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Das vorliegende Patent bezieht sich auf eine Vorrichtung zum
Anfahren und Steuern von Einphasensynchronmotoren mit einem
Permanentmagnetrotor in Übereinstimmung mit der Einleitung zum
Hauptanspruch.
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Es ist allgemein bekannt, daß bei einem Motor des vorher
genannten bei 50 oder 60 Hz netzgespeisten Typs der Rotor mit seiner
angeschlossenen Belastung nur angefahren werden kann, wenn ein
spezieller, asymmetrischer Luftspalt verwendet wird und die
Belastung eine geringe Trägheit aufweist. In jedem Falle ist die
sich ergebende Drehrichtung zufällig.
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In dieser Hinsicht muß der Rotor in der Lage sein, durch die
Wirkung des mit ihm verbundenen magnetischen Flusses ein solches
Anfahrdrehmoment zu erzeugen, das die Trägheit und das
resistente Belastungsdrehmoment überwindet und in einem Zeitraum nahe
einer halben Periode der Netzfrequenz Synchronismus erreicht. Um
das zu erreichen, ist die Ruheachse des Rotors gegenüber der
magnetischen Achse des Stators durch asymmetrische Gestaltung
des Luftspaltes versetzt.
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Mit anwachsender Trägheit und/oder anwachsendem resistentem
Drehmoment muß sich das Anfahrdrehmoment vergrößern, wobei die
Grenze durch den maximalen Statormagnetfluß bestimmt ist, der
durch die Permanentmagnete gestattet wird, ohne daß sie
entmagnetisiert werden.
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Das begrenzt die Leistung, die der Motor liefern kann, wodurch
sich ergibt, daß nur Synchronmotoren mit geringer Leistung mit
Direktanschluß an das elektrische Netz und einer Drehrichtung
nach dem Anfahren, die nicht vorher gewählt werden kann
(zufällige Drehrichtung), bei den gebräuchlichen Anwendungen verwendet
worden sind.
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In der derzeitigen Praxis ist es jedoch, insbesondere im Falle
von Dreiphasensynchronmotoren, bekannt, elektronische
Wechselrichtervorrichtungen zu verwenden, die es, zwischen Netz und
Motor geschaltet, dem Motor ermöglichen, mit einer
Wechselspannung von veränderlicher Amplitude und Frequenz angetrieben zu
werden, um den Motor von Null auf die erforderliche
Geschwindigkeit zu beschleunigen. Solche Vorrichtungen verwenden oft
einen Sensor, der die Winkelposition des Rotors mißt und ein
Signal liefert, das den Steuerungsalgorithmus für die
elektrischen Leistungsimpulse, die dem Motor zugeführt werden,
bestimmt.
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Dieser Vorrichtungen sind wegen ihrer komplizierten
elektronischen Bauteile teuer.
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Aus EP 0 574 823, einer elektronischen Niedrigkostenvorrichtung,
ist weiterhin bekannt, daß zum Anfahren eines Permanentmagnet-
Synchronmotors mit einem asymmetrischen Luftspalt (insbesondere
mit einem zweipoligen Stator und Rotor) diese Vorrichtung einen
statischen Schalter steuert, der zwischen dem elektrischen Netz
und dem Motor geschaltet ist und drei Steuergrößen verarbeitet,
nämlich die Netzspannung, die Position des Rotors bezüglich der
Position des Sensors und den durch den Motor fließenden Strom.
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Das Stromstärkesignal wird durch einen Nulldurchgangsdetektor
verarbeitet, der ein logisches Ausgangssignal "1" zur Verfügung
stellt, wenn die Stromstärke Null erreicht.
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Das Rotorpositionssignal, das von dem Positionssensor (z. B. vom
Hall-Effekt-Typ) ankommt, wird durch eine
Phasenverschiebungs
schaltung verarbeitet, deren Ausgang funktional die physische
Lage des Sensors bezüglich des Rotors darstellt, wobei die
Schaltung im Ausgang je nach der Rotorposition einen "Null"-Wert
oder einen "Eins"-Wert liefert.
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Das Rotorpositionssignal und das Spannungspolaritätssignal
bilden die Eingänge eines XOR-Blockes, dessen Ausgang, zusammen mit
dem Stromstärkesignal, die Eingänge für eine logische Schaltung
in einer UND-Kombination bildet, die im Ausgang das Gatter des
statischen Leistungsschalters steuert.
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USA-Patent 4,409,532 bezieht sich auf eine
Anfahrsteuerungseinrichtung für einen umsteuerbaren
Wechselstromspaltphaseninduktionsmotor mit Schalteinrichtungen in Reihe mit einer
Statorwicklung des Motors und einer Wechselspannungsstromquelle bei
Netzfrequenz. Die Anfahrsteuerungseinrichtung ist vorgesehen, um
selektiv das Drehen des Motors in einer oder der anderen
Richtung zu ermöglichen.
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Der Stand der Technik bezieht sich auf eine Einrichtung, die für
das Anfahren eines Asynchronmotors und nicht eines
Synchronmotors in einer gewünschten Richtung vorgesehen ist.
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Die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine
Vorrichtung für das selektive Anfahren und Steuern eines Motors des
spezifizierten Typs zur Verfügung zu stellen, die einfacher als
die bekannte Vorrichtung, nicht so komplex wie die letztgenannte
und billiger ist.
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Eine andere Aufgabe der Erfindung ist, eine Anfahrvorrichtung
zur Verfügung zu stellen, die alles unnormale Verhalten durch
Einwirken auf den Zustand des statischen Schalters steuern kann,
zum Beispiel im Falle eines blockierten Rotors, der, bei
längerer Fortdauer, eine gefährliche Überhitzung der Statorwicklung
erzeugen könnte. Die Vorrichtung kann diese Unnormalität
feststellen und durch Unterbrechen der Stromzufuhr zu dem Motor
reagieren, so daß die Notwendigkeit zur Verwendung einer
Wärmeschutzeinrichtung entfällt.
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Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, eine Anfahrvorrichtung
für Synchronmotoren mit beliebiger Anzahl von Polen und
beliebiger geometrischer Statorblechausführung (kreisförmig oder nicht
kreisförmig) zur Verfügung zu stellen.
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Es ist allgemein bekannt, daß ein Permanentmagnet-Einphasen-
Synchronmotor unter beträchtlichen Betriebsschwierigkeiten
leiden kann (Anfahren, Stufenverlust usw.), wenn er bei einer
Spannung betrieben wird, deren Amplitude innerhalb eines sehr weiten
Bereiches variiert (wie es im allgemeinen für elektrische
Haushaltsgeräte der Fall ist, die für den EU-Markt geliefert werden.)
und/oder wenn eine im hohen Maße variable Belastung vorhanden
ist. Daher ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
eine elektronische Vorrichtung mit einer residenten Steuerlogik
(Mikroprozessor oder eine äquivalente Einrichtung) zur Verfügung
zu stellen, die auf der Basis der von dem Positionssensor
erzeugten Signale und der Spannung am statischen Schalter den Wert
der dem Motor zugeführten Spannung steuert, indem sie ihn durch
bekannte Methoden verändlert. Das verhindert, daß der
Antriebswelle eine übermäßig hohe mechanische Leistung für eine Last
zugeführt wird, die im Vergleich zur Nennlast sehr gering ist
und verhindert weiterhin eine Entmagnetisierung durch einen zu
hohen magnetischen Fluß im Stator, der durch einen Strom
aufrechterhalten wird und damit eine Spannung, die im Vergleich zu
den Motorentwurfswerten hoch ist.
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Diese und andere Aufgaben, die nachfolgend hierin deutlicher
werden, werden durch die erfindungsgemäße Vorrichtung gelöst,
deren erfinderische Aspekte in den beigefügten Ansprüchen
definiert sind.
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Die Erfindung wird aus der Beschreibung ihrer bevorzugten
Ausführungen verständlicher, die nachfolgend anhand eines
nicht
eingrenzenden Beispiels unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen erfolgt. Die Zeichnungen zeigen in
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Fig. 1 eine schematische Darstellung eines
Permanentmagnet-Einphasen-Synchronmotors mit einem asymmetrischen Luftspalt in
seiner Zweipol-Ausführung;
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Fig. 2 den allgemeinen Aufbau der elektronischen Vorrichtung,
die sich aus einem oder mehreren Rotorpositionssensoren und
einer elektronischen Treiberschaltung zusammensetzt, die als
Eingangssignal das Signal von dem Positionssensor und die
Spannung an dem statischen Schalter empfängt. Diese Vorrichtung
steuert einen Permanentmagnet-Einphasen-Synchronmotor;
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Fig. 3 ein Blockschema der elektronischen Treiberschaltung in
ihrer Grundausführung für das Verarbeiten von Signalen, die die
Steuergrößen darstellen;
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Fig. 4 in Bezug auf Fig. 3 eine der möglichen Darstellungen der
Veränderung der Signale der logischen Steuerung und des
Treibers, der dem Motor zugeführten Netzspannung und des Stromes,
der während des Anfahrstadiums und dem nachfolgenden
Synchronisationsstadium eines Permanentmagnet-Einphasen-Synchronmotors
durch den Stator des Motors fließt, über die Zeit;
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Fig. 5 ein Blockschema der elektronischen Treiberschaltung in
einer Ausführung, die ebenfalls ausgestaltet ist, die Drehzahl
durch Verwendung geeigneter und unterschiedlicher Verzögerungen
in den Steuerimpulsen für den statischen Schalter auf vorher
festgelegte Größenordnungen einzustellen;
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Fig. 6 in Bezug auf das Schema von Fig. 5 eine der möglichen
Darstellungen der Veränderung der Signale der logischen
Steuerung und des Treibers, der dem Motor zugeführten Netzspannung
und des Stromes, der während zweier beispielhafter Situationen,
die jeweils einer unterschiedlich vorher festgelegten
Rotordreh
zahl (1500 und 1000 U/min in der Figur) entsprechen, durch den
Stator des Motors fließt, über die Zeit;
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Fig. 7 die Veränderung in den in Fig. 6 angeführten Signalen
während des Übergangsstadiums zwischen der maximalen Drehzahl
(3000 U/min für einen zweipoligen Motor bei 50 Hz) und der
unmittelbar danachfolgenden geringeren Drehzahl (1500 U/min);
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Fig. 8 unter Bezug auf das Schema von Fig. 10 eine der möglichen
Darstellungen der Veränderung des Signals der logischen
Steuerung von einem ersten Positionssensor, der Netzspannung, des
Stromes und der Winkelposition des Rotors während des Anfahrens
bei Drehung entgegen dem Uhrzeigersinn über die Zeit und
weiterhin die Positionierung des Magnetfeldpositionssensors (Hall-
Effekt), um das Anfahren in der Drehrichtung zu bestimmen;
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Fig. 9 unter Bezug auf das Schema von Fig. 10 eine der möglichen
Darstellungen der Veränderung des Signals der logischen
Steuerung von einem zweiten Positionssensor, der Netzspannung, des
Stromes und der Winkelposition des Rotors beim Anfahren bei
Drehung im Uhrzeigersinn über die Zeit und weiterhin die
Positionierung des Magnetfeldpositionssensors (Hall-Effekt), um das
Anfahren in der Drehrichtung zu bestimmen, die der in Fig. 8
entgegengesetzt ist;
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Fig. 10 ein Blockschema der elektronischen Treiberschaltung in
Bezug auf die logische Kombination des Spannungssignals an dem
statischen Schalter und der Signale, die von den beiden
Winkelpositionssensoren erzeugt werden, die unterschiedlich entlang
dem Statorumfang angeordnet sind, wie es in Fig. 8 und 9
dargestellt ist, und deren Ergebnis das Treibersignal für das
Erreichen einer Bidirektionalität und der Drehzahlsteuerung des
Rotors ist;
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Fig. 11 ein Blockschema der elektronischen Treiberschaltung in
Bezug auf die logische Kombination des Spannungssignals an dem
statischen Schalter und der Signale, die von dem
Winkelposi
tionssensor zur Erreichung der Bidirektionalität und der
Drehzahlsteuerung des Rotors durch Verarbeitung des vom
Positionssensor erzeugten Signals erzeugt werden.
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Bezugnehmend auf Fig. 1 umfaßt der Permanentmagnet-Einphasen-
Synchronmotor 1, für denn die elektronische Vorrichtung des
Patentes zur Anwendung kommt, einen Permanentmagnetrotor 1A, der
zwischen den Polstücken eines Stators 1B angeordnet ist, dessen
Wicklungen mit 1C bezeichnet sind. Zwischen dem Stator und dem
Rotor befindet sich ein Luftspalt 1D, der asymmetrisch, wie in
Fig. 1, oder symmetrisch sein kann.
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Der Motor 1 (Fig. 2) wird durch ein übliches elektrisches Netz
gespeist, das eine Sinus-Wechselspannung VL bei einer
Festfrequenz f liefert. IM stellt die Stromstärke durch den Motor dar.
Mit dem Motor in Reihe geschaltet ist ein statischer Schalter 2
(der Einfachheit wegen als ein mechanischer Schalter
dargestellt). Zwischen dem Motor M und dem statischen Schalter 2
befindet sich ein Knotenpunkt 8, über den die Spannung, die an
den statischen Schalter 2 angelegt wird, über die Leitung 5
einer logischen Treiberschaltung 4 zugeführt wird. Diese
Spannung stellt eine erste Steuergröße dar. Die zweite Steuergröße
ist die Winkelposition des Rotors des Motors 1, wobei diese
Position von dem Signal 6 erkannt wird, das einen anderen
Eingang zu der logischen Treiberschaltung 4 darstellt. Das Signal
6 stammt von einem oder mehreren Sensoren 3, die angeordnet
sind, um die Position der Rotorpole zu erkennen. Diese Anwendung
ist im Fachgebiet bereits bekannt.
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Der Einfachheit der Beschreibung wegen einen Zweipolrotor und
einen Sensor 3, zum Beispiel vom Hall-Effekt-Typ, annehmend, ist
das Signal 6 zum Beispiel ein L-Signal (high), während der
Nordpol (N) des Rotors dem Sensor 3 gegenüberliegt und es verändert
sich in dem Moment, in dem die neutrale Rotorachse R sich vor
dem Sensor vorbeibewegt, wird in Gegenwart des Südpols (S) zu
einem 0-Signal (low) und bleibt in diesem Zustand bis zu dem
Moment, in dem sich die neutrale Achse R erneut vor dem Sensor
vorbeibewegt.
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Dieses Signal kann von einem Positionssensor 3 stammen, der auf
irgendeinem Betriebsprinzip basiert, wie zum Beispiel optisch,
magnetisch usw.
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Der Block 4 stellt die Steuerlogik dar und liefert als Ausgang
ein Treibersignal 7, das den Zustand des statischen Schalters 2
bestimmt.
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Dieser letztere Schalter kann zweckdienlicherweise von
elektronischem Typ sein, zum Beispiel ein Triac
(Zweirichtungsthyristor), ein Scr (gesteuerter Siliziumgleichrichter), ein
Transistor oder eine andere äquivalente Vorrichtung.
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Nachfolgend soll nun eine Beschreibung des in der Steuerlogik
des Blockes 4 implementierten Algorithmus erfolgen, der einen
Mikroprozessor oder ähnliches enthalten kann.
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Zu diesem Zweck wird auf die in Fig. 3 gezeigte Darstellung des
Blockes 4 und auf das Zeitmuster der in Fig. 4 gezeigten Steuer-
und Treibersignale Bezug genommen.
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Es wird angenommen, daß sich der Rotor 1A in einer Ruheposition
in Ruhe befindet. Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird angenommen,
daß sich das Signal 6 bezüglich der Winkelposition des Rotors in
einem logischen L-Zustand (high) befindet, d. h. der Nordpol
liegt dem Sensor 3 gegenüber. In diesem Zustand muß zum Anfahren
des Rotors 1A und der ihm zugeschalteten Last eine Spannung an
die Wicklungen 1C des Motors 1 angelegt werden, die nur positive
Polaritätsimpulse besitzt, so daß im Stator 1B solch ein Strom
und somit ein Magnetfluß entsteht, der am Polstück des
Statorpaketes eine magnetische Polarität des gleichen Typs erzeugt, wie
die des ihm gegenüberliegenden Rotors, d. h. eine Nordpolarität.
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Das erzeugt eine Repulsion zwischen dem Rotor und dem Stator 1B
mit sich daraus ergebender Erzeugung eines Antriebsdrehmomentes,
das den Rotor anfährt.
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Um alles das zu erreichen, führt der logische Steuerblock 4 dem
statischen Schalter 2 ein Treibersignal 7 zu, der diesen nur in
den leitenden Zustand versetzt, wenn die vorher angeführten
Zustände entstehen können, d. h. im Falle von Fig. 4, wenn das
Signal 6 ein L-Signal ist (high) und das Signal 5 (das die
Spannung am statischen Schalter darstellt) positive
Polaritätsimpulse darstellt.
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Um die Polarität der Spannungszuführung VL von dem Netz zu
überprüfen, empfängt der logische Steuerblock 4 als Eingang das
Signal 5, das der Spannung am statischen Schalter 2 entspricht.
Wenn dieser im leitenden Zustand ist, ist diese Spannung Null,
während im offenen Zustand die Spannung gleich der Netzspannung
VL ist.
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Um die Polarität der Netzspannung zu überprüfen, wird das Signal
5 in einem Positiv-Schwellenwert-Sensorblock 11 und in einem
Negativ-Schwellenwert-Sensorblock 12 verarbeitet und liefert als
Ausgang im Falle der positiven Polarität ein Signal 61 oder im
Falle der negativen Polarität ein Signal 62.
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Das Signal 61 kann den Kombinationslogikblock 20 nur passieren,
wenn das Signal vom Sensor 3 einen logischen L-Wert (high)
liefert und daher Spannungen mit positiver Polarität ermöglicht. In
diesem Falle (Periode T&sub1;) liefert der Block 20 eine Folge von
Treiberimpulsen 7, was nach dem Versetzen des Schalters 2 in den
leitenden Zustand bedeutet, daß nur Spannungsimpulse mit
positiver Polarität passieren können.
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Der Strom IM, der durch die Statorwicklungen 1C fließt, erzeugt
einen Magnetfluß, der durch Zusammenwirken mit dem Magnetfluß
des Rotors ein solches Antriebsdrehmoment erzeugen kann, daß
sich der Rotor und die Last in der gewünschten Drehrichtung drehen.
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Am Ende der Periode T&sub1; hat der Rotor 1A eine Drehung (von etwa
180º) ausgeführt und schaltet den Zustand des Positionssensors
3 um, der dadurch sein Signal von L (high) auf 0 (low) (Beginn
der Periode T&sub2;) ändert.
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In dieser Situation müssen zur Aufrechterhaltung einer
kontinuierlichen Drehung Spannungsimpulse mit zu den vorhergehenden
Impulsen entgegengesetzter Polarität, d. h. negative
Spannungsimpulse, den Statorwicklungen 1C zugeführt werden.
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Um das zu erreichen, kann das Signal 62 den logischen
Kombinationsblock 20 passieren, um den Schalter 2 nur dann zu
betätigen, wenn der Positionssensor 3 einen logischen Nullwert (low)
(Periode T&sub2;) (Rotorsüdpol ist gegenüber dem Sensor 3
positioniert) liefert.
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Auf diese Weise beschleunigt der Rotor 1A bei wechselnden
Spannungsperioden mit positiver Polarität (T&sub1;, T&sub3;, T&sub5;, ...) und
Spannungsperioden mit negativer Polarität (T&sub2;, T&sub4;, T&sub6;, ...) (Perioden
mit zunehmend kürzerem Polaritätswechsel), bis die
Synchronisation mit der Netzspanung und damit die maximale Drehzahl
erreicht ist.
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Wie allgemein bekannt, ist die maximale Drehzahl N eine Funktion
der Netzfrequenz (f) und der Anzahl der Pole (P) des Motors,
nämlich N = (120 · f)/P.
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Wenn ein Permanentmagnet-Einphasenmotor bei der Nennspannung und
der Nennfrequenz gespeist wird, für die er entworfen wurde,
entspricht seine Drehzahl bei Synchronismus (Gleichlauf) seiner
maximalen Drehzahl.
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Es ist jedoch möglich die Drehzahl zu verringern, ohne die
Nennleistungsfrequenz, d. h. die Netzfrequenz zu verändern, indem man
eine elektronische Vorrichtung verwendet, die mit einer
logi
schen Kombination der Steuer- und Ausgangssignale arbeitet, wie
es in Fig. 5 dargestellt ist.
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Das Prinzip besteht aus der Verringerung des dem Motor
zugeführten Spannungswertes, bis der Motorbetrieb instabil wird
(Stufenverlust) mit nachfolgender Herabsetzung der Rotordrehzahl.
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Während dieses Stadiums wird eine sich fortschreitend
vergrößernde Verzögerung in dem Signal (7) erzeugt, um dem statischen
Schalter 2 bis zu dem Punkt zugeführt zu werden, an dem die
Rotordrehzahl sich bei einem bestimmten Synchronismuswert, der
niedriger ist, als der vorhergehende, zu stabilisieren,
definiert durch die bereits angeführte Beziehung [Drehzahl = (120 ·
Versorgungsfrequenz)/2K], wobei K = 1 für die maximale
Rotordrehzahl und K = 2 für die unmittelbar darauffolgende niedrigere
Drehzahl, K = 3 für die nächste niedrigere Drehzahl usw. ist.
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Im Falle eines zweipoligen, bei 50 Hz betriebenen Motors beträgt
die maximale Drehzahl 3000 U/min und die unmittelbar
darauffolgende niedrigere Drehzahl (K = 2) 1500 U/min.
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Offensichtlich ist die mechanische Leistung, die der Motor für
K > 1 liefern kann, in dem Verhältnis 1/K gegenüber der
mechanischen Nennleistung verringert und es ist daher nicht möglich,
bei niedrigeren Drehzahlen die Last zu bewegen, die der Nennlast
bei Netzfrequenz entspricht.
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In der gleichen Weise ist ein Überschuß an mechanischer Leistung
mit nachfolgender Tendenz zur Erhöhung der Drehzahl vorhanden,
wenn nach Verringerung der Drehzahl die Last zu schwach wird. In
diesem Falle wird die dem Motor zugeführte Spannung weiter
verringert, um praktisch die Leistung abzuschwächen.
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Fig. 5 zeigt einen logischen Block 21, der im Gegensatz zu dem
Block 20 von Fig. 3 die Informationen bezüglich der gewünschten
Synchronisationsdrehzahl (d. h. bezüglich des Wertes K) enthält.
Wie aus Fig. 6 ersichtlich ist, werden sich fortschreitend
erhö
hende und möglicherweise unterschiedliche Verzögerungen (td&sub1; und
td&sub2;) in Bezug auf die natürlichen Aktivierungszeiten A bis zu dem
Punkt erzeugt, in dem die Rotordrehzahl, überwacht durch den
Positionssensor 3, stabil auf die gewünschte Drehzahl gebracht
wird. Fig. 6 zeigt als Beispiel zwei Betriebsstadien bei
Betriebsdrehzahlen von 1500 U/min und 1000 U/min.
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Fig. 7 zeigt das Signalmuster während des Übergangsstadiums von
einer Drehzahl zu der nächsten (im Beispiel von 50 auf 25 Hz).
Insbesondere sind die fortschreitende Vergrößerung der
Verzögerung td, die fortschreitende Deformation der VM-Spannungswelle
mit Reduzierung des Effektivwertes, die Verringerung des IM
Stromstärkewertes und das Abbremsen des Rotors, sichtbar durch
die Vergrößerung seiner Rotationsperiode, dargestellt durch das
von dem Positionssensor 3 stammende Signal 6, deutlich sichtbar.
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Nach Erreichen der gewünschten Drehzahl wird die
Verzögerungszeit td&sub1; konstant gehalten, um den Rotor in Synchronismus zu
halten.
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Die Reihenfolge, in der die Signale 5 und 6 kombiniert werden,
um das Treibersignal 7 zu erhalten, ist die gleiche, wie sie
bereits für Fig. 4 beschrieben wurde.
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Bei Betrieb in der vorher angeführten Art und Weise ist die für
K = 2 erhaltene Rotationsperiode genau doppelt so groß, wie die
für den Synchronismus mit dem Netz, was bei einem zweipoligen
Motor (betrieben bei f = 50 Hz) 1500 U/min entspricht.
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Bezüglich der Bidirektionalität des Motors gelten die folgenden
Betrachtungen (Fig. 8, 9 und 4).
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Es wird angenommen, daß der Rotor 1A in der für Fig. 4
angenommenen Ruheposition ruht. Das Signal 6' bezüglich der
Winkelposition des Rotors, wie es von dem Sensor 3 geliefert wird, wird
als Signal im logischen Zustand L (high) angenommen.
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Unter diesen Bedingungen wird, wenn eine Spannung mit nur
positiven Polaritätsimpulsen den Motorwicklungen 1C zugeführt wird,
ein Strom IM durch den Motor 1 fließen, um einen Magnetfluß zu
erzeugen, der den Rotor 1A in einer bestimmten Drehrichtung
dreht (wie es bezüglich Fig. 4 beschrieben ist).
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Unter Bezugnahme auf Fig. 8, in der die Winkelpositionen des
Rotors 1A in aufeinanderfolgenden Zeiten beim Anfahren in der
durch den Pfeil F definierten Richtung gezeigt sind, ist
ersichtlich, daß sich als ein Ergebnis des Vorbeibewegens der
neutralen Rotorachse R vor dem Sensor 3 (Zeiten C), der Zustand
des Signals 6' von dem Sensor 3 verändert, um eine Umkehrung der
Polarität des Stromes IM und damit einen Polaritätswechsel in
den Polen des Stators 1B zu erzeugen. Das bestimmt die
Kontinuität in der gewählten Drehrichtung.
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Die in Fig. 9 dargestellte Situation wird nachfolgend behandelt.
Der Sensor 3 ist jetzt auf der entgegengesetzten Seite der
interpolaren Mittellinie zu der in Fig. 8 gezeigten positioniert.
Das Signal 6" bezüglich der Winkelposition des Rotors, wie es
von dem Sensor 3 geliefert wird, befindet sich noch in einem
logischen Zustand L (high). In dieser Hinsicht würde, da sich
der Sensor 3 einem im Vergleich zur Situation in Fig. 8 Rotorpol
von entgegengesetzter magnetischer Polarität gegenüber befindet,
das Signal 6" ein 0-Signal (low) sein. Um einen logischen L-
Zustand (high) zu erreichen, ist es daher ausreichend, ihn um
180º um seine Achse zu drehen, d. h. die beiden Stirnseiten des
Sensors 3 umzukehren.
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Auf diese Art und Weise hat der Strom IM für gleiche
Parkpositionen eine Anfangspolarität, die mit der von Fig. 8 identisch
ist. Die Anfangsbewegung für den gesamten Zeitraum T&sub1; erfolgt
daher in der gleichen Drehrichtung F. Nach Beendigung von T&sub1;
bewegt sich jedoch die neutrale Achse R des Rotors vor dem
Sensor 3 vorbei, um Stromimpulse entgegengesetzter Polarität zu
ermöglichen, die, ebenfalls die Statorpolarität umkehrend, die
Bewegung des Rotors anhalten und sie für einen kleinen Bruchteil
einer Sekunde in einer instabilen Situation (Doppelpfeil Z) mit
seiner Achse auf der interpolaren Mittellinie (Position B)
halten. Inzwischen bewirkt die Umkehrung des Stromes und damit der
Statorpole eine Bewegung des Rotors in entgegengesetzter
Richtung (Pfeil P) zu der von Pfeil F. Die Tatsache, daß die
Position des Sensors 3 entgegengesetzt der von Fig. 8 ist,
ermöglicht, daß, durch den üblichen Mechanismus für das Aktivieren
des statischen Schalters 2, wie er bereits für den Fall von Fig.
4 beschrieben wurde, die so erhaltene Drehrichtung
aufrechterhalten wird, wie es in Fig. 9 durch den Pfeil P dargestellt ist.
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In Fig. 10 empfängt der logische Block 22 als Eingang die
Signale 6' und 6", die von den beiden Positionssensoren 3 stammen
(beide, der von Fig. 8 und der von Fig. 9, werden in Kombination
verwendet). Je nach der gewählten Drehrichtung (F oder P), wird
eines der beiden Signale, gemäß der Bezugsnummer 622 für das
Ausfiltern für den Block 21 ausgewählt. Der logische Block 22
umfaßt daher eine Drehrichtungauswahleinrichtung für das
Auswählen von 6' oder 6".
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Die gleiche Bidirektionalitätsfunktion kann durch einen
einzelnen Positionssensor 3 erreicht werden, dessen Signal 6 vor
seiner Verarbeitung durch den Logikblock 21 eine Verarbeitungsstufe
in dem Logikblock 22 in dem Sinne durchläuft, daß, wenn es
gewünscht wird, von dem Signal 6' das Signal zu erhalten, das 6"
entspricht, d. h. eine Drehrichtung gemäß P, das Signal 6' durch
den Block 22 in das Äquivalent des Signals 6" umgewandelt wird.
Die Reihenfolge der Steuersignale und ihre logische Kombination
folgt dem gleichen Verfahren, wie es bereits beschrieben wurde,
d. h. die Blöcke 21, 11 und 12 behalten die bereits beschriebenen
Funktionen bei.
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Ein praktisches Problem, das der Positionierung des
Positionssensors 3 folgen könnte, soll nun untersucht werden. Der
Positionssensor 3 ist physisch so angeordnet, daß sich das Signal
vom L-Zustand (high) in den 0-Zustand (low) und umgekehrt bei
der speziellen Winkelposition des Rotors verändert, bei der die
Umkehrung der Strompolarität und damit des Magnetflusses des
Stators es ermöglicht, die Drehung in der erforderlichen
Richtung aufrechtzuerhalten. Diese Position ist als
"Optimal"-Position bekannt.
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Wenn der Positionssensor physisch nicht in der
"Optimal"-Position angeordnet werden kann und aus verschiedenen Gründen in
einer anderen Position angeordnet werden muß, zum Beispiel wegen
eines zerstreuten Magnetflusses des Stators oder wegen
Behinderungen mechanischer Natur, ist es möglich, den mechanischen
Versatzwinkel von der "Optimal"-Position durch den
Verarbeitungsblock 22 rückzugewinnen, indem man in Form von Voreilungs-
oder Verzögerungszeiten auf ihn einwirkt.
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Eine zusätzliche Funktion, die von dem Verarbeitungsblock 22
erhalten werden kann, ist, ein Analogsignal, das von einem
speziellen Sensortyp stammt (zum Beispiel von einem linearen Hall-
Effekt-Sensor), in ein Digitalsignal umzuwandeln, wie es in den
verschiedenen Figuren durch das Signal 6 dargestellt ist, oder
Impulssignale (zum Beispiel optische Kodiersignale) in das
Signal 6 umzuwandeln.