-
HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
-
Im
Allgemeinen ist eine Reluktanz-Maschine eine elektrische Maschine,
in welcher Drehmoment erzeugt wird durch die Tendenz ihres beweglichen Teils,
sich in eine Position zu bewegen, in der die Reluktanz einer erregten
Wicklung minimiert ist (i. e. die Induktanz maximiert ist).
-
Bei
einem Typ von Reluktanz-Maschinen erfolgt die Erregung der Phasenwicklungen
mit einer gesteuerten Frequenz. Diese Maschinen werden im Allgemeinen
als synchrone Reluktanz-Maschinen bezeichnet. Bei einem zweiten
Typ von Reluktanz-Maschinen werden Schaltungen zum Ermitteln der
Winkelposition des Rotors und zum Erregen der Phasenwicklungen als
eine Funktion der Position des Rotors bereitgestellt. Dieser zweite
Typ von Reluktanz-Maschinen ist im Allgemeinen bekannt als eine geschaltete
Reluktanz-Maschine. Obwohl die Beschreibung der vorliegenden Erfindung
im Kontext einer geschalteten Reluktanz-Maschine erfolgt, kann die
vorliegende Erfindung auf alle Formen von Reluktanz-Maschinen angewendet
werden, einschließlich synchrone
und geschaltete Reluktanz-Motoren, synchrone und geschaltete Reluktanz-Generatoren,
sowie auf andere Maschinen, die Phasenwicklungsanordnungen aufweisen,
die denen von geschalteten Reluktanz-Maschinen ähnlich sind.
-
Die
allgemeine Theorie der Gestaltung und des Betriebs von geschalteten
Reluktanz-Maschinen ist wohl bekannt und ist zum Beispiel in „The Characteristics,
Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives", von Stephenson
und Blake erörtert,
und bei der PCIM '93
Konferenz und Ausstellung in Nürnberg,
Deutschland, 21. bis 24. Juni 1993, vorgestellt worden.
-
Wenn
eine geschaltete Reluktanz-Maschine in Betrieb ist, einschließlich bei
geringen Drehzahlen oder einem Stillstand, können das Drehmoment (und andere
Maschinenleistungsparameter) eingestellt werden durch Überwachen
der Rotorposition, Erregen von einer oder mehreren Phasenwicklungen, wenn
sich der Rotor in einer ersten Winkelposition befindet, im Folgenden
als „Einschalt-Winkel
(TEIN)" bezeichnet,
und darauf folgendem Entregen der erregten Wicklungen, wenn der
Rotor sich in eine zweite Winkelposition dreht, im Folgenden als „Ausschalt-Winkel
(TAUS)" bezeichnet.
Die Winkeldistanz zwischen dem Einschalt-Winkel und dem Ausschalt-Winkel
wird oft als „Stromflusswinkel" bezeichnet.
-
Bei
einem Stillstand und bei geringen Drehzahlen kann das Drehmoment
einer geschalteten Reluktanz-Maschine durch Variieren der Größe des Stroms
in den erregten Phasenwicklungen über die durch TEIN und
TAUS definierte Zeitdauer gesteuert werden.
Eine solche Stromsteuerung kann durch Zerhacken des Stroms unter
Verwendung einer Stromreferenz mit Phasenstromrückkopplung erreicht werden.
Eine solche Stromsteuerung wird als „Zerhacker-Modus"-Stromsteuerung bzw. "Chopping-Modus" Stromsteuerung bezeichnet.
Alternativ kann Impulsbreitemodulation(PWM)-Spannungssteuerung verwendet
werden.
-
Wenn
die Winkelgeschwindigkeit des Motors zunimmt, wird ein Punkt erreicht,
an dem die Menge des Stroms, der während jeder Phasenzeitdauer
einer Phasenwicklung zugeführt
werden kann, durch die rapide ansteigende Induktanz und elektromotorische
Gegenkraft in Verbindung mit der Wicklung, begrenzt wird. Bei solchen
Drehzahlen sind Impulsbreitemodulation oder Zerhacker-Strategien
weniger wünschenswert
und das Drehmoment der Maschine wird gewöhnlich durch Steuerung der
Dauer des an die Wicklung während
der Phasenzeitdauer angelegten Spannungsimpulses unter Bezug auf
die Position des Rotors gesteuert. Weil ein einziger Spannungsimpuls
während
jeder Phasendauer angelegt wird, wird diese Form der Steuerung oft
als „Einzelimpulssteuerung" bezeichnet.
-
Wenn
ein geschalteter Reluktanz-Motor (oder Generator) in Betrieb ist,
nimmt der magnetische Fluss in verschiedenen Teilen der Maschine kontinuierlich
zu und ab. Dieser wechselnde Fluss wird sowohl beim Zerhacker-Modus
als auch bei der Einzelimpulsstromsteuerung vorkommen. Der wechselnde
Fluss führt
zu schwankenden magnetischen Kräften,
welche auf die ferromagnetischen Teile der Maschine aufgebracht
werden. Diese Kräfte
können unerwünschte Geräusche und
Vibrationen erzeugen. Ein bedeutender Mechanismus, durch den diese Kräfte Geräusche erzeugen
können,
besteht im Ovalisieren des Stators, verursacht durch magnetische Kräfte, welche
in dem Luftspalt, insbesondere senkrecht hierzu, auftreten. Da der
magnetische Fluss entlang eines bestimmten Durchmessers des Stators zunimmt,
wird der Stator im Allgemeinen durch die magnetischen Kräfte in eine
ovale Form gezogen. Wenn der magnetische Fluss abnimmt, nimmt der Stator
wieder seine unverzerrte Form an bzw. springt in diese zurück. Dieses
Annehmen einer ovalen Form und Zurückspringen des Stators wird
hörbare
Geräusche
erzeugen und kann unerwünschte
Vibration verursachen.
-
Zusätzlich zu
den Verzerrungen des Stators durch die ovalisierenden magnetischen
Kräfte
können
akustische Geräusche
und unerwünschte
Vibration auch durch plötzliche
Veränderungen
in den magnetischen Kräften
im Motor erzeugt werden. Diese abrupten Änderungen im Gradienten des
magnetischen Flusses (i. e. der Änderungsrate
des Flusses mit der Zeit) wird als „Hammerschläge" bezeichnet, da die
Wirkung auf den Stator gleich ist wie diejenige eines Hammerschlages.
Ebenso wie ein Hammerschlag bewirken kann, dass der Stator mit einer
oder mehreren Eigenfrequenzen (bestimmt durch die Masse und Elastizität des Stators)
vibriert, kann das abrupte Aufbringen oder Wegnehmen einer magnetischen
Kraft bewirken, dass der Stator mit einer oder mehrerer seiner Eigenfrequenzen
vibriert. Im Allgemeinen dominiert die niedrigste (oder fundamentale) Eigenfrequenz
die Schwingung, obwohl höhere
Harmonische durch wiederholte Erregung mit geeigneten Frequenzen
betont werden können.
-
Zusätzlich zu
den Verzerrungen des Stators, die von der Ovalisierung und dem Hammerschlagphänomen (wie
zuvor beschrieben) verursacht sind, kann das Fluktuieren magnetischer
Kräfte
in dem Motor den Stator in anderer Weise verzerren, ebenso wie der
Rotor und andere Teile des Maschinensystems verzerrt werden können. Beispielsweise
können
Verzerrungen des Rotors eine Resonanz des Rotorlagerschilds verursachen.
Diese zusätzlichen Verzerrungen
sind eine weitere potentielle Quelle unerwünschter Vibrationen und unerwünschten
Geräusches.
-
Obwohl
das Problem unerwünschten
akustischen Geräusches
und unerwünschter
Vibrationen bekannt ist, lösen
bekannte Steuerungssysteme für Reluktanz-Motoren
dieses Problem nicht in adäquater
Weise. Beispielsweise wird das allgemeine Problem akustischen Geräusches in
geschalteten Reluktanz-Motorsystemen diskutiert in C. Y. Wu und
C. Pollock, „Analysis
and Reduction of Vibration and Acoustic Noise in the Switched Reluctance
Drive", Proceedings
of the IAS '93 Seiten
106–113
(1993). Im Allgemeinen involviert das von Wu und Pollock vorgeschlagene
Verfahren eine Steuerung des Stroms in der Phasenwicklung derart,
dass der Strom in zwei aufeinanderfolgenden Schaltschritten gesteuert
wird, wobei der zweite Schaltschritt ungefähr nach einem halben Resonanzzyklus
des ersten erfolgt, wobei der Resonanz-Zyklus definiert ist durch die Eigenfrequenz
der Maschine. Dieser Ansatz wird typischerweise ausgeführt durch
Abschalten einer der Stromvorrichtungen zu einem ersten Zeitpunkt,
um eine erste stufenweise Reduktion der angelegten Spannung zu bewirken,
und darauffolgendem späteren Abschalten
der zweiten Stromvorrichtung. Zwischen der Zeit, wenn die erste
Schaltvorrichtung abgeschaltet ist und die zweite Schaltvorrichtung
abgeschaltet ist, kann Strom frei durch eine Freilaufdiode und die zweite
Schaltvorrichtung fließen.
-
Der
zuvor diskutierte Zweistufenspannungsreduktionsansatz zur Geräuschreduktion
in geschalteten Reluktanz-Motoren weist schwerwiegende Begrenzungen
und Nachteile auf. Eine dieser Begrenzungen ist, dass in vielen
Fällen
der Zweistufenspannungsreduktionsansatz ein präzises Schalten der Schaltvorrichtungen
innerhalb der durch die Einschalt- und Ausschaltwinkel (i. e. das
Winkelintervall, während
dessen die Phasenwicklung erregt ist) erfordert. Zudem begrenzt
der Zweistufenspannungsreduktionsansatz die Flexibilität zum dynamischen
Anpassen der Freilaufperiode für
jeden Phasenzyklus. Wie zuvor erörtert,
wird in dem Zweistufenspannungsreduktionsansatz die Dauer der Freilaufperiode
optimiert, um das von dem System bei einer einzelnen Eigenfrequenz
erzeugte Geräusch
zu reduzieren. Es gibt viele Fälle,
bei denen es wünschenswert
wäre, die
Freilaufdauer gemäß anderer
Kriterien zu optimieren.
-
Eine
zusätzliche
Einschränkung
des Zweischrittspannungsreduktionsansatzes, und anderer Ansätze, die
Freilauf dazu verwenden, Geräusche
zu reduzieren, besteht darin, dass, da typischerweise nur eine Freilaufperiode
pro Phasenerregungszyklus vorliegt, Freilaufen im Allgemeinen nur von
einer einzelnen Frequenz des Motorsystems erzeugtes Geräusch reduziert.
Freilaufen zur Geräuschreduktion
bei einer Frequenz reduziert in Motorsystemen, die mehrfache Resonanzfrequenzen haben,
nicht Geräusch,
das bei anderen Frequenzen erzeugt wird. Dementsprechend reduzieren
derartige Ansätze
nicht zahlreiche Quellen unerwünschten
Geräusches.
Ein weiterer Nachteil des Freilaufansatzes besteht darin, dass es
verschiedene Motorsteuerungssysteme gibt (z. B. H-Schaltungen mit
einem Split-Kondensator, Stromschienenschaltkreisen, Ringschaltkreisen
und dergleichen), welche einfach ein Freilaufen nicht erlauben.
Diese Systeme können Freilauf
nicht verwenden, um Geräusch
zu reduzieren.
-
Die
vorliegende Erfindung überwindet
zahlreiche dieser Beschränkungen
und Nachteile, die mit den bekannten Systemen zusammenhängen, und stellt
ein einzigartiges Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern der
Phasenspannung und der Phasenwicklungsströme in einer Phasenwicklung
einer geschalteten Reluktanz-Maschine bereit, um, beispielsweise,
unerwünschte
Maschinengeräusche
und Vibrationen zu reduzieren.
-
Die
US 5446359 offenbart ein
Verfahren zur Geräuschreduktion
in einer geschalteten Reluktanz-Maschine,
bei der abklingender Strom in dem inaktiven Teil jeder Phase gesteuert
wird.
-
Die
US-A-5 461 295 offenbart ein Verfahren zur Geräuschreduktion in einem geschalteten
Reluktanz-Motor durch Stromprofilmanipulation, bei dem der Übergang
im Stromprofil, wenn eine Phase von aktiv auf inaktiv geschaltet
wird, dahingehend gesteuert wird, moderat zu sein.
-
Die
vorliegende Erfindung ist in dem beigefügten Anspruch 1 definiert.
Einige bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen 2–9 genannt.
-
ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
-
Ein
Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft ein Verfahren und eine
Vorrichtung zum Steuern der Durchschnittsspannung, die an eine Phasenwicklung
einer Maschine, insbesondere einer Reluktanz-Maschine, während einer
Periode des Stromanstiegs und einer Periode des Stromabfalls angelegt
wird, um die Maschinenleistung zu verbessern durch Reduktion abrupter Änderungen
in dem Phasenstrom und dem Magnetfluss, der mit der Phase oder mit
einer oder mehreren benachbarten erregten Phasen zusammenhängt. Ein
Aspekt dieser verbesserten Ausführung
ist eine Reduktion des hörbaren Geräuschs und
der von der Maschine erzeugten Vibration. Hörbares Geräusch und Vibration werden in einer
Reluktanz-Maschine teilweise als Ergebnis schneller Wechsel des
magnetischen Flusses erzeugt, welcher dazu tendiert, Maschinenteile
zu verzerren oder zu ovalisieren. Ein Steuern der Änderungsrate
in der Spannung und dem Strom in den Phasenwicklungen während der
Zeitdauer bzw. Perioden, wenn eine Wicklung von einem Null- oder
nahezu Null-Spannungszustand
auf einen Maximalspannungszustand erregt wird oder von einem Maximalspannungszustand
auf einen Null- oder nahezu Null-Spannungszustand, kann zu einer
weniger schnellen Änderung
des magnetischen Flusses führen
und hierbei hörbares
Geräusch
und Vibration reduzieren.
-
Eine
beispielhafte Vorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung betrifft einen Controller bzw. eine Steuerungseinrichtung
und einen zugeordneten Schaltkreis. Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung
betrifft eine Reihe von Schritten, die von der Steuerungseinrichtung
durchgeführt
werden, welche den Arbeitszyklus bzw. das Schaltverhältnis oder
die relative Einschaltdauer des Spannungsimpulses, der auf eine
Phasenwicklung während
eines Stromanstiegs und Stromabfalls angelegt wird, als eine Funktion
der Drehzahl und des Drehmomentausgangs und Anforderungen der Reluktanz-Maschine
regelt.
-
Die
Steuerungseinrichtung weist einen Schaltkreis auf, der in verschiedenen
bestimmten Modi operieren kann. Die unterschiedlichen Modi können auf
der Basis der Ausgangserfordernisse des Systems, beispielsweise
Drehzahl- oder Drehmomentanforderungen, ausgewählt werden. Die Steuerungseinrichtung
kann in einem einzelnen Modus operieren oder kann dahingehend programmiert sein,
Modi basierend auf den tatsächlichen
Betriebscharakteristiken der Maschine zu ändern. Die unterschiedlichen
Modi definieren die optimalen Rotorwinkelpositionen, bei denen die
Phasenwicklungen erregt und entregt werden gemäß der gewünschten Drehzahl und/oder Drehmomentausführung der
Maschine. Die Steuerungseinrichtung enthält zudem einen Schaltkreis,
der die Spannung, welche an die Phase angelegt wird zum Zeitpunkt
der Erregung der Wicklung, regelt, bis ein gewünschter Maximalstrom erreicht
ist. Die Schaltung kann einen Mikroprozessor aufweisen, der basierend
auf Feedback-Signalen, welche die tatsächliche Drehzahl und das Drehmoment
der Maschine wiedergeben, den in der Phasenwicklung gewünschten
Maximalstrom bestimmt.
-
In
einer beispielhaften Ausführungsform
wird die Durchschnittsspannung, die an die Wicklung angelegt ist,
von dem Zeitpunkt, wenn die Phase erregt wird, bis zu dem Zeitpunkt,
wenn der maximale Strom in der Phase erreicht ist, kontrolliert
durch Verwendung von Weichzerhacker(Soft-Chopping)-Techniken, d.
h. Schalten der Phasenwicklung zwischen einem Schaltkreis, der eine
positive Gleichspannung anlegt, und einem Schaltkreis, der eine
Nullspannung anlegt, wodurch ermöglicht
wird, dass der Strom in der Phasenwicklung freiläuft und langsam abnimmt. In
dieser Ausführungsform
wird der Weichzerhackerschaltzyklus berechnet als eine Funktion der
Winkelgeschwindigkeit des Rotors und des von der Maschine erzeugten
Drehmoments und der gewünschten
Drehzahl oder dem Drehmoment der Maschine. Als Ergebnis wird der
Gradient des ansteigenden Stroms in der Phasenwicklung mit der Drehzahl
und dem Drehmoment der Maschine variieren.
-
In
einer anderen Ausführungsform
werden von dem Zeitpunkt, wenn die Phase ihren gewünschten
Maximalstrom aufweist, bis zu dem Zeitpunkt, wenn die Phase entregt ist,
Weich-Zerhacker-Techniken fortgeführt, um den Strom auf der gewünschten Höhe zu halten.
Alternative Verfahren zum Steuern der Stromhöhe können angewandt werden, beispielsweise
Hart-Zerhacker(Hard Chopping)-Techniken, wobei die Phase geschaltet
wird zwischen einem Schaltkreis, der eine positive Gleichspannung anlegt,
und einem Schaltkreis, der eine negative Gleichspannung anlegt,
wodurch der Strom in der Wicklung schnell auf Null gebracht wird.
-
In
einer beispielhaften Ausführungsform
wird zu dem Zeitpunkt, wenn die Phase entregt ist, bis zu dem Zeitpunkt,
wenn der Strom in der Phase bei oder nahe Null ist, die an die Wicklung
angelegte Durchschnittsspannung gesteuert durch Verwendung von Hart-Zerhacker-Techniken.
Ein Aspekt dieser Ausführungsform
besteht darin, einen anfänglichen
Arbeitszyklus für
den anzulegenden Spannungsimpuls zu berechnen, der eine Funktion
des letzten Weich-Zerhacker-Arbeitszyklusses ist, und eine Nettomittelspannung
an die Phasenwicklung in dem ersten Hart-Zerhacker-Arbeitszyklus
anzulegen, die die gleiche ist wie die Nettodurchschnittsspannung
zu dem Zeitpunkt, an dem die Phase entregt ist. Es ist ebenfalls
ein Aspekt dieser Ausführungsform,
dass der Arbeitszyklus des Hart-Zerhacker-Impulses, während der
Zeitdauer, wenn der Strom in der Phase abnimmt, modifiziert und
derart gesteuert wird, dass die Nettodurchschnittsspannung, die
an die Wicklung angelegt ist, von einer positiven Gleichspannung
auf Nullspannung, auf eine negative Spannung verändert wird, bis der Strom in
den Wicklungen Null erreicht oder einen gewünschten Wert nahe Null. Die Änderungsrate
des Arbeitszyklusses variiert als eine Funktion der Winkelgeschwindigkeit
des Rotors und des von der Maschine erzeugten Drehmoments und der
gewünschten
Drehzahl oder dem Drehmoment der Maschine. Als Ergebnis wird der Gradient
des abnehmenden Stroms in der Phasenwicklung mit der Drehzahl und
dem Drehmoment der Maschine variieren.
-
In
anderen beispielhaften Ausführungsformen,
bei denen der Strom in der Phase vor der Entregung durch entweder
Hart-Zerhacken, auch Hart-Choppen genannt, oder Soft-Zerhacken, auch Soft-Choppen
genannt, gesteuert wird, wird der letzte vollständige Arbeitszyklus oder die
Nettodurchschnittsspannung vor der Entregung festgehalten und die
gleiche Hart-Chopping oder Soft-Chopping-Schaltstrategie fortgeführt, wobei
der Arbeitszyklus von einer positiven Nettodurchschnittsspannung auf
Null oder eine negative Nettodurchschnittsspannung abgeflacht wird.
Anschließend,
zu einem oder mehreren vorbestimmten Zeitpunkten, oder bei einer oder
mehreren vorausgewählten
Rotorpositionen während
der Zeitdauer, zu der der Arbeitszyklus abgeflacht wird, kann der
Arbeitszyklus wiederum festgehalten werden und die Schaltstrategie
kann wiederum geändert
werden. Dies kann ein Ändern
der Schaltstrategien beinhalten, beispielsweise dass ein Hart-Chopping-Arbeitszyklus
angewandt wird, der mit der gleichen Nettodurchschnittsspannung
beginnt wie der vorherige Arbeitszyklus, jedoch mit einer bestimmten
Rate abgeflacht wird, oder ein Betätigen beider Schalter in einen
nichtleitenden Zustand, wodurch die volle negative Spannung angelegt
wird. Es versteht sich für
den Fachmann, dass die erfindungsgemäße Steuereinrichtung während der
Periode nach der Entregung der Phasenwicklung die Schaltstrategien
in vielen möglichen
anderen Kombinationen als den zuvor diskutierten kombinieren kann.
-
Die
erfindungsgemäße Steuereinrichtung kann
diese Techniken zum Steuern der Rate des Stromanstiegs und des Stromabfalls
in einer einzelnen Phasenwicklung einer Reluktanz-Maschine oder einer
anderen Vorrichtung, in der Strom gesteuert wird als eine Funktion
einer Rotorposition, oder in mehreren Phasenwicklungen durchführen. Die
Steuerungsvorrichtung und das Verfahren sind auf jedes Betriebsverfahren
anwendbar und jedes Verfahren der Bestimmung der Rotorposition,
bei der die Phase erregt und entregt wird, da die Rotordrehzahl
und das Maschinendrehmoment in dem Einschaltzyklus des erforderlichen
angelegten Spannungsimpulses als Faktor enthalten sind.
-
KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
-
Weitere
Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung erschließen sich
beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezug
auf die Zeichnungen, in denen
-
1 ein
Reluktanz-Maschinensystem gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt,
-
2 die
Reluktanz-Maschine 20 gemäß 1 detaillierter
zeigt,
-
3A den
Stromrichter 30 gemäß 1 detaillierter
zeigt,
-
3B die
Spannungstypen zeigt, die in einer Reluktanz-Maschine von einem Stromrichter 30 über eine
Phasenwicklung erstellt werden können,
-
4A und 4B den
Controller 40 gemäß 1 deutlicher
zeigen,
-
5A in
Form eines Flussschaubildes ein von dem Controller 40 zum
Auswählen
eines Hart-Chopping-Einschaltzyklus
zum Zerhacken bei der TAUS-Rotorstellung
zeigt,
-
5B eine
typische maximal angelegte Durchschnittsspannung (definiert durch
einen vereinfachten Hart-Rampen-Start-Einschaltzyklus) über der
Drehmomentausgangsberechnung für
verschiedene Drehzahlen zeigt,
-
5C eine
Spannung zeigt, die mittels des Verfahrens und der Vorrichtung der
vorliegenden Erfindung an eine Phasenwicklung angelegt ist sowie die
resultierende Stromwellenform, die in der Phase erzeugt wird,
-
5D die
Nettodurchschnittsspannung zeigt, die an eine Phasenwicklung mittels
des Verfahrens und der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
angelegt wird sowie die resultierende Stromwellenform, die in der
Phase erzeugt wird,
-
6A in
Form eines Flussschaubildes ein Verfahren zeigt, bei dem der Controller 40 ein
kontrolliertes Herunterregeln (RAMP-DOWN) des Phasenstroms durch
schrittweises Reduzieren der an die Phasenwicklung angelegten Nettodurchschnittsspannung
durchführt,
-
6B beispielhaft
Kurven zum Auswählen eines
Abflachungsgradienten (RAMP-DOWN-GRADIENT) zeigt, welcher die Änderungsrate
der an die Wicklung angelegten Nettodurchschnittsspannung als eine
Funktion der Maschinendrehzahl und des Drehmoments definiert,
-
6C einen
beispielhaften Schaltkreis zum Ausführen des Abflachungs(RAMP-DOWN)-Verfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt,
-
7A eine
alternative Ausführungsform der
Erfindung zeigt, wobei eine +HVDC auf Nullspannung-Soft-Chopping-Schaltstrategie bei
TAUS verwendet wird, der Schaltzyklus auf
Null abgeflacht wird und dann eine Hart-Chopping-Schaltstrategie verwendet wird,
-
7B eine
andere alternative Ausführungsform
der Erfindung zeigt, wobei eine +HVDC auf Nullspannung-Soft-Chopping-Schaltstrategie
bei TAUS verwendet wird, der Schaltzyklus
auf Null abgeflacht wird und dann eine –HVDC auf Nullspannung-Soft-Chopping-Schaltstrategie
verwendet wird,
-
8A in
Form eines Flussdiagramms ein Verfahren zeigt, bei dem der Controller 40 (i)
ein kontrolliertes Ansteigen (RAMP-UP) des Phasenstroms durchführt sowie
(ii) einen effizienten Festfrequenz-Chopping-Schaltkreis in einem
aktiven Zyklus,
-
8B den
Strom in einer Phasenwicklung und den Schaltzyklus der angelegten
Spannungsimpulse während
des RAMP-UP zeigt,
-
8C einen
beispielhaften Schaltkreis zum Ausführen der Aufstell(RAMP-UP)-
und Abflach(RAMP-DOWN)-Steuerungsverfahren
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt, und
-
9A und 9B eine
traditionelle Stromwellenform (9A) mit
einer Stromwellenform, die durch Verwendung des Verfahrens und der
Vorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung (9B) erzeugt wurden, zeigt.
-
Gleiche
Bezugszeichen zeigen gleiche Teile bei unterschiedlichen Ansichten
der Zeichnungen.
-
DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
-
Obwohl
die vorliegende Erfindung anhand eines Systems diskutiert wird,
welches eine Reluktanz-Maschine beinhaltet, können das Verfahren und die
Vorrichtung auf viele andere Maschinensysteme, bei denen Strom an
eine Wicklung oder Spule als Funktion einer Rotor- oder Armaturenposition
angelegt wird, einschließlich
verschiedener Induktanz-Motorsysteme, Schrittmotorsysteme und anderer
Motor- oder Generatorsysteme, verwendet werden. Bezugnehmend auf
die Zeichnungen und unter Hinweis auf 1 ist ein
Beispiel eines Systems 10, das verwendet werden kann, um
das erfindungsgemäße Verfahren
auszuführen,
in Blockform dargestellt.
-
Wie
dargestellt, empfängt
eine elektronische Steuereinrichtung bzw. ein elektronischer Controller 40 Signale
von einem Rotorpositionsübertrager („RPT") 3. Der
RPT 3 detektiert die Winkelstellung des Rotors einer Reluktanz-Maschine 20 und
stellt Controller 40-Signale bereit, die die Rotorposition wiedergeben.
Der RPT 3 kann optische oder magnetische Sensoren aufweisen
und kann von bekanntem Aufbau sein. Es werden Ausführungsformen
ins Auge gefasst, bei denen der RPT 3 durch einen Schaltkreis
ersetzt ist, der die elektrischen Charakteristiken der Phasenwicklung überwacht
und Signale, die die Winkelstellung des Rotors und/oder dessen Drehzahl
wiedergeben, ohne die Verwendung von Positionssensoren bereitstellt.
Ein derartiger sensorloser Ansatz ist in der derzeitig anhängenden
Anmeldung mit der Seriennummer 08/549,457 „Rotor Position Sensing in
a Dynamoelectric Machine Using Coupling Between Machine Coils" offenbart, die am 27.
November 1995 eingereicht und an den Übertragungsempfänger der
vorliegenden Erfindung übertragen
wurde.
-
In
der Ausführungsform
gemäß 1 leitet der
Controller 40 eine Anzeige der Winkelgeschwindigkeit des
Rotors der Reluktanz-Maschine 20 durch geeignete Verarbeitung
der von dem RPT 3 bereitgestellten Positionsinformation
ab. Alternative Ausführungsformen
werden ins Auge gefasst, bei denen ein separater Drehzahlmesser
oder eine ähnliche
Vorrichtung Drehzahlinformationen an den Controller 40 abgeben.
-
Zusätzlich zum
Empfangen von Signalen vom RPT 3 betreffend die Rotorposition
und Winkelgeschwindigkeit der Maschine empfängt der Controller 40 auch über eine
Leitung 4 Feedback-Signale von einem Stromrichter 30.
In einer Ausführungsform repräsentieren
die Feedback-Signale die Ströme,
die von dem Stromrichter 30 an die Phasenwicklungen des
Rotors geliefert werden. Der Controller empfängt ebenfalls ein extern erzeugtes
Signal auf einer Leitung 2, welches dem gewünschten
Drehmoment oder der Drehzahl der Maschine 20 entspricht.
-
Als
Reaktion auf die Rotorpositionssignale vom RPT 3, die Feedback-Signale
von einem Stromrichter 30 und dem Drehmoment/Drehzahlbefehl
auf Leitung 2 stellt der Controller 40 Schaltsignale (manchmal
als „Auslösesignale" bezeichnet) über Leitungen 4a–4c zu
einer Anzahl von Stromschaltvorrichtungen, auch Netzschaltereinrichtungen
genannt, die einen Stromwandler 30 umfassen, bereit. Die
Schaltvorrichtungen in dem Stromwandler 30 sind über Leitungen 5a–5c mit
drei Phasenwicklungen A, B und C einer Dreiphasen-geschalteten Reluktanz-Maschine 20 verbunden.
Die drei Phasenwicklungen der Maschine (A, B und C) sind schematisch
in 1 dargestellt. Der Fachmann erkennt, dass, obwohl
eine Dreiphasenmaschine zu illustrativen Zwecken dargestellt ist,
Maschinen mit mehr oder weniger als drei Phasenwicklungen verwendet werden
können.
Die vorliegende Erfindung betrifft in gleicher Weise solche Maschinen.
-
Im
Allgemeinen reagiert der elektronische Controller 40 auf
die Positionssignale von der RPT 3 durch Erzeugen von Auslösesignalen
für jede
der drei Phasen des Motors, um die Stromschaltvorrichtungen (power
devices) im Stromrichter 30 so zu schalten, dass die Phasenwicklungen
A, B und C in geeigneter Reihenfolge über Winkelabschnitte der Rotordrehung
erregt werden, um Drehmoment in einer gewünschten Richtung zu erzeugen.
-
2 zeigt
in größerem Detail
die Dreiphasen-Reluktanz-Maschine 20 gemäß 1.
-
Im
Allgemeinen besteht die Reluktanz-Maschine 20 aus einem
Stator 22, der gemäß bekannten
Techniken aus aufeinander geschichteten Statorelementen aufgebaut
ist, die zwölf
nach innen gerichtete Statorpole 23 definieren. Diese Pole
definieren eine Hauptstatorachse (aus 2 nach außen vorstehend).
Ein Rotor 24 ist mit einer drehbaren Welle (nicht gezeigt)
verbunden, die koaxial mit der Hauptachse des Stators verläuft. Die
Welle ist in Lagern gelagert und kann frei rotieren. Der Rotor 24 ist
aus aufeinander gestapelten Rotorelementen gebildet, die acht nach
außen
vorstehende Rotorpole 25 bilden.
-
Jedem
Statorpol 23 zugeordnet ist eine gewickelte Drahtspule 26a, 26b und 26c.
Die Spulen gegenüberliegender
Statorpole sind so platziert, dass Strom, der in den gegenüberliegenden
Statorpolen zum gleichen Zeitpunkt fließt, nach innen gerichtete elektromagnetische
Kräfte
unterschiedlicher Polaritäten
erzeugt.
-
In
der Reluktanz-Maschine gemäß 2 sind
Spulensätze,
die gegenüberliegenden
Statorpolen 23 zugeordnet sind, so zusammengefasst, dass sie
drei Phasenwicklungen A, B und C bilden, wobei jede Phasenwicklung
vier Spulen 26 umfasst und wobei jede Phase vier Statorpolen 23 zugeordnet
ist. Die abschließenden
Enden der drei Phasenwicklungen A, B und C sind mit den Ausgängen des
Stromrichters 30 über
Verbindungsleitungen 5a, 5b und 5c verbunden.
-
Wenn
elektrischer Strom durch die Phasenwicklungen einer gegebenen Phase
(zum Beispiel Phasenwicklung A) fließt, werden zwei Sätze entgegengerichteter
elektromagnetischer Kräfte
von entgegengesetzter Polarität
in der Maschine erzeugt. Dies ist in 2 durch
den Bezug auf die Phase ANord- und Phase
ASüd-Elektromagneten
dargestellt, welche erzeugt werden, wenn Strom in einer gegebenen
Richtung durch die Phasenwicklung A fließt. Die durch diesen Strom
erzeugten Elektromagneten erzeugen eine Anziehungskraft zwischen
den erregten Statorpolen 23 und den Rotorpolen 25,
welche ein Drehmoment erzeugt. Durch Schalten der Erregung von einer
Phasenwicklung zur anderen wird das gewünschte Drehmoment beibehalten,
unabhängig
von der Winkelstellung des Rotors. Durch Schalten der Erregung der
Phasenwicklungen zum Entwickeln eines positiven Drehmoments kann
die Maschine als Motor betrieben werden. Durch Erregung der Phasenwicklungen
zur Erzeugung eines negativen Drehmoments kann die Maschine als
Bremse oder Generator betrieben werden. Die Größe des erzeugten Drehmoments
kann gesteuert werden durch Steuerungen des Stroms in der erregten
Phasenwicklung, welcher die Stärke
des erzeugten elektromagnetischen Feldes steuert.
-
Zu
Darstellungszwecken ist eine Dreiphasenmaschine mit zwölf Statorpolen
und acht Rotorpolen (i. e. eine 12/8-Maschine) gezeigt. Der Fachmann erkennt,
dass andere Kombinationen (z. B. 6/2, 6/4, etc.) möglich sind
und dass Maschinen mit mehr oder weniger als drei Phasenwicklungen
verwendet werden können.
Die vorliegende Erfindung ist in gleicher Weise auf derartige Maschinen
anwendbar. Darüber
hinaus ist die vorliegende Erfindung anwendbar auf umgekehrte Maschinen,
bei denen der Stator innerhalb der Bohrung eines außen rotierenden
Rotors positioniert ist, und auf Linearmaschinen, bei denen der
Rotor sich linear bezüglich
des Stators bewegt.
-
Wie
in Verbindung mit 1 erläutert, werden die Phasenwicklungen
der Reluktanz-Maschine durch Aufbringen von Strom auf die Phasenwicklungen
mittels des Stromrichters 30 erregt. Der Stromrichter 30 ist
in 3A detaillierter dargestellt.
-
Wie
in 3A gezeigt, wird der Stromrichter 30 mit
Wechselstrom versorgt mittels Eingangsstromleitungen AC+ und AC–. Eine
Masseleitung kann ebenfalls über
eine GND-Leitung
(Masseleitung) an den Stromrichter 30 angelegt sein. Ein
entsprechend bemessener Elektromagnetikinterferenz(„EMI")-Filter 31 empfängt und
konditioniert die Eingangswechselspannung, bevor sie an einen Vollwellengleichrichter 32 geliefert
wird.
-
Obwohl
in 3A nicht dargestellt, kann ein Eingangsstromschutzkreis
verwendet werden, um Beschädigungen
der Komponenten des Stromrichters 30 zu verhindern. Beispielsweise
kann eine Sicherung, die gemäß der maximal
erlaubten Stromstärke
ausgewählt
ist, in Reihe mit einer der AC+ oder AC– Stromleitungen platziert
sein oder ein Motorwärmeabschalter
kann mit dem EMI-Filter 31 verbunden
sein, um den Strom der Reluktanz-Maschine 20 abzuschalten,
wenn eine übermäßig hohe
Temperatur detektiert wird in der Nähe der Maschine 20 oder
des Stromrichters 30.
-
Der
Vollwellengleichrichter 32 empfängt die Wechselspannung und
konvertiert sie in eine Gleichspannung, so dass hohe Gleichspannung
auf Hochspannungs-DC-Busleitungen +HVDC und HVDCCommon verfügbar ist.
Parallel geschaltete Gleichspannungsbuskondensatoren 34 werden
verwendet, um den Ausgang des Vollwellengleichrichters 32 zu
filtern und eine Gleichspannung über
den Hochspannungs-DC-Bus bereitzustellen. Während die absolute Größe der Gleichspannung,
die über
dem Gleichspannungsbus bereitgestellt wird, abhängig von der Leistungseinstellung
des gegebenen Stromrichters variieren kann, kann die Gleichspannung über den Hochspannungs-DC-Bus
Höhen von
160 Volt für
110 Volt Wechselspannungseingang und über 300 Volt für 220 Volt
Wechselspannungseingang erreichen.
-
Hilfsgleichspannungsstromquellen,
die aus einer Reihe von entsprechend bemessenen Widerständen bestehen,
können
von dem Hochspannungs-DC-Bus betrieben werden. In dem Beispiel gemäß 3A wird
ein 5 Volt-Vcc-Signal zum Versorgen des Controllers 40 durch
die Widerstandskette 33a bereitgestellt. Eine ähnliche
Widerstandskette 33b stellt eine Quelle von 5 Volt-Strom
an den RPT 3 bereit.
-
Obwohl
in 3A nicht gezeigt, könnten eine zusätzliche
EMI oder geeignete Untervoltdetektoren (z. B. eine Widerstandskette
mit einer resistiv/kapazitiven Ladung) über den Hochspannungs-DC-Bus
verbunden sein. Solche Elemente sind nicht in spezieller Weise auf
den Gegenstand dieser Offenbarung bezogen und gehören zur
Kenntnis eines Fachmanns auf dem in Rede stehenden Gebiet und werden
daher hier nicht im Detail diskutiert.
-
Über den
Hochspannungs-DC-Bus sind Stromschaltvorrichtungen und Dioden-„Gruppen" gekoppelt, wobei
jede Gruppe einer der drei Phasen der Reluktanz-Maschine 20 zugeordnet ist.
Genauer gesagt, jede Gruppe beinhaltet eine obere Stromschaltvorrichtung 35,
eine untere Stromschaltvorrichtung 36, eine obere Rücklaufdiode 37 und
eine untere Rücklaufdiode 38.
Eine Strommess-Widerstandsanordnung 39 ist jeder der Stromschaltvorrichtungsgruppen
zugeordnet. Diese Strommess-Widerstandanordnungen 39a, 39b und 39c liefern
Spannungen, die dem Strom entsprechen, der durch die jeder Anordnung
zugeordneten Phasenwicklungen fließt. Wie im Folgenden näher erläutert, können diese „Strom-Feedback-Signale" von dem Controller 40 verwendet
werden, um den Strom in den Phasenwicklungen zu steuern.
-
In
der Ausführungsform
gemäß 3A besteht
jede der Strommess-Widerstandsanordnungen 39a, 39b und 39c aus
einer Anzahl parallel geschalteter Widerstände. Diese Anordnung ist bei
einigen Anwendungen vorteilhaft, da sie die Verwendung von Widerständen für niedrigere
Ströme
(die daher billiger sind) ermöglicht.
Ein einzelner Widerstand mit einem passenden Wert kann ebenfalls
verwendet werden.
-
Die
Stromschaltvorrichtungen 35 und 36 können alle
geeigneten Stromschaltvorrichtungen wie beispielsweise MOSFETs,
IGBTs, bi-polare Transistoren, SCRs oder Kombinationen hiervon aufweisen.
Wenn beispielsweise nur die oberen Schalter zur Stromsteuerung moduliert
werden, können schnelle
stromschaltende MOSFETs für
die oberen Schaltvorrichtungen 35 verwendet werden, und
langsamer schaltende (jedoch mit weniger Verlust) IGBT-Vorrichtungen können für die unteren
Stromschaltvorrichtungen 36 verwendet werden.
-
Durch
Steuerung der Betätigung
der Stromschaltvorrichtungen 35 oder 36 können unterschiedliche
Spannungspotentiale über
die Phasenwicklung, mit der die passende Gruppe verbunden ist, hergestellt
werden.
-
3B zeigt
die Spannungsarten, die über eine
Phasenwicklung, welche mit einer der Stromschaltgruppen gemäß 3A verbunden
ist, hergestellt werden können.
Unter Verwendung der Phase A-Gruppe als Beispiel zeigt 3B(1) die Spannung, die über die
Phasenwicklung A hergestellt wird, wenn sowohl die obere Stromschaltvorrichtung 35a als auch
die untere Stromschaltvorrichtung 36a in einen leitenden
(oder „geschlossenen") Zustand versetzt werden.
Wenn die Schalter 35a und 36b so betätigt werden,
wird die Phasenwicklung über
den Hochspannungs-DC-Bus verbunden und (durch die Schaltvorrichtungen
hervorgerufene Verluste ignorierend) ist die Spannung über die
Phase A-Wicklung
im Wesentlichen gleich der Hochspannungs-DC-Busspannung (+HVDC).
-
3B(II) zeigt die Spannung, die über der Phase
A-Wicklung erscheint,
wenn beide Stromschaltvorrichtungen 35a und 36b in
eine nicht leitende (oder „offene") Konfiguration betätigt werden, wenn
Strom in der Phase A-Wicklung
fließt.
Aufgrund der großen
Induktanz der Phasenwicklung kann sich der Strom in der Wicklung
nicht sofort ändern
und der Strom wird daher fortfahren, durch die Wicklung über die
Rücklaufdioden 37a und 38a zu
fließen.
Da sowohl die oberen als auch die unteren Rücklaufdioden in dieser Anordnung
leitend sind, ist die Spannung, die über die Phasenwicklung A-Wicklung
aufgebracht wird, im Wesentlichen die Negative der Hochspannungs-DC-Busspannung
(–HVDC).
-
3B(III) zeigt die Spannung, die über der Phasenwicklung
A auftritt, wenn entweder die obere oder die untere Stromschaltvorrichtung 35a oder 36a (aber
nicht beide) in einen nicht leitenden Zustand betätigt wird,
während
die andere sich in einem leitenden Zustand befindet, und Strom in
der Phasenwicklung fließt.
Da sich der Strom nicht sofort ändern kann,
fließt
in dieser Anordnung der Strom weiterhin durch die dieser Stromschaltvorrichtung
zurückgeordnete
Rücklaufdiode.
Wenn beispielsweise die untere Stromschaltvorrichtung 36a in
einen nicht leitenden Zustand betätigt wird, fließt Strom
weiterhin durch die obere Stromschaltvorrichtung 35a und durch
die obere Rücklaufdiode 37a.
In gleicher Weise, wenn die obere Stromschaltvorrichtung 35a in
einen nicht leitenden Zustand betätigt wird, fließt Strom weiterhin
durch die untere Stromschaltvorrichtung 36a und die untere
Rücklaufdiode 38a.
In jeder dieser Anordnungen wird die Gesamtspannung über die Phase
A-Wicklung (wiederum die durch die Schaltvorrichtungen und die Dioden
verursachten Verluste ignorierend) annähernd Null Volt sein. Diese
Anordnung, bei der Strom durch die Wicklung mit annähernd Null
Volt über
der Wicklung zirkuliert, wird manchmal als „Freilaufanordnung" bezeichnet, da der
Strom durch die Wicklung „freiläuft".
-
Durch
Steuern der Betätigung
der Stromschaltvorrichtungen ist es möglich, verschiedene Schaltschemata
zu implementieren. Beispielsweise, wie in 3B(IV) gezeigt,
können
die obere und untere Stromschaltvorrichtung beide alternierend in
einen leitenden und einen nicht leitenden Zustand gebracht werden,
wobei sie gleichzeitig bewirken, dass der Strom über der Phasenwicklung von
+HVDC zu –HVDC
variiert. Dieses Schema wird manchmal als „Hart-Chopping" bezeichnet. Durch
geeignete Auswahl des Verhältnisses
der Zeit, über
die +HVDC-Spannung auf die Phasenwicklung aufgebracht wird im Gegensatz
zu der –HVDC-Spannung, kann
die Nettodurchschnittsspannung, die auf die Phasenwicklung aufgebracht
wird, entweder positiv oder negativ sein, sodass der Strom in der
Phasenwicklung dahingehend gesteuert werden kann, anzusteigen oder
abzunehmen.
-
3B(V) zeigt ein alternatives Schaltschema,
das verwendet werden kann, um die Durchschnittsspannung, die auf
die Phasenwicklung aufgebracht wird, zu steuern. Bei diesem Schaltschema wird
entweder: (i) die obere Stromschaltvorrichtung 35a in einem
leitenden Zustand belassen, während die
untere Stromschaltvorrichtung 36a alternativ von einem
leitenden zu einem nicht leitenden Zustand oder (ii) die untere
Stromschaltvorrichtung in einem leitenden Zustand belassen wird,
während
die obere Stromschaltvorrichtung 35a alternativ zwischen
leitendem und nicht leitendem Zustand betätigt wird. Zusätzlich kann
alterniert werden zwischen der Stromschaltvorrichtung, die in einem
leitenden Zustand belassen wird, und der Stromschaltvorrichtung, die
zwischen einem leitenden und einem nicht leitenden Zustand geschaltet
wird. Beispielsweise kann die obere Stromschaltvorrichtung 35a in
dem leitenden Zustand belassen werden für einen Zyklus, während die
untere Stromschaltvorrichtung 36a alternierend geöffnet und
geschlossen wird, und für
den folgenden Zyklus kann die untere Stromschaltvorrichtung 36a in
dem leitenden Zustand belassen werden, während die obere Stromschaltvorrichtung 35a alternativ
geöffnet
und geschlossen wird. Alternativ kann Freilauf auf einer anderen
Basis eingesetzt werden als auf derjenigen pro Zyklus. Das Alternieren
der Stromschaltvorrichtungen führt
zu einer reduzierten Schaltfrequenz, verlängerter Lebensdauer der Vorrichtungen,
reduzierter Schalt- und Systemverluste und erlaubt die Verwendung
langsamerer Schaltvorrichtungen.
-
Bei
diesem Schaltschema variiert die Spannung, die über der Phasenwicklungen angelegt
wird, von +HVDC bis Null Volt. Diese Art Schaltschema, bei der die
Spannung von einem gegebenen Wert bis Null variiert, wird manchmal
als „Soft-Chopping" bezeichnet. Bei
dem Soft-Chopping-Schema gemäß 3B(V), bei dem die Spannung über die
Phasenwicklung von +HVDC bis Null variiert, kann die Nettodurchschnittsspannung,
die an die Phasenwicklung angelegt wird, auf einen gewünschten
positiven Wert gesteuert werden, nicht jedoch auf einen negativen Wert.
-
3B(VI) zeigt ein Soft-Chopping-Schema, bei
dem, während
Strom in der Phasenwicklung fließt, entweder: (i) die obere
Stromschaltvorrichtung 35a in einem nicht leitenden Zustand
belassen wird, während
die untere Stromschaltvorrichtung 36a alternativ von einem
leitenden zu einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird, oder (ii)
die untere Stromschaltvorrichtung in einem nicht leitenden Zustand belassen
wird, während
die obere Stromschaltvorrichtung 35a alternativ zwischen
leitendem und nicht leitendem Zustand betätigt wird. Das Alternieren
der Stromschaltvorrichtung, die in einem nicht leitenden Zustand
belassen wird, und der Stromschaltvorrichtung, die zwischen einem
leitenden und einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird, wie
zuvor beschrieben, gilt in gleicher Weise in diesem Schaltschema
mit den gleichen daraus folgenden Vorteilen. Bei diesem Schaltschema
variiert die über
die Phasenwicklung aufgebrachte Spannung zwischen –HVDC und
Null Volt. Bei dem Soft-Chopping-Schema gemäß 3B(VI),
bei dem die Spannung über der
Phasenwicklung von –HVDC
bis Null Volt variiert, kann die Nettodurchschnittsspannung, die
auf die Phasenwicklung aufgebracht wird, auf einen gewünschten
negativen Wert gesteuert werden, jedoch nicht auf einen positiven
Wert.
-
Das
spezielle Schaltschema zum Betätigen der
Stromschaltvorrichtungen 35a–c und 36a–c in dem
Stromrichter gemäß 3A wird
bestimmt durch die Schaltsignale, die von dem Controller 40 an die
Gates der Stromschaltvorrichtungen angelegt werden. Der Controller 40 ist
detaillierter in den 4A und 4B dargestellt.
-
Bezugnehmend
auf 4A umfasst der Controller 40 einen integrierten
Halbleiterschaltkreischip 41 (gezeigt durch die gestrichelte
Box) und einem zugeordneten externen Schaltkreis. In dem Ausführungsbeispiel
gemäß 4A umfasst
der integrierte Halbleiterschaltkreischip 41 eine digitale
Spule 42, die von zusätzlichen
Schaltkreiselementen einschließlich
Komparatoren 43 und 44a–44c umgeben ist.
Die Komparatoren 43 und 44a–44c sind „digitale Komparatoren", bei denen der Ausgang
des Komparators entweder ein logisches Level 1 (wenn die Spannung
an dem +Eingang des Komparators größer ist als die Spannung an
dem –Eingang
des Komparators) oder logisches Level Null, wenn das Umgekehrte
zutrifft, ist.
-
Ein
Steuerchip 41 kann ein integrierter Schaltkreischip sein,
der einen in geeigneter Weise programmierten Mikroprozessor oder
Mikrocontroller aufweist. In einer Ausführungsform besteht der Steuerchip 41 aus
einem anwenderspezifizierten integrierten Schaltkreischip („ASIC"), der mit einem
externen, elektrisch löschbaren
programmierbaren Festspeicher („EEPROM") verbunden ist, der Betriebsdaten und
Anweisungen enthält,
mit denen ein Controller innerhalb der ASIC operieren kann.
-
Während die
Ausführungsform
gemäß 4 viele Komponenten des Controllers zeigt,
die sich auf dem Chip 41 befinden, können die Komponenten des Controllers
auf einer Anzahl diskreter Chips angeordnet sein oder es können analoge
Schaltkreise verwendet werden.
-
Der
Steuerchip 41 empfängt
als Eingang den Ausgang des RPT 3, der die Winkelposition
des Rotors anzeigt. Die exakte Form, die der RPT Eingang einnimmt, ändert sich
in Abhängigkeit
von dem speziellen Typ des RPT, der zum Detektieren der Rotorposition
verwendet wird. Beispielsweise könnte
der RPT-Eingang bestehen aus einem digitalen Wort, das die tatsächliche
Position des Rotors wiedergibt (wenn ein digitaler Positionskodierer
als ein RPT verwendet wird) oder einfachen Impulsen, die anzeigen, dass
der Rotor sich durch einen vorbestimmten Winkelbereich gedreht hat.
In jedem Fall sind die verschiedenen möglichen Formen des RPT und
der Empfang von RPT-Signalen zur Bereitstellung von Information bezüglich sowohl
der Rotorposition als auch der Winkelgeschwindigkeit für den Fachmann wohl
bekannt und werden hierin nicht detailliert angesprochen.
-
Zusätzlich zum
Empfangen der RPT-Signale als Eingang empfängt der Steuerchip 41 zudem über die
Leitung 2 das extern abgeleitete Signal, welches der gewünschten
Drehzahl oder dem Drehmoment der Maschine entspricht. Zum Zwecke
der Erörterung sei
angenommen, dass das extern angelegte Signal auf Leitung 2 eine
Wiedergabe des gewünschten Drehmomentausgangs
der Maschine ist, obwohl es für
den Fachmann offensichtlich ist, dass die Steuerungsverfahren und
die Vorrichtung, wie sie hierin diskutiert werden, ebenfalls auf
Drehzahlsteuerungssignale anwendbar sind.
-
Das
extern erzeugte Signal, das die gewünschte Drehmomentausgabe der
Maschine darstellt, wird von dem Chip 41 über die
Leitung 2 empfangen, und in 4A, mit
einer Referenzspannung VREF im Komparator 43 verglichen,
um ein modifiziertes Drehmomentanforderungssignal auf Leitung 2' zu erzeugen.
In dem Ausführungsbeispiel
gemäß 4A wird
angenommen, dass das extern bereitgestellte Drehmomentanforderungssignal
ein Impulsbreiten-moduliertes
(PWM) Signal ist, wobei der Taktzyklus bzw. Arbeitszyklus des PWM-Signals
dem Verhältnis
des angeforderten Drehmoments zum maximal verfügbaren Drehmoment der Maschine
entspricht. In dieser Ausführungsform
ist die Größe des VREF-Spannungssignals auf eine Höhe gesetzt,
die zwischen dem logischen Null- und
dem logischen Eins-Niveau liegt, das das PWM-Signal definiert. Das auf
Leitung 2' erscheinende
Signal ist somit ein PWM-Drehmomentanforderungssignal, das einen Taktzyklus
hat, der dem Taktzyklus des extern bereitgestellten PWM-Drehmomentanforderungssignals, das
auf Leitung 2 empfangen wird, entspricht.
-
Für bestimmte
Systeme wird das extern zugeführte
Drehmomentanforderungssignal auf Leitung 2 nicht ein PWM-Signal sein, sondern
es wird stattdessen ein analoges Signal sein, dessen Spannungshöhe der gewünschten
Drehmomentausgabe des Systems entspricht. Der Controller der vorliegenden
Erfindung ist dazu in der Lage, solche Signale mit geringen oder
keinerlei Modifikationen zu empfangen und zu bearbeiten. Ein Schaltkreis,
der den Controller 40 der vorliegenden Erfindung dazu in
die Lage versetzen würde,
ein analoges Signal zu empfangen, ist in größerer Einzelheit in 4B dargestellt.
-
In 4B ist
lediglich der Teil von 4A, der für den Empfang des extern zugeführten Drehmomentanforderungssignals
relevant ist, dargestellt. Im Allgemeinen ist der Schaltkreis von 4B der Gleiche
wie derjenige von 4A mit der Ausnahme, dass ein
Widerstand/Kondensator („RC") Filternetzwerk 45 mit
dem Wechselrichterausgang des Komparators 43 verbunden
ist. Zu Illustrationszwecken ist der invertierte Ausgang des Komparators 43 als
von einem Wechselrichter 46 geliefert dargestellt. Dieses invertierte
Signal kann alternativ erzeugt werden in der digitalen Spule 42 des
Steuerchips 41 und über einen
externen Pin bereitgestellt werden. Wenn auf Leitung 2 ein
analoges Signal empfangen wird, das größer ist als die Spannung an
dem nicht invertierten Anschluss des Komparators 43, wird
der invertierte Ausgang des Komparators 43 logisch hoch
oder positiv. Diese positive Spannung bewirkt, dass elektrischer
Strom in das RC-Netzwerk 45 fließt, wobei der Kondensator mit
einer von der RC-Zeitkonstanten des Netzwerks 45 definierten
Rate aufgeladen wird.
-
Schließlich wird
die Spannung über
dem Kondensator (die an dem nicht invertierten Anschluss angelegt
ist) die analoge Eingangsspannung des Steuerchips 41 überschreiten
und der Ausgang des Stromrichters 43 wird den Zustand umschalten, was
bewirkt, dass der invertierte Ausgang auf logisch Null (Erde) geht,
so dass Ladung von dem Kondensator abgezogen wird. Schließlich wird
die Spannung über
dem Kondensator unter die an Leitung 2 aufgebrachte analoge
Spannung fallen und der Ausgang des Wechselrichters 43 wird
wiederum den Zustand umschalten.
-
In
einer Ausführungsform
wird das Signal auf Leitung 2' als ein Steuersignal an einen
Auf-/Abzähler
aufgebracht, der bei einer gegebenen Frequenz getaktet ist, sodass
der Zähler
hochzählt,
wenn das Signal auf Leitung 2 logisch hoch ist und abzählt, wenn
das Signal logisch niedrig ist. In dieser Ausführungsform entspricht der Ausgang
des Zählers
dem Drehzahl- oder Drehmomentbefehlssignal.
-
Wiederum
Bezug nehmend auf 4A empfängt der digitale Kern 42 des
Controllers 40 die RPT-Informationen und den PWM-Drehmomentbefehl
auf Leitung 2 und, basierend auf diesen Informationen,
bestimmt die geeigneten Auslösesignale,
die über
die Leitungen 5a, 5b und 5c an die Stromschaltvorrichtungen
des Stromrichters 30 abzugeben sind. Die präzise Art
und Weise, in der der Steuerkreis die Auslösesignale erzeugt, hängt von
dem Steuermodus ab, in dem der Steuerchip arbeitet.
-
Der
Steuerchip 41 kann in verschiedenen bestimmten Steuermodi
arbeiten einschließlich:
(i) „LMIN/LMAX-Modus"; und (ii) „2/3-Modus", und (iii) „Vollwinkelsteuermodus". Der präzise Modus,
in dem der Steuerchip 41 arbeitet, bestimmt die Art der
Auslösesignale,
die an die Stromschaltvorrichtungen in dem Stromrichter 30 angelegt
werden.
-
In
dem LMIN/LMAX-Modus
wird die Erregung der Phasenwicklungen hergestellt über einen „Aktivzyklus", der durch vorbestimmte
TEIN- und TAUS-Winkel
definiert ist. Wenn der LMIN/LMAX-Modus
ausgewählt
wird, entspricht der TEIN-Winkel für eine gegebene
Phasenwicklung der Winkelposition des Rotors bezüglich des Stators, wenn die
Induktanz der Phasenwicklung etwa an ihrem Minimalwert, LMIN ist. In diesem Modus entspricht der TAUS-Winkel für die Phasenwicklung der Winkelposition
des Rotors, wenn die Induktanz der Phasenwicklung ungefähr an ihrem Maximalwert
LMAX ist. In einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist jeder LMIN- oder LMAX-Punkt der drei Phasenwicklungen einem
spezifischen Ausgangssignal von RPT 3 zugeordnet. Bei solch
einer Ausführungsform
initiiert der Controller (wenn er im LMIN/LMAX-Modus arbeitet) den aktiven Zyklus für eine gegebene
Phasenwicklung, wenn das LMIN-Signal für diese
Phasenwicklung empfangen wird, und beendet den aktiven Zyklus, wenn
das geeignete LMAX-Signal empfangen wird.
-
Während die
TEIN- und TAUS-Winkel
für die Phasenwicklungen
eingestellt sind und im LMIN/LMAX-Modus
unverändert
bleiben, kann die Spitzengröße des Stroms,
der während
des aktiven Zyklus in jede Phasenwicklung fließt, variieren als eine Funktion
des Drehmomentanforderungssignals, das von dem digitalen Kern auf
Leitung 2 empfangen wird. Genauer gesagt, der digitale
Kern 42 weist einen Schaltkreis zum Wählen eines Iref(pwm)-Signals auf,
das einem PWM-gewünschten
Arbeitszyklus entspricht, der einen gewünschten Höchststrom für eine gegebene Drehzahl-/Drehmomentkombination definiert.
Für den
Fachmann ist ersichtlich, dass das Verhältnis zwischen Drehmoment und
Strom in einer Reluktanzmaschine nicht linear ist und mit der Drehzahl
der Maschine variieren kann. Demzufolge beinhaltet der Controller 40 einen
Schaltkreis, der die Drehmomentanforderung und Drehzahlinformationen
empfängt
und ein geeignetes Iref(pwm) auswählt.
-
In
einer Ausführungsform
des Controllers 40 sind Iref(pwm)-Daten für verschiedene
Drehzahl- und Drehmomentpunkte in einer dünn besetzten Matrix (sparse
matrix) in einem für
den Controller 40 zugänglichen
Speicher gespeichert. In dieser Ausführungsform wird die Drehzahl-/Drehmomentinformation
verwendet zum Adressieren des Matrixspeichers. Für Drehzahl-/Drehmomentpunkte,
für die
keine gespeicherten Daten verfügbar
sind, können
Interpolationsroutinen verwendet werden, um geeignete Iref(pwm)-Daten
zu berechnen.
-
Alternative
Ausführungsformen
werden ins Auge gefasst, bei denen das Iref(pwm)-Arbeitszyklussignal
berechnet wird aus Drehzahl und Drehmomentdaten oder bei denen Kurvenanpassungstechniken verwendet
werden, um eine Gleichung für
Iref(pwm), basierend auf gemessenen Daten,
zu definieren.
-
Bezugnehmend
auf 4A wird das von dem digitalen Kern erzeugte Iref(pwm)-Signal über einen Pin auf dem Steuerchip 41 an
ein externes RC-Filternetzwerk 47 geleitet, so dass ein
dem gewünschten Peak-Aktivzyklusstrom
Iref(DC) entsprechendes Analogsignal erzeugt
wird. Die präzise
Größe und Struktur
des RC-Netzwerks 47 variiert in Abhängigkeit von Frequenz und Größe des Iref(pwm)-Signals der speziellen Anwendung.
In einer Ausführungsform
ist die Frequenz des Iref(pwm)-Signals etwa
40 kHz und das RC-Netzwerk 47 besteht
aus Widerständen 48a–48d und
zwei Kondensatoren 49, wobei die Werte der Widerstände entsprechend
2,2 kOhm, 100 kOhm, 20 kOhm und 20 kOhm, und der Kapazitätswert der Kondensatoren 49 100
Nanofarad ist.
-
Das
den gewünschten
Höchststromwert
repräsentierende
einzelne Analogsignal wird über
einen Eingangspin den Komparatoren 44a, 44b und 44c bereitgestellt,
wobei es verglichen wird mit den Feedback-Stromsignalen von den
drei Phasenwicklungen A, B und C. Die Komparatoren 44a, 44b und 44c liefern
eine Anzeige, ob die jeweiligen Phasenströme größer sind oder kleiner als der
gewünschte Höchststrom,
der durch das Iref(DC)-Signal reflektiert wird.
Es ist zu bemerken, dass die Verwendung eines einzelnen Pins zum
Empfang eines einzelnen Iref(DC)-Signals,
das mit jeder der Phasenwicklungsströme verglichen wird, den Aufbau
des Steuerchips 41 vereinfacht und seine Kosten reduziert,
da individuelle Stromreferenzen für jede der verschiedenen Phasenwicklungen
nicht erforderlich sind.
-
Wie
im Folgenden eingehender diskutiert, empfängt der Steuerchip 41 im
LMIN/LMAX-Modus
die Stromvergleichssignale und steuert die Auslösesignale für die Stromschaltvorrichtungen
so an, dass, wenn eine Phase in ihrem aktiven Zyklus ist, der Strom
in der Phasenwicklung auf einer Höhe gehalten wird, die in etwa
der dem Iref(DC)-Signal entsprechenden Höhe entspricht.
In einer Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung wird der Strom in der Phasenwicklung während eines
aktiven Zyklus durch eine Soft-Chopping-Technik mit einer festen
Frequenz gehalten, wobei die einer aktiven Phasenwicklung zugeordneten
Stromschaltvorrichtungen beide in einen leitenden Zustand betätigt werden,
wenn der Strom in der Phasenwicklung unterhalb des durch den Iref(DC)-Wert reflektierten gewünschten
Spitzenpegels liegt, und eine der Stromschaltvorrichtungen in den
nicht leitenden Zustand gebracht wird, um Freilaufen zu ermöglichen,
wenn der Strom in der aktiven Phasenwicklung die gewünschte Spitzenstromhöhe übersteigt.
-
Das
Soft-Chopping-Steuerschema mit fixer Frequenz, wie zuvor diskutiert,
ist lediglich ein Verfahren, mit dem Stromsteuerung während des
aktiven Zyklus bewerkstelligt werden kann. Hart-Chopping-Techniken
können
ebenfalls verwendet werden, obwohl solche Hart-Chopping-Techniken,
für die
gleiche Anzahl von „Chops", zu ungefähr zweifachen Schaltverlusten
führen,
da zwei Schalter für
jeden Chop aktiviert werden müssen.
Alternative Formen des Soft-Chopping können ebenfalls verwendet werden.
Beispielsweise können
die Stromschaltvorrichtung, die in einem leitenden Zustand belassen
wird, und die Stromschaltvorrichtung, die zwischen einem leitenden
und einem nicht leitenden Zustand geschaltet wird, alterniert werden,
um Schaltsystemverluste zu reduzieren, die Lebensdauer der Vorrichtungen
zu verlängern
und die Verwendung von langsameren Schaltvorrichtungen zu erlauben.
-
Der
zuvor diskutierte LMIN/LMAX-Modus
ist am besten geeignet für
den Betrieb der Reluktanz-Maschine 20 bei relativ niedrigen
Drehzahlen, bei denen die Induktanz relativ langsam ansteigt, was
es ermöglicht,
dass der Strom in den Wicklungen relativ schnell hergestellt wird.
Bei hohen Drehzahlen, bei denen die Induktanz schneller über die
Zeit wechselt, kann die Anwendung von festen Arbeitszyklusimpulsen
zwischen LMIN und LMAX zu
einem Stromprofil in der Phase führen,
das zu langsam ansteigt und abfällt,
so dass das Drehmoment nicht einfach gesteuert wird. Der LMIN/LMAX-Modus kann
auf Verwendung bei relativ niedrigen Drehzahlen beschränkt sein.
-
Beispielsweise
wird bei einer Anwendung des Steuersystems gemäß der vorliegenden Erfindung
der LMIN/LMAX-Modus
für Drehzahlen
bis zu 375 Umdrehungen pro Minute verwendet.
-
Wenn
die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors zunimmt, kann das negative
Drehmoment, das durch den Strom erzeugt wird, der in einer erregten Phasenwicklung
nach der LMAX-Position verbleibt, zu einer ineffizienten
Motorleistung führen.
Daher kann es, wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors zuzunehmen
beginnt, wünschenswert
sein, den aktiven Zyklus einer gegebenen Phasenwicklung vor der LMAX-Position zu beenden. In dem „2/3-Modus" stellt der Controller 40 der
vorliegenden Erfindung sicher, dass dies auftritt, indem der TAUS-Winkel für jede Phasenwicklung die Rotorposition
ist, welche 2/3 der Winkeldistanz zwischen den LMIN-
und LMAX-Positionen ist. An diesem 2/3-Punkt,
der vor dem LMAX-Punkt liegt, kann Strom
in der Wicklung relativ langsam reduziert werden, während normale
Kräfte
niedrig sind, anders als ein schnelles Bewegen auf Null. In einer Ausführungsform
des Systems gemäß der vorliegenden
Erfindung entspricht der 2/3-Punkt einem speziellen RPT-Ausgangssignal.
In einer Ausführungsform ist
der TEIN-Winkel für eine aktive Phase im 2/3-Modus
der Gleiche wie derjenige in dem LMIN/LMAX-Modus
(d. h. LMIN), er kann jedoch auch unabhängig vom LMIN/LMAX-Modus ausgewählt werden.
-
Während die
TEIN- und TAUS-Positionen
in dem 2/3-Modus fixiert sind, kann die Spitze des erwünschten
Stromes als eine Funktion des Drehmomentbedarfsignals geändert werden.
Das von dem Controller 40 verwendete Verfahren zum Einstellen der
Spitze des gewünschten
Stroms und zum Anzeigen, ob ein gegebener Phasenwicklungsstrom diesen
Wert übersteigt,
ist das Gleiche wie bei dem zuvor Beschriebenen in Verbindung mit
dem LMIN/LMAX-Modus.
-
Während der
LMIN/LMAX-Modus
am besten geeignet ist für
niedrige Drehzahlen, bei denen ein hoher Drehmomentausgang des Systems
ein wichtiger Aspekt ist, ist der 2/3-Betriebsmodus am besten geeignet
für einen
Betrieb, bei dem höhere
Drehzahlen erwartet werden und die Systemeffizienz von besonderer
Bedeutung ist. Beim 2/3-Modus ist die Winkelgeschwindigkeit des
Rotors größer als
die Geschwindigkeit, bei der das beim Verwenden des LMIN/LMAX-Modus produzierte negative Drehmoment beginnt,
die Effizienz der Motorleistung zu reduzieren, sie ist jedoch immer
noch ausreichend niedrig, dass genug Zeit zwischen den TEIN- und TAUS-Positionen
besteht für
eine ausreichende Anzahl von Strom-Chops, die durchgeführt werden
müssen,
so dass eine zuverlässige
Stromsteuerung beibehalten wird. Beispielsweise wird bei einer Anwendung
der vorliegenden Erfindung der 2/3-Modus verwendet für Rotordrehzahlen
oberhalb 375 Umdrehungen/Min. aber unterhalb 1000 Umdrehungen/Min..
Bei anderen Anwendungen kann der 2/3-Modus bei sehr geringen Rotordrehzahlen
anstelle des LMIN/LMAX-Modus verwendet
werden aus Gründen
besserer Effizienz und niedrigeren RMS-Phasenstroms.
-
Wenn
die Drehgeschwindigkeit des Rotors weiter zunimmt, wird ein Punkt
erreicht, wo die Motorinduktanz und die erzeugte Gegen-emf die Strommenge
begrenzt, die in einer Phasenwicklung unter Verwendung entweder
des 2/3-Modus oder des LMIN/LMAX-Modus,
wie zuvor beschrieben, hergestellt werden kann. Des Weiteren, wenn
eine Phasenwicklung bei einer TAUS-Position,
die entweder LMAX oder 2/3 der Drehdistanz
zwischen LMIN und LMAX entspricht,
entregt wird, ist es schwierig, Strom, der nach dem Punkt der maximalen
Induktanz in der Wicklung verbleibt, vor dem nächsten Erregungszyklus der Wicklung
zu entnehmen. Chopping kann bei diesen Geschwindigkeiten ausgeführt werden,
liefert jedoch keine adäquate
Stromsteuerung alleine. In dieser Situation kann die Reluktanz-Maschine
gesteuert werden in einem „Winkelsteuermodus", bei dem die Erregung
der Phasenwicklung definiert wird unter Verwendung unterschiedlicher
Schaltschemata bei unterschiedlichen Rotorpositionen oder -winkeln.
In einer Ausführungsform
werden drei Winkel verwendet, um diskrete +HVDC-, Freilauf- und –HVDC-Schemen zu
definieren, obwohl andere, kompliziertere Ausführungsformen ins Auge gefasst
werden, die unterschiedliche Winkel und mehr oder weniger als drei Winkel
verwenden. In diesem „Dreiwinkel"-Beispiel sind die drei Winkel, welche
die Erregung einer in dem Winkelsteuerungsmodus gesteuerten Phasenwicklung
definieren: (i) der TEIN-Winkel, der die
Einleitung des aktiven Zyklus definiert; (ii) ein Freilaufwinkel
(„FW"), bei dem der Strom
in der Phasenwicklung freilaufen kann durch eine der Stromschaltvorrichtungen
und eine der Rücklaufdioden,
die der Wicklung zugeordnet sind; und (iii) der TAUS-Winkel,
der die Beendigung des aktiven Zyklus definiert. Anders als bei dem
LMIN/LMAX- und 2/3-Modus sind die TEIN-, TAUS- (und
FW)Winkel nicht fix und können
mit der Drehzahl und der Drehmomentanforderung des Motors in dem
Winkelsteuerungsmodus variieren. Zudem entsprechen die Rotorpositionen,
die den TEIN-, TAUS- und
FW-Winkeln zugeordnet sind, oftmals nicht den spezifischen RPT-Signalen,
sodass Verfahren verwendet werden müssen, um die Rotorposition
zwischen aufeinanderfolgenden RPT-Signaländerungen zu bestimmen.
-
Da
die TEIN-, TAUS-
und FW-Winkel als Funktionen der Winkelgeschwindigkeit des Rotors
und der Drehmoment- oder Drehzahlanforderung der Maschine variieren,
muss der Controller mit geeigneten Winkelparametern für jede mögliche Kombination von
Rotorgeschwindigkeit und Drehmoment, versorgt werden (oder diese
erzeugen), während
der Controller in dem Winkelsteuerungsmodus arbeitet. Ein Ansatz
zum Bereitstellen derartiger Information ist es, den Motor zu „charakterisieren" durch experimentelles
Betreiben des Motors in dem Winkelsteuermodus und Bestimmen, für verschiedene
Drehzahl-/Drehmomentpunkte, der geeigneten TEIN-,
TAUS- und FW-Winkel, welche wünschenswerte
Betriebsleistungen an den verschiedenen Punkten bereitstellen. Diese
Daten können
daraufhin in einem digitalen Speicher gespeichert werden, der der
Steuerung 41 (z. B. ein auf einem Chip 41 angeordneter
Speicher) zugeordnet ist, oder in einem externen Speicher, der für den Steuerchip 41 adressierbar
ist und zu dem dieser Zugang hat, zur Verwendung durch den digitalen
Steuerkern. In einer Ausführungsform
sind die ausgewählten
Winkelparameter gespeichert in einer dünn besetzten Matrix, die in
einem für
den Steuerchip 41 zugänglichen
Speicher gespeichert sind. Der Controller arbeitet entweder mit
den Winkelparametern, die dem Drehzahl-/Drehmomentpunkt zugeordnet
sind, welcher dem aktuellen Drehzahl-/Drehmomentpunkt am nächsten liegt,
oder verwendet einen Interpolationsalgorithmus, um die geeigneten Winkelparameterdaten
für den
aktuellen Drehzahl-/Drehmomentbetriebspunkt auszuwählen. Alternative
Ausführungsformen
werden ins Auge gefasst, bei denen die TEIN-,
TAUS- und FW-Winkel berechnet werden oder
in anderer Weise abgeleitet werden aus Drehzahl- und Drehmomentinformationen,
welche für den
Controller 40 verfügbar
sind.
-
Das
exakte Verfahren, das verwendet werden sollte, um einen Motor zum
Betrieb in dem Winkelsteuerungsmodus zu charakterisieren, wird von Motor
zu Motor und von Controller zu Controller variieren. Allgemeine
Techniken zum Durchführen
der Charakterisierungsfunktion sind allgemein bekannt und werden
hierin nicht detailliert angesprochen.
-
Der
Winkelsteuerungsmodus ist am besten geeignet für Hochgeschwindigkeitsmaschinenbetrieb,
d. h., wenn die Maschine betrieben wird oberhalb eines vorbestimmten
Prozentsatzes (z. B. zwischen 1/3 und 1/2) ihrer maximalen Betriebsdrehzahl.
Beispielsweise wird in einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung der Winkelsteuerungsmodus verwendet für Steuerungszwecke, wenn die Winkelgeschwindigkeit
des Rotors 1000 Umdrehungen/Min. überschreitet.
-
Der
Controller 40 der vorliegenden Erfindung kann konfiguriert
sein, um in lediglich einem der oben beschriebenen Betriebsmodi
betrieben zu werden, oder um in verschiedenen Betriebsmodi betrieben
zu werden, abhängig
von der Drehgeschwindigkeit der Maschine. Wenn der letztgenannte
Ansatz gewünscht
wird, kann der Controller in geeigneter Weise programmiert werden,
durch Speichern der Drehzahl, bei welcher ein Moduswechsel auftreten
soll, in digitalen Speicherstellen innerhalb des Controllers 40.
-
Wie
zuvor erläutert,
bewirken abrupte Änderungen
im Magnetfluss innerhalb der Reluktanz-Maschine unerwünschtes
akustisches Geräusch
und Vibrationen. Die Mehrzahl dieser abrupten Änderungen tritt auf, wenn der
Strom in einer Phasenwicklung von seiner Größe im aktiven Zyklus abnimmt
zu nahezu Null (die „Rückseite" der Stromwellenform),
und wenn der Strom in einer aktiven Phasenwicklung von nahezu Null
in dem aktiven Zyklus auf seinen Spitzenwert ansteigt (die „Vorderseite" der Stromwellenform).
Der ansteigende Strom kann nicht nur Änderungen im Fluss der erregten
Wicklung bewirken, sondern kann ebenfalls Änderungen im Fluss der benachbarten
Wicklung, die erregt wird oder einer Phase, die entregt wird, bewirken.
Der Controller 40 der vorliegenden Erfindung kann die Nettodurchschnittsspannung
steuern, die an den Strom in einer Phasenwicklung während des
aktiven Zyklusses in den drei zuvor diskutierten Modi angelegt wird,
so steuern, dass die Änderungen
in dem magnetischen Fluss in einer aktiven Phasenwicklung oder einer
benachbarten Phasenwicklung reduziert werden, was unerwünschtes
Maschinengeräusch
und Vibrationen reduzieren wird.
-
Diese
Stromsteuerung wird bewirkt an der Vorderseite der Stromwellenform
durch „Auf
steilen" bzw. „ramping-up" des Stroms in einer
gesteuerten Art und Weise und an der Rückseite der Stromwellenform
durch „Abflachen" bzw. „ramping-down" des Stroms in einer
gesteuerten Art und Weise. Zu Zwecken der Diskussion werden das
vom Controller 40 verwendete Verfahren und die diesbezügliche Vorrichtung
zum „ramp-down" der Stromwellenform
zuerst erläutert.
Die folgende Erläuterung
ist anwendbar auf alle Betriebsmodi und hängt nicht von der Art und Weise
ab, in der TEIN und TAUS definiert
oder ausgewählt
werden.
-
Der
einfachste Weg, den Strom in einer aktiven Phasenwicklung am Ende
des aktiven Zyklusses für
diese Wicklung herabzufahren ist, beide Stromschaltvorrichtungen,
auch Netzschaltereinrichtungen genannt, die der Wicklung zugeordnet
sind, in einen nicht leitenden Zustand zu betätigen, wenn der Rotor die TAUS-Position
für diesen
aktiven Zyklus erreicht hat. Diese Techniken resultieren jedoch
in der Aufbringung von annähernd
der vollen –HVDC-Busspannungshöhe an die
Phasenwicklung bei TAUS und resultieren
in einem dramatischen Wechsel in der Nettodurchschnittsspannung,
die an die Wicklung angelegt wurde, von einer Nettopositiven Spannung (was
immer die Spannung war, die verwendet wurde, um den gewünschten
Aktivzyklusstrom herzustellen) zu –HVDC. Der abrupte Spannungswechsel
tendiert dazu, abrupte Wechsel des magnetischen Flusses zu verursachen
und führt
zu unerwünschtem
Motorgeräusch
und Vibration.
-
Der
Controller 40 ist so konfiguriert, dass er es ermöglicht,
den Strom in vorbestimmter Weise „abzuflachen" („ramp-down") derart, dass der
Strom in der aktiven Phasenwicklung nicht abrupt wechselt, sondern
gesteuert wird von dem Punkt, an dem der Rotor den TAUS-Winkel für die aktive
Phase erreicht, bis der Strom in der Phase auf nahezu Null reduziert ist.
Im Allgemeinen wird dies bewirkt durch Ausführen eines Schaltschemas, bei
dem bei TAUS ein Arbeitszyklus berechnet
oder erfasst wird, derart, dass die Nettodurchschnittsspannung,
die an die Phasenwicklung direkt nach TAUS angelegt
war, die Gleiche ist, wie bei TAUS. Die
Dauer der an die Wicklung angelegten Spannungsimpulse wird anschließend so
gesteuert, dass die Nettodurchschnittsspannung, die an die Wicklung
angelegt wird, in gesteuerter Art und Weise von ihrem positiven
Wert bei TAUS auf Null variiert und dann
zu einem negativen Wert, bis der Strom in der Phasenwicklung auf
nahezu Null reduziert ist. Das Ergebnis des Steuerns der an die
Wicklung angelegten Spannungsimpulse ist es, den Strom und den Magnetfluss
in weicher Art und Weise abzuflachen, während es das Ergebnis des Anbringens
der äquivalenten
Nettospannung nach TAUS ist, leichte Änderungen
der Stromwellenform von dem Punkt, wenn damit begonnen wird, den
Strom aus der Wicklung zu nehmen, bis zu dem Punkt, wo der Strom
einen Wert nahezu Null erreicht, zu erzeugen. Diese gesteuerte Stromänderung
reduziert das hörbare
Geräusch
und unerwünschte
Vibrationen in dem System.
-
In
einer Ausführungsform
verwendet der Controller 40 Soft-Chopping-Schemata, um
den Strom in der Phasenwicklung während des aktiven Betriebszyklusses
bei dem gewünschten
Spitzenwert zu halten. In dieser Ausführungsform initiiert der Controller 40 bei
TAUS ein Hart-Chopping-Schema, wobei Spannungsimpulse
angelegt werden, um den Strom in einer gesteuerten Weise herunter
auf Null zu fahren. In einer Ausführungsform des hierin beschriebenen
Systems ist der Arbeitszyklus der Hart-Chopping-Spannungsimpulse, die an die
Wicklung bei TAUS angelegt werden, die Hälfte des
Soft-Chopping-Arbeitszyklusses
bei TAUS, als ein Prozent der fixen PWM-Frequenz, plus 50%.
Während
die folgende Diskussion auf eine spezielle Diskussion dieser Ausführungsform
des Controllers 40 beschränkt ist, versteht es sich für den Fachmann,
dass die Vorrichtungen und Techniken, die hierin diskutiert werden,
in Verbindung mit anderen Chopping- oder Stromsteuerungsschemata
verwendet werden können.
-
5A zeigt
in der Form eines Flussdiagramms ein Verfahren 50, in dem
das Steuerungssystem gemäß der vorliegenden
Erfindung bewirkt, dass sich die Nettodurchschnittsspannung, die
an eine Phasenwicklung angelegt wird, nicht-abrupt und in einer
gesteuerten Art und Weise von annähernd dem Nettospannungswert,
der bei dem TAUS-Punkt angelegt ist, auf –HVDC ändert. Der
Controller 40 bewirkt dieses durch zunächst Bestimmen eines anfänglichen
Arbeitszyklusses von Hart-Chopping-Spannungsimpulsen, der einer Nettodurchschnittsspannung
gleich oder nahezu der bei dem TAUS-Punkt
angelegten Nettodurchschnittsspannung entspricht. Dieser anfängliche
Arbeits- oder Taktzyklus wird anschließend angepaßt durch Steuerung der Nettodurchschnittsspannung,
die an die Phasenwicklung angelegt wird, und zum „Abflachen" (ramp- down) des Stroms
in einer entregten Phasenwicklung durch eine gesteuerte Anlegung
von Hart-Chop-Spannungsimpulsen.
-
Bevor
die Phasenwicklung in ihren aktiven Zyklus eintritt, berechnet der
digitale Kern 42 des Controllers 40 den anfänglichen
Arbeitszyklus der Hart-Chopping-Impulse,
der bei dem TAUS-Punkt beginnt. Dies wird
bewirkt in Schritten 51 bis 53 von 5A.
Da die Nettodurchschnittsspannung, die erforderlich ist, um eine
gewünschte
Stromgröße in einer
Phasenwicklung herzustellen, mit der Drehzahl und dem Drehmoment
der Maschine variiert, sollte für
eine optimale Geräuschreduktion
der Arbeitszyklus, für
den Hart-Chopping
bei dem TAUS-Punkt (der die Nettodurchschnittsspannung
bei dem TAUS-Punkt definiert) beginnt, als
eine Funktion von sowohl der Rotordrehzahl als auch dem Maschinendrehmomentausgang
variieren. Als solches berechnet der Controller 40 der
vorliegenden Erfindung in Schritt 51 einen Beitrag zu dem „HARD-RAMP-START"-Arbeitszyklus (i.
e. einen Beitrag zu der Nettodurchschnittsspannung bei TAUS) als eine Funktion des Verhältnisses
des Ausgangsmotordrehmoments zu dem maximal möglichen Rotordrehmoment. In
dem speziellen Beispiel gemäß 5A wird
der Drehmoment-bezogene Beitrag zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus
berechnet von einem Prozessor in dem digitalen Kern 42 als
eine lineare Funktion des Drehmomentausgangs, wobei HARD-RAMP-STARTTORQUE CONTRIB =
TOUT/TMAX*M + OFFSET,
wobei M eine gewünschte
Steigung einer repräsentativen
Linearkurve und OFFSET ein gewünschter
Versatz (offset) sind. Die präzisen
Werte von M und OFFSET variieren von Maschine zu Maschine und können experimentell
in einer ähnlichen
Weise wie der oben beschriebene „Charakterisierungs"-Prozess bestimmt werden, wobei unterschiedliche
M- und OFFSET-Werte getestet und die optimalen M- und OFFSET- Werte für eine gegebene
Maschine bestimmt werden. M und OFFSET können mit der Drehzahl und dem
Drehmoment variieren und OFFSET kann in einigen Anwendungen Null
sein. Charakterisierungstechniken können vorteilhaft sein, da die
optimale Relation zwischen Drehzahl, Drehmoment und der gewünschten
Nettodurchschnittsspannung bei TAUS (definiert
durch HARD-RAMP-START) oftmals nicht linear ist, sondern statt dessen
durch polynomische Gleichungen höherer
Ordnungen definiert sind.
-
Nach
dem Berechnen des Drehmomentbeitrags (torque contribution) zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus
in Schritt 51 berechnet der Controller 40 der
vorliegenden Erfindung den Drehzahlbeitrag (speed contribution)
zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus in Schritt 52. Dies
kann in gleicher Weise wie zuvor in Verbindung mit dem Drehmomentbeitrag
zum HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus beschrieben erfolgen.
-
Der
Drehmoment- und Drehzahlbeitrag zu dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus werden in Schritt 53 aufsummiert,
um den gewünschten HARD-RAMP-START-Wert
für die
gegebene Drehzahl und das gegebene Drehmoment zu erzeugen. Dieser
Wert für
HARD-RAMP-START kann alternativ berechnet werden unter Verwendung
einer einzelnen Funktion, die an sich beide Faktoren kombiniert.
-
Obwohl
die oben beschriebenen Verfahren zum Berechnen des HARD-RAMP-START-Arbeitszyklusses
lineare Funktionen verwenden, können
andere Ansätze
angewandt werden. Beispielsweise können Gleichungen höherer Ordnung
verwendet werden zu Berechnungszwecken oder HARD-RAMP-START-Daten für Punkte
verschiedener Drehzahlen und Drehmomente können vorherbestimmt und in
einer dünn
besetzten Matrix in dem Controller 40 gespeichert werden.
-
Wie
hinsichtlich der zuvor erläuterten
Winkelparameter können
Interpolationsroutinen verwendet werden, um HARD-RAMP-START-Werte für Drehmoment-/Drehzahlpunkte
zu berechnen, die nicht in der dünnbesetzten
Matrix vorgespeichert sind.
-
Während die
obigen Beispiele einen HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus reflektieren, der linear
mit der Drehzahl und dem Drehmoment der Maschine variiert, können nicht
lineare Verhältnisse auch
verwendet werden, ebenso wie Abschätzung und adaptive Steuerungsverfahren.
Solche alternativen Schemata können
bessere Ergebnisse bereitstellen, obwohl sie mehr Rechenbedarf erfordern. 5B zeigt
verschiedene mögliche HARD-RAMP-START-Arbeitszyklen-Kurven
für verschiedene
Drehzahlen und verschiedene Drehmomentausgangsniveaus. Diese Kurven
wurden experimentell bestimmt für
eine gegebene Reluktanz-Maschine durch Überwachen des Geräusches und
der Spannung, die von der Maschine erzeugt werden, und durch Auswählen des
HARD-RAMP-START-Arbeitszyklusses, der, für einen gegebenen Drehzahl- und
Drehmomentpunkt, das geringste unerwünschte Geräusch produziert. Kurven wie
diejenigen, die in 5B gezeigt sind, können experimentell
erhalten und daraufhin in einem Speicher, zu dem der digitale Kern 42 des
Controllers 40 Zugang hat, gespeichert werden, oder Kurvenanpasstechniken
können
verwendet werden, um die Gleichung zu bestimmen, die am besten zu
den experimentell ermittelten Daten passt.
-
In
dem Controller 40 der vorliegenden Erfindung wird bei der
Position TAUS Hart-Chopping bei dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus initiiert,
wobei ein konvexer Abschnitt oder eine „gerundete Kante" in dem Stromprofil
bei TAUS erzeugt wird. Durch Erzeugen dieser
gerundeten Kante werden plötzliche Änderungen
der an die Wicklung angelegten Spannung und des hierdurch induzierten
Stroms und (Magnet-)Flusses vermieden, was die Änderungsrate des Magnetflusses
reduziert. Wie zuvor erläutert, sind
rapide Änderungen
des (Magnet-)Flusses eine primäre
Quelle von akustischem Geräusch
und unerwünschter
Vibration. Der Hart-Chopping-Arbeitszyklus wird anschließend angepasst,
um die an die Phasenwicklung angelegte Nettodurchschnittsspannung so
zu steuern, dass sie sanft von dem positiven Wert, die sie bei TAUS hatte, auf einen negativen Wert, der ausreicht,
um den Strom in der Phasenwicklung herunter auf Null zu bringen, übergeht.
-
5C zeigt
den Phasenstrom in einer Phasenwicklung 55 und die Spannung über die
Phasenwicklung 56. 5D zeigt
den Phasenstrom in einer Wicklung 55 und die Nettodurchschnittsspannung über die
Phasenwicklung 58. In dem gezeigten 2/3-Modus erzeugt das
gesteuerte Abflachen (ramp down) einen weichen Übergang oder eine gerundete Ecke
im Bereich 57 bei TAUS.
-
6A zeigt
in Form eines Flussdiagramms ein Verfahren 60, in dem das
gesteuerte Abflachen (ramp down) durch den Controller 40 gemäß der vorliegenden
Erfindung bewirkt wird. Zuerst bestimmt der Controller bei Schritt 50 einen
geeigneten HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus für die aktuellen Geschwindigkeits-
und Drehmomentparameter. Dies kann durch das in Verbindung mit 5A diskutierte Verfahren 50 oder
eines der anderen Verfahren zum Bestimmen des HARD-RAMP-START, wie
zuvor erläutert,
bewirkt werden.
-
Nachdem
HARD-RAMP-START gewählt
ist, wählt
der Controller in Schritt 61 einen Abflachgradienten (RAMPDOWN-GRADIENT)-Parameter,
der die Änderungsrate
des Arbeitszyklusses, der für
das Abflachen verwendet wird, steuert. Dieser RAMPDOWN-GRADIENT-Parameter
steuert die Rate, mit der die Nettodurchschnittsspannung von positiv
auf negativ über
die Phasenwicklung verändert
wird und, somit, die Änderungsrate
des Stroms in der Phasenwicklung sowie des resultierenden Magnetflusses
in der Maschine.
-
Der
RAMPDOWN-GRADIENT-Parameter kann kalkuliert werden als eine Funktion
von Rotordrehzahl und Maschinendrehmoment in gleicher Weise, wie
dies zuvor in Verbindung mit der Berechnung des HARD-RAMP-START-Arbeitszyklusses beschrieben
wurde. Wie zuvor, können
die Steigungs- und Offsetwerte der den RAMPDOWN-GRADIENT definierenden
linearen Gleichung als eine Funktion von Rotorgeschwindigkeit und
Drehmoment experimentell bestimmt werden. Die anderen zuvor in Verbindung
mit der Bestimmung des HARD-RAMP-START-Wertes erörterten Ansätze können ebenfalls verwendet werden,
um den RAMPDOWN-GRADIENT
zu bestimmen. 6B zeigt einige experimentell
abgeleitete Werte für
den RAMPDOWN-GRADIENT für
eine gegebene Reluktanz-Maschine, sowie einige zusätzliche
lineare Kurvenanpassungen sowie Kurvenanpassungen höherer Ordnung.
Wie festgestellt werden kann, ist das Verhältnis zwischen dem optimalen
RAMPDOWN-GRADIENT und der Drehzahl und des Drehmoments nicht linear,
obwohl eine lineare Annäherung
für vereinfachte
Steuerungszwecke verwendet werden kann. Für das Beispiel in 6B ist
der Wert des RAMPDOWN-GRADIENTEN umgekehrt proportional zur Drehgeschwindigkeit
der Maschine. Im Allgemeinen sollte der RAMPDOWN-GRAD so ausgewählt werden,
dass die negative Steigung des Stroms während des Abflachens ansteigt,
wenn die Drehzahl der Maschine zunimmt. Der RAMPDOWN-GRAD (Abflachgradient)
kann auch so ausgewählt
werden, dass die negative Steigung des Stroms während des Abflachens variiert,
wenn das Drehmoment zunimmt, um die Maschineneffizienz zu verbessern.
-
Nachdem
der RAMPDOWN-GRADIENT in Schritt 61 ausgewählt ist,
bestimmt der Controller 40 dann, ob der Rotor den TAUS-Punkt für die geeignete Phasenwicklung
erreicht hat. Dies kann bewirkt werden durch Vergleichen eines digitalen
Werts, der die Rotorposition definiert (welcher abgeleitet wird
von dem RPT-Signal) mit einem digitalen Wert, der den TAUS-Punkt
repräsentiert,
der entweder für
den LMIN/LMAX- oder
2/3-Modus festgelegt ist oder dem Controller bereitgestellt wird
(oder von diesem berechnet wird) für den Winkelsteuerungsmodus.
Wenn der Controller festgestellt hat, dass der Rotor die TAUS-Position erreicht hat, setzt er einen PWM-HARD-Arbeitszyklusparameter
auf HARD-RAMP-START und beginnt damit, Strom an die geeignete Phasenwicklung
anzulegen bei einem Arbeitszyklus, der dem PWM-HARD-Parameter entspricht.
Der Controller tritt dann in eine Schleife ein, wobei der Controller
wiederholt den PWM-HARD-Arbeitszyklus
einstellt, um die an die Phasenwicklung angelegte Spannung als eine
Funktion des RAMPDOWN-GRAD in Schritt 65 zu reduzieren
und zu Schritt 64 zurückzukehren,
wo er beginnt, die Spannung an die geeignete Phasenwicklung bei
dem neuen und reduzierten PWM-HARD anzulegen. Dieser Zyklus fährt fort,
bis der PWM-HARD-Parameter dem eines 0%-Arbeitszyklus entspricht,
so dass die volle –HVDC-Spannung
an die Phasenwicklung angelegt ist, oder bis eine Rotorposition
erreicht ist, bei der –HVDC
angelegt ist.
-
In
einer Ausführungsform
des Controllers 40 sind die HARD-RAMP-START- und RAMPDOWN-GRAD-Parameter
Zahlen, die von verschiedenen Zählern
und Komparatoren verwendet werden, um geeignete Auslösesignale
zu erzeugen. Ein dieser Ausführungsform
entsprechender Schaltkreis ist in 6C gezeigt.
Dieser Schaltkreis kann innerhalb des digitalen Kerns 42 des
Steuerchips 41 enthalten sein oder kann durch die Verwendung
eines in geeigneter Weise programmierten Mikroprozessors oder Mikrocontrollers
nachgeahmt werden.
-
Bezugnehmend
auf 6C empfängt
ein 8-bit-Komparator 66 an seinem A-Eingang den Ausgang
eines 8-bit-Aufzählers 67 und
an seinem B-Eingang den Ausgang eines 8-bit-Herabzählers 68. Der Komparator 66 stellt
ein Ausgangssignal (HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL bzw. HARD-CHOP-Auslösesignal)
bereit, das in dem Ausführungsbeispiel
gemäß 6B positiv
(oder logisch hoch) ist, immer wenn der 8-bit-Wert bei A geringer als
bei B ist, und der ansonsten annähernd
Erde (oder logisch niedrig) ist. Das HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL kann
dann verwendet werden von andern Schaltkreisen (einschließlich Treiber-
bzw. Antriebsschaltkreis, nicht gezeigt), um sowohl beide Stromschaltvorrichtungen,
die der relevanten Phasenwicklung zugeordnet sind, in einen leitenden
Zustand zu bringen, wenn das HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL hoch ist, und
beide Stromschaltvorrichtungen in einen nicht leitenden Zustand
zu bringen, wenn das HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL niedrig ist.
-
Der
Aufzähler 67 ist
so konfiguriert, dass der Zähler
von 0 bis zum maximalen Zählwert
aufzählt und
dann sich selbst zurücksetzt
mit einer Rate, die der Frequenz des CLK-Signals entspricht. Der
Ausgang des Aufzählers 67 und
der A-Eingang des Komparators 66 (als PWM-COUNT bezeichnet)
bewegt sich somit in einer festen Frequenz von 0 bis zu einem maximalen
Wert.
-
Der
Herabzähler 68 empfängt als
seinen Dateneingang einen digitalen Wert, der dem von dem Controller
bestimmten HARD-RAMP-START-Wert entspricht. Wenn von dem unten gezeigten
RAMPDOWN-GRAD ermöglicht,
zählt der
Herabzähler 68 dann
von dem HARD-RAMP-START auf 0 ab mit einer Rate, die von dem CLK-Signal
definiert ist. Das Startsignal für
den Herabzähler 68 wird
bereitgestellt durch den Zähler
= Null-Ausgang des anderen 8-bit-Herabzählers 69. Der Herabzähler 69 ist
dahingehend konfiguriert, wiederholt von seinem Datenwert (welches
der RAMPDOWN-GRAD
ist) auf Null herabzuzählen.
Wenn der Zähler
Null erreicht, erzeugt er einen C0-Impuls, der an den Starteingang des
Herabzählers 68 angelegt
wird und den Lasteingang des Herabzählers 69. Der Herabzähler 69 befähigt somit
den Herabzähler 68 zu
einem einzelnen Tastimpuls bei einer Rate umgekehrt proportional dem
Wert des RAMPDOWN-GRAD. Je niedriger der Wert des RAMPDOWN-GRAD ist, desto häufiger werden
daher C0-Impulse erzeugt und desto schneller zählt der Herabzähler 68 herab.
Je schneller der Herabzähler 68 herabzählt, desto
schneller fällt
der Arbeitszyklus der Hard-Chopping-Impulse und desto schneller
wechselt die Nettodurchschnittsspannung, die an die Phasenwicklung
angelegt wird, von positiv zu negativ. Es ist zu beachten, dass
der Schaltkreis gemäß 6c für jede Phasenwicklung
wiederholt würde.
-
Die
zuvor diskutierten Abflachtechniken (Ramp-Down) stellen Beispiele
von Typen von Abflachtechniken dar, die bei dem Controller 40 verwendet
werden können.
Genauer gesagt, die zuvor beschriebenen Abflachtechniken waren in
Verbindung mit einem Hard-Chopping-Schema, das bei TAUS initiiert
wurde. Es ist möglich,
ein ähnlich
gesteuertes Abflachen des Phasenstroms zu implementieren, das mit
einem Soft-Chopping-Schema bei TAUS gemäß 3b(V) beginnt, was zu der gleichen Nettodurchschnittsspannung, die
beim TAUS Punkt angelegt wird, führt, wie
sie mit einem Hard-Chopping-Schema bei dem HARD-RAMP-START-Arbeitszyklus bereitgestellt
wird, und dann ein Abflachen des Soft-Chopping-Arbeitszykluses unter
Verwendung gleicher wie der zuvor beschriebenen Techniken, bis die
Nettodurchschnittsspannung, die an die geeignete Phasenwicklung
angelegt wird, gleich Null ist, oder ein gewünschter Wert oberhalb von Null.
Der Controller könnte
dann zu einem Hard-Chopping-Schema umschalten, um die Nettodurchschnittsspannung
ins Negative zu bringen, oder könnte
zu einem Soft-Chopping-Schema gemäß 3b(VI) schalten, um
die gleiche Funktion zu erreichen.
-
Zum
Beispiel zeigt 7A den Phasenstrom in einer
Wicklung 70 und die an die Wicklung 71 angelegte
Spannung, wobei eine Soft-Chopping-Schaltstrategie bei TAUS 72 angelegt wird, der Arbeitszyklus
auf Null abgeflacht wird und dann eine Hard-Chopping-Strategie im
Bereich 73 eingesetzt wird.
-
7B zeigt
den Phasenstrom in einer Wicklung 75 und die an die Wicklung 76 angelegte Spannung,
wobei eine Soft-Chopping-Schaltstrategie, die die +HVDC Volt Spannung
anlegt und eine Nullspannung anlegt bei TAUS 77,
der Soft-Chopping-Arbeitszyklus auf Null abgeflacht wird, und dann eine
Soft-Chopping-Schaltstrategie, welche die –HVDC Spannung und eine Nullvoltspannung
anlegt, im Bereich 78 eingesetzt wird.
-
Unterschiedliche
RAMP-DOWN-GRADIENT-Werte könnten
verwendet werden für
die unterschiedlichen Soft-Chop und die Hard-Chop Abschnitte. Es
sollte beachtet werden, dass für
einen gegebenen Hard-Chopping-Arbeitszyklus die gleiche Nettodurchschnittsspannung
produziert wird mittels eines Soft-Chopping-Arbeitszyklus gleich
dem Zweifachen des Wertes des Hard-Chop-Zyklus minus 50% der vollen
Periode eines Arbeitszyklus. Ein Fachmann, dem diese Offenbarung
zur Verfügung
steht, sollte in der Lage sein, diese alternativen Abflachungstechniken
zu implementieren. Die Implementierung der oben beschriebenen Abflachungstechniken
führen
zu einer großkonvexen
Wellenform von dem TAUS Punkt oder einer „gerundeten
Ecke", was als Geräusch reduzierend
ermittelt wurde.
-
Das
Abflachmerkmal des Controllers 40 ist vorteilhaft zur Reduktion
von Geräusch
und unerwünschter
Vibration für
alle Steuerungsmodi bei allen Motordrehmoment- und Drehzahlpunkten.
Bei hohen Drehzahlen kann es jedoch wünschenswert sein, den Strom
in einer gegebenen Phasenwicklung so schnell wie möglich auf
Null zu bringen, nachdem der Rotor den TAUS Winkel
für die
Phasenwicklung erreicht hat, um das Erzeugen eines negativen Drehmoments
zu vermeiden. Wenn die Drehzahl ansteigt, kann der RAMP-DOWN-GRADIENT
auf Null reduziert werden, was effektiv die Ramp-Down-Funktionalität bei hohen
Drehzahlen außer
Kraft setzt und erlaubt, dass der Controller beide Stromschaltvorrichtungen,
die der Phasenwicklung zugeordnet sind, bei TAUS in
den nicht leitenden Zustand bringt, wodurch eine volle –HVDC Spannung über die
Wicklung angelegt wird und der Phasenwicklungsstrom so schnell wie
möglich
auf Null gebracht wird. In einer Ausführungsform des Systems der
vorliegenden Erfindung wird der Abflachschaltkreis bei Motordrehzahlen
oberhalb von 1450 Umdrehungen pro Minute außer Kraft gesetzt.
-
Zusätzlich zu
dem Ermöglichen
eines gesteuerten Abflachens der Stromwellenform ermöglicht der
Controller 40 ein gesteuertes Aufsteilen des Phasenwicklungsstroms und
eine effiziente Chopping-Steuerung der Phasenwicklung mit fester
Frequenz während
des aktiven Zyklus, wenn der gewünschte
Spitzenstrom erreicht ist. Das grundsätzliche Verfahren, das von
dem Controller 40 zum Abflachen und zur Spitzenstromsteuerung
verwendet wird, ist in Flussdiagrammform in 8A dargestellt.
-
Bezug
nehmend auf 8A bestimmt der Controller vor
der Einleitung eines aktiven Zyklus eine maximale Chopping-Impuls-Dauer für den aktiven
Zyklus, der die maximale Breite eines Chopping-Impulses während des
aktiven Zykluses als eine Funktion des Signals auf Leitung 2' definiert.
In einer Ausführungsform
korrespondiert dieser Parameter einer Soft-Chop-Impulsbreite, die
die gleiche Nettodurchschnittsspannung anlegt, oder eine geringfügig größere Nettodurchschnittsspannung,
für den
Arbeitszyklus, der für
den zuvor diskutierten HARD-RAMP-START
Arbeitszyklus ausgewählt
wurde. In einer Ausführungsform
wird dieser PWM-SOFT-MAX Arbeitszyklusparameter so berechnet, dass
er gleich dem Zweifachen des Wertes des HARD-RAMP-START Arbeitszyklus
minus 50% einer festen Frequenzperiode ist. Der PWM-Soft-Max Wert wird in
Schritt 81 berechnet.
-
Die
Verwendung eines PWM-SOFT-MAX, der dem HARD-RAMP-START entspricht, ist vorteilhaft, da
er die relative Komplexität
des Systems reduziert, indem es nicht erforderlich ist, extensive
Berechnungen zur Bestimmung von PWM-SOFT-MAX durchzuführen. In
einigen Anwendungen kann es jedoch wünschenswert sein, PWM-SOFT-MAX
unabhängig
vom HARD-RAMP-START zu bestimmen, wobei die Verfahren verwendet
werden, die zuvor für die
Entwicklung von geeigneten HARD-RAMP-START Werten für unterschiedliche Drehzahl-
und Drehmomentkombinationen diskutiert wurden. Obwohl die folgende
Diskussion im Kontext eines PWM-SOFT-MAX-Wertes erfolgt, der dem HARD-RAM-START Wert entspricht,
versteht es sich, dass der PWM-SOFT-MAX-Wert separat bestimmt werden
könnte
und dass der HARD-RAM-START Wert aus dem PWM-SOFT-MAX-Wert bestimmt
werden könnte.
-
Nach
dem Bestimmen des PWM-SOFT-MAX in Schritt 81 bestimmt der
Controller für
jede Phasenwicklung, ob die TEIN Position
für diese
Phasenwicklung erreicht ist. Wenn die von dem RPT 3 abgeleitete
Positionsinformation anzeigt, das TEIN für die Phasenwicklung
erreicht wurde, erzeugt der Controller 40 Auslösesignale,
um beide Stromschaltvorrichtungen, die der Phasenwicklung zugeordnet
sind, in einen leitenden Zustand zu bringen, um somit die volle +HVDC
Busspannung an die relevante Phasenwicklung anzulegen bei der Frequenz
und dem Arbeitszyklus, der PWM-SOFT-MAX entspricht.
-
Wie
im Folgenden weiter erläutert,
wird Chopping mit fester Frequenz ausgeführt durch die Verwendung eines
Zählers,
der zu zählen
beginnt und seinen maximalen Wert erreicht am Ende des Arbeitszyklus,
um lediglich wiederholt zu zählen
zu beginnen. Der Ausgang dieses Zählers, der als CYCLE-COUNT
(Zykluszählung)
bezeichnet wird, wird in dem Controller 40 der vorliegenden
Erfindung verwendet, um eine stabile Impulsbreitenmodulation mit fester
Frequenz bereitzustellen.
-
Wenn
TEIN einmal erreicht und beide Stromschaltvorrichtungen
leitend sind, wird die volle +HVDC Spannung an die relevante Phasenwicklung angelegt,
bis eines von zwei Ereignissen auftritt. Der Controller überwacht
kontinuierlich den Ausgang des Stromkomparators 44 für jede Phasenwicklung
(siehe 4a), um zu bestimmen, ob der
Strom in der relevanten Phasenwicklung den Iref(DC) überschritten hat,
welcher den maximal erwünschten
Spitzenphasenwicklungsstrom definiert. Wenn der Phasenstrom den
erwünschten
Maximalwert überschritten
hat, was in Schritt 84 ermittelt wird, betätigt der
Controller eine der Schaltvorrichtungen in eine nicht leitenden
Zustand, Schritt 85, und erlaubt, dass Strom langsam abnimmt,
während
er durch die leitende Stromvorrichtung und die geeignete Rücklaufdiode
freiläuft. Die
Stromschaltvorrichtung verbleibt in diesem Freilaufzustand, bis
der Zähler,
der den CYCLE-COUNT Zähler
definiert, in Schritt 86 zurückgesetzt wird. Beim Zurücksetzen
des Zählers
werden beide Stromschaltvorrichtungen wiederum in einen leitenden
Zustand versetzt, Schritt 83, und der Steuerzyklus wird wiederholt.
-
Wenn
der Phasenstrom unterhalb des maximal gewünschten Wertes ist, verbleiben
beide Stromschaltvorrichtungen leitend, bis der CYCLE-COUNT den
PWM-SOFT-MAX Zählwert übersteigt.
Wenn festgestellt wird, dass der CYCLE-COUNT den PWM-SOFT-MAX übersteigt,
Schritt 87, werden die Stromschaltvorrichtungen in eine
Freilaufanordnung gebracht, Schritt 85, und verbleiben
in dieser Anordnung, bis der CYCLE-COUNT Zähler zurückgesetzt wird.
-
In
dem Controller 40 gemäß der vorliegenden
Erfindung, unmittelbar nach TEIN, wenn der
Strom in der Phasenwicklung von Null zu steigen beginnt, wird der
PWM-SOFT-MAX Count
erreicht, bevor der Strom in einem gegebenen CYCLE-COUNT den Iref(DC) Wert übersteigt. Somit dient, in
diesem Aufsteilabschnitt, der PWM-SOFT-MAX der Funktion des Limitierens
der Rate, mit der der Strom in der Phasenwicklung ansteigt. Schließlich wird
der Strom in der Phasenwicklung einen Punkt erreichen, wo für jeden CYCLE-COUNT,
der Phasenstrom den Iref(DC) Wert übersteigt,
bevor der PWM-SOFT-MAX Count erreicht ist. Darüber hinaus, da die Induktanz
ansteigt von der oder wenig vor der oder nachdem die TEIN Position
erreicht ist, verschiebt sich der Punkt in dem CYCLE-COUNT, an dem
der Phasenwicklungsstrom Iref(DC) übersteigt,
von einem Wert nahe des Starts des PWM Zyklus (wenn die Phasenwicklungsinduktanz niedrig
ist) zu einem Punkt nahe oder nach PWM-SOFT-MAX, wenn die Phasenwicklungsinduktanz
sich ihrem Maximalwert nähert.
Im Betrieb wird daher die Breite des Soft-Chopping-Impulses, der
an die Phasenwicklung angelegt wird, variieren von einem durch PWM-SOFT-MAX
während
des Aufsteilzyklus der Stromwellenform definierten Arbeitszyklus zu
einem engeren Arbeitszyklus, wenn die Phaseninduktanz niedrig ist
(wegen des begrenzenden Effekts von Iref(DC)),
zu einem Phasenzyklus, der sehr nah PWM-SOFT-MAX beim TAUS-Punkt
liegt. 8B zeigt Strom in einer Phasenwicklung 88,
der bei einem konstanten PWM-SOFT-MAX Arbeitszyklus ansteigt bis
der Strom Iref(DC) übersteigt.
-
Zusätzlich zur
Bereitstellung der Vorteile beim Steuern des RAMP-UP (Aufsteilen)
des Phasenstroms ist das Begrenzen des maximalen Chopping-Arbeitszyklus
durch den Controller gemäß der vorliegenden
Erfindung während
des aktiven Zyklus vorteilhaft, da es ein Chopping-Schema mit einer
festen Frequenz ermöglicht,
die nicht unter Stromprogrammierinstabilität leidet. Für den Fachmann ist erkenntlich,
dass Festfrequenzstromrichter unter einer potentiellen Stromprogrammierinstabilität leiden,
die dazu führen
kann, dass Impulse ausgelassen oder übersprungen werden oder dass
sich der Arbeitszyklus abrupt ändert,
so dass Chopping mit fester Frequenz nicht beibehalten wird. Dieses
Problem ist wohlbekannt und wird beispielsweise in Shu et al. "Modeling and Analysis
of Switching DC to DC Converters and Constant Frequency Current
Program Mode", präsentiert
bei der Power of Electronics Specialist Conference, 1979, diskutiert.
Typischerweise wird ein komplizierter Analogsteigungskompensationsschaltkreis
verwendet, um dieses Problem anzugehen.
-
Der
Controller gemäß der vorliegenden
Erfindung löst
das Stromprogrammierungsinstabilitätsproblem durch die Verwendung
des PWM-SOFT-MAX Begrenzers und der selektierten Schaltstrategie,
die von dem Controller 40 ausgeführt wird. Insbesondere, da
die Chopping-Impulse im aktiven Bereich auf einen speziellen Maximalarbeitszyklus
begrenzt sind, wird Chopping mit fester Frequenz immer auftreten.
Zudem stellt die Verwendung von dem in dem Controller 40 angewandten
speziellen Schema sicher, dass jegliche Abweichungen zwischen dem
gewünschten
Strom und dem aktuellen Phasenstrom über die Zeit minimiert werden.
Dies wird bei niedrigen Geschwindigkeiten beziehungsweise Drehzahlen
bewirkt durch Sicherstellen, dass der PWM-SOFT-MAX Wert auf weniger als 50% des Festfrequenzarbeitszyklus
eingestellt ist. Bei höheren
Geschwindigkeiten beziehungsweise Drehzahlen und höheren Strömen, wo
größere Arbeitszyklen
erforderlich sind, wird Instabilität vermieden durch die Verwendung
von Soft-Chopping
in dem Arbeitszyklus. Dieses Soft-Chopping löst das Instabilitätsproblem,
da die Änderungsrate
von Stromanstieg in einem Soft-Chopping Schema größer ist,
als die Änderungsrate
von Stromabnahme während
des Freilaufens. Dieser Unterschied in der Steigung des Stromanstiegs-
und des Stromabfallsabschnitts löst
die Instabilitätsprobleme.
-
8C zeigt
einen beispielhaften Schaltkreis zum Ausführen sowohl der RAMP-UP (Auf
steilen) als auch der RAMP-DOWN (Abflachen) Steuerungsfunktionen,
die zuvor erörtert
wurden. Im allgemeinen ist 7B ähnlich dem
Schaltkreis gemäß 6C mit
in erster Linie der Ausnahme, dass ein Multiplexer 81 hinzugefügt ist,
der als seinen Eingang den Ausgang des Herabzählers 68' empfängt, sowie einem
digitalen Signal, das dem PWM-SOFT-MAX Wert entspricht. Ein Steuerungseingang 82 bestimmt,
welcher der Eingänge
zum Multiplexer 81 durch den B-Eingang des Komparators 66' verläuft. Während des
Betriebs detektiert ein nicht dargestellter Schaltkreis, ob die
Phasenwicklung, die dem Schaltkreis von 8C entspricht,
sich in dem aktiven Zyklus befindet (definiert durch die Detektion,
ob der Rotor die TEIN Position erreicht).
Wenn der aktive Zyklus detektiert wird, wird der Eingang 82 zu
dem Multiplexer 81 so gesetzt, dass der PWM-SOFT-MAX Wert
durch den Multiplexer 81 zu dem B Eingang des Komparators 66' hindurch tritt.
Somit wird der Komparator von diesem Punkt an Impulse mit einer
Breite erzeugen, die durch den PWM-SOFT-MAX Wert definiert ist.
Der Ausgang des Komparators 66' kann an einen nicht dargestellten
Schaltkreis geliefert werden, der den Ausgang des Komparators 66' in Soft-Chopping-Impulse konvertiert,
welche einen Arbeitszyklus haben, der definiert wird, durch weniger als:
(i) den Punkt, wo der Phasenstrom den digitalen Wert erreicht, der
Iref(DC) entspricht; oder (ii) den PWM-SOFT-MAX
Wert. Wenn der Aktivzyklus beendet ist, was reflektiert wird durch
die Detektion der TAUS Position, wird der
Steuerungseingang 82 zu dem Multiplexer 81 sich
so ändern,
dass der dem Herabzähler 68' übermittelte
Digitalwert durch den Multiplexer 81 zu dem B Eingang des
Komparators 66' geführt wird.
Ein geeignetes Berechtigungssignal kann dann an den Herabzähler 69' angelegt werden,
so dass der Herabzähler 69' nur in Funktion
gesetzt ist, nachdem die TAUS Position detektiert
ist. Bei Aktivieren des Herabzählers 69' dient der Schaltkreis
gemäß 8C dazu,
den Phasenstrom in einer zuvor in Verbindung mit 6C beschriebenen
Weise abzuflachen (RAMP-DOWN).
-
Während der
Schaltkreis gemäß 8C den HARD-RAM-START
Wert verwendet, um den Chopping-Arbeitszyklus oder die Impulsbreite
bei dem TAUS Punkt zu definieren, wird in
alternativen Ausführungsformen
der CYCLE-COUNT, bei dem der Chopping-Impuls gerade vor TAUS beendet, detektiert und anstelle des
HARD-RAM-START Wertes verwendet, wenn das Abflachen (RAMP-DOWN)
beginnt. Die Detektion des cycle-counts zu dem Zeitpunkt, an dem
der letzte vollständige
Chopping-Impuls in dem aktiven Zyklus auftritt, kann überwacht
werden durch einen einfachen Schaltkreis und als HARD-RAM-START
vor TAUS geladen werden. Die Verwendung
dieses Schaltkreises, obwohl geringfügig komplexer, stellt sicher,
dass keine Änderungen in
der Nettodurchschnittsspannung auftreten, die an die Phasenwicklung
vor und nach dem Abschalten angelegt wird.
-
Obwohl
die obige Diskussion im Allgemeinen auf Festfrequenz-Hard-Chopping
und -Soft-Chopping-Techniken ausgerichtet ist, erkennt der Fachmann,
dass andere Schaltstrategien angewendet werden könnten, um die an die Phasenwicklung
angelegte Spannung zu steuern. Solche Schaltstrategien könnten feste
on-time oder feste off-time
variable Frequenztechniken, Spannungskerbungstechniken und dergleichen
beinhalten. Zudem werden alternative Ausführungsformen ins Auge gefasst
und der Fachmann wird erkennen, dass Stromsteuerungstechniken angewendet
werden könnten
anstelle von Spannungssteuerungstechniken, welche bei der vorliegenden
Ausführungsform
angewandt werden.
-
9A und 9B zeigen
repräsentative Stromwellenformen
für einen
Motor, der mit und ohne die zuvor beschriebenen Aufsteil(RAMP-UP)-
und Abflach(RAMP DOWN)techniken arbeitet. 9A zeigt
allgemein eine Stromwellenform, bei der der Strom dramatisch in
dem Bereich 80 von einem Nullwert auf den maximalen Spitzenwert
ansteigt. Chopping wird daraufhin eingeleitet, um den Spitzenphasenstrom
zu steuern, bis der TAUS Punkt für die Phasenwicklung
bei 82 erreicht ist. Die der Phasenwicklung zugeordneten
Stromschaltvorrichtungen werden daraufhin in den nicht leitenden
Zustand versetzt und der Strom wird scharf nach untern auf Null
gebracht. Die Betrachtung von 9 zeigt,
dass abrupte Änderungen
sowohl an der Vorderseite als auch an der hinteren Seite der Stromwellenform
vorliegen, die dazu tendieren, ungewünschtes Geräusch und Vibration zu erzeugen. 9B gibt
eine Stromwellenform wieder, bei der die Aufsteil- und Abflachtechniken
gemäß der vorliegenden
Erfindung nach den TEIN Punkt in der Region 80' angewandt wurden.
Der Strom steigt nicht rapide an, sondern steigt stattdessen in
einer gesteuerten Art und Weise auf den maximalen Spitzenstromwert
an. Zudem fällt
der Endstrom nach dem TAUS Punkt 82' nicht plötzlich ab, sondern
wird stattdessen langsam abgeflacht, sodass abrupte Änderungen
in der angelegten Spannung, dem Strom in der Phasenwicklung und
dem magnetischen Fluss reduziert werden, was zu einer Reduktion
von unerwünschten
Geräusch
und Vibration führt. 9B zeigt
zudem die Stromendbereiche 84, die einem Ramp-Down-Gradient
Wert entsprechen.
-
Die
obige Beschreibung und verschiedene Ausführungsformen der verschiedenen
Erfindungen dienen als Beispiel und nicht zu Zwecken der Begrenzung.
Obwohl beispielsweise die obige Beschreibung auf ein speziell geschaltetes Reluktanz-Motorsystem
und eine Steuerungsvorrichtung ausgerichtet ist, ist die vorliegende
Erfindung anwendbar auf jegliche Formen von Reluktanz-Maschinen
unabhängig
von der Anzahl der Pole, der Polform und generellen Auslegung und
auf Maschinensysteme, die Controller beinhalten, welche durch diskrete
digitale Komponenten oder analoge Schaltkreise konstruiert sind.
Die vorliegende Erfindung soll lediglich durch den Umfang der nachfolgenden
Patentansprüche
begrenzt sein.