DE69017152T2

DE69017152T2 - Regelung eines bürstenlosen Motors mit mehreren Phasen und ohne Positionssensoren für den Rotor, unter Verwendung eines Systems der digitalen Filterung.

Info

Publication number: DE69017152T2
Application number: DE69017152T
Authority: DE
Inventors: Edgardo Balboni; Olivo Bulgarelli; Giulia Gianoli
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1989-11-17
Filing date: 1990-11-15
Publication date: 1995-07-06
Anticipated expiration: 2010-11-16
Also published as: US5231338A; DE69017152D1; IT8983647A0; JP3121830B2; IT1236865B; EP0429412B1; EP0429412A3; KR910010824A; JPH03183394A; IT8983647A1; EP0429412A2; KR100218547B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft die Steuer- und Regelschaltung für elektronisch kommutierte Gleichstrommotoren (üblicherweise unter dem Begriff "bürstenlos" bekannt). Eine solche Regel- und Steuerschaltung wird häufig in Form von Halbleiterbauelementen monolithisch integriert.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Bürstenlose Gleichstrommotoren sind gut bekannt, und ihr Einsatz findet aufgrund ihrer Eigenschaft geringen elektrischen Rauschens zunehmende Verbreitung. Obschon es sich um einen Gleichstrommotor handelt verhält sich der bürstenlose Motor wie ein Wechselstrom-Synchronmotor insofern, als er mit "Stellungsfühlern" ausgestattet ist, die dazu dienen, den Strom durch die Phasenwicklungen elektronisch zu kommutieren. Der Rotors ist ein Permanentmagnet und wird durch das magnetische Drehfeld zum Drehen gebracht, welches durch Umpolen der Erregungen der Statorwicklungen erhalten wird. Die Stellung des Permanentmagnetrotors bestimmt die Kommutierung und läßt sich mit Hilfe geeigneter Sensoren erfassen, beispielsweise mit Hilfe von Lichtemittern und Fotodetektoren, Halleffekt-Bauelementen und dergleichen. Diese Stellungsfühler sind jedoch relativ teure Bauelemente, die zusätzliche Zuverlässigkeitsprobleme in das System einbringen.
Aufgrund der Vorhandenseins elektromotorischer Kräfte, welche durch die Drehung des Permanentmagneten in den Stator-Phasenwicklungen des Motors induziert werden, ist es theoretisch möglich, solche Gegen- EMK-Signale zu rekonstruieren und sie dazu zu nutzen, die Stellung des Rotors zu bestimmen, oder derartige in geeigneter Weise rekonstruierte elektromotorische Kraft-Signale dazu zu nutzen, die Kommutierung zu synchronisieren.
Wenn man zum Beispiel im Fall eines Drehstrommotors berücksichtigt, däß die in den drei Phasen des Stators induzierten EMKs den jeweils angelegten Spannungen entgegengesetzt sind, so wird die Ersatzschaltung in Stern-Konfiguration schematisch in Fig. 1 dargestellt. Durch Verwendung von drei Differenzverstärkern lassen sich die drei Signale V(AO), V(BO) und V(CO) erhalten. Ein Eingangsanschluß jedes Differenzverstärkers ist mit der Sternmittelpunktspannung V(O) verbunden, während der andere Eingangsanschluß der drei Verstärker jeweils an die Spannung V(A), V(B) und V(C) angeschlossen ist. Wenn die drei Signale auf dem Oszilloskop beobachtet werden, haben sie den in Fig. 2 dargestellten Verlauf.
Wie man beobachten kann, treten Hochfrequenzstörungen in Form von Spannungsspitzen (Spikes) auf, wenn die Umpolung von einer Phase auf eine andere Phase stattfindet, jedoch läßt sich ungeachtet davon die Tendenz der drei Signale als annähernd sinusförmig betrachten. Insbesondere im Abschnitt des Kreuzens der Abszissenachse erscheint die Sinuswelle klar definiert und im wesentlichen Störungsfrei. Diese Signale enthalten außerdem einen Term, der durch die EMK gebildet wird, welche durch die Rotorbewegung induziert wird, und sie könnten, falls sie von den durch die Kommutierungen verursachten Störungen befreit wären, effektiv dazu benutzt werden, durch ihre Analyse die Stellung des Rotors ohne Zuhilfenahme irgendeines speziellen Sensors festzustellen. In dem in der EP-A-231 046 offenbarten System werden BEMF-Signale dazu verwendet, mit Hilfe eines Multiplexers und eines Komparators ein Signal zu rekonstruieren, welches mit Bezugsspannungen verglichen wird, um einen Nulldurchgang sowie Störungen des rekonstruierten Signals festzustellen. Störungen werden durch analog arbeitende Mittel maskiert, die auf die Dauer der Störungen ansprechen. Andererseits wirft der Einsatz analoger Methoden, beispielsweise eines Tiefpaßfilters veränderlicher Frequenz, zum Herausfiltern der durch die Kommutierung des Motors verursachten Störungen Probleme der Integration der benötigten passiven und Ansprech-Komponenten auf, speziell bei niedrigen Motordrehzahlen. Ein weiteres Problem wird durch den Umstand geschaffen, daß die Signale außerdem Terme enthalten, die mit den Werten von Widerstand und Induktivität (R und L) der Wicklungen zusammenhängen. Dies bedingt eine spezielle Ausgestaltung der Steuerschaltung, welche die Werte von R und L des Motors berücksichtigt. Eine weitere bekannte Lösung, nach der die von einem VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) gelieferte Information dazu benutzt wird, die Kommutierung der Motorphasen zu steuern, weist ebenfalls Probleme bezüglich unzureichender Geschwindigkeit des Steuersystems bei der Eigenanpassung an plötzliche Drehzahlschwankungen des Motors auf, welche möglicherweise stattfinden können. Ein vorübergehendes zwangsweises mechanisches Sperren der Drehung kann beispielsweise den Stellungsverlust bedeuten.

ZIEL UND OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Das Hauptziel der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung eines Steuersystems, welches den Widerstand und die Induktivität der Phasenwicklungen des Stators des Motors unberücksichtigt läßt, welches ein Ansprechverhalten aufweist, das im wesentlichen unabhängig von der Motordrehzahl ist, und welches einfach zu integrieren ist.
Diese Ziele werden durch die Merkmale der Ansprüche 1, 2 und 4 gelöst.
Bezugnehmend auf die Wicklung A in den Diagrammen nach den Fig. 1 und 3 und im Hinblick auf die Drehmomentkurven A und C in Fig. 4, läßt sich beobachten, däß die in der Wicklung A induzierte EMK E(A), welche dem in A durch den Motor erzeugten Drehmoment entgegengesetzt ist, in der Phase bezüglich der Kurve C um 90º versetzt ist. Wenn damit einhergehend die C -Phasen erregt werden, während sich der Rotor von der Stellung in in die Stellung IV bewegt, d. h. in den Abschnitt maximalen Drehmoments, beobachtet man empirisch für E(A) den in dem Diagramm in Fig. 4 mittels einer dick ausgezogenen Linie angedeuteten Trend, d. h. den Durchgang der Spannung durch den Referenzpegel. Befindet sich der Rotor in anderen Stellungen als III, so werden natürlich andere Abschitte der Kurve E(A) beobachtet. Die Beobachtung der EMK in den drei Phasenwicklungen des Motors ist daher imstande, Information über die Stellung des Rotors zu liefern und kann damit anstelle von Stellungsfühlern eingesetzt werden.
Die verfügbaren Signale sind diejenigen an den Enden der Wicklungen V(A), V(B) und V(C) und das Sternmittelpunkt-Potential V(O). Unter der Annahme, däß die Widerstände und die Induktivitäten der drei Phasen des Motors einander gleichen erhält man beispielsweise durch Erregen der Phasen C die elektrische Schaltung nach Fig. 3, in der Rs ein Fühlwiderstand ist. Wenn man die Signale an den Enden der Wicklungen mit dem Sternmittelpunkt vergleicht, liefert eine Analyse der Schaltung nach Fig. 3 folgende Gleichungen: V(AO) = V(A)-V(O) = +E(A) V(BO) = V(B)-V(O) = - R i - L di/dt - E(B) V(CO) = V(C)-V(O) = R i + L di/dt + E(C)
Wählt man für die Beobachtung das Signal V(AO) aus, wenn die Phasen CB erregt werden, erhält man Information über E(A), welcher Wert in vorteilhafter Weise frei von Termen ist, die von R und L abhängen.
Indem man auf diese Weise zyklisch die drei Phasen des Motors auswählt und das Signal der Potentialdifferenz in Relation zu dem Sternmittelpunkt analysiert, erhält man die gleiche Information ausschließlich in Form der EMK dieser Signale. In anderen Worten: die relevanten Signale repräsentieren den Wert der EMK ohne Terme, die von dem Wert von R und L der Wicklung abhängen. Die nachstehende Tabelle I erhält man durch diese Betrachtungen: TABELLE I ERREGTE PHASE BEOBACHTBARE EMK
Grundsätzlich betrachtet, macht das Steuersystem Gebrauch von einer logischen Einrichtung, um das Signal auszuwählen, welches sich auf die nicht-erregte Phasenwicklung des Motors bezieht, um dessen Durchgang durch einen Referenzspannungspegel des sinusförmigen Signals zu bestimmen, das mit Hilfe eines hysteresebehafteten Komparators ausgewählt wird. Es wird ein logisches Kommutierungssignal erzeugt und an eine "Zustandsmaschine" (Phasenübersetzungsschaltung) gelegt, welche die Erregung der jeweiligen Phasenwicklungen des Motors zum richtigen Augenblick umpolt. Das System macht Gebrauch von digitaler Filterung der Störungen ("Spikes"), die durch das Kommutieren des Motors verursacht werden. Erreicht wird dies, indem die Signale bezüglich der verschiedenen Phasenwicklungen des Motors maskiert werden, um dadurch ihre Auswahl für eine Zeit zu unterbinden, die ausreichend lang ist, ein Abklingen der Einschwing-Spannungsspitzen zu ermöglichen, welche durch die jeweils zuletzt stattgefündene Kommutierung verursacht werden. Die Auswahl und die Analyse des ausgewählten Signals wird nach der Maskierzeitspanne ermöglicht, um die aufeinanderfolgende Umpolung zu dem richtigen Augenblick festzulegen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die verschiedenen Aspekte und Vorteile der Erfindung verstehen sich besser unter Zuhilfenahme der nachfolgenden Beschreibung eines sich auf einen Drehstrommotor beziehenden praktischen Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen. Es zeigen:
Fig. 1 ein Verdrahtungsdiagramm der Statorwicklungen eines Drehstrommotors in Sternschaltung;
Fig. 2 die auf einem Oszilloskop zu beobachtenden Verläufe der drei in Fig. 1 angegebenen Signale;
Fig. 3 das Verdrahtungsdiagramm der Statorwicklungen des Drehstrommotors, wie es bereits in Fig. 1 dargestellt ist, wenn die Phasen C erregt sind, wobei außerdem ein zugehöriger Fühlwiderstand Rs dargestellt ist, welcher üblicherweise von der Stromregelschleife verwendet wird;
Fig. 4 unter Bezugnahme auf die Wicklung A die Drehmomentkurven A und C sowie die Kurve, die sich auf die in der Windung A induzierte EMK E(A) bezieht, die dem in A von dem Motor erzeugten Drehmoment entgegengesetzt ist;
Fig. 5 ein vollständiges Blockdiagramm der Steuerschaltung;
Fig. 6 ein grundlegendes fünktionelles Diagramm der Blöcke L1 und SEL des Blockdiagramms nach Fig. 5;
Fig. 7 ein grundlegendes funktionelles Diagramm der Schaltung, die dazu dient, den Kommutierungsimpuls FC umzusetzen in einen Impuls, der die gleiche Dauer hat wie die Periodendauer des Systemtakts;
Fig. 8 die Wellenformen der in der vorausgehenden Fig. 7 angedeuteten Signale;
Fig. 9 ein funktionelles Diagramm der Zustandsmaschine des Blocks TF des Blockdiagramms nach Fig. 5;
Fig. 10 die Funktionsweise des Blocks BO in dem Diagramm nach Fig. 5, und
Fig. 11 eine beispielhafte Ausführungsform der Logikschaltung des Blocks BO in Fig. 5.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Das Blockdiagramm des Steuersystems der Erfindung ist in Fig. 5 dargestellt.
Die Signale V(AO), V(BO) und V(CO) werden unter Verwendung von drei zugeordneten Differenz-Eingangsstufen AA, AB und AC erhalten, deren Eingängen die angegebenen, bereits oben erwähnten Spannungen zugeführt werden.
Da es erwünscht ist, das System mit einer einzigen Spannungsversorgung (0, + 12V) auszustatten, während die Signale sowohl positive als auch negative Werte (sinusähnlich) annehmen, ist es notwendig, eine Zwischen-Referenzspannung vorzusehen, die gemäß allgemeiner Übung für alle drei Stufen gemeinsam ist und beispielsweise + 5V beträgt.
Die drei Signale V(AO), V(BO) und V(CO) werden an einen Eingangsanschluß einer gleichen Anzahl von Komparatoren CA, CB und CC gelegt. Jeder der Komparatoren wird im wesentlichen durch eine Schaltung gebildet, welche das jeweilige Signal mit der Referenzspannung (z. B. + 5V, wie oben angegeben) vergleicht. Vorzugsweise werden gemeinsame Komparatoren mit Hysterese eingesetzt. Die von den Komparatoren gelieferten Signale werden einer Logikschaltung für die Impulserzeugung L1 zugeführt, welche die gleiche Anzahl von Impulsen mit logischem Pegel ("0" oder "1") ausgibt, welche repräsentativ für den Zustand der Komparatoren sind.
Diese Logiksignale, in Fig. 5 mit IMP1, IMP2 und IMP3 bezeichnet, werden an die gleiche Anzahl von Eingängen eines Auswahl-Logikblocks SEL gelegt, welcher den sich auf die nicht-erregte Wicklung beziehenden Eingang gemäß obiger Diskussion auswählt. Der Logikblock SEL identifiziert den Zeitpunkt, zu welchem das Signal (V(AO), V(BO) oder V(CO)) bezüglich des ausgewählten Eingangs den Referenzspannungswert passiert, und erzeugt als Ausgangssignal einen Kommutierungsimpuls FC. Die Logikschaltung für die Auswahl, SEL, wählt das Logiksignal aus, welches sich auf die nicht-erregte Phase des Motors gemäß Tabelle I bezieht, indem die zugehörige Konfiguration der Ausgangssignale der Phasenübersetzerschaltung TF erkannt werden. Die Phasenübersetzerschaltung TR steuert die Leistungsstufe PO, welche ihrerseits die Speisung der Stator-Phasenwicklungen des Motors kommutiert. Nach jeder Erzeugung eines Kommutierungsimpulses FC bestimmt die Phasenübersetzerschaltung TF eine Kommutierung der Motorerregung.
Das digitale Herausfiltern der Störungen (Spikes), die durch die Kommutierung hervorgerufen werden, wird mit Hilfe des Blocks BO realisiert, der bei jedem Kommutierungsimpuls FC ein Maskiersignal COP vorbestimmter Dauer erzeugt. Das Maskiersignal COP wird an die Logikschaltung für die Auswahl, L1, gelegt, um die Auswahl und die anschließende Analyse des ausgewählten Spannungssignals zu verhindern. Der Sperrzustand wird für eine Zeit aufrechterhalten, die ausreicht für ein Abklingen der durch die vorausgehende Kommutierung des Motors verursachten Störungen. Erfindungsgemäß wird die Dauer des von der Schaltung BO erzeugten Maskiersignals COP nicht voreingestellt, sondern ändert sich als eine Funktion der Motordrehzahl. Die Schaltung BO erzeugt ein Maskiersignal COP mit einer Dauer, die gleich ist einem voreingestellten Bruchteil der Zeit, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kommutierungen des Motors vergeht.

IMPULSERZEUGUNGSLOGIK (L1)

Das System ist vom sequentiell arbeitenden Typ, und deshalb müssen die Ausgangssignale der Komparatoren unter Verwendung von D-Flipflops mit dem Systemtakt synchronisiert werden. Um einen Impuls bei jeder Kommutierungsflanke (Anstieg oder Abfall) des Komparators zu erzeugen, reicht es deshalb aus, ein Exklusiv-ODER-Gatter zu verwenden.
Gemäß Fig. 6 wird der Block L1 im wesentlichen gebildet durch drei identische Schaltungen, jeweils gebildet durch zwei D-Flipflops F1-F2, F3-F4 bzw. F5-F6, und durch das Exklusiv-ODER-Gatter EXOR1, EXOR2 und EXOR3. AUSWAHLLOGIK (SEL)
Der Auswahllogikblock SEL dient dazu, nach Maßgabe der erregten Phasen eine von den drei Signalen IMP1, IMP2 und IMP3 auszuwählen und sämtliche drei Signale während der Maskierungszeit auszuschließen. Dies hat die Wirkung, däß das Eingangssignal bezüglich des Signals der nicht-erregten Phase nur zu dem Zeitpunkt ausgewählt wird, der dicht bei dem Durchgang des Signals durch den Referenzpegel liegt (dick ausgezogener Abschnitt in Fig. 4, bezogen auf die Erregung der Phasen C ).
Das auszuwählende Signal wird durch die folgende Tabelle II angegeben, in der für jede erregte Phase die jeweilige Konfiguration der Ausgangssignale UDA, UDB, UDC, LDA, LDB und LDC der Phasenübersetzerschaltung TF angegeben ist. TABELLE II Erregte Phase auszuwählendes Signal
Die Schaltung zur Auswahl und zur Erzeugung des Kommutierungsimpulses FC wird gebildet durch die Gatter NOR1, NOR2 und NOR3, durch die Gatter AND1, AND2 und AND3 und durch das ODER- Ausgangsgatter.

PHASENÜBERSETZER (TF)

Der Phasenübersetzerblock TF muß eine korrekte Sequenz von Treibersignalen für die Leistungstransistoren des Ausgangsblocks PO liefern. Die Schaltung TF ist im wesentlichen eine mit dem Systemtakt synchronisierte sequentielle Impulseinrichtung, in der allerdings die Zustandsänderung nur stattfindet, wenn ein Impuls FC ankommt. Dieser Impuls muß die Dauer einer Zeitspanne des Systemtakts aufweisen. Um den von dem Block SEL erzeugten Impuls FC umzusetzen in einen Impuls FCclk elner Dauer entsprechend einer Periodendauer des Systemtakts, wie es von der Zustandsmaschlne gefordert wird, kann man die Schaltung nach Fig. 4 verwenden, wenn man das einschlägige Diagramm der Signale in Fig. 8 betrachtet.
Die Zustandsmaschine ist vorzugsweise ebenfalls mit einem Freigabeeingang (EN) (in Fig. 5 nicht dargestellt) ausgestattet, mit dessen Hilfe sie in einem definierten Zustand verriegelt werden kann. Indem man den Erregungszustand A als den definierten Zustand wählt, ist das Diagramm der Zustandsmaschine in Fig. 9 dargestellt, um den schematisch in Fig. 1 und 3 dargestellten Drehstrommotor im Gegenuhrzeigersinn zu drehen.
Es gibt sechs Zustände insgesamt, und deshalb läßt sich die Maschine unter Verwendung eines Drei-Bit-Zählers (acht Zustände, von denen zwei niemals in Erscheinung treten) und eines Dekoders gemäß der dem Fachmann bekannten Praxis ausgestalten, wobei hier keine weitere Beschreibung erforderlich ist.

MASKIERSCHALTUNG VERÄNDERLICHER ZEIT (BO)

Die durch die Phasenumpolung verursachten Spitzen klingen innerhalb einer Zeit ab, die kürzer ist als etwa Tc/4, wobei Tc die Zeit ist, welche zwischen zwei aufeinanderfolgenden Umpolungen liegt. Das Maskiersignal COP, welches von dem Block BO in dem Blockdiagramm in Fig. 5 erzeugt wird, muß daher eine Zeitspanne aufweisen, die gleich Tc ist, und muß ein Tastverhältnis von mindestens 25 % besitzen. Wenn das Signal COP angenommenerweise aktiv hoch ist (+ 5V), so gelangt es in den hohen Zustand, wenn der Impuls FC, der auf dem Durchgang des relevanten Signals der ausgewahlten Phase durch den Referenzpegel basiert, ankommt. Das Signal COP verhindert für eine gewissen Zeit (Maskierzeit), daß irgendein anderer möglicher ungewollter Impuls (z. B. aufgrund einer Spitze) zu dem Takteingang CLK des Phasenübersetzerblocks TF in Fig. 5 übertragen wird.
Um dies zu erreichen, kann mann eine Frequenzmultiplizierschaltung PLL verwenden. Allerdings kann zusätzlich zu der Schwierigkeit, das gesamte System auf einem einzelnen Chip zu integrieren, dies zu Problemen führen, die in Verbindung mit der Grenzfrequenz der PLL- Schaltung stehen, unter welcher die Funktionsfähigkeit möglicherweise fehlerbehaftet ist, was wiederum Probleme beim Starten sowie bei der Drehung bei sehr niedrigen Motordrehzahlen führt.
Die bevorzugte Lösung besteht in der Verwendung eines sequentiellen Netzwerks, welches den Umstand ausnutzt, daß die Motordrehzahl sich in relativ langsamer Weise ändert. Dies bedeutet, daß die Zeiten, die zwischen zwei Paaren von unmittelbar aufeinanderfolgenden Kommutierungen liegen, für sämtliche praktische Zwecke als in erster Näherung identisch betrachtet werden können.
Im wesentlichen wird von zwei Zählern Gebrauch gemacht: einer (CNTUP) zählt von Null bis n, wobei n als eine Funktion der Grenzen der Kommutierungsfrequenz und des verwendeten Täktsignals eingestellt wrid, wobei eine Taktzeitspanne Tclk1 zugrundegelegt wird. Der andere (CNTDWN), der mit voreinstellbaren Eingängen ausgestattet ist, zählt von dem Voreinstellwert (maximal n) auf Null, und zwar mit einer Taktperiode Tclk2. Der erste Zähler wertet in k Taktperioden die Zeitspanne Tc zwischen zwei Kommutierungen mit einem Fehler von Tclk1 aus. Sobald die zweite Kommutierung stattfindet, wird der zweite Zähler freigegeben, um von k aus zu zählen, wobei er als Ausgangsgröße solange ein hohes Signal (COP) liefert, bis er bei Null angelangt ist. Das auf diese Weise erzeugte Signal (COP) ist das gewünschte Maskiersignal, dessen Dauer in Beziehung zu Tc von den Taktsignalen abhängt, welche die beiden Zähler verwenden. Die relevanten Funktionsdiagramme sind in Fig. 10 dargestellt. Wenn der erste Impuls FC ankommt, wird der Zähler CNTDWN auf den Maximumwert n voreingestellt und beginnt mit dem Abwärtszählen, der Zähler CNTUP wird auf Null gestellt und startet mit dem normalen Zählvorgang; bei Ankunft des zweiten Impulses CF allerdings wird der Wert k, der von dem Zähler CNTUP erreicht wurde, voreingestellt.
Wählt man Tclk2 = Tclk1/x (mit 1< x≤ 4), so ist das Ergebnis, das das Signal COP exakt während einer Zeit hoch bleibt, welche Tc/x ± Tclk2 entspricht.
Es ist nun notwendig, die Anzahl von Bits und die Taktfrequenz der Zähler zu definieren. Diese hängen ab von der maximalen Frequenz von FC und der minimalen Frequenz, bei der eine korrekte Maskierung erwünscht ist, und unter der das System immer den Maximalwert der Maskierzeitdauer oder n Tclk2 benutzen muß.
Der Wert der miniinalen Frequenz wird bestimmt, indem man verschiedene Faktoren berücksichtigt:
- um einen guten Motorstart zu bekommen, ist es notwendig, eine Maskierzeit zu garantieren, die bei sehr niedrigen Drehzahlen ausreichend lang ist;
- je breiter der Frequenzbereich ist, desto größer muß die Anzahl der Bits der Zähler sein;
- beim Start verursacht in der Beschleunigungsphase eine relativ geringe Trägheit des Motors das Erreichen ausreichender Drehzahlen (FC 500 Hz) in kurzer Zeit, so daß man nicht mehr davon ausgehen kann, däß die zwischen zwei Paaren aufeinanderfolgender Kommutierungen liegenden Zeiten Tc annähernd gleich sind. Wenn daher die Zeit zwischen zwei Durchgängen der EMK durch den Referenzwert kurzer als 1/x der Zeit zwischen zwei vorausgehenden Durchgängen ist, so kann es geschehen, daß zusätzlich zu den Spitzen auch ein Durchgang des EMK-Signals durch den Referenzpegel ebenfalls maskiert wird. Dies ist Ursache für das Fehlen eines Kommutierungsimpulses und eine inkorrekte Erregung der Phasen, was den Motor an der Beschleunigung hindert. Deshalb gilt: je kürzer die Maskierzeit (d. h.,je größer X) ist, desto kleiner ist die Wahrscheinlichkeit, däß dies geschieht.
Durch die Festlegung, daß bei der maximalen Motordrehzahl Tc etwa 400 Mikrosekunden beträgt und durch die Entscheidung, einen Fehler von 10 % zu akzeptieren, muß Tclk1 annähernd 40 Mikrosekunden betragen. Dies entspricht einer Frequenz des Takts 1 Fclk1 25 kHz.
Verwendet man einen Systemtakt von 500 kHz, so ist es möglich, Fclk1 = 500 kHz/16 = 31,25 kHz zu wählen, so daß Tclk1 = 32 Mikrosekunden beträgt. Alternativ ist Fclk1 = 500 kHz/32 = 15,625 kHz, so daß Tclk1 = 64 Mikrosekunden. In der Praxis reicht es aus, einen 5- Bit-Zähler zu verwenden. In der nachstehenden Tabelle in sind die minimalen Frequenzwerte angegebenen, bei denen eine korrekte Maskierung aufrechterhalten wird, und zwar als eine F TABELLE III
In Fig. 11 ist ein praktisches Ausführungsbeispiei der Schaltung des Blocks BO dargestellt, bei dem ein 5-Bit-Zähler GAL CLOCK verwendet wird, um die Frequenz des Systemtakts zu teilen, und zwei 6-Bit- Zähler GAL CNTUP und GAL CNTDWN vewendet werden. Sämtliche drei Zähler sind durch GAL (General Array Logic) ausgebildet.

Claims

1. System zum kommutierten Steuern eines mehrphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors mit Permanentmagnetrotor und einem Stator mit mindestens zwei ein Mehrphasensystem bildenden Primärwicklungen in Sternschaltung, ohne Stellungsfühler für den Permanentmagnetrotor und unter Verwendung einer Phasenübersetzer-Logikschaltung (TF), welche von Kommutierungsimpulsen gesteuert wird, um über mehrere Ausgangssignale eine entsprechende Anzahl von Leistungsschaltern (PO) zu steuern zwecks Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen des Motors, umfassend:

eine der Anzahl der Phasenwicklungen des Motors entsprechende Anzahl von Differenz-Eingangsstufen (AA, AB, AC), die in der Lage sind, ein Ausgangsspannungssignal zu liefern, welches die Potentialdifferenz zwischen einem Ende einer jeweiligen Phasenwicklung (V(A), V(B), V(C)) und dem Sternmittelpunkt (V(O)) darstellt;

eine gleiche Anzahl von Komparatoren (CA, CB, CC), die jeweils einen Eingang aufweisen, dem das von einer zugehörigen Differenzeingangsstufe erzeugte Signal zugeführt wird, und der erste Logiksignale (COMP1, COMP2, COMP3) ausgibt, die repräsentativ sind für eine Kreuzung, die zwischen einem Referenzpegel und dem jeweils von den Differenzeingangsstufen erzeugten Signal stattfindet;

eine gleiche Anzahl von Logikschaltungen (L1), die jeweils in der Lage sind, Ausgangsimpulse (IMP1, IMP2, IMP3) mit einer Dauer gleich der Periodendauer des Signals eines Systemtakts bei einer ausgewählten Frequenz mit jeder Kommutierungsflanke, Anstiegsflanke und Abfallflanke, eines zugehörigen ersten Logiksignals zu erzeugen, welches an den jeweiligen Eingang gelegt wird, wobei ein solches erstes Logiksignal repräsentativ ist für den Durchgang, der an dem Referenzpegel durch das zugehörige Signal stattgefunden hat;

eine Auswahlschaltung (SEL) mit mehreren Eingängen und mindestens einem Ausgang, deren ersten Eingängen die von den jeweiligen Logikschaltungen (L2) erzeugten Impulse (IMP1, IMP2, IMP3) zugeführt werden, deren zweiten Eingängen die Ausgangssignale der Phasenübersetzer-Logikschaltung (TF) zugeführt werden, und deren einem Eingang ein Maskiersignal (COP) zugeführt wird, und welche in der Lage ist, als Funktion der Konfiguration der zweiten Eingänge und abhängig vom logischen Zustand des Maskiersignals zwischen den ersten Eingängen einen solchen Eingang auszuwählen, der sich auf die nicht-erregte Phasenwicklung bezieht, und über den Ausgang einen Kommutierungsimpuls (FC) für die Phasenübersetzer-Logikschaltung (TF) zu dem Zeitpunkt zu erzeugen, zu welchem das sich auf die ausgewählte Phasenwicklung beziehende Signal den Referenzpegel passiert; und

eine Logikeinrichtung (BO), die von dem Kommutierungsimpuls (FC) gesteuert wird, um ansprechend auf jeden empfangenen Impuls das Maskiersignal (COP) zu erzeugen, welches dem relevanten Eingang der Auswahlschaltung zugeführt wird, wobei das Maskiersignal eine Dauer gleich einem voreingestellten Bruchteil einer Zeitspanne zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kommutierungen der Erregung der Phasenwicklungen des Motors vor dem empfangenen Kommutierungsimpuls aufweist;

wobei die Logikeinrichtung (BO) im wesentlichen gebildet wird durch drei Zähler, nämlich einen ersten Zähler (GLA CLOCK), der als Multiplizierer der Frequenz des Systemtakts verwendet wird, um zwei getrennte Taktsignale zu erzeugen, die von den zwei anderen Zählern verwendet werden, den zweiten Zähler (GLA CNTUP), der von Null bis n zählt, wobei n als eine Funktion der Grenzen der Frequenz der Kommutierung und des verwendeten Takts eingestellt wird, und in Form von k Taktperioden der zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kommutierungen der Erregung der Phasenwicklungen des Motors liegenden Zeit zählt, und den dritten Zähler (GLA CNTDWN), der mit voreinstellbaren Eingängen ausgestattet ist, von einem Voreinstellwert auf Null zählt und freigegeben wird, um von k Taktperioden aus zu zählen und am Ausgang ein logisches Maskiersignal zu erzeugen, bis er bei Null ankommt.

2. Verfahren zum Treiben eines mehrphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors mit Permanentmagnetrotor und einem Stator mit mindestens zwei Primärwicklungen, die ein Mehrphasen-System in Sternschaltung bilden, im kommutierten Betrieb ohne Zuhilfenahme von Stellungsfühlern für den Permanentmagnetrotor, umfassend die Schritte:

a) getrenntes Fühlen eines Spannungssignals (V(A), V(B), V(C)) zwischen einem Ende jeder Primärwicklung und einem Sternmittelpunkt, welche Signale dann, wenn der Motor in Drehung versetzt wird, im wesentlichen eine sinusförmige Form aufweisen, die von Einschwing-Spitzen im Anschluß an jede Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen behaftet sind;

b) getrenntes Erfassen des Durchgangs der mit Spitzen behafteten sinusförmigen Signale (V(A), V(B), V(C)) durch einen vorbestimmten Referenzspannungspegel, der zwischen den Spitzenwerten der im wesentlichen sinusförmigen Signale liegt;

c) Erzeugen von jeweiligen logischen Kommutierungssignalen (IMP1, IMP2, IMP3), wenn irgendeines der sinusförmigen Signale (V(A), V(B), V(C)) den Referenzspannungspegel kreuzt; und

d) Auswählen eines logischen Kommutierungssignals (IMP1, IMP2, IMP3) bezüglich des sinusförmigen Signals, welches an einer nicht-erregten Phasenwicklung des mehrphasigen Stators gefühlt wurde, um die Erregung der Phasenwicklungen zu kommutieren, während die Auswahl irgendeines der logischen Kommutierungssignale (IMP1, IMP2, IMP3) während einer Maskierzeitspanne im Anschluß an jede Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen des Stators verhindert wird, wobei die Zeitspanne ein vorbestimmter Bruchteil derjenigen Zeitspanne ist, die zwischen zwei vorausgehenden Kommutierungen der Erregung der Phasenwicklungen verstrichen ist.

3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der vorbestimmte Bruchteil der verstrichenen Zeitspanne ausreichend lang ist, damit Einschwingspitzen abklingen können, die den sinusförmigen Signalen anhaften und verursacht werden durch eine Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen.

4. Steuerschaltung zum Treiben eines mehrphasen, bürstenlosen Gleichstrommotors mit Permanentmagnetrotor und einem Stator mit mindestens zwei Primärwicklungen, die ein Mehrphasensystem in Sternschaltung bilden, in kommutierter Weise, wobei die Steuerschaltung umfaßt:

elektronische Schaltelemente (PO) zum selektiven Kommutieren der Erregung der Statorwicklungen und zum Treiben einer Phasenübersetzer-Logik-Schnittstellenschaltung (TF), die von logischen Kommutierungsimpulsen gesteuert wird;

eine Einrichtung (AA, AB, AC) zum separaten Erfassen eines Spannungssignals zwischen einem Ende jeder Primärwicklung und einem Sternmittelpunkt, welche Signale dahn, wenn der Motor schaltend in Drehung versetzt wird, eine im wesentlichen sinusförmige Form aufweisen, denen Einschwingspitzen im Anschluß an jede Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen anhattet;

eine Einrichtung (CA, CB, CC) zum separaten Erfassen des Kreuzens der mit Spitzen behafteten sinusförmigen Signale und eines vorbestimmten Referenzspannungspegels, der zwischen den Spitzenpegeln der im wesentlichen sinusförmigen Signale liegt eine Einrichtung (L1) zum Erzeugen jeweiliger logischer Kommutierungssignale (IMP1, IMP2, IMP3), wenn die sinusförmigen Signale den Referenzspannungspegel kreuzen;

eine Einrichtung (SEL) zum Auswählen unter den jeweiligen logischen Kommutierungssignalen (IMP1, IMP2, IMP3) desjenigen Signals bezüglich des sinusförmigen Spannungssignals, das an einer nicht-erregten Phasenwicklung des mehrphasigen Stators erfaßt wurde, wobei das ausgewählte Kommutierungssignal (FC) an einen Steueranschluß der Phasenübersetzer-Logik-Schnittstellenschaltung (TF) gelegt wird;

eine Einrichtung (80) zum Verhindern der Auswahl irgendeines der jeweiligen logischen Kommutierungssignale während einer Maskierzeitspanne im Anschluß an eine Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen des Stators, wobei die Maskierungszeitspanne eine Dauer aufweist, die ein vorbestimmter Bruchteil der Zeitspanne ist, die zwischen zwei vorausgehenden Kommutierungen der Erregung der Phasenwicklungen verstrichen ist.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 4, bei der der vorbestimmte Bruchteil der verstrichenen Zeitspanne ausreichend lang ist, damit Einschwingspitzen abklingen können, die den sinusförmigen Signalen anhaften und verursacht werden durch eine Kommutierung der Erregung der Phasenwicklungen.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 4, bei der die Einrichtung (L1) zum Erzeugen jeweiliger logischer Kommutierungssignale ein erstes und ein zweites D-Flipflop (F1-F2, F3-F4, F5-F6), die funktionell in Kaskade geschaltet sind, und ein Exklusiv-Oder-Gatter (EXOR1, EXOR2, EXOR3) aufweist, wobei ein Eingangsanschluß des ersten Flipflops mit einem Signal (IMP1, IMP2, IMP3) verbunden ist, welches von einer der separaten Detektoreinrichtungen erzeugt wird, ein Ausgangsanschluß des ersten Flipflops mit einem Eingangsanschluß des zweiten Flipflops und mit einem ersten Eingang des Exklusiv-Oder-Gatters verbunden ist, ein Ausgangsanschluß des zweiten Flipflops mit einem zweiten Eingang des Exklusiv-Oder- Gatters verbunden ist, und an einem Takteingang beider Flipflops ein Systemtaktsignal gelegt wird;

wodurch das Exklusiv-Oder-Gatter an einem Ausgangsanschluß von ihm einen Impuls vorbestimmter Dauer dann erzeugt, wenn das jeweilige sinusförmige Signal den Referenzspannungspegel kreuzt.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 4, bei der die Einrichtung (SEL) zum Auswählen elner Auswahlschaltung mit mehreren Eingängen und mindestens einem Ausgang aufweist, deren ersten Eingängen die jeweiligen logischen Kommutierungssignale (IMP1, IMP2, IMP3), deren zweiten Eingängen Nachbildungen der von der Phasenübersetzer-Logik-Schnittstellenschaltung (TF) erzeugten Logiksignale zum Treiben der elektronischen Schaltelemente, und deren einem Eingang ein Maskiersignal (COP) zugeführt werden;

wobei die Auswahlschaltung (SEL) in der Lage ist, unter den ersten Eingängen denjenigen Eingang abhängig von der Konfiguration der zweiten Eingänge und abhängig von dem logischen Zustand des Maskiersignals (COP) auszuwählen, der sich auf eine nicht-erregte Phasenwicklung des Stators bezieht;

die Auswahlschaltung (SEL) über den Ausgang einen Kommutierungsimpuls (FC) für die Phasenübersetzer-Logik-Schnittstellenschaltung (TF) zu dem Augenblick erzeugt, wenn das sinusförmige Signal bezüglich der ausgewählten, nicht-erregten Phasenwicklung den Referenzpegel kreuzt.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 4, bei der die Einrichtung (BO) zum Verhindern der Auswahl einer Sperrschaltung mit einem Eingang und einem Ausgang aufweist, der von der Auswahlschaltung erzeugte Kommutierungsimpuls (FC) an den Eingang gelegt wird, wobei die Sperrschaltung in der Lage ist, abhängig von jedem empfangenen Impuls an dem Ausgang das Maskiersignal (COP) zu erzeugen, welches eine Dauer aufweist, die einem vorbestimmten Bruchteil derjenigen Zeitspanne gleicht, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kommutierungen der Erregung der Phasenwicklung des Stators verstrichen ist, die dem an den Eingang der Schaltung angelegten Kommutierungsimpuls (FC) vorausgegangen sind.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 8, bei der die Sperrschaltung drei Zähler aufweist, nämlich einen ersten Zähler (GAL CLOCK), der als Multiplizierer einer Frequenz eines Systemtakts verwendet wird, um zwei getrennte Taktsignale zu erzeugen, die von den anderen zwei Zählern verwendet werden, der zweite Zähler (GAL CNTUP) von Null bis n zählt, wobei n als Funktion der Grenzen der Kommutierungsfrequenz und des verwendeten Takts eingestellt wird und in Form von k Taktperioden der Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Kommutierungen der Erregung der Phasenwicklungen des Motors zählt, der dritte Zähler (GAL CNTDWN), der mit voreinstellbaren Eingängen ausgestattet ist, von einem Voreinstellwert auf Null zählt und in die Lage versetzt wird, von k Taktperioden auszuzählen und an einem Ausgangsanschluß das logische Maskiersignal (COP) zu erzeugen, bis er bei Null ankommt.