JP2006121798A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 誘起電圧に重畳するノイズに妨害されることなく回転子の回転位置を正確かつ確実に検出する。
【解決手段】 ＤＣブラシレスモータの各相に対応する固定子巻線に所定の駆動信号を各々供給することによって回転子を回転駆動するモータ駆動装置において、直流電力をパルス状制御信号に基づいてスイッチング素子でスイッチングすることにより上記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記パルス状制御信号を間欠的に生成して上記駆動信号生成手段を制御するものであって、上記パルス状制御信号の生成を休止した期間において固定子巻線から取得した信号に基づいて回転子の回転状態を検出することにより上記パルス状制御信号を生成する制御信号生成手段とを具備する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ駆動装置に関する。

周知のように、ＤＣブラシレスモータの駆動方式としては１２０°通電方式とＰＷＭ（Pulse Width Modulation）正弦波通電方式とがあるが、１２０°通電方式におけるＤＣブラシレスモータの回転位置を位置センサ（ロータリーエンコーダ、レゾルバあるいはホール素子等）を用いることなく検出する方法として、非通電区間（期間）の誘起電圧を利用するものがある。
例えば特開平９−２６６６９０号公報には、１２０°通電方式におけるセンサレスＤＣブラシレスモータの駆動装置が開示されている。この駆動装置は、非通電区間（期間）に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出することによりＤＣブラシレスモータの回転子の回転位置を検出しセンサレスＤＣブラシレスモータを安定に駆動するものである。
また、特開２００２−２１８７８７号公報には、ＤＣブラシレスモータを１２０°通電方式で駆動する場合において、ＤＣブラシレスモータに通電する駆動電流の位相を制御することにより、モータ巻線に蓄積された磁気エネルギーが放出されて生じるスパイク電圧によって非通電区間（期間）が短くなるなることを抑制し、これによって非通電区間に発生する逆起電圧と基準電圧との交点つまりロータの回転位置をより安定して検出するものが記載されている。
特開平９−２６６６９０号公報 特開２００２−２１８７８７号公報

ところで、非通電区間の誘起電圧を利用して回転位置を検出する上記従来技術は、例えば数１,０００rpm程度の回転数領域では有効であるが、数１０,０００rpmを超える高回転数領域では誘起電圧にノイズが重畳することと、制御回路がマイコン等のデジタル回路の場合、入力信号のサンプル数が少なくなり不安定となるために有効ではない。すなわち、ＤＣブラシレスモータの駆動においては、回転数が高くなる程回転周期が短くなるので回転子の回転位置をより正確に検出する必要が生じるが、回転数が高くなるに従って非通電区間が短くなると供に、この短い非通電区間の誘起電圧に駆動回路に入力されるパルス状制御信号に起因する信号成分（高周波成分）がノイズとして重畳するため、誘起電圧を正確かつ確実に取得することができない。

また、上記ノイズをフィルタ（例えばローパスフィルタ）を用いて除去することにより誘起電圧を取得することが考えられるが、フィルタを用いることによって誘起電圧の位相が本来の位相から変化してしまうので、回転子の回転位置の検出に誤差が生じ、よって回転位置を正確に検出することができないという問題が生じる。また、この誤差は、数１０,０００rpmを超える高回転数領域において回転数を大幅に変化させるようにＤＣブラシレスモータを駆動する場合には、極めて深刻な問題点である。さらに、回転数範囲が広い場合には、上記フィルタの設計が困難にあるという問題もある。
なお、回転数が高くなるに従って通電区間も短くなるので、特開２００２−２１８７８７号公報に開示された技術のように駆動電流の位相を制御して非通電区間を長時間化することは、数１０,０００rpmを超える回転数領域では有効ではない。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、誘起電圧に重畳するノイズに妨害されることなく回転子の回転位置を正確かつ確実に検出することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明では、ＤＣブラシレスモータの各相に対応する固定子巻線に所定の駆動信号を各々供給することによって回転子を回転駆動するモータ駆動装置において、直流電力をパルス状制御信号に基づいてスイッチング素子でスイッチングすることにより上記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記パルス状制御信号を間欠的に生成して上記駆動信号生成手段を制御するものであって、上記パルス状制御信号の生成を各相全て休止した期間において固定子巻線から取得した誘起電圧に基づいて回転子の回転位置及び回転速度を検出することにより上記パルス状制御信号を生成する制御信号生成手段とを具備する、という解決手段を採用する。

本発明によれば、パルス状制御信号の生成を休止した期間に固定子巻線から取得した誘起電圧に基づいて回転子の回転状態を検出し、この回転状態に基づいてパルス状制御信号を生成するので、回転子の回転状態を正確かつ確実に検出することが可能であり、よってこのように正確に検出された回転状態に基づいてパルス状制御信号を生成することによってＤＣブラシレスモータを確実かつ精度良く駆動することが可能である。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置の機能構成及び駆動対象であるＤＣブラシレスモータを示すブロック図である。この図において、符号１はインバータ回路、２は直流電源、３は直流電圧検出部、４は交流電圧検出部、５，６は電流計、７はマイコン、Ｘは３相ＤＣブラシレスモータ、Ｙはタービン、Ｚはコンプレッサである。

これら構成要素のうち、インバータ回路１及び直流電源２は本実施形態における駆動信号生成手段を構成し、また直流電圧検出部３、交流電圧検出部４、電流計５，６、マイコン７は本実施形態における制御信号生成手段を構成している。

３相ＤＣブラシレスモータＸは、本モータ駆動装置の駆動対象であり、３相の各相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）に各々対応する固定子巻線（Ｕ相巻線Ｍu，Ｖ相巻線Ｍv，Ｗ相巻線Ｍw）と磁界永久磁石からなる回転子とから構成されている。タービンＹは、このような３相ＤＣブラシレスモータＸの回転軸を共通の回転軸とするものであり、外部から供給されるガスによって回転駆動されることによってコンプレッサＺを運転する。

すなわち、本モータ駆動装置は、タービンＹの駆動力によって回転する３相ＤＣブラシレスモータＸが比較的低い回転数領域にある状態では３相ＤＣブラシレスモータＸへの通電を遮断して駆動を中止し、回転数が数１０,０００rpmを超える高回転数領域になると、３相ＤＣブラシレスモータＸへの通電を開始することにより回転速度を高速加速させて回転数を数１００,０００rpmまで上昇させる。なお、本モータ駆動装置は、ＰＷＭ正弦波通電方式で３相ＤＣブラシレスモータＸを駆動する。

インバータ回路１は、直列接続された一対のスイッチング回路を３相交流に対応させてして３組設けたものであり、図示するように直流電力を３相交流のＵ相、Ｖ相及びＷ相に各々対応するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2によってスイッチングすることにより３相の駆動信号Ｂu，Ｂv，Ｂwを生成し、当該各駆動信号Ｂu，Ｂv，Ｂwを各相出力端（Ｕ相出力端，Ｖ相出力端，Ｗ相出力端）から各々出力する。

このインバータ回路１の各相出力端は、３相ＤＣブラシレスモータＸの各固定子巻線（Ｕ相巻線Ｍu，Ｖ相巻線Ｍv，Ｗ相巻線Ｍw）に各々接続されている。直流電源２は、このようなインバータ回路１に対して直流電力を供給する。なお、上記スイッチング回路は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチング素子と該半導体スイッチング素子に逆極性で並列接続された還流ダイオードとから構成されている。

直流電圧検出部３は、基準点ｎとインバータ回路１の入力端との間に直列接続状態で挿入された１対の抵抗器から成る抵抗分圧器であり、基準点ｎに対するインバータ回路１の入力直流電圧を各抵抗器で分圧した直流検出電圧Ｖdnをマイコン５に出力する。交流電圧検出部４は、基準点ｎとインバータ回路１の各相出力端（Ｕ相出力端，Ｖ相出力端，Ｗ相出力端）との間に直列接続状態でそれぞれ挿入された３対の抵抗器から成る抵抗分圧器であり、基準点ｎに対するインバータ回路１の各相出力端の電圧を各抵抗器で各々分圧した交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnをマイコン７に出力する。また、電流計５はＵ相巻線Ｍuに流れる電流（Ｕ相電流ｉu）を検出してマイコン７し、電流計６はＷ相巻線Ｍwに流れる電流（Ｗ相電流ｉw）を検出してマイコン７する。

マイコン７は、外部から入力される速度指令ω’、上記直流検出電圧Ｖdn及び交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnに基づいてＰＷＭ正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号であるＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2を間欠的に生成してインバータ回路１に供給する。

すなわち、マイコン７は、３相ＤＣブラシレスモータＸの回転に同期した生成サイクルでＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2を順次連続的に生成することによりインバータ回路１を制御する一方、３相ＤＣブラシレスモータＸの運転状態に応じて１回転あるいは２回点毎に所定の期間（休止期間Ｔ）だけＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成処理を休止する。また、マイコン７は、ＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成を中断する上記休止期間Ｔに取得した交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnに基づいて３相ＤＣブラシレスモータＸの運転状態を検出することによりＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2を生成する。なお、上記休止期間Ｔの設定方法については詳細を後述する。

ここで、上記休止期間ＴではＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2がインバータ回路１に供給されないので、インバータ回路１の各相出力端には駆動信号Ｂu，Ｂv，Ｂwが出力されず（つまり３相ＤＣブラシレスモータＸは非通電状態となり）、よってインバータ回路１の各相出力端の電圧は、３相ＤＣブラシレスモータＸの回転子によって各固定子巻線（Ｕ相巻線Ｍu，Ｖ相巻線Ｍv，Ｗ相巻線Ｍw）に誘起される誘導電圧Ｃu，Ｃv，Ｃwとなる。

すなわち、休止期間Ｔにおいて交流検出部４から出力される交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnは、駆動信号Ｂu，Ｂv，Ｂwに基づくものではなく誘導電圧Ｃu，Ｃv，Ｃwに基づくものとなる。

次に、このように構成された本モータ駆動装置の全体的な動作について、図２〜図４を参照して説明する。

図２は、マイコン７の制御機能を示す制御ブロック図である。なお、この制御機能はマイコン７に搭載された制御プログラムによって実現されるものである。この図に示すように、マイコン７の制御機能は、位相検出部８、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）休止期間生成部９、減算部１０，１３、ＰＩゲイン設定部１１，１５、リミッタ１２，１６、誘起電流演算部１４、加算部１７、除算部１８及びＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成部１９から構成されている。マイコン７は、このように構成された制御機能に基づいてインバータ回路１を制御する。

位相検出部８は、上記交流検出部４から供給される交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnに基づいて３相ＤＣブラシレスモータＸの回転子の角速度ω_TS、位相角推定値θ_TS及び誘起電圧Ｖmを演算するものであり、図３に示すように、交流電圧変換部８ａ、３相／２相変換部８ｂ、位相角演算部８ｃ及び位相角推定部８ｄから機能構成されており、位相角推定部８ｄは角速度演算部８ｄ1及び推定位相角演算部８ｄ2から機能構成されている。

交流電圧変換部８ａは、上記交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnを下式（１）〜（４）に代入することによりＵ相電圧νu及びＷ相電圧νwを算出し３相／２相変換部８ｂに供給する。
Ｖuv＝Ｖun−Ｖvn （１）
Ｖwv＝Ｖwn−Ｖvn （２）
νu ＝0.6666Ｖuv−0.3333Ｖvn （３）
νw ＝0.6666Ｖwv−0.3333Ｖvn （４）

３相／２相変換部８ｂは、上記Ｕ相電圧νu及びＷ相電圧νwを下式（５）に代入することにより固定子上に固定された静止直交座標系（α軸とβ軸とから成る直交座標系）上の電圧であるα軸電圧ν_αとβ軸電圧ν_βを算出して位相角演算部８ｃ及び角速度演算部８ｄ1に供給する。

位相角演算部８ｃには上記休止期間Ｔを指示する休止信号ＤがＰＷＭ休止期間生成部９から供給されており、位相角演算部８ｃは、この休止信号Ｄ及び上記α軸電圧ν_αとβ軸電圧ν_βに基づいて休止期間Ｔにおける瞬時位相角θ_nを算出する。すなわち、位相角演算部８ｃは、休止期間Ｔのみにおいてα軸電圧ν_αとβ軸電圧ν_βを下式（６）に代入することにより瞬時位相角θ_nを算出して推定位相角演算部８ｄ2に供給する。

上述したように、休止期間Ｔにおける交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnは誘導電圧Ｃu，Ｃv，Ｃwを分圧したものとなるので、瞬時位相角θ_nは、誘導電圧Ｃu，Ｃv，Ｃwに基づいて回転子の回転位置を正確に示す。なお、この瞬時位相角θ_nは、α軸電圧ν_αとβ軸電圧ν_βに基づいて算出されたものなので、当然に上記静止直交座標系上における回転子の回転角の瞬時値を示すものである。

角速度演算部８ｄ1にも上記休止信号ＤがＰＷＭ休止期間生成部９から供給されており、角速度演算部８ｄ1は、上記α軸電圧ν_αとβ軸電圧ν_βを式（７）に代入することにより休止期間Ｔにおける誘起電圧Ｖmを算出して加算部１７に出力すると供に、当該休止期間Ｔにおける誘起電圧Ｖmを式（８）に代入することにより休止期間Ｔにおける回転子の角速度ω_nを算出して推定位相角演算部８ｄ2及び加算部１０に供給する。なお、この式（８）における定数Ｋeは誘起電圧定数である。

推定位相角演算部８ｄ2は、上記位相角演算部８ｃから供給される休止期間Ｔにおける回転子の瞬時位相角θ及び角速度演算部８ｄ1から供給される休止期間Ｔにおける回転子の角速度ω_nを下式（９）〜（１２）に代入することにより休止期間Ｔから次の休止期間Ｔ迄の期間における瞬時位相角の推定値（推定瞬時位相角θ_TS）を算出しＰＷＭ信号生成部１９に供給する。

すなわち、推定位相角演算部８ｄ2は、最新値の休止期間Ｔから得られた角速度ω_nとその前の休止期間Ｔから得られた角速度ω_n-1を式（９）に代入することによって回転子の最新値の加速度ａを算出する。ここで、式（９）における定数Ｔpwmは休止期間Ｔの発生周期（ＰＷＭ休止周期）であるが、このＰＷＭ休止周期Ｔpwmは、後述するようにＰＷＭ休止期間生成部７によって可変設定される。

さらに、推定位相角演算部８ｄ2では、式（９）によって求められた加速度ａをマイコン７における交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnのサンプリング周期Ｔs毎の推定瞬時角速度（補正推定瞬時角速度ω_TS）を角速度ω_nを初期値として式（１０）によって積分することによって求め、さらに当該補正推定瞬時角速度ω_TSを瞬時位相角θ_nを初期値として式（１１）に代入して積分することにより推定瞬時位相角θ_TSを算出する。

このような位相検出部８に対して、ＰＷＭ休止期間生成部７は位相検出部８から供給される角速度ω_TSに基づいて上記休止期間Ｔを設定し、当該休止期間Ｔを指示する上記休止信号Ｄを生成して位相検出部６、誘起電流演算部１４及びＰＷＭ信号生成部１９に供給する。すなわち、ＰＷＭ休止期間生成部７は、位相検出部６から休止期間Ｔ毎に供給される角速度ωの変化に基づいて３相ＤＣブラシレスモータＸが加速状態にあるか否かを判定し、加速状態にあるときは回転子の１回転毎に休止期間Ｔを設定し、定速状態にあるときには回転子の２回転毎に休止期間Ｔを１回設定し、このような休止期間Ｔのタイミングを示す休止信号Ｄを出力する。

このように休止期間Ｔは、３相ＤＣブラシレスモータＸが加速状態にあるか否かに応じて回転子の１回転毎あるいは２回転毎に設定されるので、発生周期つまり上記ＰＷＭ休止周期Ｔpwmは、回転子の回転速度に応じて変化する。また、休止期間Ｔの長さは、回転子の１回転（３６０°）に対して所定の角度割合、例えば３０°に相当する時間に設定されており、よって回転子の回転速度に応じて変化する。

なお、本実施形態におけるＰＷＭ休止期間生成部７は、休止期間Ｔのタイミング設定に際し、インバータ回路１を構成する各還流ダイオードの還流期間を除外することにより、還流期間における還流電流の影響を除外する。

減算部１０は、外部から供給された速度指令ω’から角速度演算部８ｄ2から供給された回転子の角速度ω_TSを減算することにより速度指令ω’に対する回転子の角速度ωの誤差速度Δωを算出してＰＩゲイン設定部１１に供給する。ＰＩゲイン設定部１１は、上記誤差速度Δωを所定のＰＩゲインで比例積分処理することにより電流Ｉを生成してリミッタ１２に供給する。リミッタ１２は、上記電流Ｉを所定の限界値内に制限することにより電流Ｉ’として減算部１３に供給する。減算部１３は、上記電流Ｉ’から誘起電流演算部１４から供給された誘起電流Ｉmを減算することにより誤差電流ΔＩを生成してＰＩゲイン設定部１５に供給する。

誘起電流演算部１４は、電流計５から供給されたＵ相電流ｉu及び電流計６から供給されたＷ相電流ｉwを下式（１２）に代入することにより固定子上に固定された静止直交座標系（α軸とβ軸とから成る直交座標系）上の電流であるα軸電流ｉ_αとβ軸電流ｉ_βを算出し、さらに当該α軸電流ｉ_αとβ軸電流ｉ_βを下式（１３）に代入することにより誘起電流Ｉmを算出して上記減算部１３に供給する。

ＰＩゲイン設定部１５は、上記誤差電流ΔＩを所定のＰＩゲインで比例積分処理することにより電圧Ｖを生成してリミッタ１６に供給する。リミッタ１６は、電圧Ｖを所定の限界値内に制限し電圧Ｖ’として加算部１７に供給する。加算部１７は、この電圧Ｖ’に角度演算部８ｄ1から供給された誘起電圧Ｖmを加算することにより電圧Ｖsを生成して除算部１８に供給する。除算部１８は、この電圧Ｖsを直流電圧検出部３から供給された直流検出電圧Ｖdnで除算することにより速度制御値Ｓを生成してＰＷＭ信号生成部１９に供給する。

ＰＷＭ信号生成部１９は、上記速度制御値Ｓと推定位相角演算部８ｄ2から供給された角度制御値としての推定瞬時位相角θ_TSとに基づいてＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2を生成してインバータ回路１に供給する。ここで、ＰＷＭ信号生成部１９にはＰＷＭ休止期間生成部９から休止信号Ｄが供給されており、ＰＷＭ信号生成部１９は、この休止信号Ｄに基づいて休止期間Ｔ以外の期間のみにおいてＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成処理を行い、休止期間ＴにおいてはＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成を休止する。

図４は、３相ＤＣブラシレスモータＸが加速運転状態にある場合における休止期間ＴとＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成タイミングとの関係を示すタイミングチャートである。ＰＷＭ休止期間生成部７は、位相検出部６から休止期間Ｔ毎に供給される角速度ω_TSに基づいて３相ＤＣブラシレスモータＸが加速運転状態にあると判定すると、回転子の１回転毎に休止期間Ｔを設定する。

誘起電圧Ｖmは回転子の回転に同期して正弦波状に変化するので、誘起電圧Ｖmの変動周期は回転子の回転周期と同一である。３相ＤＣブラシレスモータＸが加速運転状態にある場合、ＰＷＭ休止期間生成部７は回転子の１回転毎、つまり誘起電圧Ｖmの変動周期毎に所定時間幅の休止期間Ｔを設定し、この結果ＰＷＭ信号生成部１９は、休止期間ＴにおけるＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成を休止する。

これに対して、位相検出部８はＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2の生成に起因するノイズが外乱として作用しない休止期間Ｔにおける交流検出電圧Ｖun，Ｖvn，Ｖwnに基づいて誘起電圧Ｖm、角速度ω及び推定瞬時位相角θ_TSを算出するので、これら誘起電圧Ｖm、角速度ω及び推定瞬時位相角θ_TSは回転子の回転状態を正確に示している。

すなわち、このような誘起電圧Ｖm及び角速度ω等に基づいて算出される速度制御値Ｓは回転子の回転状態を正確に反映したものであり、また推定瞬時位相角θ_TSは回転子の回転状態を正確に反映した角度制御値であり、当該角度制御値及び速度制御値Ｓに基づいて休止期間Ｔ以外の期間において生成されたＰＷＭ信号Ａu1，Ａu2，Ａv1，Ａv2，Ａw1，Ａw2は、インバータ回路１を的確に制御して３相ＤＣブラシレスモータＸを確実かつ精度良く駆動させるものである。したがって、本モータ駆動装置によれば、回転子の回転位置を正確かつ確実に検出することが可能であり、よって３相ＤＣブラシレスモータＸを正確かつ確実に駆動することが可能である。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態に係るモータ駆動装置では３相ＤＣブラシレスモータＸをＰＷＭ正弦波通電方式で駆動する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく３相ＤＣブラシレスモータＸを１２０°通電方式で駆動する場合について適用可能である。

（２）上記実施形態におけるＰＷＭ休止期間生成部７は、３相ＤＣブラシレスモータＸが加速状態にあるときは回転子の１回転毎に休止期間Ｔを設定し、定速状態にあるときには休止期間Ｔを回転子の２回転毎に１回設定したが、休止期間Ｔの設定方法はこれに限定されるものではない。休止期間Ｔの設定方法は、例えば要求される３相ＤＣブラシレスモータＸの運転性能に応じて変更され得る。

（３）上記実施形態では、インバータ回路１と直流電源２とから駆動信号生成手段を構成し、また直流電圧検出部３、交流電圧検出部４、電流計５，６及びマイコン７から制御信号生成手段を構成したが、駆動信号生成手段及び制御信号生成手段の構成はこれに限定されるものではない。特に、上記実施形態に係るマイコン７はインバータ回路１をＰＷＭ制御するものであるが、制御方式はこのＰＷＭ制御方式に限定されるものではない。
（４）上記実施形態では３相ＤＣブラシレスモータＸの回転数が数１０,０００rpmを超える高回転数領域で作動するモータ駆動装置について説明したが、本発明の優位性はこのような高回転数領域に限定されるものではない。

本発明の一実施形態に係わるモータ駆動装置の機能構成及び駆動対象であるＤＣブラシレスモータを示すブロック図である。 本発明の一実施形態におけるマイコン５の制御動作を示す制御ブロック図である。 図２における位相検出部の詳細処理を示す制御ブロック図である。 本発明の一実施形態に係わるモータ駆動装置の動作タイミングを示すタイミングチャートである。

符号の説明

１…インバータ回路、２…直流電源、３…直流電圧検出部、４…交流電圧検出部、５，６…電流計、７…マイコン、Ｘ…３相ＤＣブラシレスモータ、Ｙ…タービン、Ｚ…コンプレッサ

Claims (5)

1. ＤＣブラシレスモータの各相に対応する固定子巻線に所定の駆動信号を各々供給することによって回転子を回転駆動するモータ駆動装置であって、
   直流電力をパルス状制御信号に基づいてスイッチング素子でスイッチングすることにより前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記パルス状制御信号を間欠的に生成して前記駆動信号生成手段を制御するものであって、前記パルス状制御信号の生成を各相全て休止した期間において固定子巻線から取得した誘起電圧に基づいて回転子の回転位置及び回転速度を検出することにより前記パルス状制御信号を生成する制御信号生成手段と
   を具備することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 駆動信号生成手段は、直流電力を出力する直流電源と、直流電力をパルス状制御信号に基づいてスイッチングして駆動信号を生成するインバータ回路とから成ることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 制御信号生成手段は、パルス状制御信号としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成することを特徴とする請求項１または２記載のモータ駆動装置。
4. 駆動信号生成手段のスイッチング素子に還流ダイオードが並列接続されている場合、
   制御信号生成手段は、パルス状制御信号の生成を休止した期間において前記還流ダイオードの還流期間を除外した期間に固定子巻線から取得した信号に基づいて回転子の回転状態を検出することを特徴とする請求項１〜３いずれかに記載のモータ駆動装置。
5. 制御信号生成手段は、ＰＷＭ正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生成することを特徴とする請求項１〜４いずれかに記載のモータ駆動装置。
   
   

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