｖおよびＶｗは中性点から見た各端子電圧であり、ｉｖおよびｉｗは中性点に流れる方向を正とする相電流、φuは中性点から見た磁石による誘起電圧、ωは回転速度、ｐは微分演算子（d/dt）である。
【００４２】
また、図１４は、相電流がないときの誘起電圧波形２１ａと、相電流が流れた時の誘起電圧波形２１ｂとの比較を示すものである。誘起電圧波形は、相電流が大きくなるにつれて、電気角に対して前へ進んだ波形になることがシミュレーション等によって証明されている。このことを考慮しなければ、同じ誘起電圧値をサンプリングしても相電流が大きい場合、磁極位置を遅れ側に検出してしまい、最適な通電タイミングによる駆動が行われないことになる。
【００４３】
式（Ａ）から、特にＩＰＭモータの場合、無通電期間におけるブラシレスモータ側から発生する電圧に、相互インダクタンスによって生じる電圧分を加味したほうが正確な磁極位置検出ができることは明らかであり、そのためには図１４および式（Ａ）の第２及び第３項から分かるように、無通電期間におけるブラシレスモータ側から発生する電圧が回転速度と相電流によって変化するため、回転駆動中のこれらの値に応じて磁極位置の検出の演算を行う必要がある。尚、図１に示すシステム構成では相電流を検出する手段は設けられていないが、これは、インバータ３の母線に印加されているＤＣ電圧と、ＰＷＭ制御によるチョッピングの通電率（デューティ）と、各相巻線に対する通電期間が、それぞれ相電流と比例関係にあるため、相電流検出手段を備えなくても前述した３つの値でもって代用することができる。
【００４４】
（実施の形態３）
本実施の形態３では、前記実施の形態１または２における制御部８をインバータ制御用マイコンにて具現化し、図１５は、このインバータ制御用マイコン内でのタイマ構成と、出力されるインバータ制御信号との関係を示したものである。インバータ３におけるトランジスタのスイッチング動作を制御する信号は、図９に示したような１５０°通電駆動を実現するもので、ブラシレスモータが回転中に発生する誘起電圧に合わせて通電される相が切替わるように構成されている。
【００４５】
第１のタイマは、ＰＷＭ信号のキャリア周波数毎にアップダウンカウントを繰り返し、図１６に示すようなキャリア周波数決定値に到達すると、アップカウントからダウンカウントへ移行し、通電率決定値に到達するとＰＷＭ信号を反転させる。この種のタイマは、一般に、インバータ制御用マイコンには標準装備されている。
【００４６】
第２のタイマは、ブラシレスモータの回転数に基づいて電気角で３０°毎にカウントクリアされる。第２のタイマのカウント値がクリアされてから電気角で３０°に相当する値までカウントされると、通電される相が切替わるようにＵ＋からＷ−までの信号を制御し、カウントクリアしている。
【００４７】
ＰＷＭ信号のキャリア周波数を一定にし、通電率を変化させることによってブラシレスモータの回転数を制御するような駆動装置の場合、言うまでもなくＰＷＭ信号のキャリア周期と、通電される相を切替える転流タイミングとは非同期である。ブラシレスモータを安定駆動させるためには、転流タイミングで確実に通電相を切替える必要があり、図１５に示すように、ＰＷＭ信号の出力がキャリア周期の途中であっても変化させなければならない。
【００４８】
これを実現するために、ＰＷＭ信号のキャリア周波数と通電率を決める第１のタイマと、通電される相を切替える転流タイミングを計測する第２のタイマとを備える構成によって、本発明の第１および第２の実施形態が適用されるブラシレスモータの安定駆動が図れる。
【００４９】
図１７は上述の制御方法にさらに第３のタイマを追加した制御方法を示すタイミングチャートである。第３のタイマは、第１のタイマに同期してカウントアップされ、その機能について図１８を用いて以下に説明する。
【００５０】
図１８において、ＰＷＭ信号が第１のタイマに同期して変化するのは前述の通りである。第１および第２の実施形態では、ブラシレスモータ側から発生する電圧を端子電圧からサンプリングしてロータ７の磁極位置の検出に利用しているが、このブラシレスモータ側から発生する電圧は、ＰＷＭ信号とずれたタイミングで現れる。これは、インバータ３におけるトランジスタのスイッチング動作の遅れや、端子電圧検出回路の時定数の影響によるものである。
【００５１】
従って、ブラシレスモータ側から発生する電圧をサンプリングする際は、このタイミングのずれを考慮した上で行わなければならない。例えば、第１のタイマのキャリア周波数決定値をα、第１のタイマの通電率決定値をβ、タイミングのずれをγとすると、第３のタイマのカウント値が（β＋γ）から（α＋β＋γ）までの期間において、端子電圧をサンプリングすればよいことになる。
【００５２】
一般的なインバータ制御用マイコンでは、第１のタイマのカウント値が通電率決定値に達したときに、割込みなどのイベントを発生することはできるが、上述したタイミングのずれを加味した時点で割込みなどのイベントを発生させることはできない。従って、ブラシレスモータ側から発生する電圧を端子電圧からサンプリングすべき期間を正確に計測するのに第３のタイマを用い、カウント値が端子電圧サンプリング許可期間開始タイミングや終了タイミングに到達した時点で割込みイベントを発生させ、サンプリング動作のコントロールを行い、誤検出を防止している。
【００５３】
ここで、図１８を用いた説明に関しては、図１５マタハ図１７において信号パターンが奇数（▲１▼、▲３▼、▲５▼、…）で表される期間中においてのみ当てはまる。
次に、図１５または図１７において、ＰＷＭ信号がアクティブ期間に信号パターンが偶数から奇数（例えば▲２▼から▲３▼）に移行した際の制御について、図１９を用いて説明する。
【００５４】
まず、図中のＩは通電率決定値（β）にずれ（γ）を加算したタイミングである。この時点で信号パターンが偶数なのか奇数かを判断し、もし偶数であるならば無通電相がない期間として端子電圧のサンプリング動作は開始しない。
【００５５】
次に、転流タイミングを計測する第２のタイマのカウント値が、転流タイミングに到達した時点IIで、信号パターンは奇数となる。このとき、ＰＷＭ信号がアクティブ期間か判断し、アクティブ期間であれば、IIの時点における第３のタイマのカウント値（Ｔ）を記憶しておく。そして、第３のタイマのカウント値が（Ｔ＋γ）になった時点IIIから、端子電圧のサンプリングを開始し、（α＋β＋γ）で表されるIVのタイミングで終了する。
【００５６】
逆に、図１５または図１７において、ＰＷＭ信号がアクティブ期間に信号パターンが奇数から偶数（例えば▲１▼から▲２▼）に移行した際の制御については、図２０の通りである。端子電圧のサンプリングは、第３のタイマのカウント値が（β＋γ）になった時点Ｉから、第２のタイマによる転流が行われた時点IIの第３のタイマのカウント値（Ｔ）にずれ（γ）を加算したタイミングIIIまで行われる。
【００５７】
本実施の形態によれば、第１または第２の実施形態の制御部８をインバータ制御用マイコンにて具現化したことで、安価で容易に、高精度の端子電圧サンプリング制御を実現できる。
【００５８】
（実施の形態４）
本実施の形態４では、第３の実施形態で用いた第２のタイマで計測される通電相を切替える転流タイミングを、可変としている。以下に述べる説明では、第２のタイマで計測される通電相を切替える転流タイミングを、ブラシレスモータが回転中に発生する誘起電圧に対し、図２１に示すように全体的に早める、いわゆる進角制御について述べる。
【００５９】
図２１は、通電相を切替える転流タイミングにおいて、図１７に示すものより電気角にて１５°早めた状態を示したものである。一般に、ブラシレスモータの駆動中におけるモータ効率の最高点は、回転数が速くなったり相電流が大きくなるにつれ、回転中に発生する誘起電圧に対して通電相を切替える転流タイミングを早めた時点に存在するため、このような転流タイミングを早める進角制御（以後、早める量を進角値という）が用いられる。
【００６０】
本実施の形態では、相電流を検出する手段が設けられていないため、インバータ３の母線に印加されているＤＣ電圧と、ＰＷＭ制御によるチョッピングの通電率（デューティ）と、各相巻線に対する通電期間でもって相電流の代用を行ない、これにブラシレスモータの回転数を加えた４パラメータによって、進角値を決定し、ブラシレスモータを常に最高効率点で駆動させることができる。なお、上記４パラメータのいずれかを用いることでシステム構築してもよい。
【００６１】
ここで、ロータの磁極位置を確定するために用いた端子電圧値が所定の範囲内に収まるように、進角値を制限した場合について、図２２を用いて以下に説明する。
【００６２】
図２２の（ａ）の状態では、無通電時の端子電圧波形からＴｂｅｍｆの期間において磁極位置検出のための有効な情報となり得るブラシレスモータ側から発生する電圧が現れている。この状態であれば電気角に対する電圧値の変化（端子電圧の傾き）が大きいため、角度誤差の少ない位置演算が可能である。
【００６３】
これに対し、図２２の（ｂ）に示す状態まで進角値を大きくすると、磁極位置検出のための有効な情報となり得るブラシレスモータ側から発生する電圧の電気角に対する電圧値の変化が少なく、たとえ第３の実施形態で述べたような構成で端子電圧を正確にサンプリングしたとしても、電圧値から磁極位置に変換する際に大きな角度誤差を生じてしまう。
【００６４】
このような状態を防ぐために、磁極位置検出のための有効な情報となり得るブラシレスモータ側から発生する電圧をサンプリングする毎に、その値が、図２２（ａ）に示すｔｈ１からｔｈ２の所定の範囲内にあるか確認しながら、例えば、もしｔｈ１よりも小さければ進角値を少なくするといった制限を加えることとし、これによって磁極位置検出精度の向上が図れる。
【００６５】
（実施の形態５）
本実施の形態５では、第１乃至第４の実施の形態に示したモータ駆動システムをエアコンなどの冷凍装置のコンプレッサモータ駆動システムに適用した。本実施の形態によれば、コンプレッサモータに流れる電流波形を正弦波状に近づける改善により、冷凍装置の低騒音化および低振動化を実現することができた。また、より精度の高い磁極位置検出は、コンプレッサモータの最高効率ポイントでの駆動を可能にし、ひいては冷凍装置の高効率化に大きく寄与することができた。また、Ａ／D変換器の端子電圧サンプリングは、コンプレッサモータの回転数の高速化を可能にし、短時間に目標温度に到達する冷凍装置が実現できた。
【００６６】
【発明の効果】
以上から明らかなように、本発明の第１の態様によれば、端子電圧とＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断し、インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧とブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形とを援用し、ロータの磁極位置を確定することを特徴とした駆動方法を実現し、これによれば、以下に述べる効果を奏する。
【００６７】
まず、無通電期間の端子電圧波形においてインバータ還流電流期間が長くなり、誘起電圧のゼロクロスポイントが隠れるような場合であっても、インバータ還流電流期間後にサンプリングした端子電圧から磁極位置が検出できるため、所望の転流タイミングで通電相を切替えることができ、ブラシレスモータを最高効率にて駆動させたり、回転領域をより高速側に広げたりすることができる。
【００６８】
また、端子電圧を１点サンプリングできれば磁極位置が検出できるので、誘起電圧のゼロクロスポイントが現れる以前にスイッチング動作の開始が可能であり、通電角を広げることができ、ブラシレスモータ駆動の低騒音化、低振動化が図れる。
【００６９】
本発明の第２の態様によれば、ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形は、ロータ内の磁石による誘起電圧波形と、巻線の相互インダクタンスにより発生する電圧波形との合成波形とすることにより、特に、突極性を持つＩＰＭモータにおいて厳密な磁極位置の検出が可能となる。
【００７０】
更に、本発明の第３の態様によれば、相電流とブラシレスモータの回転数によって変化する相互インダクタンスにより発生する電圧波形を求める際に、相電流をインバータの各相巻線に対する通電率などに代用して算出されるため、電流センサ等を用いない安価なシステムを構築することができる。
【００７１】
本発明の第４の態様によれば、ＰＷＭ信号のキャリア周波数と通電率を決める第１のタイマと、ステータの巻線への通電を順次に切替えるタイミングを計測する第２のタイマとによって構成され、インバータを制御するＰＷＭ信号を出力する制御部を具備することにより、特に、ブラシレスモータが高速回転時においてもキャリア周波数に関係なく、所望の転流タイミングで確実に通電相を切替えることができ、安定駆動を維持することができる。
【００７２】
本発明の第５の態様によれば、前記制御部に、無通電相の端子電圧の検出タイミングを計測するＰＷＭ信号に同期した第３のタイマを追加することにより、インバータにおけるトランジスタのスイッチング動作の遅れや、端子電圧検出回路の時定数の影響を受けない厳密な磁極位置検出ができる。
【００７３】
本発明の第６の態様によれば、磁極位置検出に用いる端子電圧値を監視しながら所定の範囲内に収まるように転流タイミングの可変範囲に制限を設けたため、端子電圧値から磁極位置への変換演算に生じる誤差を極力低減し、脱調のないブラシレスモータの安定駆動が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係るシステム構成を示すブロック図
【図２】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動したときのインバータのスイッチング動作制御信号を示すチャート図
【図３】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動したときのＵ相の端子電圧波形図
【図４】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動し、Ｗ−Ｕ相の通電からＷ−Ｖ相の通電に切替わったときの波形図
【図５】 図１のシステムにおいて、１２０°通電駆動し、Ｕ−Ｗ相の通電からＶ−Ｗ相の通電に切替わったときの波形図
【図６】 誘起電圧が正弦波状であるブラシレスモータが、１２０°通電駆動されるときの電気角と誘起電圧波形の関係図
【図７】 誘起電圧が台形波状であるブラシレスモータが、１２０°通電駆動されるときの電気角と誘起電圧波形の関係図
【図８】 ブラシレスモータが高速回転したときの端子電圧波形図
【図９】 図１のシステムにおいて、１５０°通電駆動したときのインバータのスイッチング動作制御信号を示すチャート図
【図１０】 誘起電圧が正弦波状であるブラシレスモータが、１５０°通電駆動されるときの電気角と誘起電圧波形の関係図
【図１１】 ブラシレスモータが１５０°通電駆動したときの端子電圧波形図
【図１２】 １２０°通電駆動と１５０°通電駆動したときの相電流波形図
【図１３】 ＩＰＭモータのインダクタンス特性図
【図１４】 相電流による誘起電圧の違いを示す波形図
【図１５】 図１のシステムにおいて、１５０°通電駆動したときのインバータのスイッチング動作制御信号と制御部のタイマ動作を示すチャート図
【図１６】 図１５における第１のタイマとＰＷＭ信号との関係図
【図１７】 図１のシステムにおいて、１５０°通電駆動したときのインバータのスイッチング動作制御信号と制御部のタイマ動作を示すチャート図
【図１８】 図１７における、第１のタイマと第３のタイマと端子電圧波形との関係図
【図１９】 図１７における、第１のタイマと第２のタイマと第３のタイマとの関係図
【図２０】 図１７における、第１のタイマと第２のタイマと第３のタイマとの関係図
【図２１】 図１７において、１５°進角制御した時のチャート図
【図２２】 （ａ）、（ｂ）は進角値違いによる端子電圧波形の比較図
【図２３】 従来のシステム構成を示すブロック図
【図２４】 従来のシステム構成における、無通電期間の端子電圧と位置検出信号の波形図
【符号の説明】
３ インバータ
４ ＤＣ電圧検出手段
５ ブラシレスモータ
６ ステータ
７ ロータ
８ 制御部
９ ドライブ回路
１１ｕ Ｕ相端子
１１ｖ Ｖ相端子
１１ｗ Ｗ相端子
１６ 基準電圧生成手段
１８ａ ３０００ｒｐｍの正弦波状の誘起電圧波形
１８ｂ ６０００ｒｐｍの正弦波状の誘起電圧波形
１９ａ ３０００ｒｐｍの台形波状の誘起電圧波形
１９ｂ ６０００ｒｐｍの台形波状の誘起電圧波形

Claims (17)

1. 複数相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有するロータを備えたブラシレスモータに対し、前記ロータの磁極位置を検出し、前記検出された磁極位置に応じて前記ステータの巻線への通電をインバータによって順次に切替えるブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、
   前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
   前記端子電圧検出手段により検出された端子電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記検出された端子電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断する還流電流期間判定手段と、
   ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形データを記憶する記憶部と、
   前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧を前記Ａ／Ｄ変換手段によりＡ／Ｄ変換した値と、ブラシレスモータの特性から予め導出される上記端子電圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定する磁極位置検出手段と、を有することを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
2. 前記ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形とすることを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータの駆動装置。
3. 前記ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形と前記巻線の相互インダクタンスにより発生する電圧波形との合成波形とすることを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータの駆動装置。
4. 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形は正弦波状関数とした請求項２または請求項３記載のブラシレスモータの駆動装置。
5. 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形は、ブラシレスモータの回転数に応じて算出される請求項２または請求項３記載のブラシレスモータの駆動装置。
6. 前記巻線の相互インダクタンスにより発生する電圧波形は、前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧と、各相巻線に対する通電率と通電期間と、前記ブラシレスモータの回転数とに応じて算出されることを特徴とする請求項３記載のブラシレスモータの駆動装置。
7. 前記インバータを制御するＰＷＭ信号を出力する制御部を具備し、該制御部は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数と通電率を決定する第１のタイマと、前記ステータの巻線への通電を順次切替えるタイミングを計測する第２のタイマとを有することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
8. 前記インバータを制御するＰＷＭ信号を出力する制御部を具備し、該制御部は、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数と通電率を決定する第１のタイマと、前記ステータの巻線への通電を順次切替えるタイミングを計測する第２のタイマと、無通電相の端子電圧の検出タイミングを計測する前記ＰＷＭ信号に同期した第３のタイマとを有することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動装置。
9. 前記ステータの巻線への通電を順次切替えるタイミングは、前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧と、各相巻線に対する通電率と通電期間と、前記ブラシレスモータの回転数のうち、少なくとも１つのパラメータに応じて可変であることを特徴とする請求項７または請求項８記載のブラシレスモータの駆動装置。
10. 前記ロータの磁極位置を確定するための端子電圧が所定範囲内に収まるように、前期ステータの巻線への通電を順次切替えるタイミングの可変とされる範囲に制限を設けたことを特徴とする請求項９記載のブラシレスモータの駆動装置。
11. 前記請求項１〜１０のいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動装置を用いたことを特徴とする冷凍装置。
12. 複数相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有するロータを備えたブラシレスモータに対し、前記ロータの磁極位置を検出し、前記検出された磁極位置に応じて前記ステータの巻線への通電をインバータによって順次に切替えるブラシレスモータの駆動方法であって、
    前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧を検出する工程と、
    前記ステータの巻線のうち、無通電相の端子電圧を検出する工程と、
    前記検出された端子電圧をＡ／Ｄ変換する工程と、
    前記検出された端子電圧と前記ＤＣ電圧からインバータ還流電流期間を判断する工程と、
    前記インバータ還流電流期間終了後の前記端子電圧を前記Ａ／Ｄ変換した値と、ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形とを援用して、前記ロータの磁極位置を確定する工程と、を有することを特徴とするブラシレスモータの駆動方法。
13. 前記ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形とすることを特徴とする請求項１２記載のブラシレスモータの駆動方法。
14. 前記ブラシレスモータの特性から予め導出される端子電圧波形は、前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形と前記巻線の相互インダクタンスにより発生する電圧波形との合成波形とすることを特徴とする請求項１２記載のブラシレスモータの駆動方法。
15. 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形は正弦波状関数とした請求項１３または請求項１４記載のブラシレスモータの駆動方法。
16. 前記ロータ内の磁石による誘起電圧波形は、ブラシレスモータの回転数に応じて算出される請求項１３または請求項１４記載のブラシレスモータの駆動方法。
17. 前記巻線の相互インダクタンスにより発生する電圧波形は、前記インバータの母線に印加されているＤＣ電圧と、各相巻線に対する通電率と通電期間と、前記ブラシレスモータの回転数とに応じて算出されることを特徴とする請求項１４記載のブラシレスモータの駆動方法。

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