DE60031498T2

DE60031498T2 - Rotorpositionsüberwachung eines Reluktanzantriebes

Info

Publication number: DE60031498T2
Application number: DE60031498T
Authority: DE
Inventors: Peter Mark Knaresborough Moriarty
Original assignee: Nidec SR Drives Ltd
Current assignee: Nidec SR Drives Ltd
Priority date: 1999-12-15
Filing date: 2000-12-13
Publication date: 2007-07-05
Anticipated expiration: 2020-12-14
Also published as: JP4688285B2; KR20010062397A; US20010010452A1; EP1109309A3; GB9929655D0; KR100665074B1; US6586903B2; EP1109309B1; DE60031498D1; EP1109309A2; JP2001197775A; BR0005894A

Description

Diese Erfindung betrifft sensorlose Rotorpositions-Überwachung in Reluktanzmaschinen, besonders in geschalteten Reluktanzmaschinen.
Die Steuerung und der Betrieb geschalteter Reluktanzmaschinen sind im Allgemeinen in der Druckschrift „The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives" von J M Stephenson und R J Blake, ausgegeben bei der PCIM'93 Konferenz und Ausstellung, abgehalten in Nürnberg, Deutschland, vom 21.–24. Juni 1993 beschrieben. In diesem Dokument sind der „zerhackende" („chopping") und der „Einzelimpuls"-Modus für die Erregung von geschalteten Reluktanzmaschinen für den Betrieb der Maschinen bei niedrigen, bzw. hohen Geschwindigkeiten beschrieben.
Ein typischer Antrieb des Standes der Technik, der einen Verbraucher 19 antreibt, ist schematisch in 1 gezeigt. Dazu zählt eine Gleichstrom-Versorgung 11, die entweder eine Batterie oder eine gleichgerichtete und gefilterte Wechselstrom-Netzversorgung sein kann. Parallel mit der Stromversorgung 11 ist ein Kondensator 25 angeschlossen. Parallel mit der Stromversorgung 11 ist ein Kondensator 25 angeschlossen. Die Gleichstromspannung, die von der Stromversorgung 11 bereitgestellt wird, wird über die Leitungen 26 und 27 eingespeist und von einem Stromwandler 13 unter der Steuerung der elektronischen Steuerungseinheit 14 quer über die Phasenwicklungen 16 des Motors 12 geschaltet. Für einen angemessenen Betrieb des Antriebs, muss das Schalten mit dem Drehwinkel des Rotors richtig synchronisiert sein. Eine der vielen bekannten Wandlertopologien ist in 2 gezeigt, wo ein Widerstand 28 in Serie mit einem oberen Schalter 21 und mit einem unteren Schalter 22 angeschlossen ist, um ein Strom-Rückmeldungssignal bereitzustellen.
Die Leistung einer geschalteten Reluktanzmaschine hängt zum Teil von der genauen zeitlichen Abstimmung der Phasenerregung mit Bezug auf die Rotorposition ab. Die Detektion der Rotorposition wird normalerweise durch die Verwendung eines Messwandlers 15 erzielt, der schematisch in 1 gezeigt ist, wie zum Beispiel eine auf dem Maschinenrotor montierte, rotierende, gezahnte Scheibe, die mit einem optischen oder magnetischen Sensor zusammenwirkt, der auf dem Stator montiert ist. Es wird eine Impulsabfolge, die für die Rotorposition im Bezug auf den Stator indikativ ist, erzeugt und der Steuerungsschaltung eingespeist, wodurch eine genaue Phasenerregung ermöglicht wird.
Dieses System ist einfach und arbeitet in vielen Anwendungen gut. Der Rotorpositions-Messwandler erhöht jedoch die Gesamtkosten der Einheit, fügt der Maschine zusätzliche elektrische Verbindungen hinzu und ist daher eine potentielle Quelle der Unzuverlässlichkeit. Zusätzlich ist die mit dem Flügelrad verbundene Verwirbelung bei hohen Geschwindigkeiten eine Quelle für zusätzliche Verluste.
Es wurden verschiedene Verfahren vorgeschlagen, um den Rotorpositions-Messwandler überflüssig zu machen. Einige davon sind in „Sensorless Methods of Determining the Rotor Position of Switched Reluctance Motors" von W. F. Ray und I. H. Al-Bahadly, herausgegeben im Zuge der Europäischen Leistungselektronik-Konferenz, Brighton, UK, 13.–16. Sep. 1993, Bd. 6, s. 7–13, besprochen.
Viele der Verfahren, die für die Abschätzung der Rotorposition vorgeschlagen wurden, verwenden die Messung der Phasen-Flussverkettung (d.h. das Integral der aufgebrachten Spannung nach der Zeit) und des Stroms in einer oder mehreren Phasen. Die Position wird unter Verwendung der Kenntnisse über die Änderungen der Induktivität der Maschine als Funktion von Winkel und Strom berechnet. Diese Charakteristik kann als eine Flussverkettung/Winkel/Strom-Tabelle gespeichert werden, und ist graphisch in 3 dargestellt. Das Speichern dieser Daten bringt die Verwendung großer Speicherbereiche und/oder zusätzlichen System-Mehraufwand für die Interpolation der Daten zwischen gespeicherten Punkten mit sich.
Einige Verfahren benutzen diese Daten bei geringeren Geschwindigkeiten, wo eine „zerhackende" (Chopping-) Stromkontrolle die vorherrschende Steuerungsstrategie zum Verändern des entwickelten Drehmoments ist. Die Choppingsteuerung ist graphisch in 4(a) dargestellt, in der die Strom- und Induktivitäts-Wellenformen über eine Phaseninduktivitäts-Periode gezeigt sind. (Es ist zu beachten, dass die Veränderung der Induktivität in idealisierter Form dargestellt ist.) Diese Verfahren verwenden üblicher Weise Diagnose-Erregungsimpulse in Phasen, in denen kein Drehmoment erzeugt wird (d.h. die Phasen, die in einem bestimmten Moment nicht direkt von der Stromversorgung erregt werden). Ein für den Betrieb bei niedrigen Geschwindigkeiten geeignetes Verfahren ist jenes, dass von N.M. Mvungi und J.M. Stephenson vorgeschlagen wurde in „Accurate Sensorless Rotor Position Detection in an S R Motor", herausgegeben im Zuge der Europäischen Leistungselektronik-Konferenz, Florenz, Italien 1991, Bd. 1 s. 390–393.
Andere Verfahren arbeiten im „Einzelimpuls"-Erregungsmodus bei höheren Geschwindigkeiten. Dieser Modus ist in 4(b) für einen Motorbetrieb dargestellt, in dem die Strom- und die Induktivitäts-Wellenformen über eine Phasenerregungsperiode gezeigt sind. Es wird einzusehen sein, dass die Strom-Wellenformen für den Generatorbetrieb Spiegelbilder der Motorbetriebs-Wellenformen sind. Diese Verfahren überwachen die Betriebsspannungen und -ströme einer aktiven Phase, ohne den normalen Betrieb zu beeinträchtigen. Ein typisches Verfahren bei höheren Geschwindigkeiten ist in der internationalen Patentanmeldung WO 91/02401 beschrieben.
Sowohl der Chopping-, als auch der Einzelimpuls-Modus, die oben beschrieben wurden, werden normaler Weise verwendet, wenn der Wandler einen festgelegten Wert einer Speisespannung auf die Phasenwicklungen aufbringt. Ein weiterer Steuerungsmodus ist der pulsbreitenmodulierte (PWM) Modus, bei dem einer oder mehrere Schalter schnell geschalten werden, um effektiv eine Wicklungsspannung zu erzeugen, die Proportional zum Arbeitszyklus der PWM-Wellenform ist. Dies ermöglicht die Verwendung von Strom-Wellenformen vom Einzelimpuls-Typ unter viel geringeren Geschwindigkeiten, als dies an der vollen Versorgungsspannung möglich wäre. Es könnte auf den ersten Blick scheinen, dass die Strom-Wellenformen die selben sind, wie in 4(b), eine nähere Untersuchung würde jedoch erkennen lassen, dass sie aus einer großen Anzahl von Segmenten besteht, die dem Strom entsprechen, der von den Schaltern, bzw. Dioden übertragen wird. Solch ein Betrieb ist im Fachbereich wohlbekannt und wird nicht detaillierter beschrieben.
Ein zweidimensionales Feld von Maschinendaten speichern zu müssen, um ohne Positionssensor arbeiten zu können ist ein offensichtlicher Nachteil. Es wurden alternative Verfahren vorgeschlagen, welche die Notwendigkeit für einen Großteil der Winkelbezogenen Information vermeiden und stattdessen Daten nur an einem Winkel speichern. Ein solches Verfahren ist in der europäischen Patentanmeldung EP-A-0573198 (Ray) beschrieben. Dieses Verfahren beabsichtigt, die Phasen-Flussverkettung und den Storm an einem vorbestimmten Winkel abzufühlen, indem der Diagnosepunkt über die berechnete Abweichung von dem gewünschten Punkt eingestellt wird. In der bevorzugten Ausführungsform werden zwei eindimensionale Tabellen gespeichert, eine der Flussverkettung gegenüber dem Strom bei einem Referenz-Rotorwinkel und eine andere des Differentials der Flussverkettung mit Bezug auf den Referenz-Rotorwinkel gegenüber dem Strom. Indem die Phasenspannung und der -strom überwacht werden, kann die Abweichung von einem vorausgesagten Winkel mithilfe der Nachschlagtabellen abgeschätzt werden, und der Systembetrieb kann dementsprechend eingestellt werden. Obwohl solche Verfahren die Informationsmenge, die gespeichert werden muss, verringern, müssen sie immer noch die Flussverkettung bei einem bestimmten Rotorwinkel detektieren oder berechnen, und sie können empfindlich für die Reproduzierbarkeit oder Herstellungstoleranzen in der Maschine sein.
Ein ähnlicher Ansatz ist in der US 5793179 (Watkins) offenbart, wo die Ankunft des Rotors an der Werkspitze des Induktivitätsprofils vorausgesagt wird, und das System dann in einen Freilaufmodus versetzt wird, während dem die Steigung des Stroms gemessen wird. Es wird angenommen, dass eine Messung einer Steigung von Null anzeigt, dass der vorhergesagte Punkt erreicht wurde. Während dies ohne Rauschen gut funktioniert, ist es nicht stabil genug, um falsche Ablesungen, die von einer verrauschten Stromwellenform erzeugt werden, zu vernachlässigen. Obwohl die Stromwellenform verhältnismäßig Immun gegenüber eingeleitetem Rauschen sein kann, wird ein Antrieb, der eine PWM-Spannungsquelle verwendet, eine Stromwellenform erzeugen, welche eine Sägezahnung über einem glatten Verlauf überlagert hat. Diese Form der Wellenform hat tatsächlich einen hohen Rauschinhalt. Auf jeden Fall kann das Verfahren der '179 mit einer Wandlerschaltung nicht verwendet werden, die nicht zum Freilaufen fähig ist.
Andere Autoren versuchten, diese Nachteile zu überwinden. Ein Verfahren ist in den Dokumenten „A New Rotor Position Estimation Method for Switched Reluctance Motors using PWM Voltage Control", von Gallegos-Lopez, G., Kjaer, PC. & Miller, TJE., in Proc EPE'97, 7. europäische Konferenz über Leistungselektronik und Anwendungen, 8.–10. Sept. 1997, Trondheim, Norwegen, Bd. 3, s. 580–585, und „A New Sensorless Method for Switched Reluctance Motor Drives", IEEE Transactions on Industry Applications, Bd. 34, Nr. 4, July/August 1998, s. 832–840 (von den selben Autoren) beschrieben. Diese erörtern ein Verfahren des laufenden Abtastens der Strom-Wellenform und den Versuch, die Änderung der Steigung, die vom Beginn der Polüberlappung erzeugt wird, sowie den nachfolgenden plötzlichen Anstieg der Induktivität der Phase zu erkennen (4(b) des zuerst genannten Dokuments). Das von Gallegos-Lopez beschriebene Grundverfahren beinhaltet das erkennen des Punktes der Polüberlappung für den Motorbetrieb (oder der Beendigung der Polüberlappung für den Generatorbetrieb), indem ermittelt wird, wo die Änderungsrate der Strom-Wellenform, bezogen auf die Zeit, Null ist. Das Ermittlungsverfahren nutzt diskrete Schaltungen, einschließlich eines Differenzierers, einer Vergleichseinheit und eines Monovibrators. Der Differenzierer differenziert das Stromsignal, sodass beim Punkt von Null di/dt der Ausgang des Differenzierers Null ist. Die Vergleichseinheit ist aufgebaut, um diesen Differenziererausgang von Null zu detektieren, und den Zustand umzuschalten.
Während das System weder gespeicherte Magnetisierungsdaten, noch ein Freilaufintervall benötigt, erfordert es eine hochwertige Art der Stromrückmeldung und es wurde in der Praxis herausgefunden, dass das System auch dann in der Gegenwart von Rauschen nicht zuverlässig arbeiten kann, wodurch falsche Positionseinschätzungen erzeugt werden. Zudem kann es mit einer kostengünstigen Form einer Stromabfühlung, d.h. dem Widerstand 28 unterhalb des Phasenabschnitts in 2, nicht verwendet werden, da die Strominformation verschwindet, sobald der Schalter geöffnet ist.
Die US 4.074.179 , Kuo u.a., offenbart Positionsermittlungs-Verfahren und Vorrichtungen für Schrittmotoren, welche Anordnungen aufweist, um den Strom abzufühlen, oder die Änderungsrate des Stroms, der in den Motorwicklungen fließt.
Es ist daher klar, dass es einen Bedarf für ein sensorloses Steuerungsverfahren gibt, das mit jeder Leistungswandler-Schaltung unter Verwendung jeder Steuerungsstrategie funktioniert. Es gibt auch einen Bedarf für ein Verfahren, welches keine großen Mengen gespeicherter Daten oder teure Stromrückmelder benötigt, und welches stabil gegenüber vorhandenem Rauschen auf den Wellenformen ist, von denen es die Position ableitet. Vorzugsweise erfordert es überhaupt keine gespeicherten Magnetisierungs-Daten.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein stabiles und Kostengünstiges Verfahren bereitzustellen, um eine Rotorposition ohne die Verwendung eines Rotorpositions-Messwandlers zu überwachen, während der Umfang der gespeicherten Daten ebenfalls verringert wird.
Die vorliegende Erfindung ist in den beigefügten unabhängigen Ansprüchen definiert. Einige bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
Das Verfahren, in dem die Erfindung enthalten ist, ermittelt die Position, an der beim Motorbetrieb die Rotorpole beginnen, mit den Statorpolen zu überlappen (welches beim Generatorbetrieb der selbe Punkt ist, an dem die Pole beginnen, sich zu trennen). Anstatt bekannten Verfahren zu folgen, um den Nullanstieg in dem Phasenstrom an diesem Punkt zu detektieren, wird der Punkt detektiert, an dem der Strom abzufallen beginnt, nachdem er seine Wertspitze erreicht hat. Es werden genügend Proben des Stroms genommen, um sicherzustellen, dass das wahre Stromverhalten ermittelt wird, und dann wird der Punkt der Polüberlappung oder -trennung berechnet. Da die Abtastrate und die Bereichungszeiten konstant sind, ist es dann möglich, (bei gegebener Maschinengeschwindigkeit) das Auftreten der Polüberlappung in der nächsten zu erregenden Phase genau vorherzusagen. Das Abtasten des Stroms kann mit einem kostengünstigen Stromsensor durchgeführt werden, und, wenn ein PWM-Betrieb verwendet wird, kann die Abtastung mit einem bestimmten Schalterzustand synchronisiert werden, wodurch ein Choppen mit dem Schalter neben dem Stromsensor-Widerstand ermöglicht wird, falls erforderlich.
Die Erfindung kann auf viele Arten praktisch umgesetzt werden, von denen einige nun beispielhaft und mit Bezugname auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben wird, wobei:
1 einen typischen geschalteten Reluktanzantrieb des Standes der Technik zeigt;
2 eine bekannte Struktur einer Phase des Wandlers der 1 zeigt;
3 typische Flussverkettung vs. Phasenstrom Kurven zeigt, mit der Rotorposition als ein Parameter;
4(a) eine typische Motorbetriebs-Stromwellenform bei Choppingsteuerung zeigt;
4(b) eine typische Motorbetriebs-Stromwellenform bei Einzelimpuls-Steuerung zeigt;
5 eine schematische Form eines geschalteten Reluktanzantriebs zeigt, in dem die Erfindung enthalten ist;
6 Strom- und Impulswellenformen des Antriebs der 5 zeigt;
7 eine Stromwellenform zeigt, wobei der Strom eine Wertspitze erreicht hat, und abfällt, und
8 eine Wandlerstruktur für den Antrieb der 5 zeigt, die für einen Betrieb sowohl im Motor- als auch im Generatormodus geeignet ist.
Der Phaseninduktivitäts-Zyklus einer geschalteten Reluktanzmaschinen ist die Periode der Veränderung der Induktivität für die, oder jede Phase, beispielsweise zwischen Maximalwerten, wenn die Rotorpole und die entsprechenden, maßgeblichen Statorpole vollständig aufeinander ausgerichtet sind. Die beispielhafte Ausführungsform, die beschrieben werden soll, verwendet einen geschalteten Reluktanzantrieb mit 3-Phasen im Motorbetrieb, es könnte jedoch jede Phasenanzahl verwendet werden, mit dem Antrieb entweder im Motor- oder im Generatormodus.
5 zeigt ein System, um das Verfahren einzusetzen, in dem die Erfindung enthalten ist. Dabei ist ein Leistungswandler 13 vorgesehen, der typischer Weise der gleiche wie der in 2 gezeigt ist, um die geschaltete Reluktanzmaschine zu steuern. Eine Mikrosteuereinheit 17 steuert den Wandler 13. Für eine Einzelchip-Lösung benötigt die Mikrosteuereinheit 17 zumindest einen Analog-zu-Digitalwandler auf dem Chip. Ein geeigneter Bauteil ist ein PIC 16C72A Mikrochip. Er hat einen 8-Bit 4-Kanal Analog-zu-Digital (A/D) Wandler und ist eine billige, vielseitige Mikrosteuereinheit. Die in 5 gezeigte Schaltung ist für eine Verwendung geeignet, bei der eine kostengünstige Stromabfühlung und ein PWM-Betrieb mit einem Choppen des unteren Schalters verwendet wird. Das Signal, das den Phasenstrom repräsentiert wird direkt in den Eingang eines der 8-Bit A/D-Wandler-Kanäle der Mikrosteuereinheit 17 auf der Signalleitung 18 eingespeist. Um das Rauschen zu reduzieren, kann bei Bedarf eine Filterung hinzugefügt werden.
Das System der 5 ist geeignet, die Rotorposition zu ermitteln, indem der Phasenstrom abgetastet wird, detektiert wird, wenn er seine Wertspitze durchlaufen hat, und berechnet wird, wann die Strom-Wertspitze aufgetreten ist, indem die Steigung einer Kurve des Stroms über der Zeit beobachtet wird. Wenn die Steigung negativ wird, zeigt dies an, dass die Wertspitze durchlaufen worden ist, und ermöglicht eine Messung der Rotorposition. Dies ist ein stabiles Verfahren, welches die Nachteile des Standes der Technik überwindet.
Die Phasenstrominformation in dem System der 5 kann beispielsweise von einer Halleffekt-Einheit oder von dem Widerstandssensor 28, der in Serie mit dem unteren Schalter 22 geschalten ist, bereitgestellt werden. Wenn die Phasenstrominformation von einer Halleffekt-Einheit bereitgestellt wird, oder wenn die Maschine in einem echten Einzelimpuls-Modus arbeitet, ist die ganze Zeit über Information verfügbar, welche die Größe des Stroms repräsentiert, und Proben können überall innerhalb der Durchlassperiode genommen werden. Wenn jedoch die Stromrückmeldung von dem Widerstandssensor 28 stammt, der in Serie mit dem unteren Schalter 22 angeschlossen ist, und die Maschine an einer PWM-Versorgung unter Verwendung eines Choppings des unteren Schalters läuft, ist es wichtig, dass die Abtastung mit den Perioden synchronisiert ist, in denen der Schalter an ist, und Strominformation verfügbar ist.
6 zeigt Wellenformen von der Maschine der 5. Aus Gründen der Klarheit wurde die Zeitbasis der Figur stark auseinandergezogen. Der Strom des unteren Schalters 22 ist gezeigt und die PWM-Frequenz in diesem Beispiel beträgt 20 kHz. Es ist klar zu erkennen, dass der Strom schnell steigt, wenn der Schalter 22 einschaltet, und den Phasenstrom der Dioden 23 und 24 aufnimmt. Sobald er eingeschalten ist, ist der Strom in dem Schalter gleich dem Phasenstrom, und dies ist der Bereich, wo die Abtastung oder die Abtastungen des Stroms genommen werden müssen, um eine richtige Ablesung zu erzielen. Der Zeitsteuerungs-Impuls ist ein Signal, dessen steigende Flanke verwendet wird, um den Punkt festzulegen, bei dem die Abtastung tatsächlich genommen wird. Dies zeigt deutlich, dass die Abtastung mit dem Einschalten des Schalters 22 synchronisiert ist, und die Abtastung um einen vorbestimmten Betrag auf das Einschalten des Schalters folgt. Diese Verzögerung vor dem Abtasten ist beabsichtigt und kann angepasst werden. Eine alternative Ausführungsform, die vorteilhafter sein kann, ist es, auf den Zeitsteuerungsimpuls zu verzichten, und dem Mikroprozessor zu ermöglichen, eine voreingestellte Verzögerung ablaufen zu lassen, die von dem Auslöseimpuls für den Schalter ausgelöst wird, nach der eine Probe genommen wird.
Bei dem in 6 gezeigten Beispiel gleichen sich die zwei Schalterstrom-Impulse in ihrer Größe, was anzeigt, dass die Polüberlappung erreicht worden ist. Die niedrigste Spur zeigt den tatsächlichen sensorlosen Detektionsimpuls, der von dem Mikroprozessor 17 erzeugt wird. Es ist zu sehen, dass der Übergang in dieser Spur von dem Punkt der Abtastung verzögert ist, aufgrund der für den A/D erforderlichen Berechnungszeit, um die Umwandlung fertigzustellen, und für den PIC, um du ermitteln, ob die erwünschte Position erreicht worden ist, oder nicht.
Die einfachste Form der Umsetzung innerhalb des PIC ist es, einen logischen Differentiator zu verwenden. Jedes mal, wenn eine Abtastung durchgeführt wird, wird sie mit der vorhergehenden Abtastung verglichen. Wenn beide Abtastungen gleich sind, dann gab es keine Änderungen in der Größe der Stromwellenform. Daher wurde der Punkt von Null di/dt erreicht, von dem angenommen wird, wie dies in dem Gallegos-Lopez Dokument beschrieben ist, dass es der Punkt der Polüberlappung oder Trennung ist, abhängig davon, ob die Maschine als Motor oder als Generator arbeitet. Während jedoch, wie oben erwähnt, die Ermittlung von Null di/dt als ideale Lösung für den sensorlosen Fall erscheint, has sie in der Praxis jedoch Einschränkungen und ist unrealisierbar. Ein Problem beim Verwenden dieses Verfahrens in dem System der 5 ist auf die Einschränkungen des A/D-Wandlers zurückzuführen. Bei hohen Geschwindigkeiten können innerhalb der Durchlassperiode bei einer fixen Frequenz nur eine eingeschränkte Anzahl von Proben genommen werden. Daher gibt es nur eine Geringe Chance dafür, dass es genügend Abtastungen gibt, um zwei gleiche Amplituden für den Prozessoralgorithmus zu erzielen, um einen Null-Unterschied am Punkt der Polüberlappung zu erkennen. Bei geringen Geschwindigkeiten versagt der Algorithmus, da die Amplitudenauflösung des A/D nur 8 Bit beträgt. Obwohl viele nah zusammenliegende Abtastungen genommen werden können, und die Rate, mit der sich der Strom im Bezug auf die Abtastzeit und -fequenz ändert, gering ist, ist es wahrscheinlich, dass die sich langsam verändernde Wellenform sich nicht um das eine niedrigstwertige Bit, das für die Amplitude gilt, verändert haben wird, und so ermittelt der A/D das selbe Amplitudenniveau bei aufeinanderfolgenden Abtastungen. Die Schaltung nimmt daher einen Punkt von Null di/dt an, und gibt einen Detektionsimpuls aus, der eine Polüberlappung anzeigt. Obwohl es einfach währe, eine Null-di/dt-Ermittlung auszuschließen, nachdem der erste Impuls gegeben ist, um mehrfache Impulse zu verhindern, könnte dieser erste gänzlich an der falschen Stelle sein. Ein A/D mit einer höheren Auflösung (und höheren Kosten) würde die Leistungsfähigkeit verbessern, jedoch immer noch die gleichen Probleme bei einer geringeren Geschwindigkeit zulassen.
Wie oben erwähnt, ist es ein stabilerer Ansatz, ein Verfahren der Steigungsermittlung zu verwenden, welches den Beginn der abwärts verlaufenden Steigung erkennt, nachdem die Strom-Wertspitze erreicht worden ist. Obwohl dies unvermeidlich eine Verzögerung in die Ermittlung des Punktes der Polüberlappung einfügt, ist diese Verzögerung tatsächlich konstant, und dies kann in der Steuereinheit ausgeglichen werden. Die Steuereinheit kann daher genau vorhersagen, wann der nächste Punkt einer Polüberlappung erreicht werden wird.
Um eine Ermittlung der Steigung durchzuführen, enthält der Mikroprozessor 17 einen Algorithmus, der eine Abtastung mit der vorhergehenden Abtastung vergleicht (so wie in der früher beschriebenen Ausführungsform). Anstatt jedoch nach zwei gleichen Proben zu suchen, ignoriert es alle Abtastungen, die gleich sind wie, oder größer als die vorhergehende (d.h. wenn die Wellenform ansteigt oder flach ist). Sobald der Punkt erreicht ist, wenn die vorliegende Abtastung geringer ist, als die vorhergehende Abtastung, kann angenommen werden, dass der Punkt der Wertspitze (Null di/dt) erreicht worden ist, und dass die Wellenform nun mit einer negativen Steigung abfällt. Diese Technik erzeugt einen sensorlosen Detektionsimpuls typischer Weise zwei Abtastungen nach der wahren Wertspitze, wobei die Abtastzeit eine fixe, bekannte Größe ist. Diese bekannte Zeit von zwei Abtastperioden kann dann in der Winkelsteuerungssoftware ausgeglichen werden. 7 zeigt eine typische Wellenform, bei welcher der Algorithmus funktionieren würde: Die Figur zeigt zwei Stromimpulse gleicher Größe, gefolgt von nach und nach verminderten Impulsen, welche anzeigen, dass der Strom seinen Wertspitze durchlaufen hat, und die Steigung nun negativ ist.
Dieser Ansatz funktioniert in der Praxis gut, jedoch wurde herausgefunden, obwohl er merkbar besser ist, als das von Gallegos-Lopez verwendete Verfahren, dass das System mitunter getäuscht werden kann, und einen falschen Punkt ermittelt, wenn genügend Rauschen auf dem Stromdetektions-Signal liegt. Eine verbesserte Leistungsfähigkeit kann erzielt werden, indem der Algorithmus modifiziert wird, um eine durchgängige negative Steigung über einige Abtastungen zu ermitteln, anstatt anzunehmen, dass die erste berechnete negative Steigung die wahre erste Abtastung nach der Wertspitze der Stromwellenform ist. Indem nach, nehmen wir an, zwei oder mehreren Ergebnissen negativer Steigung von den Abtastungen gesucht wird, und alle Nulländerungs-Ergebnisse (aufgrund geringer Änderungsraten bei geringen Geschwindigkeiten und einer schwachen A/D-Auflösung) ignoriert werden, kann man mit Sicherheit annehmen, dass die Steigung tatsächlich abfällt. Der Detektionsimpuls ist um ein Minimum von drei Abtastungen nach dem Punkt von Null di/dt weiter verzögert, dies kann jedoch in der SR-Steuerung ausgeglichen werden, da es ein bekannter Zeitbetrag ist.
Dieser Ansatz kann potentiell einige leichte Ungenauigkeiten bei geringen Geschwindigkeiten hinzufügen, wenn die Wellenform sich langsam ändert und sich mehrere Abtastungen auf dem selben Niveau ergeben könnten (aufgrund der schwachen A/D-Auflösung), wodurch die Verzögerung des Impulses von dem echten Punkt von Null di/dt vergrößert wird. Damit dies jedoch eintritt, müssen die Geschwindigkeiten tatsächlich sehr gering sein, damit die Wellenform sich so langsam ändert, und die tatsächliche Verzögerung würde auf die Rotorposition bezogen vernachlässigbar sein, so dass die leichte Ungenauigkeit der Positionsermittlung kein Problem darstellt. In der Praxis arbeitete der Algorithmus beständig und stabil. In der Theorie können ,n' negative Steigungsermittlungen verwendet werden, wobei ,n' eine Ganzzahl von 2 bis zur maximalen Anzahl von Abtastungen ist, die in den Durchlassbereich nach dem Punkt von Null di/dt passen. In der Praxis würde n = 4 oder 5 ein extrem stabiles System erzeugen, welches in der Lage ist, eine genaue Ermittlung in Gegenwart von erheblichem Rauschen auf dem Stromsignal zu ergeben. Jedoch arbeitet n = 2 immer noch gut mit einem A/D mit einer Auflösung von 8 Bit.
Bei hohen Geschwindigkeiten tritt ein unterschiedliches Problem auf. Wenn die Geschwindigkeit der Maschine sehr groß ist, kann es sein, dass die Abtastrate nicht genügend Abtastungen in der Durchlassperiode zulässt, um sicherzustellen, dass die Wertspitze richtig ermittelt wird. An diesem Punkt kann jedoch einiges an Stabilität zugunsten eines vergrößerten Geschwindigkeitsbereichs eingetauscht werden, indem die Anzahl von negativen Steigungsermittlungen sukzessiv verringert wird, wenn die Geschwindigkeit steigt. Die Steuereinheit kann so programmiert werden, dass sie die Anzahl negativer Steigungsermittlungen gemäß dem Bereich, in dem die Geschwindigkeit liegt, entsprechend dem folgenden Beispiel variiert:
Die genauen Werte werden natürlich von der Phasenanzahl des Antriebs, der PWM-Frequenz, dem Gesamt-Geschwindigkeitsbereich, etc. abhängen, wie der Fachmann leicht erkennen wird.
Es ist zu verstehen, dass in allen oben beschriebenen Ausführungsformen der Schritt des Berechnens der Rotorposition aus der entdeckten Position der Strom-Wertspitze verhältnismäßig einfach ist. Die Position der Polüberlappung ist von der Polbogen-Geometrie der Maschine festgesetzt, und, wie oben beschrieben, es ist bekannt, dass dies im Wesentlichen die Position ist, bei der die Spitzenspannung auftritt. Daher ist die tatsächliche Rotorposition einfach durch das Hinzufügen der Positionsverlagerung gegeben, die der Rotorgeschwindigkeit und der bekannten Zeit entspricht, die es erfordert, die Abtastung fertig zu stellen.
Das obige Beispiel wurde für den Motor-Betriebsmodus beschrieben. Es ist zu verstehen, dass die Technik im Generatormodus mit einer gleichen Wirkung verwendet werden kann. In diesem Fall ist es angebracht, eine Strommessung zurückzuleiten, während die Diode(n) leitet (leiten), daher ist eine Struktur eines Phasenabschnitts geeignet, wie sie in 8 gezeigt ist. Der Schaltkreis ist dem in 2 gezeigten ähnlich, er enthält jedoch einen zusätzlichen Stromsensor 29 in Serie mit der Diode 24. Das Rückleitungssignal von dem Sensor 29 kann entweder auf einem zweiten A/D-Kanal in den Mikroprozessor eingespeist werden, oder unter Verwendung bekannter Technologien in die Signalleitung 18 der 5. multiplexiert werden. Indem der Strom in der Diode 24 abgetastet wird, ist die Steuereinheit in der Lage, den Punkt der Poltrennung unter Verwendung des oben beschriebenen Verfahrens zu ermitteln, und dabei die Rotorposition zu bestimmen.
Die Technik ist nicht auf die Anordnung der 8 beschränkt. Falls die Strom-Wellenformen so sind, dass ein Stromsensor, der angeordnet ist, um die zusammengefassten Ströme aller Phasen abzufühlen, ein Signal bereitstellt, dass die einzelnen Ströme eindeutig identifizieren kann, dann kann die Erfindung auf diese Anordnung angewendet werden.
Es ist zu erkennen, dass der geschaltete Reluktanzantrieb, in dem die Erfindung enthalten ist, ohne die Verwendung eines physischen Rotorpositionsdetektors gesteuert werden kann. Dies ist möglich, da das Steuerungsverfahren die Strom-Wellenform unter Verwendung der Strom-Rückmeldung von einem einfachen, nicht isolierten Stromsensor laufend abtastet; den Punkt ermittelt, bei dem die Steigung der Strom-Wellenform negativ wird; diese Information verwendet, um den Punkt zu berechnen, bei dem die Steigung zuvor Null betragen hat und den berechneten Nullsteigungs-Punkt verwendet, um die Rotorposition zu berechnen. Dies ist ein einfaches und stabiles Verfahren.
Der Fachmann wird erkennen, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Erfindung abzuweichen, insbesondere bei den Details der Durchführung des Algorithmus in dem Mikroprozessor. Dementsprechend wird die obige Beschreibung einiger Ausführungsformen beispielhaft ausgeführt und dient nicht dem Zweck der Einschränkung. Es wird dem Fachmann klar sein, dass geringfügige Änderungen an der Antriebsschaltung durchgeführt werden können, ohne den oben beschriebenen Betrieb erheblich zu verändern. Es ist beabsichtigt, dass die vorliegende Erfindung nur vom Umfang der folgenden Ansprüche beschränkt ist.

Claims

Verfahren zur Ermittlung der Rotorposition in einem geschalteten Reluktanzantrieb, wobei das Verfahren aufweist: Abtasten von Phasenstrom in einer Wicklung (16) des Reluktanzantriebs um Phasenstrom-Proben zu erhalten; Bestimmen, aus einem Vergleich von aufeinander folgenden Phasenstrom-Proben, wann der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat; Berechnen aus den Phasenstrom-Proben, die erhalten werden, wenn der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat, wann die Phasenstrom-Wertspitze aufgetreten ist; und Bestimmen der Rotorposition unter Verwendung des berechneten Auftretens der Phasenstrom-Wertspitze.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen, wann der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat, aufweist, genügend Phasenstrom-Proben zu erhalten um sicherzustellen, dass das richtige Stromverhalten ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Bestimmen, wann der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat, das Überwachen der Phasenstrom-Proben enthält, um zwei oder mehr negative Steigungsergebnisse von den Proben zu ermitteln.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welches weiters aufweist, die Änderungsrate der Größenordnung der Phasenstrom-Proben über die Zeit zu überwachen, und das Auftreten der Phasenstrom-Wertspitze aus der überwachten Änderungsrate zu berechnen.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Abtastrate von der Rotorgeschwindigkeit abhängt.
Verfahren nach Anspruch 5, welches das Überwachen der Rotorgeschwindigkeit und das Verändern der Abtastrate in Abhängigkeit von der gemessenen Geschwindigkeit aufweist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Proben unter Verwendung eines Analog-zu-Digital-Wandlers erhalten werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Proben unter Verwendung eines Widerstandes erhalten werden.
Verfahren nach Anspruch 8, welches in einem Antrieb verwendet wird, der von einem Stromwandler gespeist wird, der zumindest einen Schalter über den Widerstand an eine Null-Volt-Leitung angeschlossen hat, wobei das Abtasten des Stroms mit einem Schaltzyklus des Schalters synchronisiert ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Antrieb in einem Motor- oder einer Generatormodus betrieben wird.
Geschalteter Reluktanzantrieb, welcher aufweist: einen Stator, eine Phasenwicklung (16) auf dem Stator, einen Rotor, der relativ zum Stator bewegbar ist, eine Steuereinheit (13, 17), um einen Strom an die Phasenwindung anzulegen, und: Mittel zum Abtasten von Phasenstrom in der Wicklung, um Phasenstrom-Proben zu erhalten; Mittel, die geeignet sind, um aus einem Vergleich von aufeinander folgenden Phasenstrom-Proben zu Bestimmen, wann der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat; Mittel, um aus den Phasenstrom-Proben, die erhalten werden, wenn der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat, zu berechnen wann die Phasenstrom-Wertspitze aufgetreten ist; und Mittel, um unter Verwendung des berechneten Auftretens der Phasenstrom-Wertspitze die Rotorposition zu bestimmen.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach Anspruch 11, wobei die Mittel, die geeignet sind, um zu Bestimmen, wann der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat, Mittel aufweisen, um genügend Phasenstrom-Proben zu erhalten, um sicherzustellen, dass das richtige Stromverhalten ermittelt wird.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach Anspruch 11 oder 13, wobei die Mittel, die geeignet sind, um zu Bestimmen, wann der Phasenstrom seine Wertspitze durchlaufen hat, betriebsfähig sind, um die Phasenstrom-Proben zu überwachen, um zwei oder mehr negative Steigungsergebnisse von den Proben zu ermitteln.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei der Antrieb weiters betriebsfähig ist, um die Änderungsrate der Größenordnung der Phasenstrom-Proben über die Zeit zu überwachen, und die Mittel, um zu berechnen, wann die Phasenstrom-Wertspitze aufgetreten ist, betriebsfähig ist, um das Auftreten der Phasenstrom-Wertspitze aus der überwachten Änderungsrate zu berechnen.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Abtastrate von der Rotorgeschwindigkeit abhängt.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach Anspruch 15, welcher weiters Mittel aufweist, um die Rotorgeschwindigkeit zu überwachen, und um die Abtastrate in Abhängigkeit von der gemessenen Geschwindigkeit zu verändern.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach einem der Ansprüche 11 bis 16, wobei die Mittel zum Abtasten einen Analog-zu-Digital-Wandlers aufweisen.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach einem der Ansprüche 11 bis 17, wobei die Mittel zum Abtasten einen Widerstand aufweisen.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach einem der Ansprüche 11 bis 18, wobei die Mittel, die zu Bestimmen geeignet sind, in einem Mikroprozessor (17) vorgesehen sind.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach Anspruch 20, wobei der Mikroprozessor ein Mikrochip PIC 16C72A ist.
Geschalteter Reluktanzantrieb nach einem der Ansprüche 18 bis 20, wobei der Antrieb von einem Stromwandler gespeist wird, der zumindest einen Schalter aufweist, der übern den Widerstand an eine Null-Volt-Leitung angeschlossen ist, und wobei die Mittel zum Abtasten des Phasenstroms mit einem Schaltzyklus des Schalters synchronisiert sind.
Computerprogramm, vorzugsweise auf einem Datenträger oder einem anderen Computerlesbaren Medium, welches einen Code aufweist, um das Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 10 auszuführen.