JP2002010682A

JP2002010682A - モータの通電制御装置

Info

Publication number: JP2002010682A
Application number: JP2000182216A
Authority: JP
Inventors: Tomoaki Honma; 智昭本間; Masanori Sugiyama; 昌典杉山
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2000-06-16
Filing date: 2000-06-16
Publication date: 2002-01-11
Also published as: DE10128698A1; US20020017891A1; US6486628B2

Abstract

(57)【要約】【課題】モータの各相のコイルを通電するスイッチン
グ素子の電力損失を等しくし、発熱のバランスの平衡を
保つことを目的とする。【解決手段】２つのスイッチング素子１１と１２の一
方がオン，オフし、そのオン期間に他方がオン，オフす
るような波形のアッパ信号とロワ信号を生成し、チョッ
ピングクロックに同期して切換回路２７によってアッパ
信号とロワ信号の波形を入れ替え、２つのスイッチング
素子１１，１２の電力損失を等しくし、発熱をバランス
させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はモータの通電制御
装置に関し、たとえば電気自動車などに用いられるスイ
ッチトレラクタンス型モータ（以下、ＳＲモータと称す
る）の各相のコイルに流れる電流を制御する通電制御装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図９はこの発明が適用されるＳＲモータ
の動作原理を説明するための図である。図９において、
ＳＲモータ１は、円筒状のステータ２と、ステータ２内
に所定のギヤップを有して回転自在に設けられた円柱状
のロータ３とを含む。ステータ２の内周部には、６つの
凸極２ａ〜２ｆが等間隔で形成されている。ロータ３の
外周部には、４つの凸極３ａ〜３ｄが等間隔で形成され
ている。ステータ２の２つの凸極（たとえば２ｃ，２
ｆ）とロータ３の２つの凸極（たとえば３ｂ，３ｄ）が
対向したとき、ロータ３の他の２つの凸極３ａ，３ｃは
ステータ２の凸極２ａ，２ｂ，２ｄと２ｅの間に位置す
るようになっている。ステータ２の対向する２つの凸極
２ａと２ｄ，２ｂと２ｅ，２ｃと２ｆには、それぞれコ
イル４ａ〜４ｃが共通に巻回されている。

【０００３】図９(ａ)に示すようにコイル４ａ，４ｄに
電流Ｉ１が流れると、ステータ２の凸極２ａ，２ｄに磁
束が流れ、その近傍のロータ３の凸極３ａ，３ｃを吸引
する。図９（ｂ）に示すようにコイル４ｂ、４ｅに電流
Ｉ２が流れると、ステータ２の凸極２ｂ，２ｅに磁束が
流れ、その近傍のロータ３の凸極３ｂ，３ｄを吸引す
る。図９（ｃ）に示すようにコイル４ｃ，４ｆに電流Ｉ
３が流れると、ステータ２の凸極２ｃ，２ｆに磁束が流
れ、その近傍のロータ３の凸極３ｃ，３ａを吸引する。
したがって、ロータ３の回転に同期して３相の電流Ｉ１
〜Ｉ３をコイル４ａ〜４ｃに順次流すことによりロータ
３を所望の回転数で回転させることができる。各電流Ｉ
１〜Ｉ３の切換は、スイッチング素子１０をオン，オフ
することにより、バッテリ５からの電圧で各電流が流さ
れる。

【０００４】図１０は図９に示したＳＲモータのコイル
に通電するチョッパ制御によるスイッチング回路を示す
図である。このスイッチング回路は、１相分のみを示し
ており、図９に示したＳＲモータ１を駆動するために
は、同じスイッチング回路が３系統設けられる。

【０００５】図１０において、スイッチング回路は、１
相のコイル１５の一端と電源の高電位ライン１６との間
に接続された第１のスイッチング素子１１と、コイル１
５の他端と電源低電位ライン１７との間に接続された第
２のスイッチング素子１２と、コイル１５の一端と電源
低電位ラインとの間に接続される第１のダイオード１３
と、コイル１５の他端と電源高電位ライン１６との間に
接続される第２のダイオード１４とを含む。

【０００６】第１のダイオード１３は電源低電位ライン
１７からコイル１５の一端に電流が流れるのを許容し、
第２のダイオード１４はコイル１５の他端から電源高電
位ライン４に電流が流れるのを許容するフライホィール
ダイオードである。このようなスイッチング回路は、た
とえば特開平７−２７４５６９号公報に記載されてい
る。スイッチング素子１１，１２としては、たとえばゲ
ート絶縁型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用
される。

【０００７】このようなスイッチング回路でＳＲモータ
１をチョッパ制御する場合、次の５つの方法がある。そ
の１つはソフトチョッピングと呼ばれるものであり、第
１のスイッチング素子１１または第２のスイッチング素
子１２のいずれか片方のみオン，オフさせることにより
目標電流値を維持する駆動方法である。ハードチョッピ
ングと呼ばれる方法は、第１のスイッチング素子１１と
第２のスイッチング素子１２の両方をオン，オフし、目
標電流値を維持する駆動方法である。０Ｖループは、電
流が流れている状態から第１の駆動素子１１をオフかつ
第２の駆動素子１２をオンし、エネルギを消費する駆動
方法である。ＤＵＴＹチョッピングは、第１のスイッチ
ング素子１１をオン，オフし、第２の駆動素子１２をオ
フし、段階的に電流を消費する駆動方法である。３段Ｏ
ＦＦは、ソフトチョッピングもしくはハードチョッピン
グの後に０Ｖループ、さらにＤＵＴＹチョッピングと連
続的に動作を変化させる駆動方法である。

【０００８】図１１は図１０に示したスイッチング回路
をソフトチョッピングで動作させるための波形図であ
る。図１１（ｂ）のアッパ信号は図８の上側のスイッチ
ング素子１１を駆動する信号波形であり、図１１（ｃ）
のロワ信号は図１０の下側のスイッチング素子１２を駆
動する駆動信号である。スイッチング素子１１のベース
に図１１（ｂ）に示すオン，オフを繰返すアッパ信号が
与えられ、スイッチング素子１２のベースには図１１
（ｃ）に示す連続的にオンするロワ信号が与えられる。

【０００９】アッパ信号とロワ信号がともにオンになる
と、スイッチング素子１１，１２が導通し、電源高電位
ライン１６からスイッチング素子１１，コイル１５，ス
イッチング素子１２を介して電源低電位ライン１７に電
流が流れる。その後、アッパ信号がオフレベルになる
と、ロワ信号がオン状態を保ち続けているため、スイッ
チング素子１１が非導通になる。このとき、スイッチン
グ素子１２は導通しており、ダイオード１３はコイル１
５に蓄積されたエネルギによる電流がコイル１５からス
イッチング素子１２を介して電源低電位ラインに流れる
のを許容する。その後、再びアッパ信号がオンレベルに
なると、スイッチング素子１１が導通し、スイッチング
素子１１からコイル１５を介してスイッチング素子１２
に電流が流れる。

【００１０】この動作を繰返すことによってコイル１５
には、図１１（ａ）に示す電流が流れる。図１１（ａ）
において脈動部分の立上がりはスイッチング素子１１が
導通し、コイル１５に流れる電流が上昇することによる
ものであり、立下がりは、スイッチング素子１１が非導
通になってコイル１５に蓄積されたエネルギが緩やかに
減少することによるものである。この電流の目標値は、
たとえば電気自動車に用いた場合、走行条件に応じて必
要なトルクを得るために所定の値に設定される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】図１０に示したスイッ
チング回路において、スイッチング素子１１，１２は通
電によって発熱する。スイッチング素子１１，１２とし
て用いられるＩＧＢＴは、通常１５０℃を超えると破壊
してしまう。このため、スイッチング素子１１，１２の
近傍に温度センサを配置し、温度センサで検出された温
度がたとえば１２０℃〜１３０℃に上昇すると、コイル
１５に流れる電流を制限し、それ以上温度が上昇しない
ように制御が行なわれる。

【００１２】一方、図１１で説明したアッパ信号はオ
ン，オフレベルを交互に繰返すのに対して、ロワ信号が
オンレベルを維持しているため、スイッチング素子１１
はオン，オフを繰返すのに対して、スイッチング素子１
２は連続的にオンした状態となる。このため、スイッチ
ング素子１２はスイッチング素子１１よりもオン期間が
長くなり、スイッチング素子１１はスイッチング素子１
２よりもスイッチング回数が多くなる。このため、スイ
ッチング素子１１の方がスイッチング損失が多くなり、
スイッチング素子１１がスイッチング素子よりも温度上
昇が高くなり、発熱のバランスがとれない。

【００１３】そこで、本願出願人による特願平１１-７
３６９８号によれば、図１１（ｄ）に示すチョッピング
切換信号によって、一定時間ごとにアッパ信号とロワ信
号がオンを維持する期間を切換えることにより、スイッ
チング素子１１と１２が交互にオンし続けるようにし、
温度上昇のバランスをとる制御が行なわれる。

【００１４】チョッピング切換信号は、ＣＰＵからの指
示により、一定時間ごとに切換えられている。その切換
は切換信号によって直ちにアッパ信号とロワ信号のオ
ン，オフとオン状態とを切換えていた。その場合、チョ
ッピング側の切換を実行するたびに損失回数が１回増え
てしまい、それが積算されて効率が悪くなってしまって
いた。

【００１５】すなわち、図１１（ａ），（ｂ）に示すよ
うにアッパ信号とロワ信号とともに一定の周期でチョッ
ピングするようにオンする期間とオフする期間が定めら
れている。しかし、単に一定時間ごとに切換えると、一
定周期にかかわらず、アッパ信号とロワ信号ともにレベ
ルが切換えられてしまい、切換える都度１回のオン，オ
フが増えてしまう。たとえば、アッパ側が９回オン，オ
フをするのに対して、ロワ側が１０回オン，オフするこ
とも起こり得る。このため、発熱のバランスからしても
望ましくない。

【００１６】それゆえに、この発明の主たる目的は、２
つのスイッチング素子の発熱を可能な限り平衡させてモ
ータを駆動できるようなモータの通電制御装置を提供す
ることである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この発明は、モータのス
テータに巻回されている複数相のコイルと、コイルの一
端と電源ラインの一方との間に介挿される第1のスイッ
チング素子と、コイルの他端と電源ラインの他方との間
に介挿される第２のスイッチング素子とを有し、第１お
よび第２のスイッチング素子が同時に導通している際に
電源ラインからコイルに電流を流す通電制御装置であっ
て、第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方
が導通している際に所定のタイミング毎に他方の導通状
態と非導通状態とを切換える第１の通電制御状態と、第
１および第２のスイッチング素子のいずれか他方が導通
している際に所定のタイミング毎に一方の導通状態と非
道通状態とを切換える第２の通電制御状態を、所定の周
期毎に所定のタイミングに同期させて繰り返すことを特
徴とする。

【００１８】したがって、この発明では第１および第２
のスイッチング素子のいずれか一方が導通している際に
第１の通電制御状態と第２の通電制御状態を所定の周期
毎に所定のタイミングに同期して繰り返すことにより、
各スイッチング素子による電力損失を均等にできる。

【００１９】また、第１および第２のスイッチング素子
のいずれか一方または他方の導通から非道通または非導
通から導通は、所定のタイミングで切換わり、所定のタ
イミングの時間間隔よりも短い所定時間経過後に、再び
非導通から導通または導通から非導通に切換わることを
特徴とする。

【００２０】さらに、第１の通電制御状態と第２の通電
制御状態を、所定の周期が経過した時点以降における最
初の所定のタイミングに同期させて繰り返すことを特徴
とする。

【００２１】

【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態の通
電制御装置を示すブロック図である。この図１では、前
述の図１０で説明したＳＲモータの１相のコイル１５を
スイッチングするスイッチング回路２８を駆動する場合
について示しており、ＳＲモータが３相であれば各相に
対応して同じ回路が３系統設けられる。

【００２２】通電制御装置は、ＣＰＵ２０とＲＯＭ２１
と角度センサ２２と電流波形生成回路２３と電流比較回
路２４とＰＷＭ信号生成回路２５とスイッチングモード
切換回路２６と切換回路２７とスイッチングか回路２８
とから構成されている。角度センサ２２はＳＲモータの
ロータの角度を検出し、検出したロータ角度をデジタル
信号Ｓ２によりＣＰＵ２０と電流波形生成回路２３内の
アドレスデコーダ２３１と通電／非通電判定回路２３５
とに与える。

【００２３】ＲＯＭ２１は第１相コイルの通電制御に関
する各種のデータを記憶している。すなわち、ＳＲモー
タの回転数（正回転数と負回転数とがある）とトルク
（正トルクと負トルクとがある）との組合せに対応す
る、所定の多数組の通電開始角度データおよび通電終了
角度データと、多数の電流波形データ（角度センサ２２
によって検出されるあるロータ角度で第１相コイル１５
に流すべき基準電流値を表わすデータ）と、多数のＰＷ
Ｍデューティデータを記憶している。

【００２４】ＣＰＵ２０は、電気自動車を運行している
間中閉じられるメインスイッチ（図示せず）が開から閉
に切換わったことに応答して、リセットパルス信号Ｓ３
を電流波形生成回路２３内の通電／非通電判定回路２３
５に出力するとともに、異常の有無を判定して異常の有
無を表わす２値信号Ｓ４を通電／非通電判定回路２３５
に対して出力する。この２値信号Ｓ４は「Ｈ」レベルで
あれば異常無しを表わしており、「Ｌ」レベルであれば
異常有りであることを表わしている。

【００２５】ＣＰＵ２０は、異常の有無の判定の結果が
異常無しであるときには、角度センサ２２からのデジタ
ル信号Ｓ２に基づいてＳＲモータの回転数を逐次計算す
るとともに、シフトレバー，ブレーキスイッチ，アクセ
ルスイッチおよびアクセル回動センサから入力される情
報Ｓ１に基づいて、ＳＲモータの目標とするトルクを逐
次計算し、計算した回転数およびトルクに対応する、１
組の通電開始角度および通電終了角度と、１つの電流波
形と、１つのＰＷＭデューティをＲＯＭ２１から読出
し、読出した１組の通電開始角度および通電終了角度を
それぞれデジタル信号Ｓ５およびＳ６として電流波形生
成回路２３の通電／非通電判定回路２３５に対して出力
する。

【００２６】また、ＣＰＵ２０は読出した電流波形をデ
ジタル信号Ｓ７として電流波形生成回路２３内のＲＡＭ
２３２に対して出力する。さらに、読出したＰＷＭデュ
ーティをデジタル信号Ｓ８としてＰＷＭ信号生成回路２
５に対して出力するとともに、回転数の方向性（正であ
るか負であるか）と目標とするトルクの方向性とから回
成を行なうか否かを判別し、回成を行なうか否かを表わ
す２値信号Ｓ２４をスイッチングモード切換回路２６に
対して出力する。信号Ｓ２４が「Ｌ」レベルであれば回
成を行なうことを表わし、信号Ｓ２４が「Ｈ」レベルで
あれば回成を行なわないことを表わしている。

【００２７】ＣＰＵ２０はさらにスイッチング素子切換
処理を行ない、その処理結果に応じた２値信号Ｓ９を切
換回路２７に出力する。切換回路２７はスイッチングモ
ード切換回路２６と第１相のコイル１５を駆動するため
のスイッチング素子１１と１２との間の信号伝達路を切
換える。また、ＣＰＵ２０から切換回路７にチョッピン
グクロック信号Ｓ１８が与えられる。

【００２８】図２は上述のスイッチング素子切換処理を
示すフローチャートである。図２に示すステップ（図示
ではＳと略称する）Ｓ１０において１０ｍｓｅｃ経過し
たか否かがＣＰＵ２０によって判定される。１０ｍｓｅ
ｃ経過していればステップＳ１１において信号Ｓ９が
「Ｈ」レベルであるか否かが判定され、そうでなければ
ステップＳ１３において信号Ｓ９が「Ｈ」レベルにセッ
トされる。また、信号Ｓ９が「Ｈ」レベルであれば、ス
テップＳ１２において信号Ｓ９が「Ｌ」レベルにセット
される。したがって、信号Ｓ９のレベルが１０ｍｓｅｃ
ごとに切換えられる。

【００２９】再び図１を参照して、ＣＰＵ２０からデジ
タル信号Ｓ７として電流波形生成回路２３のＲＡＭ２３
２に入力された電流波形、すなわちロータの角度に対応
した基準電流値のデータがＲＡＭ２３２のロータの角度
に対応したアドレスに格納される。角度センサ２２から
のデジタル信号Ｓ２として電流波形生成回路２３内のア
ドレスデコーダ２３１に入力された角度はＲＡＭ２３２
のアドレスに変換される。電流波形生成回路２３は、角
度センサ２２によって検出された角度が変化するごと
に、角度に対応した基準電流値をＲＡＭ２３２から読出
し、Ｄ／Ａコンバータ２３３によってデジタル信号から
アナログ信号に変換し、出力バッファ２３４からアナロ
グ信号Ｓ１０として電流比較回路２４に出力する。

【００３０】電流波形生成回路２３内の通電／非通電判
定回路２３５は、角度センサ２２から入力される信号Ｓ
２とＣＰＵ２０から入力される信号Ｓ３〜Ｓ６に基づい
て第１相コイル１５の通電／非通電を表わす２値信号Ｓ
１１を生成し、ＰＷＭ信号生成回路２５とスイッチング
モード切換回路２６とに出力する。２値信号Ｓ１１は
「Ｈ」レベルであれば通電を表わし、「Ｌ」レベルであ
れば非通電を表わす。信号Ｓ４が「Ｌ」レベル（異常は
有りを示す）であれば、信号Ｓ１１が「Ｌ」レベルに保
持される。また、信号Ｓ４が「Ｈ」レベルの場合、リセ
ットパルス信号Ｓ３の入力により信号Ｓ１１は一旦
「Ｌ」レベルにセットされ、その後信号Ｓ１１は信号Ｓ
２により表わされるロータ角度が信号Ｓ５により表わさ
れる通電開始角度に到達したとき、「Ｌ」レベルから
「Ｈ」レベルに切換えられる。そして、信号Ｓ２により
表わされるロータ角度が信号Ｓ６により表わされる通電
終了角度に到達したとき、「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベ
ルに切換えられる。

【００３１】ＰＷＭ信号生成回路２５はＰＷＭ信号（２
値信号）Ｓ１４を生成して切換回路２７に出力し、スイ
ッチングモード切換回路２６は２値信号Ｓ２５およびＳ
２３を生成し、スイッチング回路２８に出力する。スイ
ッチング回路２８は前述の図１０で説明したように、第
１相のコイル１５の一端と直流電源からの高電位ライン
１６との間に介挿されたスイッチング素子１１と、第１
相コイル１５の他端と直流電源からの低電位ライン１７
との間に介挿されたスイッチング素子１２と、第１相コ
イル１５の一端と低電位ライン１７との間に介挿された
ダイオード１３と、第１相コイル１５の他端と高電位ラ
イン１６との間に介挿されたダイオード１４とによって
構成されている。なお、第１相コイル１５の一端とスイ
ッチング素子１１およびダイオード１３との間には第１
相コイル１５に実際に流れる電流値（実電流値）を検出
する電流センサ１８が介挿されている。この電流センサ
１８は、第１相コイル１５に実際に流れる電流値を表わ
すアナログ信号Ｓ１２として電流比較回路２４に出力す
る。

【００３２】電流比較回路２４は、第１相コイル１５に
流すべき基準電流値を表わすアナログ信号Ｓ１０と第１
相コイル１５に実際に流れる電流値を表わすアナログ信
号Ｓ１２とを比較し、第１相コイル１５に実際に流れる
電流値が基準電流値より小さいか否かを表わす２値信号
Ｓ１３をＰＷＭ信号生成回路２５に出力する。２値信号
Ｓ１３の「Ｈ」レベルは第１相コイル１５に実際に流れ
る電流値が基準電流値より小さいことを表わし、「Ｌ」
レベルは第１相コイル１５に実際に流れる電流値が基準
電流値以上であることを表わす。

【００３３】図３は図１に示したＰＷＭ信号生成回路の
具体的な回路図である。図３において、ＣＰＵ２０が出
力するデジタル信号Ｓ８（ＰＷＭデューティを表わす）
はラッチ２５１により１２ビットのデジタル信号Ｓ１５
としてラッチされ、比較回路２５２に与えられる。通電
／非通電判定回路２３５から出力された２値信号Ｓ１１
はフリップフロップ２５３のＤ入力端子およびフリップ
フロップ２５４のクロック入力端子ＣＬＫに入力される
とともに、さらにインバータ２５５で反転され、フリッ
プフロップ２５３のリセット入力端子Ｒに入力される。
電流比較回路２４から出力された２値信号Ｓ１３は、フ
リップフロップ２５３のクロック入力端子ＣＬＫに与え
られるとともに、インバータ２５６で反転されてフリッ
プフロップ２５４のリセット端子Ｒに入力される。

【００３４】フリップフロップ２５３の反転出力端子Ｑ
Ｉから出力される２値信号Ｓ１６はＯＲゲート２５７の
一方の入力端子に入力され、ＯＲゲート２５７が出力す
る２値信号Ｓ１７が１２ビットカウンタ２５８のリセッ
ト入力端子Ｒに入力され、１２ビットカウンタ２５８の
オーバフロー信号（２値信号）Ｓ１８がＯＲゲート２５
７の他方の入力端子に入力される。１２ビットカウンタ
２５８はＰＷＭクロック信号を計数し、その計数値を表
わす１２ビットのデジタル信号Ｓ１９が比較回路２５２
に入力される。

【００３５】比較回路２５２は入力される信号Ｓ１５と
Ｓ１９とを比較し、２値信号Ｓ２０を出力する。この信
号Ｓ２０は信号Ｓ１９が信号Ｓ１５より小さいときには
「Ｌ」レベルとなり、信号Ｓ１９が信号Ｓ１５と等しい
ときおよび信号Ｓ１９が信号Ｓ１５より大きいときは
「Ｈ」レベルとなる。

【００３６】比較回路２５２から出力された２値信号Ｓ
２０はＯＲゲート２５９の一方の入力端子に入力され、
ＯＲゲート２５９の他方の入力端子にはフリップフロッ
プ２５４の出力端子Ｑから出力される２値信号Ｓ２１が
入力される。ＯＲゲート２５９の出力はＰＷＭ信号Ｓ１
４となる。なお、フリップフロップ２５４のＤ入力端子
には一定電圧が印加される。

【００３７】このように構成されたＰＷＭ信号生成回路
２５においては、２値信号Ｓ１１が「Ｌ」レベルから
「Ｈ」レベルに切換わるコイル１５への通電開始指示に
より、フリップフロップ２５４の出力信号Ｓ２１が
「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに切換わるので、ＯＲゲ
ート２５９から出力されるＰＷＭ信号Ｓ１４も「Ｌ」レ
ベルから「Ｈ」レベルに切換わる。２値信号Ｓ１３は信
号Ｓ１１の「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルへの切換わり
に同期して「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに切換わる。
これは、コイル１５に基準電流値を表わす信号Ｓ１０が
コイル１５に実電流値を表わす信号Ｓ１２よりも大きく
なるためである。その後、２値信号Ｓ１３が「Ｈ」レベ
ルから「Ｌ」レベルに切換わると、すなわち、コイル１
５の実電流値が基準電流値に到達すると、フリップフロ
ップ２５４がリセットされ、信号Ｓ２１が「Ｈ」レベル
から「Ｌ」レベルに切換わる。したがって、コイル１５
への通電開始から実電流値が基準電流値に到達するまで
の間、ＰＷＭ信号Ｓ１４が高レベルに維持される。

【００３８】一方、信号Ｓ１１が「Ｌ」レベルから
「Ｈ」レベルに切換わることにより、フリップフロップ
２５３の出力信号Ｓ１６が「Ｈ」レベルとなり、信号Ｓ
１７が「Ｈ」レベルとなって１２ビットカウンタ２５８
のカウント動作が停止し、信号Ｓ１９が０を示す状態に
なるとともに、オーバフロー信号Ｓ１８が「Ｌ」レベル
となる。信号Ｓ１８は通常、０より大きいＰＷＭデュー
ティを指示するので、信号Ｓ１９が信号Ｓ１５より小さ
い状態となり、比較回路２５２の出力信号Ｓ２０が
「Ｌ」レベルとなる。

【００３９】信号Ｓ１１が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベ
ルに切換わった後に、信号Ｓ１３が「Ｌ」レベルから
「Ｈ」レベルに切換わると、すなわち、コイル１５の実
電流値が基準電流値に到達した後、再び基準電流値を下
回ると、フリップフロップ２５３の出力信号Ｓ１６が
「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切換わり、信号Ｓ１７
が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切換わり、１２ビッ
トカウンタ２５８はＰＷＭクロック信号の計数を開始
し、信号Ｓ１９の示す値が逐次増大する。

【００４０】信号Ｓ１９の示す値が信号Ｓ１５が示す値
以上となると、信号Ｓ２０が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レ
ベルに切換わる。その後、１２ビットカウンタ２５８が
オーバフローすると、信号Ｓ１８が「Ｌ」レベルから
「Ｈ」レベルに切換わり、信号Ｓ１７が「Ｌ」レベルか
ら「Ｈ」レベルに切換わるので、１２ビットカウンタ２
５８がリセットされ、信号Ｓ１９が０を示すようになる
ので、信号Ｓ２０が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切
換わる。１２ビットカウンタ２５８がリセットされるこ
とにより、信号Ｓ１８が再び「Ｌ」レベルに切換わるの
で、１２ビットカウンタ２５８がＰＷＭクロック信号の
計数を再開する。

【００４１】このようにして、信号Ｓ２０は「Ｌ」レベ
ル状態と「Ｈ」レベル状態を交互に繰返し、「Ｌ」レベ
ル状態の時間ｔ１と「Ｈ」レベル状態の時間ｔ２の合計
が一定で、ｔ２／（ｔ１＋ｔ２）の値が信号Ｓ８により
指示されるＰＷＭデューティの値に対応したＰＷＭ信号
となる。この実施形態においては、ｔ１＋ｔ２＝６６μ
ｓｅｃに選ばれる。信号Ｓ２０が「Ｌ」レベル状態と
「Ｈ」レベル状態と交互に繰返しを開始する時点では、
信号Ｓ２１は「Ｌ」レベルになっているので、信号Ｓ１
４が信号Ｓ２０に一致したＰＷＭ信号となる。

【００４２】その後、信号Ｓ１１が「Ｈ」レベルから
「Ｌ」レベルに切換わるコイル１５への通電終了指示
と、フリップフロップ２５３の出力信号Ｓ１６が「Ｌ」
レベルから「Ｈ」レベルに切換わり、信号Ｓ１７が
「Ｈ」レベルとなるので、１２ビットカウンタ２５８の
カウント動作が停止し、信号Ｓ１９が０を示す状態に維
持され、信号Ｓ２０が低レベルに維持され、信号Ｓ１４
が低レベルに維持される。

【００４３】図４は図１に示したスイッチングモード切
換回路２６の具体的な回路図である。図４において、ス
イッチングモード切換回路２６は１個のインバータ２６
１と２個のＡＮＤゲート２６２，２６３と１個のＯＲゲ
ート２６４とから構成される。ＣＰＵ２０から出力され
る信号Ｓ２４はＡＮＤゲート２６３の一方の入力端子に
与えられるとともに、インバータ２６１で反転されて他
方のＡＮＤゲート２６２の一方の入力端子に与えられ
る。ＡＮＤゲート２６２の他方の入力端子にはＰＷＭ信
号生成回路２５の出力信号Ｓ１４が入力され、ＡＮＤゲ
ート２６３の他方の入力端子には通電／非通電判定回路
２３５から出力される信号Ｓ１１が入力される。ＡＮＤ
ゲート２６２，２６３の各出力はＯＲゲート２６４の２
つの入力端子に入力され、このＯＲゲート２６４の出力
信号Ｓ２５が切換回路２７に入力される。

【００４４】この図４に示したスイッチングモード切換
回路２６では、信号Ｓ２４が「Ｌ」レベル（回成を行な
う）であれば、ＰＷＭ信号生成回路２５が出力する信号
Ｓ１４を信号Ｓ２５として出力する。また、信号Ｓ２４
が「Ｈ」レベル（回成を行なわない）であれば、通電／
非通電判定回路２３５が出力する信号Ｓ１１を信号Ｓ２
５として出力する。

【００４５】図５は図１に示した切換回路の具体的な回
路図である。図５において、切換回路２７はフリップフ
ロップ２７１と、インバータ２７２と、ＡＮＤゲート２
７３，２７４，２７５および２７６と、ＯＲゲート２７
７および２７８とから構成される。フリップフロップ２
７１のＤ入力端子にはＣＰＵ２０から切換信号Ｓ９が与
えられ、フリップフロップ２７１のクロック入力端子Ｃ
ＬＫにはＣＰＵ２０からチョッピングクロック信号Ｓ１
８が与えられ、フリップフロップ２７１のＱ出力端子か
らの出力信号Ｓ２４はＡＮＤゲート２７３，２７６の一
方入力端子に与えられるとともに、インバータ２７２で
反転され、ＡＮＤゲート２７４，２７５の一方端に与え
られる。ＡＮＤゲート２７３，２７５の各他方入力端子
にはスイッチングモード切換回路２６から通電範囲を示
す信号Ｓ２５が与えられる。ＡＮＤゲート２７４，２７
６の他方入力端子には、ＰＷＭ信号生成回路２５からチ
ョッピング信号Ｓ１４が入力される。ＡＮＤゲート２７
３，２７４の各出力信号はＯＲゲート２７７の２つの入
力端子に与えられ、ＯＲゲート２７７の出力信号Ｓ２３
はアッパ信号としてスイッチング素子１１のベースに与
えられる。ＡＮＤゲート２７５，２７６の各出力信号は
ＯＲゲート２７８の２つの入力端子に与えられ、ＯＲゲ
ート２７８の出力信号Ｓ２２はロワ信号としてスイッチ
ング素子１２のベースに与えられる。

【００４６】図６は図５に示した切換回路２７およびス
イッチング回路２８の動作を説明するためのタイムチャ
ートである。

【００４７】ここで、図６（ｄ）に示す切換信号は、
「Ｌ」レベルの期間はアッパ信号が「Ｈ」，「Ｌ」レベ
ルを繰返し、ロワ信号が「Ｈ」レベルを維持することを
表わしている。逆に、切換信号が「Ｈ」レベルの期間は
アッパ信号が「Ｈ」レベルを維持し、ロワ信号が
「Ｈ」，「Ｌ」レベルを繰返すことを表わしている。

【００４８】また、図６（ｇ）に示すチョッピング信号
Ｓ１４は、通電範囲信号の「Ｈ」レベルへの立上がりに
同期して「Ｈ」レベルとなり、スイッチング素子１１，
１２のうちの一方のスイッチング素子がオンし、そのオ
ン期間内で他方のスイッチング素子がオン，オフしてい
るとき、そのオン期間だけ「Ｈ」レベルになるものであ
り、他方のスイッチング素子がオンすることによってコ
イル１５に実際の電流が流れる期間を示している。逆に
言えば、チョッピング信号が「Ｌ」レベルの期間は、他
方のスイッチング素子がオフし、コイル１５に蓄積され
たエネルギによってコイル１５に電流が流れる期間を表
わしている。

【００４９】図５において、フリップフロップ２７１
は、そのＤ入力端子にＣＰＵ２０からの図６（ｄ）に示
す切換信号Ｓ９が与えられており、そのクロック入力端
子ＣＬＫにはＣＰＵ２０から図６（ｅ）に示すチョッピ
ングクロック信号として信号Ｓ１８が与えられているの
で、切換信号がタイミングｔ１で「Ｈ」レベルに立上が
るとチョッピングクロックの立上がりのタイミングでセ
ットされ、そのＱ出力端子の信号Ｓ２４が「Ｈ」レベル
に立上がる。この信号Ｓ２４はＡＮＤゲート２７３，２
７６のそれぞれの一方入力端子に与えられ、ＡＮＤゲー
ト２７３の他方入力端子には図６（ｆ）に示す「Ｈ」レ
ベルの通電範囲信号Ｓ２５が与えられており、ＡＮＤゲ
ート２７６の他方入力端には図６（ｇ）に示すチョッピ
ング信号が与えられている。このため、ＡＮＤゲート２
７３は図６（ｂ）に示す、「Ｈ」レベルに立上がるアッ
パ信号Ｓ２３をスイッチング素子１１のベースに与え
る。

【００５０】一方、ＡＮＤゲート２７６は信号Ｓ２４が
「Ｈ」レベルになっているので、図６（ｇ）に示すチョ
ッピング信号をそのまま出力し、ＡＮＤゲート２７６の
出力には、図６（ｃ）に示すロワ信号が出力される。そ
の結果、アッパ信号は切換信号が「Ｈ」レベルに立上が
るタイミングではなく、チョッピングクロックに同期し
てチョッピング信号が「Ｈ」レベルに立上がるタイミン
グで「Ｈ」レベルに立上がる。また、ロワ信号も、コイ
ル１５に流れる電流が図６（ａ）に示す目標電流値に達
した時点で「Ｌ」レベルに立下がり、それまで「Ｈ」レ
ベルを維持していたものが、チョッピング信号が「Ｈ」
レベルになるオン期間のみ「Ｈ」レベルとなる。このと
き、ＡＮＤゲート２７４，２７５は、信号Ｓ２４がイン
バータ２７２で反転され、「Ｌ」レベルとなっているの
で、それぞれのゲートが閉じられている。

【００５１】図６（ｄ）に示す切換信号が図６に示すタ
イミングｔ３で「Ｌ」レベルに切換えられると、フリッ
プフロップ２７１は切換信号Ｓ９が「Ｌ」レベルに立下
がった後に、チョッピングクロックが入力されるタイミ
ングｔ４でそのＱ出力の信号Ｓ２４を「Ｌ」レベルにす
る。この「Ｌ」レベル信号により、ＡＮＤゲート２７
３，２７６が閉じられるとともに、その「Ｌ」レベルの
信号Ｓ２４がインバータ２７２で反転されるので、ＡＮ
Ｄゲート２７４はチョッピング信号をアッパ信号Ｓ２３
として出力し、ＡＮＤゲート２７５は通電範囲信号が
「Ｈ」レベルになっているので、「Ｈ」レベルのロワ信
号Ｓ２２を出力する。

【００５２】したがって、切換信号が「Ｌ」レベルに切
換わっても、アッパ信号Ｓ２３はチョッピング信号の立
下がりのタイミングで立下がり、ロワ信号Ｓ２２はチョ
ッピング信号の立上がりのタイミングで立上がる。

【００５３】スイッチング回路２８では、前述の図１０
で説明したように、アッパ信号Ｓ２３が「Ｈ」レベルで
あればスイッチング素子１１がオンし、アッパ信号Ｓ２
３が「Ｌ」レベルであればオフする。同様にして、スイ
ッチング素子１２はロワ信号Ｓ２２が「Ｈ」レベルでオ
ンし、ロワ信号Ｓ２２が「Ｌ」レベルであればオフす
る。この結果、コイル１５に電流が流れる。

【００５４】なお、図６（ｂ），（ｃ）のアッパ信号と
ロワ信号で斜線を示した期間は対応のスイッチング素子
に電流が流れていることを示している。

【００５５】上述のごとく、この実施形態によれば、切
換信号Ｓ９のレベルが切換わっても、そのタイミングで
はなくアッパ信号とロワ信号をチョッピングクロックに
同期して、一方が「Ｈ」レベルになっている期間内で他
方が「Ｈ」，「Ｌ」レベルを繰返す波形を入れ替えるよ
うにしたので、スイッチング素子１１と１２のスイッチ
ングする回数を等しくすることができ、発熱のバランス
を保つことができる。

【００５６】図７はこの発明の第２の実施形態を示す切
換回路の回路図である。前述の図５に示した実施形態で
は、チョッピングクロック信号に同期してアッパ信号と
ロワ信号の波形を変化させていたのに対して、この図７
に示した実施形態は、チョッピング信号に同期してアッ
パ信号とロワ信号の波形を変化させる。このため、図７
に示した実施形態では、図６に示したＤタイプフリップ
フロップ２７１に代えてＪＫフリップフロップ２７９が
用いられる。それ以外のインバータ２７２，ＡＮＤゲー
ト２７３，２７４，２７６，ＯＲゲート２７７，２７８
は図５と同様にして構成される。また、図７に示した実
施形態では、通電範囲信号Ｓ２５とチョッピング信号Ｓ
１４のみが用いられ、図５に示した切換信号Ｓ９とチョ
ッピングクロックＳ１８は用いられない。

【００５７】図８は図７に示した切換回路２７ａの具体
的な動作を説明するためのタイムチャートである。

【００５８】フリップフロップ２７９はそのＪ入力とＫ
入力が電源の高電位ラインに接続され、クロック入力端
子ＣＬＫにはチョッピング信号Ｓ１４が与えられる。し
たがって、フリップフロップ２７９が図８（ｃ）に示す
チョッピング信号が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルにな
るごとにその出力を反転させる。フリップフロップ２７
９は最初のチョッピング信号の立上がりでそのＱ出力の
信号Ｓ２６を「Ｈ」レベルに立上げる。この信号Ｓ２６
はＡＮＤゲート２７３と２７６に与えられており、ＡＮ
Ｄゲート２７３は図８（ｄ）に示す「Ｈ」レベルの信号
を、ＯＲゲート２７７を介してアッパ信号Ｓ２３として
出力する。また、ＡＮＤゲート２７６は信号Ｓ２６が
「Ｈ」レベルになっていることにより、ＯＲゲート２７
８を介してチョッピング信号をロワ信号Ｓ２２として出
力する。その結果、アッパ信号Ｓ２３は図８（ｆ）に示
すように「Ｈ」レベルを維持する。一方、ロワ信号Ｓ２
２は図８（ｇ）に示すように、アッパ信号Ｓ２３が
「Ｈ」レベルの間に「Ｈ」，「Ｌ」レベルに変化する。

【００５９】次に、フリップフロップ２７９はチョッピ
ング信号の次の立上がりでそのＱ出力の信号Ｓ２６を
「Ｌ」レベルに反転させる。信号Ｓ２６が「Ｌ」レベル
になると、インバータ２７２で反転され、今度はＡＮＤ
ゲート２７４がチョッピング信号をアッパ信号Ｓ２３と
して出力し、ＡＮＤゲート２７５が通電範囲信号をロワ
信号Ｓ２２として出力する。その結果、ロワ信号Ｓ２２
がチョッピング信号の立上がりに同期して「Ｌ」レベル
から「Ｈ」レベルに立上がり、アッパ信号をチョッピン
グ信号の立下がりに同期して「Ｈ」レベルから「Ｌ」レ
ベルに立下がる。この一連の動作を繰返すことによっ
て、アッパ信号とロワ信号は、ともに「Ｌ」レベルから
「Ｈ」レベルに立下がるときには、チョッピング信号の
立上がりに同期して変化し、「Ｈ」レベルから「Ｌ」レ
ベルに立下がるときには、チョッピング信号の立下がり
に同期して変化させることができ、一定周期ごとにアッ
パ信号とロワ信号の波形を入れ替えることができる。

【００６０】しかも、図５に示した実施形態では、切換
信号Ｓ９によってフリップフロップ２７１を切換えてい
たのに対して、図７に示した実施形態は、Ｄタイプフリ
ップフロップ２７９を用いることにより、ＣＰＵ２０か
ら指示を受けていた切換信号Ｓ９を不要にすることがで
き、チョッピング側の決定が自動的に行なわれ、チョッ
ピングを実行するごとに、チョッピング側切換を実行す
ることができ、効率よく通電することが可能となる。

【００６１】なお、図８（ｆ），（ｇ）に示すアッパ信
号とロワ信号において、斜線部分はそれぞれ対応するス
イッチング素子に電流が流れる期間を示している。

【００６２】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。

【００６３】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、第１
および第２のスイッチング素子のいずれか一方が導通し
ている際に、所定のタイミング毎に他方の導通状態と非
導通状態とを切換える第１の通電制御状態と、第１およ
び第２のスイッチング素子のいずれか他方が導通してい
る際に、所定のタイミング毎に一方の導通状態と非導通
状態とを切換える第２の通電制御状態を、所定の周期毎
に所定のタイミングに同期して繰り返すことにより、各
スイッチング素子による電力損失を均等にできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施形態の通電制御装置の全体
の構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示した通電制御装置によるスイッチン
グ素子切換処理を説明するためのフローチャートであ
る。

【図３】図１に示したＰＷＭ信号生成回路の具体的な
回路図である。

【図４】図１に示したスイッチングモード切換回路の
具体的な回路図である。

【図５】図１に示した切換回路のより具体的な実施形
態を示す回路図である。

【図６】図５に示した切換回路の動作を説明するため
のタイムチャートである。

【図７】図１に示した切換回路の他の実施形態を示す
回路図である。

【図８】図７に示した切換回路の動作を説明するため
のタイムチャートである。

【図９】この発明が適用されるＳＲモータの動作原理
を示す図である。

【図１０】ＳＲモータのコイルをスイッチングするス
イッチング回路を示す図である。

【図１１】図１０に示したスイッチング回路の動作を
説明するための波形図である。

【符号の説明】

１１，１２スイッチング素子、１３，１４ダイオー
ド、１５コイル、２０ＣＰＵ、２１ＲＯＭ、２２
角度センサ、２３電流波形生成回路、２４電流比較
回路、２５ＰＷＭ信号生成回路、２６スイッチング
モード切換回路、２７切換回路、２８スイッチング
回路、２３１アドレスデコーダ、２３２ＲＡＭ、２
３３Ｄ／Ａコンバータ、２３４出力バッファ、２３
５通電／非通電判定回路、２５１ラッチ、２５２
比較回路、２５３，２５４，２７１，２７９フリップ
フロップ、２５５，２５６，２６１，２７２インバー
タ、２５７，２５９，２６４，２７７，２７８ＯＲゲ
ート、２５８カウンタ、２６２，２６３，２７３，２
７４，２７５，２７６ＡＮＤゲート。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H550 AA01 AA16 BB08 CC04 DD09 GG01 GG05 HA09 HB16 JJ03 JJ16 JJ17 JJ18 KK06 LL22 LL35 MM06

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】モータのステータに巻回されている複数
相のコイルと、前記コイルの一端と電源ラインの一方との間に介挿され
る第１のスイッチング素子と、前記コイルの他端と電源ラインの他方との間に介挿され
る第２のスイッチング素子とを有し、前記第１および第２のスイッチング素子が同時に導通し
ている際に前記電源ラインから前記コイルに電流を流す
通電制御装置であって、前記第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方
が導通している際に所定のタイミング毎に他方の導通状
態と非導通状態とを切換える第１の通電制御状態と、前
記第１および第２のスイッチング素子のいずれか他方が
導通している際に所定のタイミング毎に一方の導通状態
と非道通状態とを切換える第２の通電制御状態を、所定
の周期毎に前記所定のタイミングに同期させて繰り返す
ことを特徴とする、モータの通電制御装置。
【請求項２】前記第１および第２のスイッチング素子
のいずれか一方または他方の導通から非道通または非導
通から導通は前記所定のタイミングで切換わり、前記所
定のタイミングの時間間隔よりも短い所定時間経過後
に、再び非導通から導通または導通から非導通に切換わ
ることを特徴とする、請求項１に記載のモータの通電制
御装置。
【請求項３】前記第１の通電制御状態と前記第２の通
電制御状態を、前記所定の周期が経過した時点以降にお
ける最初の前記所定のタイミングに同期させて繰り返す
ことを特徴とする、請求項１または２に記載のモータの
通電制御装置。