DE69607838T2

DE69607838T2 - Wiederherstellung eines Gegen-EMK Signals zur Synchronisation des Antriebs eines bürsten- und sensorlosen Motors durch Neudefinieren von Antriebssignalen

Info

Publication number: DE69607838T2
Application number: DE69607838T
Authority: DE
Inventors: Giuseppe Maiocchi; Marco Viti
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1996-08-01
Filing date: 1996-08-01
Publication date: 2000-08-17
Anticipated expiration: 2016-08-02
Also published as: US5838128A; DE69607838D1; JPH10248290A; EP0822649A1; JP4026889B2; EP0822649B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Techniken zum Antreiben eines elektronisch geschalteten sensorlosen Motors. Insbesondere betrifft diese Erfindung eines Überwachungs- und Wiederherstellungstechnik für induzierte Signale, die die Winkelposition des Rotors zeigen.
Elektronisch geschaltete Gleichstrommotoren sowie Schrittmotoren oder im allgemeinen bürstenlose Motoren werden bei unzähligen Steuerungs- und Regulierungsanwendungen und auch als Antriebssysteme für Massenspeicher im Falle von rotierenden Trägern, wie Festplatten, Magnetdisketten, optische Speicherplatten, CD-ROMs, sowie im Falle von linearen Trägern, wie Magnetbandstationen und dergleichen, verwendet. Üblicherweise sind diese Motoren Mehrphasenmotoren in einer "Stern"-Konfiguration. Ziemlich üblich ist der Fall eines Motors mit drei Phasenwicklungen, die in einer Sternkonfiguration angeschlossen sind und sechs verschiedene Schaltphasen und eine Anzahl P von Polen definieren. In diesem Fall gibt es bei einer vollständigen Umdrehung des Rotors eine Anzahl 3*P von Gleichgewichtspunkten.
Im vorliegenden Text wird jede Erregungsphase entsprechend einer Standardbezeichnung mit zwei Großbuchstaben angegeben. Der erste Großbuchstabe (beispielsweise A, B oder C) bezeichnet die Wicklung, durch welche der Strom herkömmlicherweise von der jeweiligen Versorgungsanschlußklemme zum Sternzentrum (CT) fließt, und der zweite Großbuchstabe, dem das Zeichen (!) vorhergeht, bezeichnet die Wicklung, durch welche der Strom, der herkömmlicherweise vom Sternzentrum (CT) kommt, zur Versorgungsanschlußklemme der jeweiligen Wicklung fließt.
Ein Erregungsschema für die sechs Phasen A!B, A!C, B!C, B!A, C!A, C!B, das den Fall eines Motors mit drei Wicklungen betrifft, ist in Fig. 1 gezeigt.
Die bürstenlosen Motoren werden üblicherweise unter Verwendung einer integrierten Schaltung angetrieben, deren Ausgangsstufe durch eine mehrphasige Ganzwellen-Brückenschaltung dargestellt ist, die im Falle eines Dreiphasenmotors sechs bipolare (BJT) oder Feldeffekt(MOS)-Leistungstransistoren verwenden kann, wie in Fig. 2 gezeigt. Üblicherweise wird der Motorstrom im Falle einer Steuerung im Strommodus durch eine Transkonduktanzschleife linear gesteuert, wie in Fig. 3 gezeigt.
Natürlich ist es auch möglich, den Motor in einem Spannungsmodus anzutreiben.
Während einer bestimmten Schaltphase des Motors wird der "eine Quelle bildende" Leistungstransistor zur vollständigen Leitung (d. h. im Falle einer MOS-Einrichtung zur Sättigung) gezwungen, wohingegen der "eine Senke bildende" Leistungstransistor gemäß dem Schema von Fig. 3, das sich auf die Verwendung von Leistungseinrichtungen vom MOS-Typ bezieht, als Transkonduktanzelement arbeitet.
Unter Bezugnahme auf Fig. 3 kann der Motorstrom wie folgt ausgedrückt werden:
worin Vref die Steuerspannung ist, die von einer phasenverriegelten Schleife (PLL) für die Geschwindigkeitssteuerung eines Motors geliefert werden kann, die die Geschwindigkeit des Motors reguliert.
Gv ist die Spannungsverstärkung des Abfühlverstärkers, während Rs der Abfühlwiderstand für den Strom ist.
Im Stand der Technik wird die Spannung Vref von der PLL-Steuerschleife auf ein bestimmtes Niveau reguliert, um den vom Motor beim Aufrechterhalten einer bestimmten Geschwindigkeit absorbierten Strom zu regulieren.
Natürlich wirkt die PLL-Steuerschleife auf den Wert von Vref, indem sie dessen Momentanwert um einen bestimmten Mittelwert variiert, um momentane Last/Drehmoment-Änderungen zu kompensieren.
Nach einem bestimmten Antriebsschema kann während jeder Erregungsphase der Motorstrom auf ein bestimmtes Niveau geregelt werden, im wesentlichen auf ein konstantes Niveau (± Imotor), wie im Diagramm von Fig. 4 gezeigt.
Wie in Fig. 4 bemerkt werden kann, wird zu jedem Zeitpunkt eine der drei Phasenwicklungen des Motors aberregt bzw. von der Stromquelle getrennt.
Das Umschalten zu einer nächsten Phase der Folge, z. B. von Phawe A!B zu Phase B!C, muß mit der Rotorposition synchronisiert werden, um an der Motorwelle das größtmögliche Drehmoment zu erhalten.
Gemäß dem Stand der Technik kann diese Synchronisation durch Verwendung geeigneter Sensoren für die Rotorposition, wie beispielsweise Hall-Effekt-Sensoren, sichergestellt werden. Gemäß einer Alternative, die immer üblicher wird, wird das gleiche Ergebnis erhalten, indem Signale für die gegenelektromotorische Kraft (Gegen-EMK) erfaßt und verarbeitet werden, die durch die Rotation des Rotors in den Phasenwicklungen des Motors induziert werden.
Die Verarbeitung besteht im wesentlichen im Erfassen des Hindurchgehens des Gegen-EMK-Signals durch ein vorbestimmtes Niveau (Nullpunktdurchgang) welches eine typisch periodische Wellenform aufweist, die auf die Phasenwicklung anwendbar ist, die momentan nicht von einem Antriebsstrom erregt ist, gemäß einem Erfassungsschema wie für die Erregungsphase A!B in Fig. 5 gezeigt.
Diese Systeme, wie sie in zahlreichen Druckschriften beschrieben sind, erzeugen bei jedem Nullpunktdurchgang einen Puls, der vom Antriebssystem verwendet wird, um eine neue Phasenumschaltung in Gang zu bringen.
Im Falle eines sternförmig angeschlossenen Motors mit drei Phasenwicklungen, der für eine vollständige Umdrehung des Rotors sechs verschiedene Schaltphasen definiert, ist in Fig. 6 gezeigt.
Die Überwachungsschaltung für die jeweiligen Gegen-EMKe in den drei Wicklungen des Motors und die entsprechende Schaltung zur Erkennung und Verarbeitung der Nullpunktdurchgangsereignisse erzeugt den logischen Puls ZC, der von der Synchronisations-Logikschaltung bei jedem Nullpunktdurchgang gesetzt und nach seiner Durchsetzung zurückgesetzt wird.
Im betrachteten Beispiel kann bemerkt werden, daß zum Erhalten des maximal verfügbaren Drehmoments die nächste Phase theoretisch nach 30 elektrischen Graden vom Fall des Nullpunktdurchgangs (Vorderflanke von ZC) aus erregt werden muß. Da das Nullpunktdurchgangssignal mit der Rotorposition des Motors streng korreliert ist und diese Relation zeitinvariant ist, ist die Verzögerung zwischen dem Fall des Nullpunktdurchgangs und dem optimalen Zeitpunkt, zu welchem die neue Phase des Motorantriebs geschaltet werden sollte, ebenso zeitinvariant. Daher wird, wenn sie einmal definiert ist, jede Phase mit dieser identischen Verzögerung vom Nullpunktdurchgangszeitpunkt an erregt.
Andererseits wird gemäß einer fortgeschrittenen Antriebstechnik ins Auge gefaßt, Erregungsströme in den Motorwicklungen nicht mit einem im wesentlichen konstanten Niveau sondern gemäß einem bestimmten Profil zu erzwingen, das vordefiniert, digitalisiert und in digitaler Form in einem nichtflüchtigen, statischen Speicher gespeichert werden kann, wie beispielsweise einem EPROM- oder EEPROM-Speicher. Das vordefinierte Profil kann eine Sinuskurve oder allgemein das Ergebnis einer Fourier-Addition von Harmonischen mit einer Grundfrequenz sein. Daher ist gemäß dieser neuen Technik, die gestattet, die Drehmomentcharakteristiken des Motors zu optimieren, der in den Motorwicklungen erzwungene Strom während jeder Erregungsphase nicht konstant sondern folgt dem Profil einer zyklischen oder alternierenden Wellenform.
Diese Technik ist in der europäischen Patentanmeldung Nr. 96 830 180.4 und 96 830 190.3 beschrieben und gezeigt, die am 29. März bzw. 4. April 1996 im Namen desselben Anmelders eingereicht wurden.
Im wesentlichen wird gemäß dieser Technik das vollständige Stromprofil mit natürlich zyklischer oder alternierender Form in einer Anzahl von Folgen, die so groß wie die Anzahl der Schaltphasen ist, gespeichert, wobei jede Folge aus einer Anzahl N von Abtastungen besteht. Jede Folge, die gemäß dieser Technik das konstante Phasenniveau, das die früheren Techniken antreibt, ersetzt, wird von einem Digital/Analog-Wandler in ein Analogsignal umgewandelt, das die Ausgangsleistungsstufe, z. B. eine Transkonduktanz-Rückkopplungsstufe wie die in Fig. 3 gezeigte, antreibt. In der Praxis liefert das umgewandelte Profilsegment während einer Phase das antreibende Vref-Signal an die jeweilige Leistungsstufe.
Natürlich ist es sogar gemäß dieser Technik nötig, eine perfekte Synchronisation der Phasenumschaltung mit der Rotorposition sicherzu stellen, so daß nach jeder Durchsetzung des Signals ZC eine neue Folge von N digitalen Abtastungen gelesen und umgewandelt wird, wobei der Wert jeder Abtastung als aus einer Anzahl n von Bits bestehendes digitales Datum (Wort) gespeichert ist.
Die Tatsache, daß bei jeder Schaltphase das Niveau der Ströme oder des in den entsprechenden Phasenwicklungen des Motors erzwungenen Stromes nicht konstant ist, sondern seine Intensität dem von der jeweiligen Folge von Abtastungen definierten Profil folgend variiert, bewirkt in der Praxis, daß es keine Zeitpunkte mehr gibt, zu welchen eine bestimmte Phasenwicklung des Motors nicht erregt (von einem Strom durchflossen) und daher verfügbar ist, um eine leichte Unterscheidung des Nullpunktdurchgangsereignisses durch das Signal BMF für die gegenelektromotorische Kraft (Gegen-EMK) zu gestatten, das auf einer solchen momentan aberregten bzw. von der Stromquelle getrennten Wicklung induziert wird. Dies ist der Tatsache zu verdanken, daß, da der Erregungsstrom nicht mehr konstant ist, die an den Enden jeder Phasenwicklung des Motors erfaßte Spannung die Summe getrennter Beiträge oder Terme ist, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist:
Vd = L*dI/dt + R*I + BEMF
worin L die Induktanz der Wicklung, R der Widerstand und K der Momentanwert des Stromes ist.
Unter der Annahme, daß das Profil des Stromes, der in den Motorwicklungen erzwungen wird, sinusförmig ist oder aus einer Fourier- Reihe von Harmonischen mit einer Grundfrequenz besteht, ist es leicht, zu verifizieren, daß das maximale Drehmoment erzeugt wird, wenn der Strom (oder die Grundharmonische der Fourier-Reihe) mit der auf derselben Wicklung induzierten Gegen-EMK genau in Phase ist.
Aufgrund des Termis L*dI/dt ist das Signal Vd, das über eine Wicklung erfaßt wird, in bezug auf den Term der Gegen-EMK jedoch vorweggenommen. Dieser besondere Betriebszustand ist in den Diagrammen von Fig. 7 dargestellt.
Das gleiche technische Problem des richtigen Erfassens des Gegen- EMK-Signals besteht auch wenn ein Schrittmotor im Closed-Loop- Modus angetrieben wird.
Das Problem der richtigen Erfassung des optimalen Schaltzeitpunkts unter diesen Bedingungen kann durch zwei verschiedene Zugänge überwunden werden. Gemäß einem ersten Zugang ist es möglich, eine bestimmte Verzögerung zu optimieren, indem das Umschalten nach einem durch die Erfassung eines falschen Nullpunktdurchgangs (bezüglich des wirklichen Nullpunktdurchgangszeitpunktes des Gegen- EMK-Signals vorweggenommen) bewirkten Befehls ausgeführt wird. Ein zweiter Zugang besteht im Versuch einer analogen Wiederherstellung des wirklichen Gegen-EMK-Signals, um den genauen Nullpunktdurchgangszeitpunkt zu bestimmen.
Der Artikel "Self-Synchronization of Permanent Magnet Energized Stepper Motor with Detection of Position by Evaluation of the BEMF" von Werner Siefert (Berger Lahr GmbH), PCIM, November 1985, Seiten 84-54, offenbart ein Selbstsynchronisationssystem eines Zweiphasen-Schrittmotors, das über die Wiederherstellung der Gegen-EMK- Signale durch eine reservierte Abfühlschaltung ausgeführt ist.
Als weitere Druckschrift des einschlägigen Standes der Technik sollte auf US 5 367 234 hingewiesen werden.
Gemäß dieser bekannten Techniken der Wiederherstellung des Gegen- EMK-Signals ist es notwendig, die Spannung und den Strom an jeder Phasenwicklung des Motors zu erfassen, was es auch nötig macht, auf dem Knoten des Sternzentrums und eine relativ komplexe Überwachungs- und Signalverarbeitungsschaltung zuzugreifen.
Der Hauptbereich der vorliegenden Erfindung ist der der Zurverfügungstellung eines vereinfachten Verfahrens und einer Schaltung zur Wiederherstellung eines Gegen-EMK-Signals, um eine Synchronisation der Phasenumschaltung des Motors durchzuführen.
Gemäß einem ersten und grundlegenden Aspekt der Erfindung wird abhängig davon, ob der Motor im Spannungs- oder Strommodus angetrieben wird, eine korrekte Wiederherstellung des Gegen-EMK-Signals im ersten Fall durch Überwachung des durch zwei verschiedene Motorwicklungen fließenden Stroms oder im zweiten Fall der Spannungsdifferenz zwischen den Anschlußklemmen zweier verschiedener Motorwicklungen ausgeführt.
In der Praxis nutzt das Wiederherstellungssystem zur Wiederherstellung des Gegen-EMK-Signals die frühere Kenntnis im ersten Fall der konstanten Werte oder der vordefinierten Profile der den verschiedenen Motorwicklungen während der verschiedenen Schaltphasen entsprechenden Antriebsspannungen und im zweiten Falle des konstanten Werts oder der vordefinierten Profile der während der verschiedenen Schaltphasen durch die jeweilige Motorwicklung erzwungenen Ströme. Beispielsweise kann durch Definieren der folgenden Variablen:
Rm: der Widerstand einer Phasenwicklung des Motors;
Rs: der Abfühlwiderstand zur Überwachung des in einer Phasenwicklung des Motors fließenden Stroms;
Lm: die Induktanz einer Phasenwicklung des Motors;
Ia und Ib: die Ströme, die in den Motorwicklungen A bzw. B fließen;
Va: die Spannung an der Anschlußklemme der Wicklung A;
Vb: die Spannung an der Anschlußklemme der Wicklung B;
BEMFA: die auf der Wicklung A induzierte gegenelektromotorische Kraft;
BEMFB: die auf der Wicklung B induzierte gegenelektromotorische Kraft;
der folgende Ausdruck geschrieben werden:
Vb-Va = Lm·d(Ib-Ia)/dt+(Rm+Rs)·(Ib-Ia)+BEMFB-BEMFA
Aus der obigen Gleichung kann die Differenz zwischen den beiden jeweiligen auf den beiden Phasenwicklungen des Motors induzierten gegenelektromotorischen Kräfte erhalten werden, wie durch die folgende Gleichung angegeben:
BEMFB-BEMFA = (Rm+Rs)·(Ib-Ia)+Lm·D(Ib-Ia)/dt+Vb-Va
In dem Fall, daß der Motor in einem Spannungsmodus angetrieben wird, sind die Werte Va und Vb vordefiniert und ist ihre Differenz bekannt, so daß es genügt, die Wicklungsströme Ib und Ia abzufühlen.
Umgekehrt sind, wenn auf einen in einem Strommodus angetriebenen Motor Bezug genommen wird, die über die beiden Wicklungen erzwungenen Ströme Ia und Ib vordefiniert und ihre Differenz bekannt, dann genügt es, die Spannungsdifferenz an den Anschlußklemmen der beiden Wicklungen A und B, d. h. Va.Vb = Vd (für eine Sternkonfiguration) abzufühlen.
Deshalb ist es gemäß der vorliegenden Erfindung nicht nötig, auf den Zentralknoten der Phasenwicklungen des Motors (CT) zuzugreifen, überdies hat das Differenzsignal BEMFA-BEMFB eine größere Amplitude als die einzelnen Signale BEMFA oder BEMFB, so daß sich das Verhältnis Signal/Rauschen (s/n) erhöht.
In der Praxis ist es gemäß dem System der Erfindung zufriedenstellend, entweder die beiden Wicklungsströme oder die Spannungsdiffe renz zwischen den Anschlußklemmen der beiden Phasenwicklungen des Motors abzufühlen.
Ebenso wie das Abfühlen der für die Wiederherstellung des Gegen- EMK-Signals erforderlichen Signale vereinfacht wird, ermöglicht das System der Erfindung die Einstellung der konstanten Terme in der obigen Gleichung, um die besonderen Erfordernisse der Anwendungen zu erfüllen, sowie die Einführung von Verzögerungen oder Vorwegnahmen des Nullpunktdurchgangs (ZC) des wiederhergestellten Gegen- EMK-Signals, um den Antrieb des Motors zu optimieren.
Die verschiedenen Aspekte und Vorteile der Erfindung werden durch die folgende Beschreibung einige wichtiger Ausführungsformen und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen noch deutlicher, in denen:
Fig. 1 ein Diagramm der Erregungsströme ist, wie bereits oben beschrieben;
Fig. 2 eine Dreiphasen-Brückenschaltung darstellt, wie bereits oben beschrieben;
Fig. 3 eine lineare Transkonduktanz-Steuerschleife darstellt, wie bereits oben beschrieben;
Fig. 4 ein Antriebsschema für einen Strommodus mit konstantem Niveau darstellt, wie bereits oben beschrieben;
Fig. 5 ein Schema zum Erfassen eines auf einer Phasenwicklung, die momentan nicht von einem Antriebsstrom durchflossen wird, induzierten Gegen-EMK-Signals zeigt, wie bereits oben beschrieben;
Fig. 6 als Diagramme das Phasenschaltschema für eine vollständige Umdrehung zeigt, wie bereits oben beschrieben;
Fig. 7 die Tatsache hervorhebt, daß die Spannung Vd dem Gegen- EMK-Signal vorauseilt, wie bereits oben erwähnt;
Fig. 8 die Weise zeigt, wie ein Nullpunktdurchgangspuls aus dem wiederhergestellten Gegen-EMK-Signal erzeugt wird;
Fig. 9 die Weise zeigt, wie ein vordefiniertes Antriebsspannungs- oder -stromprofil mit einem verzögerten oder vorweggenommenen Schaltbefehl synchronisiert wird;
Fig. 10 ein Blockdiagramm eines Antriebsschemas aus dem Stand der Technik für einen bürstenlosen Gleichstrommotor ist;
Fig. 11 ein alternatives Blockdiagramm für ein System ähnlich dem von Fig. 10 zeigt;
Fig. 12a und 12b das Schema einer das Signal BEMFA-BEMFB wiederherstellende Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 eine Einzelheit der im Schema von Fig. 12b gezeigten Blöcke D1, DIFF und SUM&PWM FILTER zeigt;
Fig. 14 eine Einzelheit des Blocks B-PWM des Schemas von Fig. 12b ist;
Fig. 15 eine Einzelheit des Blocks SUB von Fig. 12b ist; und
Fig. 16 eine Einzelheit des Blocks SQUARE&SHIFT von Fig. 12B ist.
Die folgende Beschreibung wichtiger praktischer Ausführungsformen der Erfindung hat nur den Zweck darzustellen, wie die Erfindung in die Praxis umgesetzt werden kann. Obwohl wie im einleitenden Abschnitt weiterhin auf den üblichsten Fall eines Dreiphasenmotors, d. h. eines Motors mit drei in einer Sternkonfiguration angeschlossenen Wicklungen, Bezug genommen wird, dürfen die in der folgenden Beschreibung und in den beigefügten Schaltungsdiagrammen gegebenen Hinweise nicht als einschränkend betrachtet werden, weil - wie es für jeden Fachmann auf dem Gebiet offensichtlich ist, viele der Architektur- und Schaltungsauswahlen des Systems der Erfindung auch auf andere Weise konstruiert sein können, obwohl sie zu den beschriebenen funktionell äquivalent sind, um das System an besondere Anwendungen anzupassen.
Der Hauptaspekt der Erfindung ist der der Wiederherstellung eines Differenzsignals zweier auf zwei verschiedenen Motorwicklungen induzierten Gegen-EMKe, mit anderen Worten: ein wiederhergestelltes Signal, dessen "Nullpunktdurchgangs"zeitpunkt zur Erzeugung eines logischen Pulses ZC erfaßt wird. Überdies gestattet das System die Einführung einer eventuellen Vorwegnahme oder Verzögerung bei der Erzeugung des logischen Pulses ZC, um ein korrigiertes Signal ZC SHIFT zur Optimierung der Motorantriebsbedingungen zu erzeugen. Zum Beispiel kann das Einfügen einer bestimmten Verzögerung dazu dienen, die Phasendifferenz zwischen Strom und Spannung einer Wicklung zu kompensieren, wenn der Motor in einem Spannungsmodus angetrieben wird.
Wie als Diagramme in Fig. 8 gezeigt, ist das System der Erfindung in erster Linie darauf gerichtet, ein Signal ZC zu erzeugen, dessen ansteigende Front mit dem Nullpunktdurchgangszeitpunkt des wiederhergestellten Gegen-EMK-Signals zusammenfällt.
Gemäß einem wichtigen Aspekt der Erfindung werden die konstanten Werte oder allgemeiner die vordefinierten antreibenden Strom- oder Spannungsprofile der jeweiligen Phasenwicklungen während der gesamten Schaltphase digitalisiert und in einem statischen Speicher in Form einer Folge von als Wörter mit einer bestimmten Anzahl von Bits gespeicherten digitalen Abtastungen gespeichert. Diese vordefinierten Werte werden in Abhängigkeit von der Geschwindigkeit des Motors mit einer bestimmten Taktfrequenz für die Speicherabfragung gelesen, wie gründlicher in den oben genannten europäischen Patentanmeldungen Nr. 96 830 180.4 und 96 830 190.3 beschrieben, deren Inhalt hier durch Bezugnahme aufgenommen ist.
Als Folge sollte die Abfragung dieser Folge von vordefinierten und gespeicherten digitalen Werten in Gleichlauf mit der Winkelposition des Rotors auftreten und, wie in den oben erwähnten Patentanmeldungen gründlich beschrieben, während Beschleunigungs- und Abbremsphasen von grundlegender Bedeutung werden, um eine prompte "Wiedererlangung" des Gleichtaktes Sicherzustellen, indem bei jeder Phasenumschaltung des Motors das Abfragen einer bestimmten Folge von digitalisierten Abtastungen befohlen wird, deren Abfragen geeignet von einer bestimmten Abtastung der Folge aus begonnen oder mit ihr beendet wird, die von der ersten Abtastung bzw. der letzten Abtastung der besonderen Folge des gesamten Zyklus verschieden ist.
Dieses Erfordernis ist in den Diagrammen von Fig. 9 dargestellt.
Die Erfindung sorgt für eine Selbstsynchronisation auf der Basis der Erzeugung eines Synchronisationspulses ZC SHIFT, welcher von Fall zu Fall in bezug auf den Puls des Nullpunktdurchgangs (ZC), wie er beim Abfühlen eines Nullpunktdurchgangs auf dem wiederhergestellten Differenzsignal (BEMFA-BEMFB) erzeugt wird, geeignet vorweggenommen oder verzögert werden kann.
Der Betrag der Verzögerung oder Vorwegnahme, der auf ZC wie auf dem wiederhergestellten Signal BEMFA-BEMFA abgefühlt angewendet werden soll, kann über eine reservierte Schaltung definiert werden, wie in der vorhergehenden europäischen Patentanmeldung Nr. 96 830 190.3 beschrieben.
Bei der nachfolgenden Beschreibung einer Musterausführungsform wird auf den Fall eines Steuerungssystems Bezug genommen, das in einem Spannungsmodus arbeitet, wobei es selbstverständlich ist, daß dieselben Betrachtungen auch für Steuerungssysteme gelten, die in einem Strommodus arbeiten.
Eine weitere und offensichtliche Überlegung ist, daß die Methodologie und Architektur der Erfindung entweder gelten, wenn die Ausgangsleistungsstufe in einem linearen Modus arbeitet (beispielsweise im Falle einer Gegentaktkonfiguration) oder wenn sie in einem PBM-Modus arbeitet. Im letzteren Fall kann ein Tiefpaßfilter zur Beseitigung des PBM-Schaltgeräuschs (Spitzen) bei der Wiederherstellung des Spannungsdifferenzsignals BEMFA-BEMFB (d. h. der Differenz zwischen den jeweiligen auf den Phasenwicklungen A und B des Motors induzierten Gegen-EMK-Signalen) notwendig sein.
Normalerweise kann die Grenzfrequenz eines solchen Tiefpaßfilters so gewählt werden, daß sie wenigstens ein Zehntel geringer als die Grundfrequenz des wiederhergestellten Gegen-EMK-Signals ist. Die sich ergebende Verzögerung, die von einem Tiefpaßfilter dieser Art eingeführt werden kann, wird auf jeden Fall von der die Verzögerung (oder Vorwegnahme) optimierenden Schaltung für das so korrigierte Signal ZC_SHIFT kompensiert.
Fig. 10 zeigt ein Blockdiagramm mit hohem Niveau eines gesamten Antriebssystems für einen bürstenlosen Motor gemäß der bereits erwähnten europäischen Patentanmeldung Nr. 96 830 295.0, in welches der Wiederherstellungsblock des gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellten Signals BEMFA-BEMFB aufgenommen ist.
Das Schema der Fig. 10 zeigt die beiden Signale B INA und B JNB, die die vordefinierten Antriebswerte der jeweiligen Phasenwicklungen A und B des Motors darstellen und die verwendet werden, um die relativen Antriebsspannungen Va und Vb zu erhalten, sowie das Vorhandensein eines Abfühlwiderstands Rs in den entsprechenden Phasenwicklungen des Motors zum Überwachen der jeweiligen Ströme Ia und Ib.
Fig. 11 ist ein zu dem der Fig. 10 ziemlich ähnliches Schema, obwohl die beiden Ströme Ia und Ib nicht mehr unter Verwendung von in Reihe mit den Wicklungen angeschlossenen Abfühlwiderständen sondern statt dessen unter Verwendung eines abfühlenden FET gelesen werden.
Die folgende Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung bezieht sich auf den Fall, durch den die Ströme der Wicklungen des Motors mittels Abfühlwiderständen in Reihe mit den jeweiligen Wicklungen gemäß dem in Fig. 12a gezeigten Schema überwacht werden.
Die Architektur der Wiederherstellungsschaltung für das Signal BEMFA-BEMFE gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 12b dargestellt. Die Figur gibt die Funktionen der verschiedenen Blöcke an, die die Wiederherstellung bewirken.
Weil die Spannung Va-Vb von +Vcc bis -Vcc (wobei Vcc die Speisespannung ist) schwanken kann, kann es bei einer solchen Schwankung notwendig sein, einen solchen dynamischen Bereich zu verkleinern, um eine Wiederherstellung mit einer mit Vcc gespeisten Schaltung zu bewirken. Zu diesem Zweck können vorbeugend alle Terme der Wie derherstellungsgleichung 2) und somit die Signale, auf die sie sich beziehen, durch N (einen Skalierfaktor für die Wiederherstellungsamplitude) geteilt werden, welcher in der implementierten Ausführungsform gleich 4 angenommen wird.
Desgleichen weist das wiederhergestellte Signal BEMFA-BEMFB eine um denselben Faktor N = 4 verkleinerte Amplitude auf.
Der Schaltungsblock D1 besteht aus einer Differentialstufe, deren Eingänge direkt an die Abfühlwiderstände Rs für die in den Wicklungen A und B des Motors fließenden Ströme gekoppelt sind.
Die Verstärkung von D 1 ist gleich (Rm+Rs)/N·Rs, so daß seine Ausgabe (RM+Rs)·(Ib-Ia)/N entspricht.
Die Ausgabe von D I ist der erste Term der Wiederherstellungsgleichung 2), und das Ausgangssignal wird dem nicht umkehrenden Eingang der Addierstufe Σ sowie dem Block DIFF zugeführt, dessen Verstärkung durch Lm/(Rm+Rs) gegeben ist und dessen Ausgangssignal - sLm·(Ia-Ia)/N ist.
Die Ausgabe des Differenzierblocks DIFF stellt den zweiten Term der Wiederherstellungsgleichung dar und wird nach Umkehrung durch die Stufe DIFF dem umkehrenden Eingang der Addierstufe (Σ) zugeführt. Da DIFF im wesentlichen ein Hochpaßfilter ist, kann er das PBM- Schaltgeräusch verstärken.
Da beim Anlaufen des Motors die Frequenz des Signals BEMFA- BEMFB noch relativ niedrig ist, ist das "Gewicht" des differentiellen Terms der Wiederherstellungsgleichung 2) proportional klein, und dann kann sein Beitrag momentan beseitigt werden, indem der Ausgang des Blocks DIFF über einen MOS-Transistor auf Erdniveau ge zwungen wird, der von einem von der Hauptsteuerung kommenden Signal DIFF_on_off angetrieben wird. Der Beitrag des differentiellen Terms der Wiederherstellungsgleichung wird dann wiedereingesetzt, wenn die Geschwindigkeit einen vordefinierten Wert übersteigt.
Der dritte Term der Wiederherstellung, d. h. der Term Va-Vb, wird von den beiden Blöcken SUB und B-PWM erzeugt.
Zu jedem Zeitpunkt gibt es an den Eingängen des Blocks SUB zwei Bytes, nämlich B_INA und B_INB, die vom in Fig. 10 und 11 gezeigten Block AMPR erzeugt werden. Diese beiden Bytes stellen die codierten digitalen Werte dar, deren Amplitude moduliert oder auf jeden Fall vorher eingeführt werden kann, um auf die beiden Anschlußklemmen A und B der jeweiligen Wicklungen des Motors angewendet zu werden.
Der Block SUB gibt die Bytedifferenz von B_INA und B_INB aus.
Diese Differenz wird vom Byte/PBM-Wandlerblock BPWM in ein moduliertes Digitalsignal PWM mit hoher Frequenz (üblicherweise größer als 100 kHz) umgewandelt, dessen hohe und niedrige Niveaus auf Vcc/N = Vcc/4 bzw. auf 3/NVcc = 3/4Vcc verschoben werden, wobei Vcc die Speisespannungszufuhr der Ausgangsstufe ist.
Diese Niveauverschiebung dient dazu, ein Signal, bezogen auf die Spannung Vcc/2, mit einem Verstärkungsverhältnisfaktor von N = 4 zu erzeugen.
Es ist erwünscht, daß dieses Signal eine relativ hohe Frequenz (> 100 kHz) besitzt, so daß der Einfluß des PBM-Filters auf den Signalwiederherstellungsprozeß relativ gering sein kann.
In der Praxis erzeugen die Blöcke X und PWMFILTER ein wiederhergestelltes Gegen-EMK-Signal, das im Schema als BEMF REC definiert ist.
Der Block SQUARE&SHIFT erzeugt das Signal ZC SHIFT, wobei von einem Signal ZC ausgegangen und eine geeignete Vorwegnahme oder Verzögerung mittels des Blocks ZC REC auf der Basis eines Wertes eingeführt wird, der in einem Schieberegister REG SHIFT enthalten ist, dessen Inhalt vom in Fig. 10 und 11 dargestellten Drehmomentoptimierer ständig aktualisiert wird. Die Funktion und Architektur eines solchen Drehmomentoptimierers sind in der früheren europäischen Patentanmeldung Nr. 96 830 190.3 offenbart, dessen Inhalt durch Bezugnahme hier aufgenommen wird.
Fig. 13 stellt eine Architektur für eine Wiederherstellungsschaltung für das Gegen-EMK-Signal gemäß der Erfindung ausführlicher dar.
Fig. 14 zeigt eine Ausführungsform der Wandlerschaltung B-PWM, d. h. der Byte/PBM-Schaltung, die auch eine Niveauverschiebungsschaltung von Fig. 12b beinhaltet.
Fig. 15 zeigte eine Ausführungsform des Blocks SUB von Fig. 12b.
Fig. 16 ist eine Ausführungsform des Schaltungsblocks ZC REC, der auf dem vom System der Erfindung ausgegebenen Synchronisationssignal ZC_SHIFT eine Verzögerung oder Vorwegnahme mit ständig aktualisierbarem Wert einführt.

Claims

1. Verfahren zur Synchronisation der Schaltphasen beim Antrieb eines elektronisch geschalteten sensorlosen Motors entsprechend konstanter Werte oder vordefinierter Strom- oder Spannungsprofile mit der Winkelposition des Rotors, das das Überwachen von gegenelektromotorischen Kraft(Gegen-EMK)-Signalen, die durch die Rotation des Rotors auf den Phasenwicklungen induziert werden, das Wahrnehmen von Nullpunktdurchgangsereignissen der Gegen-EMK-Signale und die digitale Verarbeitung der Nullpunktdurchgangssignale umfaßt, um die Phasenumschaltung zu synchronisieren, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt Überwachen der Ströme über zwei getrennte Phasenwicklungen des Motors im Falle des Antriebs der Phasenwicklungen in einem Strommodus entsprechend konstanten Werten oder vordefinierten Spannungsprofilen oder der Spannungsdifferenz zwischen den Anschlußklemmen zweier verschiedener Phasenwicklungen des Motors im Falle des Antriebs der Phasenwicklungen in einem Strommodus mit konstanten Werten oder vordefinierten Stromprofilen;

Wiederherstellung eines Differenzsignals zwischen dem in den beiden Wicklungen induzierten Wert der Gegen-EMK-Signale aus den Wicklungsströmen oder der überwachten Spannungsdifferenz und aus den konstanten Werten oder vordefinierten Profilen;

Erfassen des Nullpunktdurchgangsereignisses eines vordefinierten Nullniveaus des Differenzsignalwertes und erzeugen eines logischen Nullpunktdurchgangspulses.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Verzögerung oder eine Vorwegnahme des logischen Nullpunkt durchgangspulses einführt, deren Entität von eine Optimierungsschaltung definiert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor in einem Spannungsmodus entsprechend vordefinierten Spannungsprofilen angetrieben wird, die in einem statischen Speicher als Folge von digitalen Abtastungen in Form von Wörtern mit einer bestimmten Anzahl von Bits gespeichert sind, die mit einer Lesetaktfrequenz abgefragt werden, die in Abhängigkeit von der Rotationsgeschwindigkeit des Motors variabel ist, und wobei die Differenz zwischen den abgefragten Abtastungen der beiden Phasenwicklungen des Motors von einer Byte/PBM- Wandlerschaltung in ein PBM-Signal umgewandelt wird, wobei dessen niedrige und hohe Niveaus durch einen vorher aufgestellten Skalierfaktor verschoben werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialterm der Wiederherstellungsgleichung unterdrückt wird, bis die Motorgeschwindigkeit unterhalb eines bestimmten Wertes bleibt.

5. Schaltung zum Wiederherstellen eines Gegen-EMK-Signals, das auf den Phasenwicklungen eines elektronisch geschalteten sensorlosen Motors induziert wird, der mit konstanten Werten oder vordefinierten Profilen von Strom oder Spannung angetrieben wird, dadurch gekennzeichnet, daß sie umfaßt

eine digitale Differenzierschaltung (SUB) mit Eingängen zum Empfangen von Paaren von Bytes, die den konstanten Werten oder augenblicklichen Abtastungen der vordefinierten Profile der Antriebssignale zweier verschiedener Phasenwicklungen des Motors entsprechen, und einem Ausgang, auf welchem ein die Differenz der beiden Eingangsbytes darstellendes Byte erzeugt wird;

eine Byte/PBM-Wandlerschaltung (B-PWM) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der digitalen Differenzierschaltung (SUB) verbunden werden kann, und einem Ausgang, auf welchem ein PBM-Signal erzeugt wird, dessen Modulation dem Wert der Eingangsbytedifferenz entspricht;

eine analoge Differentialstufe (D1) mit Differentialeingängen, die mit einem ersten Abfühlwiderstand (Rs) in einer ersten der beiden Wicklungen bzw. mit einem zweiten Abfühlwiderstand (Rs) in der zweiten der beiden Wicklungen verbunden sind, und einem Ausgang, auf welchem ein Differenzsignal der in den beiden Wicklungen fließenden Ströme erzeugt wird;

einen analogen Differenzierer (DIFF) mit einem Eingang; der mit dem Ausgang der Differentialstufe verbunden ist;

eine Addierstufe (X) mit drei verschiedenen Eingängen, die mit dem Ausgang der analogen Differentialstufe D1, des Wandlers (B- PWM) und des analogen Differenzierers DIFF verbunden sind, und einem Ausgang, auf welchem ein Differenzsignal zwischen einer Gegen-EMK, die auf einer ersten der beiden Windungen induziert wird, und einer Gegen-EMK erzeugt wird, die auf der anderen der beiden Wicklungen induziert wird.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die analoge Differentialstufe (D 1), der analoge Differenzierer (DIFF) und die Wandlerschaltung (B-PWM) mit Mitteln versehen sind, die fähig sind, die Amplitude der jeweiligen Ausgangssignale um einen Faktor (N) größer als 1 zu reduzieren, und der Wandler (B- PWM) mit Niveauverschiebungsmitteln für das PBM-Ausgangssignal versehen ist.

7. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung zwischen dem entsprechenden Eingang der Addierstufe (X) und dem Ausgang des analogen Differenzierers (DIFF) von einem Steuerungsmikroprozessor freigegeben wird, wenn die Geschwindigkeit des Motors einen vorher festgelegten Wert übersteigt.

8. Schaltung nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Tiefpaßfilter in Kaskade mit dem Ausgang der Addierstufe (21) umfaßt, der fähig ist, das Schaltgeräusch PBM zu filtern.

9. Antriebssystem für einen mehrphasigen bürsten- und sensorlosen Motor, der einen Speicher (Ml), der wenigstens ein vordefiniertes Antriebsprofil der Phasenwicklungen des Motors speichert, eine Schaltung zur Amplitudenmodulation und -wiederherstellung AMPR für die verschiedenen Phasenwicklungen des Motors, eine Gruppe von Byte/PBM-Wandlern (BTO PWM), die fähig sind, die aktuellen digitalen Werte der vordefinierten Profile für die verschiedenen Phasenwicklungen des Motors in genauso viele PBM- Signale umzuwandeln, einen Multiplexer (MUX PROFILE) für die PBM-Signale, die einer antreibenden Leistungsstufe (PS) der Phasenwicklungen des Motors zugeführt werden sollen, eine Regelschaltung für die Motorumdrehungsgeschwindigkeit (SC), einen Drehmomentoptimierer (TO), eine Abtastfrequenzsteuerung für den Speicher (MS), Schaltungsmittel zum Überwachen des Stromes durch zwei der Phasenwicklungen des Motors und Schaltungsmittel (PR) zur Wiederherstellung wenigstens eines durch die Drehung des Rotors auf den Phasenwicklungen induzierten Gegen-EMK-Signals und zum Erfassen des Durchgangs durch ein vorbestimmtes Niveau aus der wiederhergestellten Gegen-EMK, die fähig sind, einen Nullpunktdurchgangspuls (ZC) zum Synchronisieren der Abfragung der digitalen Abtastungen des vordefinierten Antriebsprofils zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Wiederherstellungsschaltung (PR) eine wie in einem der Ansprüche 5 bis 8 definierte Schaltung ist.