JP2000347751A - チョッピング通電装置 - Google Patents
チョッピング通電装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/08—Reluctance motors
- H02P25/092—Converters specially adapted for controlling reluctance motors
- H02P25/0925—Converters specially adapted for controlling reluctance motors wherein the converter comprises only one switch per phase
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S388/00—Electricity: motor control systems
- Y10S388/907—Specific control circuit element or device
- Y10S388/917—Thyristor or scr
- Y10S388/92—Chopper
Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷両端に接続した２素子のチョッピング損
失の不平衡を抑止。 【解決手段】 ＳＲモ−タの相電気コイル１の両端のそ
れぞれと電源との間に介挿した１対のスイッチング素子
４，５の同時ＯＮ／ＯＦＦによりコイル１にチョッピン
グ通電する通電装置において、両素子４，５の一方の、
通電指示信号Ｓ１２に対応した導通に対して、他方の導
通を遅延Ｓ１２ｄする遅延制御器２０を備えたことを特
徴とする。タイマ回路２３と切替回路２２で、電気コイ
ル１の通電区間の前半では素子５の導通を遅くし、後半
では素子４の導通を遅くするように、設定時間の経過毎
に、先に導通する素子と遅延して導通する素子を切替え
る。
失の不平衡を抑止。 【解決手段】 ＳＲモ−タの相電気コイル１の両端のそ
れぞれと電源との間に介挿した１対のスイッチング素子
４，５の同時ＯＮ／ＯＦＦによりコイル１にチョッピン
グ通電する通電装置において、両素子４，５の一方の、
通電指示信号Ｓ１２に対応した導通に対して、他方の導
通を遅延Ｓ１２ｄする遅延制御器２０を備えたことを特
徴とする。タイマ回路２３と切替回路２２で、電気コイ
ル１の通電区間の前半では素子５の導通を遅くし、後半
では素子４の導通を遅くするように、設定時間の経過毎
に、先に導通する素子と遅延して導通する素子を切替え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、負荷の両端のそれ
ぞれと電源の間にそれぞれスイッチング素子を介挿し、
両スイッチング素子を同時にオン（ＯＮ；導通）にしそ
してオフ（ＯＦＦ；非導通）にし、これを繰返すことに
よって負荷にチョッピング通電する通電装置に関する。
この通電装置は、例えば、ＳＲモ−タ（スイッチドレラ
クタンスモ−タ）の各相電気コイル（負荷）に通電す
る。
ぞれと電源の間にそれぞれスイッチング素子を介挿し、
両スイッチング素子を同時にオン（ＯＮ；導通）にしそ
してオフ（ＯＦＦ；非導通）にし、これを繰返すことに
よって負荷にチョッピング通電する通電装置に関する。
この通電装置は、例えば、ＳＲモ−タ（スイッチドレラ
クタンスモ−タ）の各相電気コイル（負荷）に通電す
る。
【０００２】
【従来の技術】例えばＳＲモ−タに通電する装置、すな
わちＳＲモ−タドライバは、ＳＲモータを回転させるた
めにその複数個（例えば３個）の相の切り替えすなわち
各相電気コイルへの通電（ＯＮ）／非通電（ＯＦＦ）の
切り替えを行ない、また、所要の出力トルクを得るため
の目標電流値を各相電気コイルに通電するために、各相
電気コイルの両端にそれぞれ接続した、各コイル当り１
対のスイッチング素子の一方（アッパ側）若しくは両者
を断続的にＯＮ／ＯＦＦ（チョッピング）し、目標とす
る電流を維持する様にスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ
制御を行うものである。このチョッピングの際に、スイ
ッチング素子（ＩＧＢＴ）の電力損失が従来より懸念さ
れており、その電力損失が熱となり、最終的に素子破壊
へとつながってしまう。これを避けるために、本出願人
は、スイッチングモジュ−ルの温度を検出しかつモジュ
−ル内の通電電流値対応の温度変化速度を算出して、こ
れらに基づいてモジュ−ル内温度を推定して、それが高
いと通電電流を抑制する過熱保護を、特開平１０−３３
７０８４号公報にて提示した。
わちＳＲモ−タドライバは、ＳＲモータを回転させるた
めにその複数個（例えば３個）の相の切り替えすなわち
各相電気コイルへの通電（ＯＮ）／非通電（ＯＦＦ）の
切り替えを行ない、また、所要の出力トルクを得るため
の目標電流値を各相電気コイルに通電するために、各相
電気コイルの両端にそれぞれ接続した、各コイル当り１
対のスイッチング素子の一方（アッパ側）若しくは両者
を断続的にＯＮ／ＯＦＦ（チョッピング）し、目標とす
る電流を維持する様にスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ
制御を行うものである。このチョッピングの際に、スイ
ッチング素子（ＩＧＢＴ）の電力損失が従来より懸念さ
れており、その電力損失が熱となり、最終的に素子破壊
へとつながってしまう。これを避けるために、本出願人
は、スイッチングモジュ−ルの温度を検出しかつモジュ
−ル内の通電電流値対応の温度変化速度を算出して、こ
れらに基づいてモジュ−ル内温度を推定して、それが高
いと通電電流を抑制する過熱保護を、特開平１０−３３
７０８４号公報にて提示した。
【０００３】ところで、従来の目標電流を維持するため
の制御方法には、各相電気コイル宛てに１対のスイッチ
ング素子の一方のみをチョッピングするソフトチョッピ
ングと呼ぶもの、および、両方を同時にＯＮ／ＯＦＦす
るハードチョッピングと呼ぶもの、ならびにそれらの、
モ−タ駆動状態に応じた組合せがある。本出願人はこれ
らのチョッピングモ−ドを、特開平８−１７２７９３号
公報に開示した。
の制御方法には、各相電気コイル宛てに１対のスイッチ
ング素子の一方のみをチョッピングするソフトチョッピ
ングと呼ぶもの、および、両方を同時にＯＮ／ＯＦＦす
るハードチョッピングと呼ぶもの、ならびにそれらの、
モ−タ駆動状態に応じた組合せがある。本出願人はこれ
らのチョッピングモ−ドを、特開平８−１７２７９３号
公報に開示した。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】その中で、ハードチョ
ッピングのとき、スイッチング素子のスイッチング特性
のばらつきにより、同一の通電指示信号に従って１対の
スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動しても、それらの
素子は厳密に同時にＯＮ／ＯＦＦするわけではなく、そ
のタイミングがばらつくことが、一方の素子のみに電力
損失すなわちチョッピング損失を集中させてしまうとい
う問題が生じる。
ッピングのとき、スイッチング素子のスイッチング特性
のばらつきにより、同一の通電指示信号に従って１対の
スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動しても、それらの
素子は厳密に同時にＯＮ／ＯＦＦするわけではなく、そ
のタイミングがばらつくことが、一方の素子のみに電力
損失すなわちチョッピング損失を集中させてしまうとい
う問題が生じる。
【０００５】これを、より具体的に説明する。図１に示
す１相のドライバＰＣＤにおいて、電源の高電位ライン
２に、ＳＲモ−タの１相の電気コイル１の一端を接続す
るためのスイッチングトランジスタ４をアッパ素子と呼
び、電気コイル１の他端を電源の低電位ライン（機器ア
−ス）３に接続するスイッチングトランジスタ５をロワ
素子と呼ぶ。
す１相のドライバＰＣＤにおいて、電源の高電位ライン
２に、ＳＲモ−タの１相の電気コイル１の一端を接続す
るためのスイッチングトランジスタ４をアッパ素子と呼
び、電気コイル１の他端を電源の低電位ライン（機器ア
−ス）３に接続するスイッチングトランジスタ５をロワ
素子と呼ぶ。
【０００６】図５の（ａ）には、これらアッパ，ロワ素
子のスイッチング理想波形を示し、両素子が同時にＯＮ
しかつ同時にＯＦＦする時のチョッピング損失を示し、
その損失が分散されている事が解る。図５上の、点々塗
り潰し領域が、チョッピング損失を模擬的に示す。Ｖｄ
ｓＵおよびＶｄｓＬは、それぞれアッパ素子およびロワ
素子での電圧降下量を示す。図５の（ｂ）は、両素子の
ＯＮ／ＯＦＦのタイミングがずれてロワ素子のＯＦＦ時
間が短くなると、そのチョッピング損失が低下しアッパ
素子のチョッピング損失が上昇して、チョッピング損失
が一方に集中したことを表す。このようなチョッピング
損失の不平衡が大きくなると、スイッチングモジュ−ル
内の局所温度上昇が大きく、スイッチングモジュ−ル全
体としての内部温度推定値は、過熱保護のための評価値
としての信頼性が低くなる。
子のスイッチング理想波形を示し、両素子が同時にＯＮ
しかつ同時にＯＦＦする時のチョッピング損失を示し、
その損失が分散されている事が解る。図５上の、点々塗
り潰し領域が、チョッピング損失を模擬的に示す。Ｖｄ
ｓＵおよびＶｄｓＬは、それぞれアッパ素子およびロワ
素子での電圧降下量を示す。図５の（ｂ）は、両素子の
ＯＮ／ＯＦＦのタイミングがずれてロワ素子のＯＦＦ時
間が短くなると、そのチョッピング損失が低下しアッパ
素子のチョッピング損失が上昇して、チョッピング損失
が一方に集中したことを表す。このようなチョッピング
損失の不平衡が大きくなると、スイッチングモジュ−ル
内の局所温度上昇が大きく、スイッチングモジュ−ル全
体としての内部温度推定値は、過熱保護のための評価値
としての信頼性が低くなる。
【０００７】本発明は、チョッピング損失の不平衡を抑
制することを目的とする。
制することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】（１）負荷(1)の両端の
一方と電源の一極(2)の間に介挿された第１スイッチン
グ手段(4)，前記負荷(1)の他方端と電源の他極(3)の間
に介挿された第２スイッチング手段(5)、および、負荷
(1)へのチョッピング通電を指示する信号(S12)を発生す
る手段(8〜19)、を含み、該通電指示信号(S12)に基づい
て第１スイッチング手段(4)および第２スイッチング手
段(5)を導通にして負荷(1)へチョッピング通電するチョ
ッピング通電装置において、第１および第２スイッチン
グ手段(4,5)の一方の、前記通電指示信号(S12)に対応し
た導通に対して、他方の導通を遅延する制御手段(20)、
を備えることを特徴とするチョッピング通電装置。な
お、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し
後述する実施例の対応要素の符号を、参考までに付記し
た。
一方と電源の一極(2)の間に介挿された第１スイッチン
グ手段(4)，前記負荷(1)の他方端と電源の他極(3)の間
に介挿された第２スイッチング手段(5)、および、負荷
(1)へのチョッピング通電を指示する信号(S12)を発生す
る手段(8〜19)、を含み、該通電指示信号(S12)に基づい
て第１スイッチング手段(4)および第２スイッチング手
段(5)を導通にして負荷(1)へチョッピング通電するチョ
ッピング通電装置において、第１および第２スイッチン
グ手段(4,5)の一方の、前記通電指示信号(S12)に対応し
た導通に対して、他方の導通を遅延する制御手段(20)、
を備えることを特徴とするチョッピング通電装置。な
お、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し
後述する実施例の対応要素の符号を、参考までに付記し
た。
【０００９】図４の（ａ）は、ロワ側のスイッチング素
子５を一定時間遅らせＯＦＦ時にアッパ側のスイッチン
グ素子４に負担をかけ、ＯＮ時にロワ側の素子５に負担
がかかるように施した例である。図４の（ｂ）は逆に、
アッパ側の素子４を一定時間遅らせＯＦＦ時にロワ側の
素子５に、ＯＮ時にアッパ側の素子４に負担をかけた例
である。このように、一方の素子のＯＮ／ＯＦＦに対し
て他方の素子のＯＮ／ＯＦＦを積極的に遅らせることに
より、一方の素子がＯＮのときに他方の素子がＯＦＦと
なる不一致の期間が生れ、例えば図４の（ａ）に示す例
では、ＯＦＦからＯＮへの切換わり点ではＯＮが遅れた
素子（ロワ）のチョッピング損失が高く、ＯＮからＯＦ
Ｆへの切換わり点ではＯＦＦが早い素子（アッパ）のチ
ョッピング損失が高い。ＯＮ／ＯＦＦの繰返しの間、チ
ョッピング損失がロワとアップに交互に振り分けられる
ので、時系列でならして見ると、両素子のチョッピング
損失の差が小さくなる。これにより、スイッチングモジ
ュ−ル内の局所温度上昇は低くなり、素子破壊を未然に
防ぐことになる。
子５を一定時間遅らせＯＦＦ時にアッパ側のスイッチン
グ素子４に負担をかけ、ＯＮ時にロワ側の素子５に負担
がかかるように施した例である。図４の（ｂ）は逆に、
アッパ側の素子４を一定時間遅らせＯＦＦ時にロワ側の
素子５に、ＯＮ時にアッパ側の素子４に負担をかけた例
である。このように、一方の素子のＯＮ／ＯＦＦに対し
て他方の素子のＯＮ／ＯＦＦを積極的に遅らせることに
より、一方の素子がＯＮのときに他方の素子がＯＦＦと
なる不一致の期間が生れ、例えば図４の（ａ）に示す例
では、ＯＦＦからＯＮへの切換わり点ではＯＮが遅れた
素子（ロワ）のチョッピング損失が高く、ＯＮからＯＦ
Ｆへの切換わり点ではＯＦＦが早い素子（アッパ）のチ
ョッピング損失が高い。ＯＮ／ＯＦＦの繰返しの間、チ
ョッピング損失がロワとアップに交互に振り分けられる
ので、時系列でならして見ると、両素子のチョッピング
損失の差が小さくなる。これにより、スイッチングモジ
ュ−ル内の局所温度上昇は低くなり、素子破壊を未然に
防ぐことになる。
【００１０】
【発明の実施の形態】（２）前記遅延制御手段(20)は、
設定時間の経過毎に、先に導通するスイチング手段と遅
延して導通するスイッチング手段を切替える手段(23,2
2)を含む。これによれば、仮に両素子間にスイッチング
特性差があって、一方のＯＮ／ＯＦＦに対して他方のＯ
Ｎ／ＯＦＦを遅らせても、チョッピング損失のアンバラ
ンスが十分に解消しない場合でも、設定時間毎に該一方
のＯＮ／ＯＦＦの方が遅れてチョッピング損失が大きか
った素子の該損失が減少し他方が増加するようにアンバ
ランスが切換わるので、時系列ではチョッピング損失が
両素子にさらに分散し、両素子のチョッピング損失の差
が更に小さくなる。
設定時間の経過毎に、先に導通するスイチング手段と遅
延して導通するスイッチング手段を切替える手段(23,2
2)を含む。これによれば、仮に両素子間にスイッチング
特性差があって、一方のＯＮ／ＯＦＦに対して他方のＯ
Ｎ／ＯＦＦを遅らせても、チョッピング損失のアンバラ
ンスが十分に解消しない場合でも、設定時間毎に該一方
のＯＮ／ＯＦＦの方が遅れてチョッピング損失が大きか
った素子の該損失が減少し他方が増加するようにアンバ
ランスが切換わるので、時系列ではチョッピング損失が
両素子にさらに分散し、両素子のチョッピング損失の差
が更に小さくなる。
【００１１】本発明の他の目的および特徴は、図面を参
照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
【００１２】
【実施例】図１に本発明の一実施例の構成を示し、その
各部の電気信号を図２に示す。この実施例は、３相のＳ
Ｒモ−タの一相の電気コイル１の通電装置である。電気
コイル１の一端は、ゲ−ト絶縁型バイポ−ラトランジス
タ（ＩＧＢＴ）４を介して電源の高電位ライン２と接続
され、電気コイル１の他端は、ゲ−ト絶縁型バイポ−ラ
トランジスタ５を介して電源の低電位ライン３と接続さ
れている。トランジスタ４のエミッタと低電位ライン３
との間にはダイオ−ド６が接続され、トランジスタ５の
コレクタと高電位ライン２の間にはダイオ−ド７が接続
されている。従って、トランジスタ４および５を同時に
ＯＮにすれば、電気コイル１に電流が流れる。電流値セ
ンサ８が、電気コイル１に流れる電流値を表わす電気信
号Ｓ１を発生し比較器１４に与える。
各部の電気信号を図２に示す。この実施例は、３相のＳ
Ｒモ−タの一相の電気コイル１の通電装置である。電気
コイル１の一端は、ゲ−ト絶縁型バイポ−ラトランジス
タ（ＩＧＢＴ）４を介して電源の高電位ライン２と接続
され、電気コイル１の他端は、ゲ−ト絶縁型バイポ−ラ
トランジスタ５を介して電源の低電位ライン３と接続さ
れている。トランジスタ４のエミッタと低電位ライン３
との間にはダイオ−ド６が接続され、トランジスタ５の
コレクタと高電位ライン２の間にはダイオ−ド７が接続
されている。従って、トランジスタ４および５を同時に
ＯＮにすれば、電気コイル１に電流が流れる。電流値セ
ンサ８が、電気コイル１に流れる電流値を表わす電気信
号Ｓ１を発生し比較器１４に与える。
【００１３】電流波形生成回路９は、ＳＲモ−タのロ−
タの回転角度を検出するロ−タ角度センサ１０からの、
角度を表わす信号Ｓ４ａに基づき、ロ−タ角度センサ１
０により検出されたロ−タ回転角度において電気コイル
１に流すべき基準電流値を表す信号Ｓ３を生成し、加算
回路１３に与える。通電タイミング回路１９は、角度信
号Ｓ４ａが、電気コイル１への、信号Ｓ４ｂで表わされ
る通電開始角度から信号Ｓ４ｃで表わされる通電終了角
度までの間にわたり高レベルＨとなり、０〜４５°の範
囲内のその他の回転角度では低レベルＬとなる２値信号
Ｓ４を生成する。次の０〜４５°の範囲では信号Ｓ４ｃ
はＬに留まり、その次の０〜４５°の範囲内で信号Ｓ４
ｃは、通電開始角度から通電終了角度までの間にわたり
高レベルＨとなる。
タの回転角度を検出するロ−タ角度センサ１０からの、
角度を表わす信号Ｓ４ａに基づき、ロ−タ角度センサ１
０により検出されたロ−タ回転角度において電気コイル
１に流すべき基準電流値を表す信号Ｓ３を生成し、加算
回路１３に与える。通電タイミング回路１９は、角度信
号Ｓ４ａが、電気コイル１への、信号Ｓ４ｂで表わされ
る通電開始角度から信号Ｓ４ｃで表わされる通電終了角
度までの間にわたり高レベルＨとなり、０〜４５°の範
囲内のその他の回転角度では低レベルＬとなる２値信号
Ｓ４を生成する。次の０〜４５°の範囲では信号Ｓ４ｃ
はＬに留まり、その次の０〜４５°の範囲内で信号Ｓ４
ｃは、通電開始角度から通電終了角度までの間にわたり
高レベルＨとなる。
【００１４】昇順鋸波発生回路１１は、周期および振幅
が一定の昇順鋸波信号Ｓ５およびこの昇順鋸波信号Ｓ５
に同期した周期の基準チョッピングタイミング信号Ｓ６
を生成する。タイミング信号Ｓ６は、一周期の時間が経
過する毎に瞬間的に低レベＬ−高レベルＨ−低レベルＬ
と変化する２値信号であり、基準チョッピングタイミン
グ信号Ｓ６の周期は、人間の可聴周波数帯域よりはやや
高い周波数の一周期と同じに設定されている。反転回路
１２は、昇順鋸波信号Ｓ５を反転して降順鋸波信号Ｓ７
を生成する。加算回路１３は、基準電流信号Ｓ３に降順
鋸波信号Ｓ７を加算して補正基準電流信号Ｓ８を生成す
る。
が一定の昇順鋸波信号Ｓ５およびこの昇順鋸波信号Ｓ５
に同期した周期の基準チョッピングタイミング信号Ｓ６
を生成する。タイミング信号Ｓ６は、一周期の時間が経
過する毎に瞬間的に低レベＬ−高レベルＨ−低レベルＬ
と変化する２値信号であり、基準チョッピングタイミン
グ信号Ｓ６の周期は、人間の可聴周波数帯域よりはやや
高い周波数の一周期と同じに設定されている。反転回路
１２は、昇順鋸波信号Ｓ５を反転して降順鋸波信号Ｓ７
を生成する。加算回路１３は、基準電流信号Ｓ３に降順
鋸波信号Ｓ７を加算して補正基準電流信号Ｓ８を生成す
る。
【００１５】比較回路１４は、検出電流信号Ｓ１を補正
基準電流信号Ｓ８と比較し、信号Ｓ１が信号Ｓ８より小
さければ高レベルＨとなり、検出電流信号Ｓ１が信号Ｓ
８よりも大きければ低レベルＬとなる２値信号Ｓ９を生
成する。
基準電流信号Ｓ８と比較し、信号Ｓ１が信号Ｓ８より小
さければ高レベルＨとなり、検出電流信号Ｓ１が信号Ｓ
８よりも大きければ低レベルＬとなる２値信号Ｓ９を生
成する。
【００１６】２値信号Ｓ９は、アンドゲ−ト１５の２つ
の入力端子の１つへ入力するとともに、インバ−タ１６
により反転されてフリップフロップ１７の入力端子ＣＬ
Ｋに入力する。アンドゲ−ト１５の他方の入力端子には
信号Ｓ４が入力する。アンドゲ−ト１５が出力する２値
信号Ｓ１０は、アンドゲ−ト１８の２つの入力端子の一
方へ入力する。アンドゲ−ト１８の他方の入力端子には
フリップフロップ１７の反転出力端子から出力される２
値信号Ｓ１１が入力する。フリップフロップ１７の他の
入力端子ＣＬＲには基準チョッピングタイミング信号Ｓ
６が入力する。フリップフロップ１７の反転出力端子の
２値信号Ｓ１１は、信号Ｓ９の立下りに応答して高レベ
ルＨから低レベルＬへと切換わり、また、信号Ｓ６の立
上りに応答して低レベルＬから高レベルＨへと切換わ
る。この信号Ｓ１１が高レベルＨであるときには、アン
ドゲ−ト１８が出力する２値信号Ｓ１２は２値信号Ｓ１
０が高レベルＨであれば高レベルＨとなり、また２値信
号Ｓ１０が低レベルＬであれば信号Ｓ１２も低レベルＬ
となる。
の入力端子の１つへ入力するとともに、インバ−タ１６
により反転されてフリップフロップ１７の入力端子ＣＬ
Ｋに入力する。アンドゲ−ト１５の他方の入力端子には
信号Ｓ４が入力する。アンドゲ−ト１５が出力する２値
信号Ｓ１０は、アンドゲ−ト１８の２つの入力端子の一
方へ入力する。アンドゲ−ト１８の他方の入力端子には
フリップフロップ１７の反転出力端子から出力される２
値信号Ｓ１１が入力する。フリップフロップ１７の他の
入力端子ＣＬＲには基準チョッピングタイミング信号Ｓ
６が入力する。フリップフロップ１７の反転出力端子の
２値信号Ｓ１１は、信号Ｓ９の立下りに応答して高レベ
ルＨから低レベルＬへと切換わり、また、信号Ｓ６の立
上りに応答して低レベルＬから高レベルＨへと切換わ
る。この信号Ｓ１１が高レベルＨであるときには、アン
ドゲ−ト１８が出力する２値信号Ｓ１２は２値信号Ｓ１
０が高レベルＨであれば高レベルＨとなり、また２値信
号Ｓ１０が低レベルＬであれば信号Ｓ１２も低レベルＬ
となる。
【００１７】アンドゲ−ト１８が出力する２値信号Ｓ１
２が通電指示信号であり、その高レベルＨが通電（Ｏ
Ｎ）を、低レベルＬが非通電（ＯＦＦ）を指示する。こ
の通電指示信号Ｓ１２が遅延制御器２０に与えられる。
遅延制御器２０においては、通電指示信号Ｓ１２が遅延
回路２１および切替回路２２に与えられる。
２が通電指示信号であり、その高レベルＨが通電（Ｏ
Ｎ）を、低レベルＬが非通電（ＯＦＦ）を指示する。こ
の通電指示信号Ｓ１２が遅延制御器２０に与えられる。
遅延制御器２０においては、通電指示信号Ｓ１２が遅延
回路２１および切替回路２２に与えられる。
【００１８】図３の（ａ）に遅延回路２１の構成を、図
３の（ｂ）に切替回路２２の構成を示す。この実施例で
は遅延回路２１は、４個のフリップフロップ２１ａ〜２
１ｄをシリアルに接続したシリアルシフトレジスタであ
り、クロックパルスに同期して、信号Ｓ１２のレベルが
第１番のフリップフロップ２１ａに取り込まれて、そし
て次々にクロックパルスに同期してフリップフロップ２
１ｂ〜２１ｄに転送され、信号Ｓ１２に略３Ｔｃの遅延
を与えた遅延信号Ｓ１２ｄが、遅延回路２１から出力さ
れる。Ｔｃは前記クロックパルスの周期である。
３の（ｂ）に切替回路２２の構成を示す。この実施例で
は遅延回路２１は、４個のフリップフロップ２１ａ〜２
１ｄをシリアルに接続したシリアルシフトレジスタであ
り、クロックパルスに同期して、信号Ｓ１２のレベルが
第１番のフリップフロップ２１ａに取り込まれて、そし
て次々にクロックパルスに同期してフリップフロップ２
１ｂ〜２１ｄに転送され、信号Ｓ１２に略３Ｔｃの遅延
を与えた遅延信号Ｓ１２ｄが、遅延回路２１から出力さ
れる。Ｔｃは前記クロックパルスの周期である。
【００１９】切替回路２２は、通電指示信号Ｓ１２を選
択するための、Ａ出力系のアンドゲ−ト２２ａおよびＢ
出力系のアンドゲ−ト２２ｅ，遅延信号Ｓ１２ｄを選択
するためのＡ出力系のアンドゲ−ト２２ｂおよびＢ出力
系のアンドゲ−ト２２ｄ、ならびに、Ａ出力系のアンド
ゲ−ト２２ａおよび２２ｂの出力の論理和をとるオアゲ
−ト２２ｃ、および、Ｂ出力系のアンドゲ−ト２２ｄお
よび２２ｅの出力の論理和をとるオアゲ−ト２２ｃ、を
有し、各出力系の対のアンドゲ−トのいずれをゲ−トオ
ンにするかを、タイマ回路２３が与える切換信号Ｓ１３
が定める。
択するための、Ａ出力系のアンドゲ−ト２２ａおよびＢ
出力系のアンドゲ−ト２２ｅ，遅延信号Ｓ１２ｄを選択
するためのＡ出力系のアンドゲ−ト２２ｂおよびＢ出力
系のアンドゲ−ト２２ｄ、ならびに、Ａ出力系のアンド
ゲ−ト２２ａおよび２２ｂの出力の論理和をとるオアゲ
−ト２２ｃ、および、Ｂ出力系のアンドゲ−ト２２ｄお
よび２２ｅの出力の論理和をとるオアゲ−ト２２ｃ、を
有し、各出力系の対のアンドゲ−トのいずれをゲ−トオ
ンにするかを、タイマ回路２３が与える切換信号Ｓ１３
が定める。
【００２０】タイマ回路２３は、４５°のロ−タ回転を
一周期とする鋸波状のレベル変化を示す角度信号Ｓ４ａ
（デジタルデ−タ）が信号Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃが表わすレベ
ルの平均値（Ｓ４ｂ＋Ｓ４ｃ）／２を横切る度に、レベ
ルがＬ／Ｈあるいはその逆に交互に切換わる切替信号Ｓ
１３を発生する。
一周期とする鋸波状のレベル変化を示す角度信号Ｓ４ａ
（デジタルデ−タ）が信号Ｓ４ｂ，Ｓ４ｃが表わすレベ
ルの平均値（Ｓ４ｂ＋Ｓ４ｃ）／２を横切る度に、レベ
ルがＬ／Ｈあるいはその逆に交互に切換わる切替信号Ｓ
１３を発生する。
【００２１】これにより、電気コイル１の通電角度範囲
（Ｓ４＝Ｈの区間）の前半では、切替回路２２のアンド
ゲ−ト２２ａおよび２２ｄが、切替信号Ｓ１３＝Ｈでゲ
−トオンとなり、オアゲ−ト２２ｃの出力すなわちトラ
ンジスタ４宛ての通電指示信号Ｓ１２Ａは、通電指示信
号Ｓ１２そのものとなるが、オアゲ−ト２２ｆの出力す
なわちトランジスタ５宛ての通電指示信号Ｓ１２Ｂは、
遅延信号Ｓ１２ｄとなる。
（Ｓ４＝Ｈの区間）の前半では、切替回路２２のアンド
ゲ−ト２２ａおよび２２ｄが、切替信号Ｓ１３＝Ｈでゲ
−トオンとなり、オアゲ−ト２２ｃの出力すなわちトラ
ンジスタ４宛ての通電指示信号Ｓ１２Ａは、通電指示信
号Ｓ１２そのものとなるが、オアゲ−ト２２ｆの出力す
なわちトランジスタ５宛ての通電指示信号Ｓ１２Ｂは、
遅延信号Ｓ１２ｄとなる。
【００２２】電気コイル１の通電角度範囲（Ｓ４＝Ｈの
区間）の後半では、切替回路２２のアンドゲ−ト２２ｂ
および２２ｅが、切替信号Ｓ１３＝Ｌでゲ−トオンとな
り、トランジスタ４宛ての通電指示信号Ｓ１２Ａは遅延
信号Ｓ１２ｄとなり、トランジスタ５宛ての通電指示信
号Ｓ１２Ｂは、通電指示信号Ｓ１２そのものとなる。
区間）の後半では、切替回路２２のアンドゲ−ト２２ｂ
および２２ｅが、切替信号Ｓ１３＝Ｌでゲ−トオンとな
り、トランジスタ４宛ての通電指示信号Ｓ１２Ａは遅延
信号Ｓ１２ｄとなり、トランジスタ５宛ての通電指示信
号Ｓ１２Ｂは、通電指示信号Ｓ１２そのものとなる。
【００２３】したがって、電気コイル１の通電角度範囲
（Ｓ４＝Ｈの区間）の全区間において、トランジスタ４
と５に与えられる通電指示信号Ｓ１２ＡとＳ１２Ｂとの
間には、通電指示信号Ｓ１２に対する遅延信号Ｓ１２ｄ
の遅延時間相当すなわち略３Ｔｃの時間ずれ（位相ず
れ）がある。これにより、ＯＮ／ＯＦＦの繰返しの間、
チョッピング損失がトランジスタ４と５に交互に振り分
けられるので、時系列でならして見ると、両素子のチョ
ッピング損失の差が小さくなる。これにより、スイッチ
ングモジュ−ル内の局所温度上昇は低くなり、素子破壊
を未然に防ぐことになる。
（Ｓ４＝Ｈの区間）の全区間において、トランジスタ４
と５に与えられる通電指示信号Ｓ１２ＡとＳ１２Ｂとの
間には、通電指示信号Ｓ１２に対する遅延信号Ｓ１２ｄ
の遅延時間相当すなわち略３Ｔｃの時間ずれ（位相ず
れ）がある。これにより、ＯＮ／ＯＦＦの繰返しの間、
チョッピング損失がトランジスタ４と５に交互に振り分
けられるので、時系列でならして見ると、両素子のチョ
ッピング損失の差が小さくなる。これにより、スイッチ
ングモジュ−ル内の局所温度上昇は低くなり、素子破壊
を未然に防ぐことになる。
【００２４】加えて、電気コイル１の通電角度範囲（Ｓ
４＝Ｈの区間）の前半では、トランジスタ４のＯＮ／Ｏ
ＦＦが通電指示信号Ｓ１２に同期するがトランジスタ５
のＯＮ／ＯＦＦがそれより略３Ｔｃ分遅れ、チョッピン
グ損失は例えば図４の（ａ）に示す傾向を示す。しかし
該区間の後半では、トランジスタ４のＯＮ／ＯＦＦが通
電指示信号Ｓ１２に対して略３Ｔｃ分遅れ、トランジス
タ５のＯＮ／ＯＦＦは通電指示信号Ｓ１２に同期したも
のとなって、チョッピング損失は例えば図４の（ｂ）に
示す傾向を示す。
４＝Ｈの区間）の前半では、トランジスタ４のＯＮ／Ｏ
ＦＦが通電指示信号Ｓ１２に同期するがトランジスタ５
のＯＮ／ＯＦＦがそれより略３Ｔｃ分遅れ、チョッピン
グ損失は例えば図４の（ａ）に示す傾向を示す。しかし
該区間の後半では、トランジスタ４のＯＮ／ＯＦＦが通
電指示信号Ｓ１２に対して略３Ｔｃ分遅れ、トランジス
タ５のＯＮ／ＯＦＦは通電指示信号Ｓ１２に同期したも
のとなって、チョッピング損失は例えば図４の（ｂ）に
示す傾向を示す。
【００２５】これにより、仮に両トランジスタ４，５間
にスイッチング特性差があって、一方のＯＮ／ＯＦＦに
対して他方のＯＮ／ＯＦＦを遅らせても、チョッピング
損失のアンバランスが十分に解消しない場合でも、電気
コイル１の通電角度範囲（Ｓ４＝Ｈの区間）の中間を境
に、ＳＲモ−タのロ−タの４５°の回転毎すなわち設定
時間毎に該一方のＯＮ／ＯＦＦの方が遅れてチョッピン
グ損失が大きかった素子の該損失が減少し他方が増加す
るようにアンバランスが切換わるので、チョッピング損
失が両トランジスタ４，５にさらに分散し、両トランジ
スタ４，５間のチョッピング損失の差が更に小さくな
る。
にスイッチング特性差があって、一方のＯＮ／ＯＦＦに
対して他方のＯＮ／ＯＦＦを遅らせても、チョッピング
損失のアンバランスが十分に解消しない場合でも、電気
コイル１の通電角度範囲（Ｓ４＝Ｈの区間）の中間を境
に、ＳＲモ−タのロ−タの４５°の回転毎すなわち設定
時間毎に該一方のＯＮ／ＯＦＦの方が遅れてチョッピン
グ損失が大きかった素子の該損失が減少し他方が増加す
るようにアンバランスが切換わるので、チョッピング損
失が両トランジスタ４，５にさらに分散し、両トランジ
スタ４，５間のチョッピング損失の差が更に小さくな
る。
【図１】 本発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】 図１に示す電気回路各部の電気信号の波形を
示すタイムチャ−トである。
示すタイムチャ−トである。
【図３】 （ａ）は図１に示す遅延回路２１の構成を示
す電気回路図、（ｂ）は切替回路２２の構成を示す電気
回路図である。
す電気回路図、（ｂ）は切替回路２２の構成を示す電気
回路図である。
【図４】 （ａ）は、図２に示す通電角度範囲（Ｓ４＝
Ｈ）の前半での、図１に示すトランジスタ４（アッパ）
および５（ロワ）のチョッピング損失を模擬的に示すタ
イムチャ−ト、（ｂ）は該通電角度範囲（Ｓ４＝Ｈ）の
後半でのチョッピング損失を模擬的に示すタイムチャ−
トである。
Ｈ）の前半での、図１に示すトランジスタ４（アッパ）
および５（ロワ）のチョッピング損失を模擬的に示すタ
イムチャ−ト、（ｂ）は該通電角度範囲（Ｓ４＝Ｈ）の
後半でのチョッピング損失を模擬的に示すタイムチャ−
トである。
【図５】 （ａ）は、図１に示すトランジスタ４と５の
スイッチング特性が全く同一と仮定した場合のチョッピ
ング損失を模擬的に示すタイムチャ−ト、（ｂ）はスイ
ッチング特性が極端に異なると仮定した場合のチョッピ
ング損失を模擬的に示すタイムチャ−トである。
スイッチング特性が全く同一と仮定した場合のチョッピ
ング損失を模擬的に示すタイムチャ−ト、（ｂ）はスイ
ッチング特性が極端に異なると仮定した場合のチョッピ
ング損失を模擬的に示すタイムチャ−トである。
１：ＳＲモ−タの一相の電気コイル ２：電源の高電位ライン ３：電源の低電位ライン ４，５：ゲ−ト絶縁型バイポ−ラトランジスタ ６，７：ダイオ−ド ８：電流値センサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H410 BB05 CC02 DD02 DD06 EA10 EA32 EB04 FF05 FF13 FF26 LL09 5H550 BB03 DD09 HA09 HB07 JJ12 JJ19 KK04 LL16 LL23 LL33 LL37 MM06
Claims (2)
- 【請求項１】負荷の両端の一方と電源の一極の間に介挿
された第１スイッチング手段，前記負荷の他方端と電源
の他極の間に介挿された第２スイッチング手段、およ
び、負荷へのチョッピング通電を指示する信号を発生す
る手段、を含み、該通電指示信号に基づいて第１スイッ
チング手段および第２スイッチング手段を導通にして負
荷へチョッピング通電するチョッピング通電装置におい
て、 第１および第２スイッチング手段の一方の、前記通電指
示信号に対応した導通に対して、他方の導通を遅延する
制御手段、を備えることを特徴とするチョッピング通電
装置。 - 【請求項２】前記遅延制御手段は、設定時間の経過毎
に、先に導通するスイチング手段と遅延して導通するス
イッチング手段を切替える手段を含む、請求項１記載の
チョッピング通電装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11155518A JP2000347751A (ja) | 1999-06-02 | 1999-06-02 | チョッピング通電装置 |
| DE10027586A DE10027586B4 (de) | 1999-06-02 | 2000-06-02 | Steuervorrichtung für gepulste Erregung |
| US09/585,362 US6269013B1 (en) | 1999-06-02 | 2000-06-02 | Chopping energization control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11155518A JP2000347751A (ja) | 1999-06-02 | 1999-06-02 | チョッピング通電装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000347751A true JP2000347751A (ja) | 2000-12-15 |
Family
ID=15607822
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11155518A Pending JP2000347751A (ja) | 1999-06-02 | 1999-06-02 | チョッピング通電装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6269013B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000347751A (ja) |
| DE (1) | DE10027586B4 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8624543B2 (en) * | 2011-12-09 | 2014-01-07 | Caterpillar Inc. | Switching strategy for switched reluctance machine |
| GB2520260B (en) | 2013-11-12 | 2015-08-19 | Sevcon Ltd | Method and apparatus for control of switched reluctance motors |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4933621A (en) * | 1989-05-12 | 1990-06-12 | General Electric Company | Current chopping strategy for switched reluctance machines |
| US5166591A (en) * | 1991-12-02 | 1992-11-24 | General Electric Company | Current chopping strategy for generating action in switched reluctance machines |
| US5438498A (en) * | 1993-12-21 | 1995-08-01 | Raytheon Company | Series resonant converter having a resonant snubber |
| JP3381107B2 (ja) | 1994-12-16 | 2003-02-24 | アイシン精機株式会社 | チョッピング通電制御装置 |
| US6051942A (en) * | 1996-04-12 | 2000-04-18 | Emerson Electric Motor Co. | Method and apparatus for controlling a switched reluctance machine |
| US5825153A (en) * | 1996-12-10 | 1998-10-20 | United Technologies Automotive, Inc. | Switched reluctance motor drive control system |
| JPH10337084A (ja) | 1997-05-30 | 1998-12-18 | Aisin Seiki Co Ltd | スイッチングモジュ−ルの過熱保護装置 |
| JP3697623B2 (ja) * | 1997-05-30 | 2005-09-21 | アイシン精機株式会社 | チョッピング通電制御装置 |
| GB9713136D0 (en) * | 1997-06-20 | 1997-08-27 | Switched Reluctance Drives Ltd | Switching circuit for a reluctance machine |
| US6054819A (en) * | 1998-05-15 | 2000-04-25 | Tridelta Industries, Inc. | Driving circuit for switched reluctance machines |
| US6137256A (en) * | 1998-11-10 | 2000-10-24 | Tridelta Industries, Inc. | Soft turn-off controller for switched reluctance machines |
-
1999
- 1999-06-02 JP JP11155518A patent/JP2000347751A/ja active Pending
-
2000
- 2000-06-02 US US09/585,362 patent/US6269013B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-02 DE DE10027586A patent/DE10027586B4/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6269013B1 (en) | 2001-07-31 |
| DE10027586B4 (de) | 2008-09-04 |
| DE10027586A1 (de) | 2001-01-18 |
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