DE69408815T2

DE69408815T2 - Drehzahlerfassung aus der dritten Harmonischen von Statorspannungssignalen

Info

Publication number: DE69408815T2
Application number: DE69408815T
Authority: DE
Inventors: Julio Cesar Moreira
Original assignee: Whirlpool Corp
Current assignee: Whirlpool Corp
Priority date: 1993-12-30
Filing date: 1994-12-29
Publication date: 1998-06-18
Anticipated expiration: 2014-12-30
Also published as: EP0661799A1; EP0661799B1; CA2138836A1; DE69408815D1; US5422570A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft bürstenlose Permanentmagnet-Motoren. Insbesondere betrifft die Erfindung interaktive Erfassungsverfahren und -vorrichtungen unter Auswertung der dritten Oberwelle von Statorspannungssignalen derartiger Motoren zur Regelung derselben.
Ein bürstenloser Permanentmagnet-Motor (BPM; auch als permanentmagnetischer bürstenloser GS-Motor (PMBDC-Motor), permanentmagnetischer zwangssynchronisierter bzw. elektronisch kommutierter Motor bezeichnet) ist ein Motortyp mit konzentrierter Durchmesser-Mehrfachwicklung des Stators bei verschiedenen Möglichkeiten für die Phasen und Pole sowie mit einem Rotor, bei dem Permanentmagneten in einer auf die Motorwelle aufgesetzten Magnetkonstruktion angebracht sind. Die Magnete können auf dem oder im Rotor angeordnet sein. Der BPM-Motor wird durch gesteuertes Beaufschlagen der Statorwicklungen mit Stromsignalen angesteuert.
Im Betrieb erzeugen die Rotormagnete im Luftspalt eine Flußdichte, deren Verteilung eine Funktion ihrer Magnetisierungseigenschaften und ihres Fertigungsverfahrens ist. Sind die Magnete axial magnetisiert, entsteht eine trapezförmige Flußdichte im Luftspält. Verläuft die Magnetisierung parallel zur Hauptachse des Magneten, entsteht im Luftspalt eine sinusförmige Flußdichteverteilung. Da der Hauptflußanteil von Magneten erzeugt wird, die keinen Strom führen, beschränken sich die entstehenden Motorverluste auf die Kupfer- und Eisenverluste im Stator und auf die Eisenverluste im Rotor. Ein BPM-Motor ist daher für Anwendungen geeignet, bei denen ein sehr hoher Wirkungsgrad wesentlich ist.
Infolge ihres hohen Wirkungsgrads und der verhältnismäßig einfachen Regelung setzen sich BPM-Motore für den Antrieb von Geräten wie Verdichter, Gebläse, Pumpen und Waschmaschinen immer weiter durch. Um einen BPM- Motor einwandfrei regeln zu können, sind jedoch Informationen über die Rotorposition erforderlich. Diese Informationen dienen zur Darstellung von Statorströmen, die mittels eines Wechselrichters angelegt werden, so daß der von diesen Strömen erzeugte Magnetfluß immer unter 900 zum Rotorfluß gehalten wird. Dies erlaubt eine vollständige Entkopplung der Rotorfluß- und Statorstromvektoren, so daß - ähnlich wie beim GS-Motor - die Drehzahl und das Drehmoment des Motors immer proportional zur Spannungs- bzw. Stromamplitude sind.
Die Rotorposition eines Motors läßt sich aus dessen Rück-EMK erfassen. Das Rück-EMK-Signal läuft aber nur einmal pro Umdrehung des Rotors periodisch, so daß pro Periode nur zwei Nulldurchgänge entstehen; es is daher zum Regeln von Statorströmen nicht besonders gut geeignet, die bei einem 3-Phasen-Motor pro Umdrehung dreimal öfter definiert werden müssen, da die Rotorposition sich nur zweimal pro Umdrehung schätzen läßt. Weiterhin können Rück-EMK-Signale gestört sein; die entsprechenden Filter können eine Verzögerung verursachen.
BPM-Motore werden üblicherweise auf einen hohen Wirkungsgrad bei einer bestimmten Drehzahl abgeglichen Dies geschieht gewöhnlich durch Erfassen der Nulldurchgänge des Rück-EMK-Signals und Aufschalten der Phasenströme aufgrund vorgewählter Verzögerungen, mit denen man bei einer bestimmten Drehzahl einen Betrieb mit hohem Wirkungsgrad erhält. Bei anderen Drehzahlen sind die Verzögerungen nicht besonders gut geeignet, so daß dort der BPM-Motor weniger effizient arbeitet.
Die Fig. 1 zeigt die idealisierte Flußdichteverteilung im Luftspalt eines BPM- Motors mit radial magnetisierten Magneten. Die resultierende trapezförmige Luftspalt-Flußdichte hat eine dominante dritte Oberwelle, die mit den Statorwicklungen verkettet ist, so daß in jede Phasenspannung eine dritte Oberwelle induziert wird. Andere hochfrequente Komponenten wie die 5., 7. Und die 11. Oberwelle sowie eine Schaltfrequenz mit ihren Seitenbändern sind im Luftspaltfluß ebenfalls vorhanden, aber relativ zur dritten Oberwelle nur sehr schwach; folglich dominiert die dritte Oberwelle.
In einem 3-Phasen-Sytem sind alle dritten Oberwellenkomponenten gleichphasig und bilden eine Nullmenge. Eine der 3. Oberwelle entsprechende Spannungskomponente wird in die Statorphasen induziert und entspricht genau der 3. Oberwelle im Luftspalt, da in stemgeschalteten Statorwicklungen keine 3. Oberwellenströme umlaufen können.
Es ist einzusehen, daß eine Summierung der drei Statorphasenspannungen zum Eliminieren allen Mehrphasenkomponenten (bspw. der Grund- und chaakteristischer Oberwellen) führt. Nur die 3. Oberwelle und andere Oberwellen 3. Ordnung liegen (zusammen mit der PWM-Schaltfrequenz und deren Seitenbändern) im Ausgangssignal des Summierers vor, wobei die 3. Oberwelle dominiert. Das Resultat ist ein Signal, das sich zur Kennzeichnung der Rotorposition benutzen läßt und dreimal pro Rotorumdrehung umläuft; so erhält man genauere Rotorstellungsinformationen als nur mit einem Rück-EMK- Signal.
Weitere Informationen zu BPM-Motoren sowie Mittel und Methoden zum Darstellen des 3. Oberwellensignals sind in den folgenden US-Patentschriften beschrieben: 4 481 440, 4 959 596, 4 296 362, 4 585 983, 4 641 066, 5 023 924, 4 980 617, 4 912 378 und 4 922 169. Insbesondere die US-PSN 4 912 378 und 4 641 066 enthalten ausgezeichnete Diskussionen des technischen Hintergrunds.
Die US 4 641 066 beschreibt ein System, in dem geeignete Ausgangspunkte für bürstenlose Motore in einem Signal erfaßt werden, das aus der Potentialdifferenz zwischen einem künstlichen Neutralknoten und dem gemeinsamen Neutralknoten der Statorwicklungen abgeleitet wird.
Ein Problem bei der oben beschriebenen Summierung der Statorphasenspannungen ist, daß sie einen Zugang zu den Neutralknoten des Stators erfordert. Zu diesem Zweck ist eine durchgehende leitende Verbindung zum Neutralknoten in den meisten Anwendungen zwar einfach anlegbar; sie kann aber in bestimmten Fällen zusätzliche Kosten oder Probleme aufwerfen.
Ein anderes Problem kann auftreten, wenn ein BPM-Motor mit hohem Drehmoment oder hoher Drehzahl betrieben wird und seine Rück-EMK erfaßt werden muß. Bei hohem Drehmoment oder hoher Drehzahl ist die Rück-EMK nicht mehr verfügbar, denn sie wird von den Kommutierungsvorgängen im Wechselrichter überdeckt.
Die vorliegende Erfindung schafft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erfassen der Drehzahl eines BPM-Motors unter Verwendung der 3. Oberwelle der Statorspannungen.
Hierbei wird der jeweils zuletzt gemessene Absolutwert der 3. Oberwelle im Signal als Maß für die Istdrehzahl des BPM-Motors genommen.
Eine anhängige Anmeldung der Anmelderin schafft ein System zum Regeln eines BPM-Motors unter Verwendung der 3. Oberwelle der Statorphasenspannungen.
In diesem System wird ein die 3. Oberwelle der Statorspannungen enthaltendes Signal gefiltert, um aus ihm die 3. Oberwelle zu isolieren, und diese dann zeitintegriert. Es werden die Nulldurchgänge des Zeitintegralsignals und die Rück-EMK für eine Phase ermittelt und abhängig von den Nulldurchgängen die Statorströme mit dem Motor synchronisiert und aufgeschaltet.
Eine anhängige Anmeldung der gleichen Anmelderin schafft eine Anordnung zum Ableiten der 3. Oberwelle der Statorspannungen, bei der kein Zugang zum Neutralknoten des Stators erforderlich ist.
Bei diesem System ist ein Sternnetzwerk aus Widerständen elektrisch mit den Statorphasenanschlüssen des Wechselrichters verbunden, der einen BPM-Motor ansteuert; für jede Phase liegt also ein Widerstand zwischen dieser und einem künstlichen Neutralknoten, der getrennt von, aber entsprechend dem Neutralknoten der Statorwicklungen angelegt ist. Das 3. Oberwellensignal wird über dem künstlichen Neutralknoten des Widerstandsnetzwerks und einem Bezugsknoten abgenommen&sub1; der elektrisch zwischen der Minus- und der Plus-Schiene des Wechselrichters oder dessen Erdknoten angelegt ist.
Eine anhängige Anmeldung der Anmelderin schafft ein Verfahren zum Regeln eines BPM-Motors bei hoher Drehzahl.
In diesem System wird der einer der Phasen zugeführte Strom für mehrere Perioden des Motors abgeschaltet und währenddessen die Nulldurchgänge der Phasenspannung ermittelt. Danach wird die Stromanschaltung synchron mit dem Motorbetrieb wieder aufgenommen.
Die vorliegende Erfindung hat gegenüber dem herkömmlichen Verfahren zum Messen der internen Motorspannungen (bzw. der Rück-EMK) den Vorteil, daß es gegenüber den Phasenverzögerungen unempfindlich ist, die die Filter im Betrieb eines BPM-Motors bei hohen Drehzahlen (wenn die Erfassung der Rück-EMK versagt) erzeugen.
Es lassen sich also Einrichtungen vorsehen, mit denen die Rotorflußposition aufgrund der 3. Oberwelle de Statorphasenspannungen gemessen wird, und dieses Signal läßt sich verwenden, um die Statorströme zu korrigieren, die der Motor zum Betrieb im elektronisch kommutierten Betrieb benötigt. Es kann weiterhin ein Verfahren zum Betrieb eines BPM-Motors bei hohen Drehzahlen angegeben werden, wenn sich die Rück-EMK nicht an den Statoranschlüssen abnehmen läßt.
Die vorliegende Erfindung schafft daher ein Verfahren zum Erfassen der Drehzahl eines bürstenlosen Permanentmagnet-Motors mit Statorwicklungen, relativ zu denen der Rotor drehbar angeordnet ist und in die betrieblich jeweils eine Rück-EMK induziert wird, die eine Grund- und eine dritte Oberwelle aufweist, wobei der Motor betrieblich von einer an ihn angeschlossenen Wechselrichterbrücke angesteuert wird, welches Verfahren folgende Schritte aufweist:
Abnehmen eines ersten Signals, das die 3. Oberwelle enthält,
Filtern des ersten Signals und Erzeugen eines zweiten Signals aus ihm, das im wesentlichen nur die 3. Oberwelle enthält,
Integrieren des zweiten Signals und Erzeugen eines dritten Signals, das das Integral des zweiten Signals darstellt,
Messen der Amplitude des zweiten Signals zu durch Nulldurchgänge des dritten Signals bestimmten Zeitpunkten und
Erzeugen eines Drehzahl-Meßwertsignals, dessen Wert zum Absolutwert der zuletzt gemessenen Amplitude des zweiten Signals proportional ist.
Diese sowie weitere Merkmale sind unten ausführlicher anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung der derzeit bevorzugten - und nur beispielhaft angegebenen - Ausführungsform unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen diskutiert.
Fig. 1 zeigt als Graph die idealisierte Flußdichte im Luftspalt eines BPM-Motors relativ zur 3. Oberwelle der Statorphasenspannungen;
Fig. 2 zeigt einen Wechselrichter zum Aufschalten von Statorströmen auf einen 3-Phasen-BPM-Motor;
Fig. 3A - 3F zeigt als Graph Signale zur Erläuterung des Zusammenhangs zwischen der Rück-EMK für eine Phase mit der 3. Oberwelle der Statorphasenspannung und den Wechselrichterströmen für einen BPM-Motor;
Fig. 4 zeigt eine Anordnung zum Betreiben eines BPM-Motors;
Fig. 5 zeigt einen weiteren, zum Ansteuern eines 3-Phasen-BPM- Motors geeigneten Wechselrichter;
Fig. 6 zeigt eine Anordnung zum Betreiben eines BPM-Motors, bei der zum Ableiten der 3. Oberwelle der Statorphasenspannungen kein Zugriff zum Stator-Nullpunkt erforderlich ist;
Fig. 7 zeigt eine andere Anordnung zum Betreiben eines BPM-Motors, bei der zum Ableiten der 3. Oberwelle der Statorphasenspannungen kein Zugriff zum Stator-Nullpunkt erforderlich ist;
Fig. 8 zeigt eine Mikrocomputer-Schaltung zum Regeln eines BPM- Motors;
Fig. 9 zeigt ausführlicher eine Analog-Schnittstelle in der Anordnung der Fig. 7;
Fig. 10A - 10O zeigen Zeitdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise eines BPM-Motors;
Fig. 11A - 11E zeigen einen Algorithmus für ein Rechnerprogramm zum Steuern des Aufschaltens bzw. Kommutierens der Statorströme eines BPM-Motors;
Fig. 12A und 12B zeigen Zeitlfrequenz-. bzw. Impulsverhältnis-Verläufe beim Ausführen des Algorithmus der Fig. 11A - 11E;
Fig. 13A - 13D zeigen Graphen zur Erläuterung eines Verfahrens zum Ermitteln der Drehzahl eines BPM-Motors;
Fig. 14A und 14B zeigen als Flußdiagramm einen Algorithmus für ein Rechnerprogramm zum Ermitteln der Drehzahl eines BPM-Motors;
Fig. 15 zeigt eine erste Anwendung der Erfindung, bei der aus der 3. Oberwelle der Statorspannung die Motor- und Verdichter-Drehzahl in einem Kühlsystem abgeschätzt werden;
Fig. 16 zeigt eine zweite Anwendung der Erfindung, bei der aus der 3. Oberwelle der Statorspannung die Motor- und die Trommeidrehzahl in einer riemengetriebenen Waschmaschine geschätzt werden; und
Fig. 17 zeigt eine dritte Anwendung der Erfindung, bei der unter Ausnutzung der 3. Oberwelle der Statorspannung ein BPM-Motor für eine Waschmaschine drehzahlgeregelt wird.
Wie bereits erwähnt, wird ein BPM-Motor durch die kontrollierte Aufschaltung oder Kommutation von Strömen auf die Statorwicklungen des Motors betätigt. Diese Aufgabe übernimmt eine als Wechselrichter bekannte Schalteinrichtung zusammen mit einer geeigneten Steuerung.
Die Fig. 2 zeigt einen Wechseirichter 20 zum Anschalten verschiedener Ströme auf einen 3-Phasen-BPM-Motor 21. Wie ersichtlich, weist der Wechselrichter 20 eine Eingangs-Gleichspannung V&sub1; über einer Plusschiene (Knoten) 22 und einer Minus- bzw. Erdschiene (Knoten) 24 auf, die auch mit g bezeichnet ist.
Der Wechseirichter 20 enthält drei Paare von Schaltern 32, 34, 36, die über die Schienen 22, 24 gelegt sind, um die Rechteckwellenzüge zu erzeugen, die zum Ansteuern des BPM-Motors erforderlich sind. Jedes Schalterpaar 32, 34, 36 ist einer der Phasen des BPM-Motors 21 zugeordnet - in diesem Beispiel das Schalterpaar 32 einer Phase a, das Schalterpaar 34 einer Phase b und das Schalterpaar 36 einer Phase c.
Wie gezeigt, weist jedes Schalterpaar ein Paar Kontakte auf, die in Reihe über die Schienen 22, 24 geschaltet sind. Über jeden Schalter ist auf bekannte Weise eine Diode gelegt. Für die Zwecke dieses Beispiels weist das Schalterpaar 32 die Schalter S&sub1; und S&sub4; auf, das Schalterpaar 34 die Schalter S&sub3; und S&sub6; und das Schalterpaar 36 die Schalter S&sub5; und S&sub2;. Zwischen den Schaltern jedes Paares befindet sich jeweils ein gemeinsamer Knoten als Anschluß einer der Phasen a, b bzw. c, an die die Statorwicklung des BPM-Motors angeschlossen ist. Zwischen den Schaltern S&sub1; und S&sub4; befindet sich ein Anschluß 40 für die Phase a, zwischen den Schaltern S&sub3; und S&sub6; ein Anschluß 42 für die Phase b und zwischen den Schalem S&sub2; und S&sub5; ein Anschluß 44 für die Phase c.
Wie erwähnt, ist jede Statorwicklung des BPM-Motors an einen der Phasenanschlüsse 40, 42 oder 44 gelegt - eine Wicklung 46 an den Anschluß 40 der Phase a, eine Wicklung 48 an den Anschluß 42 der Phase b und eine Wicklung 50 an den Anschluß 44 der Phase c.
Wie einzusehen ist, entsteht über jeder Wicklung 46, 48 bzw. 50 im Betrieb des BPM-Motors eine Rück-EMK. Diese Rück-EMK-Spannungen sind in der Fig. 2 mit Ea, Eb und Ec bezeichnet. Die Wicklungen 46, 48, 50 sind im Stern mit einem gemeinsamen Neutral- bzw. Nullpunkt s verschaltet. Die Fig. 3A - 3F zeigen die verschiedenen Signale, die beim Ansteuern eines 3-Phasen-BPM-Motors mit dem Wechseirichter 20 vorliegen. Die Fig. 3A - 3F zeigen ein Rück-EMK-Signal Ee, ein dessen 3. Oberwelle entsprechendes Signal V&sub3;, ein Zeitintegral-Signal V&sub3;dt, d.h. das Zeitintegral der 3. Oberwellenkomponente v&sub3; sowie die Statorwicklungsströme ia, ib und ic für die drei Phasen a, b bzw. c.
Aus den Fig. 3A - 3F ist einzusehen, daß ein Übergang in den Strömen ia, ib und ic auftritt, wenn das 3. Oberwellensignal V&sub3; ein Maximum erreicht und folglich das Zeitintegralsignal V&sub3;dt durch die Nullinie geht. Daher müssen die positiven Nulldurchgänge der Rück-EMK für eine Phase ermittelt werden, um einen Regelalgorithmus zu implementieren, der das Anschalten der dargestellten Statorstrome ia, ib und ic befehlen kann.
Wie unten ausführlicher beschrieben, läßt sich ein Regelalgorithmus implementieren, der die in Fig. 3 gezeigten Signalinformationen zum Definieren der Statorströme ia, ib und ic benutzt. In dieser Hinsicht läßt sich ein Algorithmus implementieren, der beim Erfassen eines Nulldurchgangs im Rück-EMK- Signal Ea (bspw. zur Zeit t&sub1;) auf den nächsten Nulldurchgang im Zeitintegralsignal V&sub3;dt (hier: zur Zeit t&sub2;) wartet, um den Strom ia für die Phase a an- und den Strom ¹C für die Phase c auszuschalten. Beim nächsten Nulldurchgang (zur Zeit t&sub3;) des Zeitintegralsignals schaltet der Algorithmus den Strom ib der Phase b aus und den Strom ic der Phase c an. Dieser Vorgang des Ein- und Ausschaltens der Ströme setzt sich fort, bis eine Periode vollständig abgeschlossen ist, d.h. am nächsten Nulldurchgang des Rück-EMK-Signals Ea. Es ist einzusehen, daß die Ermittlung der Nulldurchgänge des Rück-EMK- Signals Ea für die Phase a möglich ist, weil in den relevanten Zeitpunkten der Phasenstrom ia = 0 und daher die Spannung am Phasenanschluß 40 gleich dem Signal Ea ist.
Ebenfalls ist einzusehen, daß, obgleich sowohl das 3. Oberwellensingal v&sub3; als auch sein Zeitintegral v&sub3;dt während einer Motorumdrehung drei Perioden durchlaufen und beide nutzbar wären, um das Anschalten der Statorströme zu steuern, es leichter ist, die Nulldurchgänge des Zeitintegralsignals v&sub3;dt zu ermitteln als die des 3. Oberwellensignals v&sub3;. Daher wird das Signal v&sub3;dt für das gesteuerte Anschalten von Statorströmen bevorzugt.
Der bisher erläuterte Ansatz erfordert generell den Zugriff auf den Neutralbzw. Nullpunkt 5 der Statorwicklungen 46, 48 und 50. Desgl. erfordert er eine andere Statorpolteilung als 2/3, weil sonst die 3. Oberwelle des Flusses nicht mit den Statorwicklungen verkettet wird und dann die 3. Oberwelle nicht ausreichend stark in die Phasen induziert wird. Ein wesentlicher Vorteil dieser Technik soll - außer ihrer Einfachheit - ihre gering Empfindlichkeit gegenüber Störanteilen sein. Das Ergebnis der Summation der drei Phasenspannungen von den Anschlüssen 40, 42, und 44 enthält das 3. Oberwellensignal und hochfrequente Nullkomponenten, die sich ausfiltern lassen. Dieses Filtern braucht die Phase des 3. Oberwellensignals, das (einen Tiefpaß vorausgesetzt) weiter unter der Sperrfrequenz des Filters liegt, nicht notwendigerweise wesentlich zu verschieben. Diese Vorgehensweise erlaubt auch den Betrieb über einen weiteren Bereich von Frequenzen als die heutzutage am weitesten verbreitete Technik, bei der nur die Nulldurchgänge der Rück-EMK-Spannungen erfaßt werden.
Wie unten ausführlicher diskutiert wird, läßt sich eine alternative Ansteuerung benutzen, falls das Erfassen der Nulldurchgänge des Rück-EMK-Signals Ea aus beliebigem Grund nicht möglich ist - wenn bspw. der BPM-Motor mit hohem Drehmoment oder hohen Frequenzen arbeitet. Bei dem alternativen Ansatz ermittelt man einen beliebigen ansteigenden Nulldurchgang im integrierten Signal und zwingt den Strom ia der Phase a für eine volle Periode des Zeitintegrals v&sub3;dt auf einen positiven Wert. Gleichzeitig zwingt man den Strom ib der Phase b auf einen negativen Wert und schaltet den Strom ic der Phase c völlig aus. Danach zwingt man die Ströme, der periodischen 6-stufigen Wellenform zu folgen.
Wie ebenfalls unten ausführlicher diskutiert ist, läßt sich für diesen Zustand die Drehzahl des BPM-Motors ermitteln und für den weiteren Vergleich speichern. Der Steueralgorithmus wählt dann einen weiteren ansteigenden Nulldurchgang im Zeitintegralsignal v&sub3;dt, aber nun eine Periode des 3. Oberwellensignals vom ersten gewählten Nulldurchgang entfernt. Dann würden wie zuvor die Strombefehle für den ersten gewählten Punkt definiert und die Motordrehzahl ermittelt und gespeichert werden. Schließlich wählt der Algorithmus die letztmögliche Option eines ansteigenden Nulldurchgangs für eine vollständige Periode des Rück-EMK-Signals. An diesem neuen Punkt werden die Strombefehle erzeugt und wird die Motordrehzahl gemessen, wie zuvor. Die bei diesem Vorgang gespeicherten drei Drehzahlwerte werden verglichen; bei Annahme einer konstanten Last würde nun der Nulldurchgang gewählt werden, der die höchste Drehzahl zuläßt, da dies der Punkt wäre, an dem die befohlenen Ströme in Phase mit dem Rück-EMK-Signal Ea (oder in Quadratur mit dem Rotorfluß) und das Motor-Drehmoment maximal wären.
Bspw. sei angenommen, daß der Steueralgonthmus zuerst den ansteigenden Nulldurchgang zur Zeit t&sub4; in Fig. 3 wählt. In diesem Augenblick wird der Strom ia der Phase a eingeschaltet, der Strom ib der Phase b auf einen negativen Wert gesetzt und der Strom ic der Phase c ausgeschaltet. Dann wird die Motordrehzahl gemessen und im Speicher eines Mikroprozessors abgelegt, der den Steueralgorithmus implementiert. Die beiden nächsten Zeitpunkte, die der Mikroprozessor wählt, wären die in der gleichen Figur markierten Zeitpunkte t&sub5; und t&sub2;. Die Motordrehzahl für diese drei Möglichkeiten ist im Zeitpunkt t&sub2; maximal, desgl. das vom Motor abgegebene Drehmoment. Der Steueralgorithmus rastet dann in dieser Position ein und erhält den Synchronismus mit dem Zeitintegralsignal v&sub3;dt aufrecht. Diese Suche nach dem richtigen Strombefehl benötigt bis zum Abschluß höchstens drei Perioden; sobald der richtige Stromschaltpunkt erreicht ist, braucht der Vorgang nicht wiederholt zu werden, sofern nicht der Synchronismus mit dem 3. Oberwellensignal verlorengeht.
Die Fig. 4 zeigt eine BPM-Motor-Ansteuerung, mit der das oben beschriebene Verfahren implementiert werden kann. In der Fig. 4 wird die Wechselspannung Vac von einem Eingangsgleichrichter 51 gleichgerichtet und dann von einem geeigneten Zusatzwandler 52 gefiltert. Die resultierende Gleichspannung geht dann an eine Wechseirichterbrücke 54, die auf geeignete Weise, wie oben beschrieben, mit einem BPM-Motor 56 verschaltet ist. Die Wechselrichterbrücke 54 schaltet Ströme der in Fig. 3 gezeigten und oben beschriebenen Wellenform an den BPM-Motor 56.
Wie ebenfalls gezeigt, werden die Phasenspannungen des Motors von einer Summiereinheit 58 summiert, die auf geeignete Weise an jede Statorwicklung sowie an den Stator-Nullpunkt s elektrisch angeschlossen ist, um das die 3. Oberwelle enthaltende Sigrwl v&sub3; zu erzeugen. Das resultierende Signal v&sub3; ist im Prinzip eine 3. Oberwellenkomponente, die dann gefiltert und mit einem Tiefpaß sowie einer Integratorschaltung bzw. -einheit 60 integriert wird. Das Tiefpaßfilter beseitigt jede Gleichkomponente, die die Integration mit einem Grund- bzw. Vorwert verfälschen könnte.
Das Ermitteln der Nulldurchgänge im Zeitintegralsignal v&sub3;dt und in der Rück- EMK Ea der Statorphase a erfolgt in einer Nulldurchgangsdetektorschaltung 62. Diese Information wird auf einen Mikroprozessor 64 gegeben, der mittels eines einfachen Rotorpositionsgenerator-Algorithmus 72, der unten beschrieben ist, die korrekte Bezugs-Rotorposition für die angelegten Statorströme definiert. Die Drehzahl de Motors 56 läßt sich auch (wie später beschrieben) aus dem 3. Oberwellensignal ableiten. Ein Drehzahlregler 65 definiert also einen Bezugswert für die Statorströme aus einem Vergleich eines Soll-Drehzahlsignals 66 mit einem lst-Drehzahlsignal 68 aus einer Drehzahlberechnungsroutine 69 (unten beschrieben). Ein Stromregler (Routine) 70 erhält Informationen aus dem Rotorpositionsgenerator 72 und erzeugt ein impulsbreitenmoduliertes (PWM-) Signal, das über geeignete Treiber 74 an den Wechselrichter 54 gelegt wird.
Weiterhin zeigt die Fig. 4 Schutzschaltungen 75 zum Schutz der Treiber 74 vor Überströmen und dergl.
Die Fig. 5 zeigt eine weitere Anordnung, in der der Wechselrichter 20 zum Ansteuern des BPM-Motors 21 dienen kann. Die Anordnung der Fig. 5 entspricht größtenteils der der Fig. 2, so daß zur Kennzeichnung gleicher Teile die gleichen alphanumerischen Bezugszeichen verwendet sind. Im Gegensatz zu der Anordnung der Fig. 2 weist die der Fig. 5 jedoch ein Sternnetzwerk 82 aus Widerständen 84 des gleichen Widerstandswerts R auf, die zwischen die Anschlüsse 40, 42, 44 und einen gemeinsamen künstlichen Nullpunkt n gelegt sind. Es sei darauf verwiesen, daß für Rechenzwecke der Stator-Nullpunkt mit 8 und die Statorwicklungen 46, 48, 50 ebenfalls mit a, b und c bezeichnet sind. Desgl. ist der Nullpunkt n getrennt von, aber entsprechend dem Nullpunkt s angeordnet. Es lassen sich dann folgende Gleichungen ableiten:
Werden diese drei Gleichungen summiert, erhält man
( as+ bs+ cs)+3 sn+( na+ nb+ nc)=0 (4)
Wie oben diskutiert, werden durch das Summieren der Stator-Phasenspannungen alle Mehrphasenkomponenten beseitigt, so daß nur die 3. Oberwelle plus Frequenzterme höherer Ordnung verbleiben; man kann also schreiben:
( as+ bs+ cs)=3 s3+ HF (5)
wobei vs3 die 3. Oberwelle für eine gegebene Phase und 3vs3 die 3. Oberwellenkomponenten insgesamt für alle Phasen darstellen, die dreimal die einzelne Komponente für jede Phase darstellt, da sie alle gleichphasig sind. 3vs3 entspricht dem hier angesetzten Signal v&sub3;.
Nimmt man für die Widerstände 84 identische Werte R an, ist infolge der Sternverschaltung die Summe der Ströme iar, ibr und icr durch sie gleich null; daraus ergibt sich folgende Gleichung:
( na+ nb+ nc)=R(iar+ibr+icr)=0; (6)
die Spannung zwischen dem künstlichen Nullpunkt n und dem Stator- Nullpunkt 8 enthält also die 3. Oberwellen plus hochfrequente Terme:
(3 s3+ HF)+3 sn=0 (7)
oder
ns= s3+( HF/3) (8)
Interessanterweise läßt sich so die 3. Oberwellenspannung direkt aus der Spannung über den beiden Nullpunkten s und n erhalten; es ist keine elektronische Summierung erforderlich, um die drei Phasenspannungen zu summieren, wie oben und in den obenerwähnten US-Patentschriften beschrieben.
Erinnert man sich in dieser Hinsicht, daß die Minus- bzw. Erdschiene 24 des GS-Busses ebenfalls als g bezeichnet ist, lassen sich folgende Spannungsschleifengleichungen schreiben:
Es sei angenommen, daß der Motor kommutiert arbeitet, wobei immer nur zwei Schalter der Wechselrichterbrücke gleichzeitig durchgeschaltet sind, und daß die Schalter S&sub1; und S&sub2; durchgeschaltet sind; man erhält:
ag= I, cg=0, sc= l/2 und sa=- l/2 (12)
mit I als der Eingangs-Gleichspannung der Wechselrichterbrücke 80. Nach dem Einsetzen dieser Ergebnisse in die Gleichungen (9) bis (11) unter Verwendung des Ergebnisses der Gleichung (8) erhält man:
gn=- ns- l/2=- s3- HF/3- l/2 (13)
Diese letzte Gleichung zeigt, daß die Spannung zwischen dem künstlichen Nullpunkt n und dem elektrischen Minus- bzw. Masseanschluß g des Gleichspannungsanschlusses die 3. Oberwelle und die hochfrequenten Terme addiert zu einer Gleichspannung l/2 enthält. Das Gleiche gilt für die anderen Kombinationen geschlossener Schalter wie S&sub2;-S&sub3;, S&sub3;-S&sub4;, S&sub4;-S&sub5;, S&sub5;-S&sub8; und S&sub6;- S&sub1;, die einer sechsstufigen Schaltfolge des Wechselrichters entsprechen. Für alle diese Schalterkombinationen ist die Spannung gn die in der Gleichung (13) angegebene.
Es läßt sich nun in Betracht ziehen, was mit der Spannung gn geschieht, wenn man den Wechseirichter impulsbreitenmoduliert (PWM). Im Falle einer 4-Quadranten-PWM und bei durchgeschaltetem S&sub1; und S&sub2; ist die Spannung gn genau die der Gleichung (13). Werdeh S&sub1; und S&sub2; geöffnet, schalten infolge des induktiven Laststroms die Dioden über den Schaltern S&sub4; und S&sub5; durch, so
ag=0, cg=vl, vsc=- l/2 und sa=- l/2 (14)
sowie wiederum mit den Gleichungen (11) und (8)
gn=- ns- l/2= s3- HF/3- l/2 (15)
Dies ist genau die Gleichung (13), was zeigt, daß bei einer 4-Quadranten- PWM die 3. Oberwelle sich durch Ausfiltern der Gleich- und hochfrequenten Anteile aus der Spannung gn erreichen läßt.
Mit einer 2-Quadranten-PWM erhält man, nachdem bspw. die Schalter S&sub1; und S&sub2; durchgeschaltet waren, S&sub2; geöffnet wird und die Diode über S&sub5; durchschaltet, aus den Gleichungen (11) und (8) die Gleichung
ag= l, cg= l, sc=0 und sa=0 (16)
und dann die Gleichung
gn= ns- l= s3- HF/3- l (17)
In diesem Fall enthält gn auch anstelle eines Gleich- einen Wechselanteil, der mit der Schaltfrequenz zwischen l/2 und l umspringt. Auch hier erhält man die 3. Oberwelle problemlos durch Filtern von gn lediglich mit einem Tiefpaß.
Eine weitere Schaltmöglichkeit betrifft den 180º-Stromflußwinkel für die Schalter im Wechselrichter. Diese Schaltart wird häufig in WS-Motorantrieben wie permanentmagnetischen WS-Motoren, Asynchron- und Synchronmotoren und dergl. eingesetzt. Hierbei sind jeweils drei Schalter geschlossen. Nimmt man also an, daß S&sub1;, S&sub2; und S&sub3; durchgeschaltet sind, erhält man
ag= l, bg= l, cg=0, sc=2 l/3 und sa=- l/3 (18)
und die Gleichungen (11) und (8) ergeben
gn=- ns-2 l/3=- s3- HF/3-2 l/3 (19)
Diese letzte Gleichung (19) zeigt, daß die Spannung gn auch die 3. Oberwelle enthält.
Über die Schienen 22, 24 ist auch ein Widerstandsnetzwerk 86 aus zwei reihengeschalteten Widerständen 87, 88 mit gleichen Werten RdC und einem Gleichspannungs-Bezugspunkt h zwischen ihnen geschaltet. Wie einzusehen ist, läßt der Gleichanteil l/2 in der Gleichung (13) sich beseitigen, wenn man anstelle der Minusschiene g des GS-Busses den GS-Bezugsknoten h zwischen den Widerständen 87, 88 als Bezugspunkt verwendet. Da Vhg=vl/2 ist, erhält man:
Vhn=- s3- HF/3 (20)
Beim Kommutieren des Wechselrichters werden bei Kommutieren bspw. von S&sub1;-S&sub2; auf S&sub2;-S&sub3; in einer Schaltfolge drei Schalter gleichzeitig gechlossen, d.h. durchgeschaltet. In diesem letzten Beispiel wären die Schalter S&sub2; und S&sub3; sowie die Diode über dem Schalter S&sub1; gleichzeitig durchgeschaltet. Zu diesem Zeitpunkt lassen sich alle Anschlußspannungen des Wechselrichters wie folgt definieren:
ag= l, bg= l and cg=0 (21)
Mit diesen Einschränkungen erhält man aus den Gleichungen (9) bis (11)
gn=- s3- HF/3-2 l/3 (22)
und
hn=- s3- HF/3- l/6 (23)
Während einer Kommutation, in der die beiden Schalter zum Nullpunkt g durchgeschaltet werden (bspw. während der Kommutationsfolge S&sub2;-S&sub3; auf S&sub2;- S&sub3;-S&sub4; auf S&sub3;-S&sub4;), wird die Spannung vng zu
hn=- s3- HF/3+ l/6 (24)
Aus den Gleichungen (17) und (18) ist zu ersehen, daß der 3. Oberwelle vs3 ein Wechselanteil überlagert ist, der sich zwischen - l/6 und + l/6 ändert. Da in einer gegebenen Periode der Grundwelle der Ausgangsspannung des Wechselrichters sechs Umschaltungen erfolgen, hat dieser überlagernde Anteil die dreifache Grundfrequenz und kann als Kommutationseinbruch bzw. -minimum betrachtet werden, der bei der gleichen Frequenz wie die 3. Oberwelle v&sub3; auftritt, wenn der Motor mit einer sechsstufigen Wellenform ohne Impulsbreitenmodulation angesteuert wird. Das Vorliegen der 3. Oberwelle im Signal vhn ist bei PWM-angesteuertem Motor nicht klar, da bei der PWM- Frequenz ein Kommutationseinbruch (Minimum) von ±vl/6 enstehen würde.
Auf jeden Fall kann das 3. Oberwellensignal v&sub3; trotz des für den Wechselrichter verwendeten Schaltverfahrens entweder zwischen dem künstlichen Nullpunkt n und dem Stator-Nullpunkt s oder zwischen dem künstlichen Nullpunkt n und dem Bezugs-Mittenanschluß h des GS-Busses abgenommen werden. Obgleich die unerwünschten hochfrequenten Schaltkomponenten sowie Gleichanteile ausgefiltert werden müssen, ist nun klar, daß man das 3. Oberwellensignal v&sub3; ohne direkten Zugriff auf den Stator-Nullpunkt n erhält, so daß die Notwendigkeit einer vierten leitenden bzw. Drahtverbindung zum Motor entfällt.
Die Fig. 6 zeigt die Hauptbestandteile eines Antriebssystems für einen BPM- Motor zur Implementierung der oben beschriebenen Verfahren. Dabei wird ein BPM-Motor 90 mit einem Wechselrichter 92 mit Stromwellenzügen der oben in Fig. 3 beschriebenen Art gespeist. Drei identische sternverschaltete Widerstände 94 dienen zum Darstellen des künstlichen Nullpunkts n, wie oben beschrieben. Die Spannung vgn zwischen der Minusschiene g des GS-Busses und dem künstlichen Nullpunkt n enthält das 3. Oberwellensignal v&sub3;, wie oben. beschrieben. Aus dem Signal v&sub3; werden mit einem geeigneten Filter 96 die hochfrequenten Anteile ausgefiltert. Bei einer anderen als einer 2- Quadranten-PWM enthält das Spannungssingal vgn einen Gleichanteil, der mit einem Tiefpaß beseitigt werden muß, der dann ebenfalls in der Filtereinheit 96 enthalten wäre.
Nach dem Filtern wird das Signal v&sub3; vom Integrator 98 zum Zeitintegralsignal v&sub3;dt integriert, das auf einen Nulldurchgangsdetektor 100 geht, der die Nulldurchgänge im Zeitintegral des 3. Oberwellensignals ermittelt. Die Anschlußspannung der Phase a wird gemessen und in der Filtereinheit 96 ebenfalls tiefpaßgefiltert. Aus Sicherheitsgründen wird für das 3. Oberwellensignal und das Phasensignal nicht das gleiche Filter benutzt, sondern für letzteres vorzugsweise ein separater Anti-Aliasing-Tiefpaß. Die Nulldurchgänge der gefilterten Phasenspannung va werden dann ebenfalls mit dem Nulldurchgangsdetektor 100 ermittelt.
Das die Nulldurchgänge im Integral der 3. Oberwelle angebende Signal geht dann auf einen Interruptanschluß 102 eines Mikroprozessors 104. Bei jedem Nulldurchgang des Integralsignals kann eine Interrupt-Bedienungsroutine ausgeführt werden; abhängig von den Nulldurchgängen des Ausgangssignals für die gefilterte Phasenspannung lassen sich dann das Ein- und Ausschalten der jeweiligen Phasenströme befehlen.
Aus dem 3. Oberwellensignal v&sub3; läßt sich auch (wie später beschrieben) die Motordrehzahl ableiten. Zu diesem Zweck erzeugt ein Rotorlmotor-Drehzahlalgorithmus 107 softwaremäßig ein Ist-Drehzahlsignal 108. Aus einem Vergleich eines Soll-Drehzahlsignals 110 mit einem Ist-Drehzahlsignal 108 definiert ein Drehzahlregler 109 einen Bezusgwert für die Statorströme. Der Drehzahiregler 109 erhält Informationen aus einem Rotorpositionsgenerator 111 und erzeugt ein Strombezugssignal iref, aus dem der Stromregler 112 ein PWM-Signal ableitet, das seinerseits mit geeigneten Treibern 113 an den Wechselrichter 92 gelegt wird. Ebenfalls auf den Stromregler 112 geht ein Rotorpositionssignal aus einem Rotorpositionsgenerator 111, das auf den Nulldurchgängen der Signals va und v&sub3;dt beruht.
Die Fig. 7 zeigt ein weiteres BPM-Motor-Antriebssystem, das sich von dem der Fig. 6 geringfügig unterscheidet. Im System der Fig. 7 sind gleiche Bestandteile mit den gleichen alphanumerischen Bezugszeichen wie denen der Fig. 6 gekennzeichnet.
In der Fig. 7 wird das 3. Oberwellensignal zwischen dem GS-Mittenbezugspunkt h zwischen den Widerständen 116, 117 und dem künstlichen Nullpunkt n des Widerstandssterns 94 abgenommen. Wie zu ersehen, enthält das System der Fig. 7 keinen Integrator. Stattdessen wird das die 3. Oberwelle enthaltende Signal gefiltert und dann das gefilterte 3. Oberwellen- und das Phasenspannungssignal v&sub3;, vas direkt auf den Nulldurchgangsdetektor 100 gegeben, da das Zeitintegral nicht erforderlich ist, wie oben beschrieben. Die oben beschriebenen Signale ivas und iv&sub3; werden dann auf die Rotorpositions- und Rotordrehzahl 114 bzw. 117 gegeben. In jeder anderen Hinsicht sind die Systeme der Fig. 6 und 7 gleich.
Die Fig. 8 zeigt, wie ein BPM-Motor 120 sich mittels eines Mikrocomputers 112 mit dem oben beschriebenen 3- oder 4-Draht-Verbindungssystem ansteuern läßt. Wie dargestellt, ist eine Analogschnittstelle 124 an drei Leitungen für die drei Phasen a, b und c vom Wechseirichter 126 zum BPM-Motor 120 gelegt und führt zum digitalen Ein-lausgangsteil 128 eines Mikrocomputers 122. Abhängig vom jeweils verwendeten des oben beschriebenen 3oder 4-Drahtsystems kann auch der Statqr-Nullpunkt 8 an die Schnittstelle 124 geführt sein. Der Mikrocomputer 122 legt zum Ansteuern des Wechselrichters 126 Signale an diesen, wie erforderlich, um durch Schalten der Ströme in den Statorwicklungen, wie oben beschrieben, den Motor 120 anzutreiben. Wie dargestellt, kann natürlich der Mikrocomputer 122 Steuersignale 130 annehmen, mit denen eine bestimmte Betriebsart des Motors 120 ausgewählt wird.
Die Fig. 9 zeigt einen Teil der Analogschnittstelle 124 der Fig. 8 ausführlicher. Wie dargestellt, erhält die Schnittstelle 124 als Eingangssignale über parallele Verarbeitungswege ein 3. Oberwellensignal v&sub3; sowie ein Rück-EMK-Signal vas. Das Phasenanschluß-Spannungssignal vas durchläuft zunächst einen Anti-Aliasing-Tiefpaß 132 und dann einen Analogidigital-Wandler 134, d.h. einen Rechteckwellengenerator. Das resultierende Signal ist ein gefiltertes Rechtecksignal ivas, das bei abgeschalteten Phasenströmen ia einem gefilterten und rechteckgeformten Rück-EMK-Signal Ea entspricht.
Parallel hierzu durchläuft das 3, Oberwellensignal v&sub3; zunächst einen Anti- Aliasing-Tiefpaß 136, dann einen Hochpaß 138 und schließlich einen Analog/Digital-Wandler bzw. Rechteckwellengenerator 140, um ein rechteckgeformtes und gefiltertes 3. Oberwellensignal iv&sub3; zu erzeugen. Bei den Filtern 136, 138 kann es sich natürlich auch um einen Bandpaß handeln.
Die Fig. 10 zeigt anhand eines vereinfachten Zeitdiagramms die Ausführung der vorgeschlagenen Vorgehensweise mittels eines Mikrocomputers. Die Fig. 7 zeigt drei Motorphasenspannungen vas, vb, und vcs, die Phasenströme ia, ib und ic, die Schaltsignale S&sub1; bis S&sub6; des Wechselrichters, die Ausgangssignale iv&sub3; und ivas der Analogschnittstelle 124 sowie einen Zähler kiv&sub3;. Die Schaltsignale 31 bis 36 sind wie in Fig. 2 definiert, Das Signal iv&sub3; ist für den gesamten Drehzahlbereich idealerweise um 90º gegenüber dem 3. Oberwellensignal verschoben, da die Tiefpässe 132, 136 vorzugsweise mit niedriger Grenzfrequenz ausgelegt sind. Übergänge im Signal iv&sub3; entsprechen dem Spannungsmaximum bzw. den Nulldurchgängen im Rotorfiuß. Daher ermittelt das Signal iv&sub3; tatsächlich Polaritätswechsel in der 3. Oberwelle des Rotorflusses. Das Signal ivas, ist ebenfalls gegenüber der Phasenspannung vas um 90º phasenverzögert. Vernachlässigt man den Spannungsabfall infolge der Statorimpedanz, zeigt dieses Signal die Polaritätswechsel der Grundwelle des Flusses im Luftspalt an, der, wie bereits erläutert, dem Rotorfluß für einen nichtgesättigten BPM-Motor ähnlich ist.
Die Übergänge bzw. Nulldurchgänge im Signal iv&sub3; werden in der Software gezählt und die Ergebnisse in einer als kiv&sub3; bezeichneten Zählervariablen abgelegt. Das Signal ivas dient zum Rücksetzen des Softwarezählers kiv&sub3;. Die Signale S&sub1; bis S&sub6; zum Ansteuern der jeweiligen Schalter bzw. Transistoren der Wechselrichterbrücke werden dem Zustand des Zählers kiv&sub3; entsprechend erzeugt, wie in Tabelle 1 angegeben: Tabelle 1 Definition der Ansteuersignale für die Transistoren des Wechselrichters
Die Fig. 11A - 11E zeigen ein Flußdiagramm für die Software, die zum Ansteuern eines BPM-Motors entsprechend den vorgehenden Ausführungen entwickelt wurde. Das Programm führt zwei Hauptfunktionen aus: (1) synchrones Anlaufen und (2) Regelung anhand der 3. Oberwelle. Das in Fig. 11A gezeigte Hauptprogramm ist einfach eine unendliche Schleife, die auf einen Zeitgeberinterrupt wartet. Die gesamte Softwareregelung erfolgt mittels einer Interrupt-Bedienungsroutine namens INT_RT, die in den Fig. 11B bis 11E gezeigt ist.
Ein BPM-Motor läuft aus der Ruhe als Synchronmotor an, da der Rotor eine Mindestdrehzahl erreicht haben muß, bevor man die 3. Oberwelle erfassen kann. Wie bekannt, zeigen im Synchronmodus laufende BPM-Motoren ein instabiles Verhalten, bei dem Stromschwingungen und ein stark welliges Drehmoment auftreten können. Daher muß der Motorbetrieb so schnell wie möglich vom Synchron- zum Selbstsynchron- bzw. zwangskommutierten Betrieb übergehen. In dieser Hinsicht ist die Regelung aufgrund der 3. Oberwelle, wie sie oben beschrieben ist, vorteilhaft gegenüber anderen Verfahren, die nur die Rück-EMK des Motors ausnutzen, da es bei niedrigeren Drehzahlen einfacher ist, die 3. Oberwelle zu erfassen. Bei im Verlauf der Untersuchungen zu den beschriebenen Verfahren durchgeführten Tests wurde bei Drehzahlen unter 50 U/min die 3. Oberwelle innerhalb etwa zwei Umdrehungen nach dem Anlaufen des Motors aus dem Ruhezustand erfaßt.
Die nächsten Absätze beschreiben, wie in der in den Fig. 11A bis 11E gezeigten Software das synchrone Anlaufen implementiert ist. Die Fig. 12A und 12B zeigen hierzu nützliche Signalprofile.
Beim synchronen Anlaufen wird das Verhältnis der angelegten Spannung zur Frequenz konstant gehalten; insbesondere wird die Frequenz als unabhängige Variable angenommen. Weiterhin wird angenommen, daß eine konstante Rotorbeschleunigung erwünscht ist und ein mit der Zeit linear ansteigendes Frequenzprofil gewählt wurde, wie in Fig. 12A gezeigt. Das Tastverhältnis d des an den Motor gelegten PWM-Signals läßt sich aus der Frequenz f berechnen zu:
d=do+kdf (25)
wobei do ein Grundwert und kd ein Skalierungsfaktor sind. Das Profil des Tastverhältnisses ist in der Fig. 12B gezeigt. Die Höchsifrequenz sei zu fmax angenommen. Es sei ebenfalls angenommen, daß für diese Höchstfrequenz das Tastverhältnis gleich 1,0 (bzw. 100%) ist. Der Frequenzbefehl nimmt zeitlich linear zu, so daß der Motor mit konstanter Beschleunigung läuft. Die an den Motor gelegte Frequenz f wird berechnet zu:
f=kpt (26)
mit t als Zeit; kf ist ein Skalierfaktor. Die Rotorposition RP läßt sich dann als Frequenzintegral berechnen:
RP= fdt (27)
Im Flußdiagramm der Fig. 11B bis 11E wird die erzeugte Frequenz f(n) mit einem Bezugswert fref, d.h. der endgültigen Frequenz für den Betrieb im eingeschwungenen Zustand verglichen. Der Frequenzwert fecm ist eine Konstante, die diejenige Frequenz angibt, über der der Motor aufgrund des 3. Oberwellensignals zwangskommutiert arbeitet. Ist die Frequenz f(n) niedriger als fecm, arbeitet der Motor synchron. Im Selbstsynchronbetrieb wird das Signal iv&sub3; eingelesen und der Zähler kiv&sub3; aktualisiert. Das Schaltverhalten des Leistungstransistors ist in der Variablen swout gespeichert. Diese Variable wird je nach dem Wert des Zählers kiv3 aktualisiert.
Die Synchronisation für den Zähler kiv3 leitet sich aus der Erfassung der ansteigenden Nulldurchgänge im Signal ivas ab. Tritt in diesem Signal ein Nulldurchgang auf, wird eine Variable pos_xing auf 1 gesetzt. Diese Variable wird im Teil test_iv3ing des Flußdiagramms geprüft; ist sie gesetzt, wird der; Zähler kiv3 rückgesetzt; dadurch ist ein sauberer Synchronismus der 3. Oberwellenmit der Phasenspannung gewährleistet.
Ist die Erfassung der Nulldurchgänge im Signal ivas aus beliebigen Grund nicht verfügbar (bspw. wenn der Motor mit hoher Drehzahl bzw. hoher Frequenz arbeitet - bspw. mit 5000 U/min bei einem 114-HP-Motor [1 HP = 0,75 KW]; was als hohe Drehzahl gilt, hängt jedoch im Einzelfall von der Anwendung ab), lassen sich alternative Regelstrategien anwenden, um den Synchronismus des Schaltbefehls für die Schalter im Wechselrichter mit der 3. Oberwelle zu gewährleisten. Eine hier beschriebene Methode, den Synchronismus zu erreichen, ist das sogen. "voreilende Ausschalten". Der Grundgedanke ist dabei, eine der Motorphasen - bspw. die Phase a - so auszuschalten, daß der Phasenstrom bei hoher Drehzahl null erreicht. Der Nulldurchgang der Phasenspannung entspricht dann dem der internen Motorspannung und der Regelalgorithmus läßt sich mit der Ermittlung einer Amplitudenänderung für das Signal ivas synchronisieren. Die Steuereinheit kann dann den Nulldurchgang (bzw. die Zustandsänderung am Ausgang eines Komparators, an dessen Eingang die Anschlußspannung der Phase a liegt) erfassen und die Entscheidung treffen, daß beim nächsten Nulldurchgang des Signals iv&sub3; die Phase a ein- und die Phase c ausgeschaltet werden. Dieses Vorgehen erzeugt natürlich eine Störung im Drehmoment; daher muß bei der Entscheidung über die Frequenz einige Sorgfalt aufgewendet werden, falls diese Synchronisierungsmethode verwendet wird und ein voreilendes Ausschalten erforderlich ist. Ist die Störfestigkeit des Antriebs hoch und das 3. Oberwellensignal von Kommutierungsstörungen frei, ist diese Synchronisierung nur etwa alle 10.000 Rotorumdrehungen erforderlich. In diesem Fall lassen sich insbesondere bei hohen Drehzahlen mit diesem System die Drehzahlstörungen infolge von Drehmomentschwankungen erheblich verringern. Es ist einzusehen, daß die Anzahl und die Länge von Interrupts von der jeweiligen Anwendung abhängt.
Die Fig. 13A - 13D zeigen Zeitdiagramme zur Erläuterung der Vorgehensweise beim Erfassen der lstdrehzahl eines BPM-Motors. Die Fig. 13 zeigt die zeitlichen Zusammenhänge zwischen dem 3. Oberwellensignal v&sub3;, dem Zeitintegral v&sub3;dt dieses Signals&sub1; einem Abtastsignal und einem abgetasteten Motordrehzahlsignal. Wie ersichtlich, wird das Abtastsignal beim Erfassen von Nulldurchgängen im Zeitintegralsignal v&sub3;dt getriggert. Diese Abtastwerte der Motordrehzahl lassen sich daher problemlos während einer Periode des Motors abnehmen.
Wie die Fig. 13A - 13F zeigen, wird das 3. Oberwellensignal v&sub3; mit einer Häufigkeit abgetastet, die vom Abtastsignal bestimmt wird. Der Absolutwert des Signals v&sub3; steht in direktem Zusammenhang mit der Motordrehzahl. Das Drehzahl-Abtastsignal ist also eine Gleichspannung, deren Wert in einem beliebigen Zeitpunkt zum zuletzt abgetasteten Absolutwert des Signals v&sub3; direkt proportional ist.
Die Fig. 14A und 14B zeigen anhand eines Flußdiagramms ein Algorithmus, mit dem sich mit einem Mikrocomputer die soeben beschriebene Erfassung der Motordrehzahl durchführen läßt. Wie in Fig. 14A gezeigt, läuft auf dem Mikrocomputer normalerweise ein Hauptprogramm, wie das in Fig. 11A gezeigt. Bei Erfassen eines Nulldurchgangs im Zeitintegralsignal wird ein Programminterrupt ausgelöst, der einen Drehzahl-Erfassungalgorithmus INT_SPD (vergl. Fig. 14B) aufruft.
Wie die Fig. 14B zeigt, die das Interruptprogramm darstellt, wird im Schritt 154 zunächst die augenblickliche Ist-Amplitude des Signals v&sub3; ermittelt, dann nach einer Tiefpaßfilterung im Schritt 156 der Gleichanteil des Signals v&sub3; geschätzt und der Gleichanteil im Schritt 158 beseitigt. Im Schritt 160 wird das gefilterte 3. Oberwellensignal v&sub3; integriert und im Schritt 162 die Nulldurchgänge des Integralsignals ermittelt. Sind keine Nulldurchgänge aufgetreten, beginnt das Interruptprog ramm INT_SPD im Schritt 154 erneut; ansonsten wird im Schritt 164 das Amplitudenmaximum des Signals v&sub3; bestimmt.
Im Schritt 166 wird schließlich der Absolutwert des erfaßten Amplitudenmaximums des 3. Oberwellensignals v&sub3; genommen und mit einem bekannten Faktor zu einem positiven Gleichspannungssignal verwandelt, um das oben anhand der Fig. 13 beschriebene Drehzahlabtastsignal zu erzeugen.
Die Fig. 15, 16 und 17 zeigen als Blockschaltbild mindestens drei Anwendungen der vorgenannten Erfindung. In der Fig. 15 ist die Erfindung für den Betrieb eines BPM-Motors 200 als Antrieb für den Verdichter 202 einer Kühlanlage 204 dargestellt.
Hierzu wird ein 3-Phasen-Wechselrichter 206 von einer Steuereinheit 208 angesteuert, die Signale aus einem Drehzahlregler 210 erhält, der die Soll- Drehzahl aufgrund eines erfaßten Verdichter-Drehzahlsignals 212 und Temperatursignalen 214, 216 aus einem Drehzahlerfassungalgorithmus 218, wie er oben beschrieben ist, einem Thermostat 220 und Eingabewerten 216 des Benutzers feststellt. Der Drehzahlerfassungsalgorithmus 212 erhält seinerseits die verschiedenen gefilterten und die 3. Oberwellensignale aus einer Analogschnittstelle 218, die auf geeignete Weise, wie oben beschrieben, mit den Statorphasen des BPM-Motors 200 verschaltet ist.
Die Fig. 16 zeigt eine im Prinzip ähnliche Anordnung zum Regeln eines BPM- Motors 300 für die riemengetriebene Trommel 302 eines Wäschetrockners. Der Motor 300 ist auf geeignete Weise über einen Riemen 304 mit der Trommel 302 gekoppelt.
Wie dargestellt, schaltet ein 3-Phasen-Wechselrichter 306 die Statorströme auf den Motor 300. Eine Analogschnittstelle 308 erhält das 3. Oberwellensignal v&sub3; nach einem der oben beschnebenen Verfahren. Ein auf dem Algorithmus der Fig. 14A und 14B basierender Drehzahl-Speicheralgorithmus 310 leitet ein Signal 312 ab, das die geschätzte Trommel- bzw. Motordrehzahl darstellt. Dieses Signal 312 geht auf eine Steuereinheit 314, die von einer Konsole bzw. einem Bedienteil 316 Ansteuersignale 315 erhält. Der Bedienteil 316 erhält seinerseits vom Benutzer einen Sollwert 318 für die Trommeldrehzahl.
Wie ebenfalls dargestellt, erzeugt die Steuereinheit 314 die oben beschriebenen Schaltsignale 320, die die Brücke des Wechselrichters 306 ansteuern. Die Fig. 17 zeigt eine Regelung für die Drehzahl eines BPM-Motors in einem Wäschesystem, die ähnlich der der Fig. 7 aufgebaut ist. Wie gezeigt, treibt ein Wechselrichter 400 einen BPM-Motor 402 an und ist ein Sternnetzwerk aus Summierwiderständen 404 mit den Phasenanschlüssen des Wechselrichters 400 verschaltet, um, wie oben beschrieben, einen künstlichen Nullpunkt n darzustellen. Zusätzlich zur Spannung der Phase a wird das die 3. Oberwelle enthaltende Signal über dem Bezugs-Mittelpunkt h des GS-Busses und dem künstlichen Nullpunkt n des Sternnetzwerks der Summierwiderstände 404 abgenommen, desgl. die Spannung der Phase a.
Die genannten Signale werden in der Filtereinheit 406 tiefpaßgefiltert; die Nulldurchgänge in den gefilterten Rück-EMK-Signalen Ves und v&sub3; werden im Nulldurchgangsdetektor 408 ermittelt, die die Nulldurchgangssignale ivas bzw. iv&sub3; abgeben. Ähnlich wie oben anhand der Fig. 8 beschrieben, gehen die Signale ivas, iv&sub3; und v&sub3; auf einen Mikrocomputer. In der Ausführungsform nach Fig. 17 geht jedoch anstelle des Signals iv&sub3; das Signal v&sub3; auf den Analogldigital-Wandler 412 und das resultierende Digitalsignal an einen Rotor/Motor- Drehzahlalgorithmus 414 wie den oben anhand der Fig. 14A, 14B beschriebenen.
Obgleich der Fachmann Abänderungen vorschlagen kann, soll das hierauf erteilte Patent sämtliche Modifikationen umfassen, die in den Rahmen der von der Erfindung erbrachten Bereicherung der Technik fallen.

Claims

1. Verfahren zum Erfassen der Drehzahl eines bürstenlosen Permanentmagnet-Motors mit Statorwicklungen (90), relativ zu denen der Rotor drehbar angeordnet ist und in denen betrieblich jeweils eine Rück-EMK induziert wird, die eine Grund- und eine dritte Oberwelle aufweist, wobei der Motor betrieblich von einer an ihn angeschlossenen Wechselrichterbrücke (92) angesteuert wird, welches Verfahren folgende Schritte aufweist:

Abnehmen eines ersten Signals, das die 3. Oberwelle enthält,

Filtern des ersten Signals und Erzeugen eines zweiten Signals (V&sub3;) aus ihm, das im wesentlichen nur die 3. Oberwelle enthält,

Integrieren des zweiten Signals und Erzeugen eines dritten Signals ( V&sub3;dt), das das Integral des zweiten Signals darstellt,

Messen der Amplitude des zweiten Signals zu durch Nulldurchgänge des dritten Signals bestimmten Zeitpunkten und

Erzeugen eines Drehzahl-Meßwertsignals (108), dessen Wert zum Absolutwert der zuletzt gemessenen Amplitude des zweiten Signals proportional ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Filterns des ersten Signals das Tiefpaßfiltern desselben zum Entfernen von Signalkomponenten mit Frequenzen über der 3. Oberwelle aufweist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schrift des Filterns des ersten Signals das Hochpaßfiltern desselben zum Entfernen von Signalkomponenten mit Frequenzen über der 3. Oberwelle aufweist.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem der Schritt des Filterns des ersten Signals auch das Hochpaßfiltern desselben zum Entfernen von Signalkomponenten mit Frequenzen unter der 3. Oberwelle aufweist.

5. Verfahren nach einem der orgehenden Ansprüche weiterhin mit dem Schritt des Erzeugens eines Interrupts (102) in einem Mikrocomputer beim Auftreten eines Nulldurchgangs im dritten Signal.

6. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, bei dem das Drehzahlmeßsignal (108) ein Gleichsignal ist, dessen Amplitude proportional dem Absolutwert des letzten Meßwerts der Amplitude des zweiten Signals (V&sub3;) ist.

7. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, bei dem der Schritt des Erzeugens des ersten Signals das Abnehmen desselben zwischen dem Erdknoten (g) des Wechselrichters sowie einem gemeinsamen Neutralanschluß (s) der Statorwindungen aufweist.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der Schritt des Erzeugens des ersten Signals das Abnehmen eines Signals (h) zwischen einem mittig zwischen der Plus- und der Minus-Schiene des Wechselrichters liegenden Knoten und einem künstlichen Neutralknoten (n) aufweist, der von einem gemeinsamen Neutralknoten (s) der Statorphasenwicklungen getrennt, aber diesem entsprechend angelegt ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der Schritt des Erzeugens des ersten Signals das Abnehmen eines Signals zwischen einer Minus-Schiene (g) des Wechselrichters und einem künstlichen Neutralknoten (n) aufweist, der von einem gemeinsamen Neutralknoten (s) der Statorphasenwicklungen getrennt, aber diesem entsprechend vorgesehen ist.

10. System zum Bestimmen von Rotordrehzahlinformationen eines bürstenlosen Permanentmagnetmotors mit Statorphasenwicklungen (90), relativ zu denen der Rotor drehbar angeordnet ist und in denen betrieblich eine Rück-EMK mit einer Grund- und qine 3. Oberwelle induziert werden, wobei der Motor von einer betrieblich an ihn angeschlossenen Wechselrichterbrücke (92) angesteuert wird und das System

eine Einrichtung (90, 92, 94) zur Erfassung eines ersten Signals, das die 3. Oberwelle enthält,

ein Filter (60, 96, 406), das betrieblich mit der Einrichtung zum Erfassen des ersten Signals verbunden und so eingerichtet ist, daß es ein zweites Signal (V&sub3;) abgibt, das im wesentlichen nur die 3. Obewelle enthält, eine Integratoreinheit (60, 98), die mit dem Filter verbunden und so eingerichtet ist, daß sie ein drittes Signal ( V&sub3;dt) abgibt, das das Integral des zweiten Signals darstellt,

einen Nulldurchgangs-Detektor (62,100, 408), der an die Integratoreinheit (60, 98) angeschlossen ist, Nulldurchgänge des dritten Signals ermittelt und ein viertes Signal erzeugt, das Informationen zu den Nulldurchgängen des dritten Signals enthält,

eine Einheit (64, 410), die sowohl an die Integratoreinheit und das Filter angeschlossen und so eingerichtet ist, daß sie die Amplitude des zweiten Signals in Zeitpunkten mißt, die von Nulldurchgängen des dritten Signals bestimmt werden, sowie

eine Einheit (69, 414) aufweist, die ein Drehzahlmeßsignal erzeugt, dessen Wert proportional dem Absolutwert der zuletzt gemessenen Amplitude des zweiten Signals ist.

11. System nach Anspruch 10, bei dem das Filter ein Tiefpaßfilter (96, 406) aufweist, das so eingerichtet ist, daß es Signalkomponenten mit Frequenzen über der 3. Oberwelle entfernt.

12. System nach Anspruch 11, bei dem das Filter ein Hochpaßfilter aufweist, das so eingerichtet ist, daß es Signalkomponenten mit Frequenzen unter der 3. Oberwelle entfernt.

13. System nach Anspruch 10 oder 11, bei dem das Filter ein Hochpaßfilter aufweist, das so eingerichtet ist, daß es Signalkomponenten mit Frequenzen über der 3. Oberwelle entfernt.

14. System nach einem der Ansprüche 10 bis 13 mit einem Mikrocomputer (64, 104, 122, 410), an dessen Interruptanschluß das vierte Signal gelegt ist.

15. System nach einem der Ansprüche 10 bis 14, bei dem das Drehzahlmeßsignal ein Gleichsignal ist, dessen Amplitude in einem gegebenen Zeitpunkt dem Absolutwert der zuletzt gemessenen Amplitude des zweiten Signals proportional ist.

16. System nach einem der Anprüche 10 bis 15, bei dem die Einrichtung zum Erfassen des ersten Signals elektrische Verbindungen zum Abnehmen des ersten Signals zwischen dem Erdknoten (g) des Wechselrichters und einem gemeinsamen Neutralknoten (s) der Statorwicklungen aufweist.

17. System nach einem der Ansprüche 10 bis iS, bei dem die Einrichtung zum Erfassen des ersten Signals einen elektrischen Knoten (h) zwischen der Plus- und der Minus-Schiene des Wechselrichters, ein Sternnetzwerk aus mit den Knoten des Wechselrichters verbundenen Widerständen (94, 404), die einen künstlichen Neutralknoten (n) bilden, der von einem gemeinsamen Neutralknoten (s) der Statorphasenwicklungen (90) getrennt, aber diesem entsprechend angelegt ist, und elektrische Verbindungen zum Abnehmen eines Signals über dem Knoten zwischen dem Plus- und dem Minus- Stromknoten des Wechselrichters und dem künstlichen Neutralknoten aufweist.

18. System nach einem der Ansprüche 10 bis 15, bei dem die Einrichtung zum Erfassen des ersten Signals ein Sternnetzwerk aus Widerständen (94, 404), die mit den Knoten (a, b, c) des Wechselrichters verbunden und so angeordnet sind, daß sie einen künstlichen Neutralknoten (n) bilden, der von einem gemeinsamen Neutralknoten (s) der Statorwicklungen (90) getrennt, aber diesem entsprechend angelegt ist, sowie elektrische Verbindungen zum Abnehmen eines Signals zwischen dem Minus-Knoten des Wechselrichters und dem künstlichen Neutralknoten aufweist.