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Diese
Erfindung betrifft elektrische Maschinen und bezieht sich insbesondere,
aber nicht ausschließlich,
auf elektrische Motoren.
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Es
wird auch auf die anhängigen
Anmeldungen des Anmelders Nummer PCT/GB00/--, PCT/GB00/-- und PCT/GB00/--
(M&C Referenzen P51192PC,
P50874PC und P51248PC) Bezug genommen, deren Offenbarung hier durch
Bezugnahme eingefügt
wird.
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1a und 1b zeigen einen herkömmlichen zweiphasigen variablen
Reluktanzmotor mit einem Stator 2, der zwei Paare 3, 4 von
gegenüberliegend angeordneten,
nach innen gerichteten Schenkelpolen aufweist, die mit zwei Paaren 5, 6 von
Erregerwicklungen versehen sind, die den beiden Phasen entsprechen,
und einem Rotor 7 mit einem einzigen Paar 8 von
gegenüberliegend
angeordneten, nach außen
gerichteten Schenkelpolen ohne Wicklungen. Jede der vier Erregerwicklungen
ist um ihren zugehörigen
Pol gewickelt, wie durch die Symbole Y-Y bezeichnet, die zwei diametral
gegenüberliegende
Bereiche von jeder Wicklung von dem Wicklungspaar 6 angegeben,
und die Symbole X-X bezeichnen zwei diametral gegenüberliegende
Bereiche von jeder Wicklung von dem Wicklungspaar 5. Eine
Erregungsschaltung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um den Rotor 7 in
dem Stator 2 in Drehung zu versetzen, indem die Statorwicklungen
synchron mit der Drehung des Rotors abwechselnd erregt werden, so
dass ein Drehmoment durch die Neigung des Rotors 7 erzeugt wird,
sich selbst in einer Position mit minimaler Reluktanz in dem Magnetfeld
anzuordnen, das durch die Wicklungen erzeugt wird, wie nachfolgend
in größerem Detail
beschrieben wird. Ein solcher variabler Reluktanzmotor bietet den
Vorteil gegenüber
einem Motor mit einem herkömmlichen
gewickelten Rotor, dass ein Kommutator und Bürsten, die sich abnutzende
Teile sind, nicht erforderlich sind, um dem Rotor Strom zuzuführen. Außerdem gibt
es weitere Vorteile, da an dem Rotor keine Leiter vorgesehen sind und
keine teuren Permanentmagnete erforderlich sind.
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Die
Symbole + und – in 1a und 1b zeigen die Richtungen des Stromflusses
in den Wicklungen in den beiden sich abwechselnden Erregungsbetriebsarten,
in denen der Rotor 7 entweder in die horizontale Position
oder in die vertikale Position angezogen wird, wie in den Figuren
zu sehen ist. Es ist offensichtlich, dass die Drehung des Motors 7 eine
abwechselnde Erregung der Wicklungspaare 5 und 6 erforderlich
macht, wobei vorzugsweise lediglich ein Wicklungspaar 5 oder 6 zu
einem Zeitpunkt erregt werden, und wobei der Strom normalerweise
zu jedem Wicklungspaar 5 oder 6 in lediglich einer
Richtung während
dieser Erregung zugeführt
wird. Jedoch können
die Wicklungen lediglich für
ein Maximum von der halben Zeit pro Umdrehung erregt werden, wenn
ein praktisches Drehmoment erzeugt werden soll, so dass eine sehr
effiziente Ausnutzung der elektrischen Schaltung mit einem solchen
Motor nicht möglich
ist.
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Im
Gegensatz weist ein vollständig
geteilter (fully pitched) variabler Reluktanzmotor mit Fluss-Umschaltung
(flux-switching),
wie er von J.D. Wale und C. Pollock in "Novel Converter Topologies for a Two-Phase
Switched Reluctance Motor with Fully Pitched Windings", IEEE Power Electronics Specialists
Conference, Braveno, Juni 1996, Seiten 1798–1803 beschrieben und in 2a und 2b gezeigt (wobei die gleichen Bezugszeichen
verwendet sind, um gleiche Teile wie in 1a und 1b zu
bezeichnen) zwei Wicklungen 10 und 11 mit einer
Teilung (pitch) auf, die dem Doppelten der Polteilung des Motors
entspricht, d. h. 180° in
dem dargestellten Beispiel, und mit 90° zueinander angeordnet sind. Die
Wicklung 11 kann so gewickelt sein, dass ein Teil der Wicklung
an einer Seite des Rotors 7 den Statorschlitz 12 ausfüllt, der
zwischen benachbarten Polen von den Polpaaren 3, 4 gebildet
ist, und ein anderer Teil der Wicklung 11 auf der diametral
gegenüberliegenden
Seite des Rotors 7 füllt
einen Statorschlitz 13 aus, der zwischen zwei weiteren
benachbarten Polen der Polpaare 3, 4 gebildet
ist. Die Wicklung 10 hat entsprechende Teile, die diametral
gegenüberliegende
Statorschlitze 14 und 15 ausfüllen. Daher überspannen
die beiden Wicklungen 10 und 11 die Breite des
Motors, wobei die Achsen der Wicklungen 10, 11 im
rechten Winkel zueinander angeordnet sind.
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Außerdem sind
zwei abwechselnde Erregungsbetriebsarten von einem solchen Motor,
die den horizontalen und vertikalen Position des Rotors 7 entsprechend,
in 2a und 2b gezeigt, aus denen offensichtlich
ist, dass beide Wicklungen 10, 11 in beiden Erregungsbetriebsarten
erregt werden, aber dass, wenn die Richtung des Stromflusses in
der Wicklung 10 in beiden Betriebsarten die gleiche ist, sich
die Richtung des Stromflusses in der Wicklung 11 zwischen
den beiden Betriebsarten verändert.
Da der Strom in beiden Betriebsarten den beiden Phasenwicklungen 10, 11 zugeführt wird,
und da jede Wicklung 10 oder 11 die Hälfte des
gesamten Statorschlitzgebietes belegt, kann ein solches System eine Ausnutzung
von 100% von seinem Schlitzgebiet erreichen. Dies steht im Gegensatz
zur 50% Ausnutzung, die mit dem herkömmlich gewickelten variablen
Reluktanzmotor erreicht wird, der vorstehend beschrieben ist, bei
dem lediglich eine Phasenwicklung zu einem Zeitpunkt erregt wird.
Da außerdem
kein Erfordernis besteht, dass sich die Richtung des Stroms in der
Wicklung 10 verändert,
kann die Wicklung 10, die als die Feldwicklung bezeichnet
werden kann, mit Gleichstrom versorgt werden, und zwar ohne ein
Umschalten, was zu einer Vereinfachung der verwendeten Erregungsschaltung
führt.
Jedoch muss die Wicklung 11, die als die Ankerwicklung
bezeichnet werden kann, mit Strom erregt werden, der synchron zu
der Rotorposition alterniert, um so die sich ändernde Orientierung von dem
Statorfluss zu bestimmen, der erforderlich ist, um den Rotor abwechselnd
in Richtung auf die horizontalen und vertikalen Positionen anzuziehen.
Die Notwendigkeit, die Ankerwicklung in einem solchen Motor mit
Wechselstrom zu speisen, kann dazu führen, dass die Erregungsschaltung
sehr kompliziert und teuer wird.
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Auch
J.R. Surano und C-M Ong, "Variable Reluctance
Motor Structures for Low-Speed Operation", IEEE Transactions on Industry Applications, Band
32, Nr. 2, März/April
1996, Seiten 808–815
und das UK-Patent Nr.
2 262 843 offenbaren vollständig geteilte
(fully pitched) variable Reluktanzmotoren. Der in dem UK-Patent
Nr.
2 262 843 offenbarte Motor ist ein dreiphasiger
variabler Reluktanzmotor mit drei Wicklungen, die synchron zur Drehung
des Rotors mit Strom gespeist werden müssen, so dass ein solcher Motor
eine sehr komplizierte Erregungsschaltung erforderlich macht.
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Die
WO
98/05112 offenbart einen vollständig geteilten Motor mit Fluss-Umschaltung,
der einen vierpoligen Stator
2 hat, der, wie schematisch
in
3a dargestellt, mit
einer Feldwicklung
10 und einer Ankerwicklung
11 versehen
ist, von denen jede in zwei Spulen
22 und
23 oder
24 und
25 unterteilt
ist, die eng gekoppelt (mit einer Kopplung, die im wesentlichen
von der Rotorposition unabhängig
ist) und so gewickelt sind, dass diametral gegenüberliegenden Bereiche von beiden
Spulen in diametral gegenüberliegenden
Statorschlitzen angeordnet sind.
3b zeigt
ein generalisiertes Schaltungsdiagramm zum Erregen der Ankerspulen
24 und
25.
Die Spulen
24 und
25 sind so mit der Schaltung
verbunden, dass die Gleichstromzufuhr zu den Anschlüssen
26 und
27 durch
die beiden Spulen
24 und
25 in der gleichen Richtung
strömt,
um so magnetomotorische Kräfte
in entgegengesetzter Richtung als eine Folge der entgegengesetzten
Wicklung der Spulen zu erzeugen. Schalter
28 und
29,
die beispielsweise Feldeffekttransistoren oder Thyristoren umfassen
können,
sind mit den Spulen
24 und
25 in Reihe verbunden
und werden abwechselnd geschaltet, um eine abwechselnde Erregung
der Spulen
24 und
25 zu bewirken, um so die erforderlichen
magnetomotorischen Kräfte
zu erzeugen, die in entgegengesetzten Richtungen wirken. Es ist
ein Vorteil von einer solchen Anordnung, dass die Ankerwicklung
aus zwei eng miteinander gekoppelten Spulen hergestellt ist, die
es ermöglichen,
dass jede Spule lediglich in einer Richtung mit Strom gespeist werden
kann, so dass eine relativ einfache Erregungsschaltung verwendet werden
kann. Eine ähnliche
Anordnung kann in einem elektrischen Wechselstromgenerator vorgesehen
sein.
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Die
GB
18027 , datiert auf den 9. September 1901, offenbart eine
variable Reluktanzmaschine mit Sätzen
von Wicklungen an dem Stator, die abwechselnd gespeist werden, um
so die erforderliche Interaktion mit dem Rotor zu bewirken. Außerdem offenbart
die
GB 554827 einen Induktanz-Wechselstromgenerator,
bei dem die relative Anordnung von dem Stator und den Rotorzähnen aufeinanderfolgende Zonen
mit relativ hoher und niedriger Reluktanz erzeugen, und bei dem
Feld- und Wechselstromwicklungen an dem Stator vorgesehen sind,
um die erforderlich Erregung zu bewirken. Jedoch besitzt keine dieser
Anordnungen gemäß Stand
der Technik das vorteilhafte Merkmal der eng gekoppelten Spulenanordnung
der
WO 98/05112 , so dass auch hier komplexe zugehörigen Schaltungen
erforderlich sind.
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Die
Vereinfachungen in der Schaltung, die durch die
WO 98/05112 offenbart
werden, ermöglichen
eine einfache und kostengünstige
elektronische Steuerung für
eine Maschine, aber reduzieren die Flexibilität der Maschine, um bei schneller
Beschleunigung und Verzögerung
gesteuert zu werden, und verschlechtern die Steuerung der Drehzahl
unter Last. Es ist eine Aufgabe dieser Erfindung, eine elektrische
Maschine zur Verfügung
zu stellen, die eine einfache Steuerschaltung aufweist, aber auch
eine hohe Leistungsfähigkeit
erreichen kann.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist eine elektrische Maschine vorgesehen, mit einem Rotor ohne
Wicklungen, einem Stator mit einer Wicklung, Schaltungsmitteln zum
Steuern des Stroms in der Wicklung und Stellungsabtastmitteln zur Überwachung
der Drehstellung des Rotors und zur Lieferung von Ausgangssignalen
mit einer Rate abhängig
von der Drehgeschwindigkeit des Rotors, gekennzeichnet durch Steuermittel
zur Lieferung von Steuersignalen an die Schaltungsmittel, um den
Strom in der Wicklung in Abhängigkeit
von den Ausgangssignalen zu steuern, wobei die Steuermittel angeordnet
sind, um während
einer anfänglichen
Anlaufzeitspanne eine Zeitverzögerung
in die Erzeugung jedes Steuersignals einzufügen, verglichen mit der Erzeugung
der Steuersignale über
aufeinanderfolgende Drehzyklen während
der Beschleunigung des Rotors, wobei während der anfänglichen
Anlaufzeitspanne, die sich über
zumindest einen Teil des ersten Drehzyklus des Rotors bei dessen
Anlaufen aus dem Stillstand erstreckt, von den Stellungsabtastmitteln
mehrere Ausgangssignale erzeugt werden.
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In
einem Ausführungsbeispiel
ist der Stator mit Feldmagnetmitteln zu Erzeugen einer magnetomotorischen
Kraft in einer Richtung versehen, die sich quer zu der magnetomotorischen
Kraft erstreckt, die von der Wicklung erzeugt wird. Die Feldmagnetmittel
können
durch einen Shunt oder in Reihe geschaltete Feldwicklungen oder
einen Permanentmagnet gebildet sein.
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Eine
solche Anordnung ist vorteilhaft, da sie gewährleistet, dass sich der Rotor
nach dem Anlaufen in der geforderten Richtung dreht, und zwar unabhängig von
der Anfangsstellung des Rotors relativ zu den Stellungsabtastmitteln.
Bei Fehlen einer solchen Anordnung besteht die Gefahr, dass die
Anlaufroutine ein Oszillieren des Rotors erzeugt, insbesondere dann,
wenn das Stellungsabtastmittel dazu ausgestaltet ist, um eine fortschrittliche
Angabe der Drehstellung des Rotors liefert, um den Betrieb mit hoher Drehzahl
zu verbessern. Eine solche Anordnung kann unter Verwendung einer
einfachen Ein/Aus-Steuerung der Schaltvorrichtungen realisiert werden,
so dass die Steuerschaltung mit relativ geringen Kosten hergestellt
werden kann.
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Damit
die Erfindung besser verstanden wird, wird nun anhand eines Beispiels
auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
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1a und 1b beispielhafte Darstellungen sind,
die einen herkömmlichen
zweiphasigen variablen Reluktanzmotor zeigen, wobei zwei Erregungsbetriebsarten
in 1a und 1b gezeigt sind;
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2a und 2b beispielhafte Darstellungen sind,
die einen Motor mit Fluss-Umschaltung zeigen, wobei zwei Erregungsbetriebsarten
in 2a und 2b gezeigt sind;
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3a und
3b beispielhafte Darstellungen sind,
die die Statorwicklungen für
einen zweiphasigen Motor mit Fluss-Umschaltung zeigen, wie er in der
WO
98/05112 offenbart ist;
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4 eine Darstellung von einem
Motor mit Fluss-Umschaltung
ist, der einen achtpoligen Stator und einen vierpoligen Rotor aufweist;
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5a, 5b und 5c Schaltungsdiagramme sind,
die Schaltungsanordnungen zum Erregen der Feld- und Ankerwicklungen
von Ausführungsbeispielen
der Erfindung zeigen;
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6a und 6b beispielhafte Diagramme sind, die
das Phänomen
einer Rotor-Oszillation beim Anlaufen zeigen;
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7a, 7b, 7c, 7d und 8a, 8b, 8c, 8d beispielhafte Diagramme sind, die
Anlauf-Sequenzen bei einer Entwicklung der Erfindung zeigen, wenn
der Rotor gerade über
dem Sensorübergang
geparkt ist, bzw. kurz nach dem Sensorübergang; und
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9 ein Zeit-Diagramm ist,
das die Schaltsteuersignale zeigt, die beim Betrieb mit geringer Drehzahl
zugeführt
werden.
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Die
nachfolgende Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung
erfolgt unter Bezugnahme auf einen Motor mit Fluss-Umschaltung,
der einen Stator 2, der mit acht nach innen gerichteten Schenkelpolen 30 versehen
ist, und einen Rotor 7 mit vier nach außen gerichteten Schenkelpolen 31 ohne Wicklungen
aufweist, wie in 4 gezeigt.
Der Stator 2 ist mit einer Feldwicklung 10 und
einer Ankerwicklung 11 versehen, die in einer Shunt- bzw.
Parallel-Konfiguration (wie in 5a gezeigt)
oder in einer Reihen-Konfiguration geschaltet sind (wie in 5c gezeigt). Die Ankerwicklung 11 kann
zwei Ankerwicklungsteile A1 und A2 aufweisen, die in Reihe oder
parallel geschaltet sind, und die Feldwicklung 10 kann zwei
Feldwicklungsteile F1 und F2 aufweisen, die in Reihe oder parallel
geschaltet sind, wobei die Wicklungsteile an dem Stator 2 gewickelt
sind, wie in dem Stator in 4 gezeigt.
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Jedes
Ankerwicklungsteil ist in zwei Spulen
24 und
25 unterteilt,
die magnetisch eng gekoppelt und so gewickelt sind, dass diametral
gegenüberliegende
Bereiche der Spulen in Statorschlitzen angeordnet sind, die durch
einen Feldwicklungsschlitz getrennt sind. Die Ankerspulen
24 und
25 sind
in entgegengesetzten Richtungen gewickelt und können bifilar gewickelt sein,
falls erforderlich. Jedoch ist die Wicklungskonfiguration vorzugsweise
im wesentlichen so, wie unter Bezugnahme auf
6 in der
WO 98/05112 beschrieben
ist, so dass jede der Anker- und Feldwicklungen vier Spulen A1,
A2, A3, A4 und F1, F2, F3, F4 aufweist, die in Reihe oder parallel
miteinander verbunden sind (oder in einer Kombination einer Reihen-
und Parallelschaltung) und um die Statorpole so gewickelt sind,
dass die aktiven Bereiche von benachbarten Spulen in dem gleichen
Statorschlitz aufgenommen sind. Die Wicklungskonfiguration in diesem
Fall ist in
4 durch
die Symbole gezeigt, die in der Figur außerhalb des Stators angegeben
sind. In
4 zeigen die
Symbole + und – die Richtungen
des Stromflusses in den Wicklungen in einer Erregungsbetriebsart,
und es soll verstanden werden, dass in der abwechselnden Erregungsbetriebsart
die Richtung des Stromflusses in den Ankerwicklungen umgekehrt ist,
wohingegen die Richtung des Stromflusses in den Feldwicklungen unverändert ist.
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In
der Erregungsschaltung 40 des Ausführungsbeispiels in 5a ist die Feldwicklung 10 parallel
zu den Ankerspulen 24 und 25 sowie einem Kondensator 57 geschaltet,
der es ermöglicht,
dass die Ströme
durch die Feldwicklung 10 und die Ankerspulen 24 und 25 unterschiedlich
sind. Die Schaltung wird von einer Wechselstromquelle über eine
Gleichrichterbrücke 59 gespeist.
Ein Leistungs-MOSFET 54 und eine Freilaufdiode 56 sind
vorgesehen, um den Feldstrom zu steuern, der der Feldwicklung 10 zugeführt wird.
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Die
Erregungsschaltung
40' des
Reihen-Ausführungsbeispiels
aus
5c ist die Feldwicklung
10 in
Reihe mit den Ankerspulen
24,
25 verbunden, und
ein Kondensator
57 ist mit dem Verbindungspunkt
57A zwischen
der Feldwicklung
10 und den Ankerspulen
24,
25 verbunden,
um so zu ermöglichen,
dass der Feldstrom weiterströmt,
wenn die Energie von der Ankerwicklung durch eine der Dioden
52 oder
53 zurück zu dem
Kondensator
57 geführt
wird. Ein weiterer Kondensator
58 ist über dem Ausgang der Gleichrichterbrücke
59 geschaltet,
und ein optionaler Induktor
60 ist in Reihe mit dem Ausgang
der Gleichrichterbrücke
59 verbunden,
um so die Zufuhr zu der Schaltung zu filtern. Wie in gestrichelten
Linien gezeigt ist, ist es ebenfalls möglich, eine Diode
61 in
Reihe mit der Feldwicklung
10 vorzusehen, um zu verhindern,
dass sich der Strom in der Feldwicklung
10 umkehrt, wenn
der Kondensator
57 auf eine Spannung über die Speisespannung am Kondensator
58 aufgeladen
wird. In einer weiteren, nicht dargestellten Anordnung, wie in
14 der
WO 98/05112 gezeigt,
kann die Feldwicklung
10 beispielsweise mit einem Strom
von einer separaten Stromquelle gespeist werden.
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In
jedem dieser Ausführungsbeispiele
ist eine Schaltsteuerschaltung vorgesehen, um den Strom abwechselnd
zu den Ankerspulen 24 und 25 zu leiten, um so
die erforderlichen magnetomotorischen Kräfte zu erzeugen, die in entgegengesetzten Richtungen
wirken, um den Rotor in Drehung zu versetzen. In diesem Fall weist
die Schaltsteuerschaltung zwei Leistungs-MOSFETs 50 und 51 auf,
die durch geeignete Schaltimpulse abwechselnd ein- und ausgeschaltet
werden. Jeder MOSFET 50 oder 51 enthält eine
integrierte Freilaufdiode 52 bzw. 53, so dass
dann, wenn jeder MOSFET ausgeschaltet wird, die gespeicherte magnetische
Energie in der zugehörigen
Spule mit der anderen Spule gekoppelt wird und durch die Freilaufdiode
von dem anderen MOSFET zurückströmt. Außerdem können die
Enden der Ankerspulen 24 und 25 über Dioden 63 und 64 mit
einem Snubber-Kondensator 65 verbunden sein,
der sich auf eine Spannung über
der Speisespannung auflädt.
Der Snubber-Kondensator 65 wird durch den parallelen Widerstand 66 entladen,
um so die in dem Snubber-Kondensator 65 gespeicherte Energie
aus einem nichtperfekten Schaltvorgang abzugeben. Der Snubber-Kondensator 65 ist
vorgesehen, um Energie zu speichern, die nicht zu der anderen Ankerspule übertragen
wird, wenn eine der Ankerspulen durch ihre zugehörige Schaltvorrichtung abgeschaltet
wird.
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Die
zusätzliche
Snubber-Schaltung, die durch die Komponenten 63, 64, 65 und 66 gebildet ist,
ist insbesondere dann wichtig, wenn bipolare Transistoren mit isoliertem
Gate (IGBT) als die Schaltvorrichtungen verwendet werden. IGBTs
können
leicht durch Überspannungen
der Vorrichtung beschädigt
werden, und die Snubber-Schaltung wird verwendet, um die Spannungen
aufzunehmen, die in der Schaltung auftreten, und zwar bis zu einem
Pegel, der kleiner ist als das Spannungsrating der IGBTs. Wenn MOSFETs
verwendet werden, wie in 5a,
kann die Snubber-Schaltung weggelassen werden, wenn die MOSFETs
so gewählt
sind, um eine inhärente
Klemmenspannung vorzusehen, wenn sie über ihrer Nennspannung in einen
Durchbruchmodus (Avalanche-Modus) übergehen. In diesem Durchbruchmodus
wird die nicht-gekoppelte magnetische Energie absorbiert, die mit
dem nicht-perfekten Koppeln der Ankerwicklungen mit den MOSFETs
in Beziehung steht. Vorausgesetzt, dass eine geeignete Hitzeableitung
verfügbar
ist, erleiden die MOSFETs keine Beschädigungen durch diesen Prozess,
und die Komplexität
und die Kosten der Snubber-Schaltung sind daher nicht erforderlich.
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Beim
anfänglichen
Anlaufen des Motors ist es erforderlich, die Feld- und Ankerströme so zu steuern,
um die gewünschte
Beschleunigung zu erreichen. Wie vorstehend angegeben, besteht die
Basis aller Steueroperationen, um den Rotor in Drehung zu versetzen,
darin, dass der unidirektionale Strom der Feldwicklung im wesentlichen
kontinuierlich zugeführt
wird und dass die alternierenden Stromimpulse den beiden Ankerspulen
so zugeführt
werden, dass die Strompulse synchron zur Stellung des Rotors sind.
In dem in 4 gezeigten
Motor mit acht Statorpolen und vier Rotorpolen beinhaltet ein Zyklus einer
Ankererregung ein positives Anker-MMF, gefolgt von einem negativen
MMF, das sich alle 90° der Rotordrehung
wiederholt. Als eine Folge ist es üblich, einen Rotorstellungssensor
zu verwenden, um die Schaltübergangspunkte
in jedem Ankerzyklus zu steuern. In seiner einfachsten Form kann
der Rotorstellungs sensor ein optischer Sensor sein, der seine Polarität alle 45° der Drehung
des Rotors verändert, getriggert
durch die Unterbrechung oder Reflexion von einem Infrarotstrahl
durch den Rotor oder durch eine Scheibe, die an dem Rotor montiert
ist. Eine andere übliche
Einrichtung zur Stellungserfassung kann die Verwendung von einem
Hall-Effekt-Sensor sein, um Nord- und Südpole an einem magnetischen Ring
zu erfassen, der an dem Rotor angebracht ist.
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Beim
Betrieb mit geringer Drehzahl kann die Zuführung der vollen Versorgungsspannung
beim Einschalten von einem der Ankerschalter für die gesamten 45° der Drehung
einen übermäßigen Ankerstrom
erzeugen. Der Strom kann durch Pulsbreitenmodulation eines geeigneten
Ankerschalters gesteuert werden. In einem Shunt-Motor kann außerdem eine
Pulsbreitenmodulation des Schalters vorteilhaft sein, der den Feldwicklungsstrom
steuert, so dass der Pegel des Feldstroms gleichzeitig mit dem Ankerstrom
gesteuert wird. Das Signal von dem Rotorstellungssensor wird normalerweise
durch einen einzigen Microcontroller 32 verarbeitet, wie
in 5b gezeigt, der die
Gates der Schalter 50, 51 (und 54, falls vorhanden)
durch Gate-Steuerschaltungen 33 steuert. Der Microcontroller 32 dekodiert
das alternierende Signal von dem Stellungssensor, um zu entscheiden,
welcher der Schalter 50 und 51 zu irgendeinem Zeitpunkt
leitend sein soll und dass möglicherweise kein
Schalter leitend sein soll. (Beim normalen Betrieb des Motors ist
es nicht erforderlich, dass beide Schalter 50 oder 51 zum
gleichen Zeitpunkt leitend sind.) Der Microcontroller 32 bestimmt
außerdem
die Funktion des Schalters 54 (falls vorhanden), der den Feldstrom
steuert.
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Die
Position der Ankerstromimpulse und somit des Rotorstellungssensors
relativ zu den aktuellen Rotorblechen ist kritisch, um von dem Motor
die beste Leistungsfähigkeit
zu erhalten. Für
ein maximales Drehmoment muss das Anker-MMF mit positiver Polarität bei oder
kurz bevor die induzierte Ankerspannung (wegen der Veränderungsrate
von dem Feldfluss, der die Ankerwicklung koppelt) positiv wird,
eingeleitet werden, d. h., die intern induzierte Ankerspannung (Rück-EMF)
befindet sich entgegengesetzt zu dem zugeführten Ankerstrom. Da die Ankerwicklung
induktiv ist, benötigt
der Strom Zeit zum Wechseln, wodurch eine Verzögerung des Aufbaus des Stroms
relativ zur Initialisierung des Steuersignals zu dem entsprechenden
Ankerschalter bewirkt wird. Bei geringen Drehzahlungen entspricht
diese Zeit keinem signifikanten Rotationswinkel, aber bei hohen
Drehzahlen kann diese Verzögerung
zu einem signifikanten Verlust der Ausgangsleistung führen. Es
gibt zwei Möglichkeiten,
wie dieses Problem gelöst
werden kann.
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Der
Rotorstellungssensor kann so angeordnet sein, dass die Übergänge nahe
dem Nulldurchgang der Rück-EMF
stattfinden. Bei Betrieb mit hoher Drehzahl kann der Microcontroller
die gemessene Drehzahl verwenden, um die Sensorübergänge anzupassen und um einen
Ankerimpuls vor dem Sensorübergang
zu erzeugen. Ein derartiges elektronisches Vorlauf-Schema ist als
solches bekannt. Da jedoch die Zeit zwischen Sensorübergängen bei
sehr hohen Drehzahlen kurz sein kann, kann die Genauigkeit, die
mit einem solchen Schema erreicht werden kann, nachlassen, wenn
nicht ein teurer Microcontroller verwendet wird. Ein solches Schema
ist außerdem
bei der Vorhersage des vorgezogenen Einschaltpunkts ungenau, wenn
bezüglich
der Drehzahl starke Veränderungen
vorherrschen.
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Alternativ
kann der Rotorstellungssensor mechanisch positioniert werden, und
zwar vor dem Nulldurchgang der durch den Anker induzierten Spannung,
so dass bei hoher Drehzahl die Übergänge des
Sensors korrekt positioniert sind, um zu gewährleisten, dass der Strom die
Zeit hat, um sich in jeder Ankerwicklung aufzubauen, ohne dass irgendeine
komplizierte Steuerung erforderlich ist, und dadurch wird ermöglicht,
dass ein einfacher und preiswerter Microcontroller verwendet werden
kann. Jedoch hat auch dieses Schema den Nachteil, dass bei Positionssensors
ist es daher bei geringen Drehzahlen erforderlich, die Reaktion
auf den Sensorübergang
zu verzögern,
bis sich der Rotor durch einen weiteren Winkel gedreht hat, der äquivalent
zu dem Winkel der mechanischen Vorverlagerung ist. Bei einer Implementierung
dieser Anordnung wurde herausgefunden, dass eine mechanische Vorverlagerung
des Stellungssensors von 11° bei
hohen Drehzahlen von Vorteil ist (relativ zu 45°-Abschnitten von "high" und 45°-Abschnitten
von "low"). Da dies etwa ein
Viertel der Zeit zwischen den Sensorübergängen ist, ist es relativ leicht,
in einem relativ preiswerten digitalen Microcontroller eine Zeitverzögerung von
einem Viertel der gesamt gemessenen Zeit zu implementieren. Die
Steuersignale, die bei einer solchen Anordnung erhalten werden,
sind in 9 gezeigt, in der
die Stellungssensor-Ausgangssignale
bei a) gezeigt sind, die Schaltsteuersignale für einen Ankerschalter bei b)
gezeigt sind, verzögert
um eine Zeitperiode D, das Anker-MMF bei c) gezeigt ist und der Feldstrom
bei d) gezeigt ist.
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Die
beiden obigen Lösungen
des Verfahrens der mechanischen Vorverlagerung des Stellungssensors
ermöglichen
es, dass ein einfacherer Microcontroller verwendet werden kann,
was aus diesem Grunde bevorzugt ist. Bei einigen Anwendungen ist jedoch
eine Weiterentwicklung erforderlich, um eine Drehung des Rotors
in der korrekten Richtung einzuleiten. Dies ist der Fall, da der
vorverlagerte Stellungssensor zeitweise nicht-korrekte Informationen abgibt,
auf Basis derer die Ankerspule erregt wird, um die korrekte Richtung
des Drehmoments zu erreichen.
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Eine
Erläuterung
dieses Phänomens
erfolgt nun unter Bezugnahme auf die 6a und 6b, die sich auf ein Beispiel
beziehen, in dem eine gewünschte
Drehung in Gegenuhrzeigerrichtung des Rotors erreicht werden soll,
wobei die Stellungssensorachse 36 bei 11° über der
neutralen Achse 35 angeordnet ist (d. h. der Punkt, bei
dem die induzierte Ankerspannung Null ist). Zuerst ist die Ausgabe
des Sensors gering, und die erste Ankerspule wird erst erregt, wenn
die Ausgabe von dem Sensor dabei ist, auf "high" zu
gehen, wie in
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6a gezeigt, um so ein positives
Drehmoment 38 zu erzeugen, um den Rotor in Richtung auf die
neutrale Achse 35 in der gewünschten Richtung 37 zu
ziehen. Sobald die Ausgabe des Sensors auf "high" gegangen
ist, wird die erste Ankerspule nicht mehr erregt, und die zweite
Ankerspule wird erregt. Als Folge der Tatsache, dass sich der Rotor
langsam bewegt, erreicht der Rotor nicht die neutrale Achse 35,
und die Veränderung
bei der Ankererregung erzeugt ein negatives Drehmoment 39,
durch das der Rotor durch die Sensorachse 36 zurückgezogen wird,
wie in 6b gezeigt. Es
ist daher offensichtlich, dass daraus eine Oszillation des Rotors
resultiert, und der Microcontroller kann nicht so leicht zwischen
solchen Oszillationen und dem Betrieb des Motors bei einer normalen
Drehzahl unterscheiden. Mit einer Last mit einer relativ hohen Trägheit wurden typische
Oszillationsfrequenzen von 50–60
Hz aufgezeichnet. Es erscheint dem Microcontroller identisch zu
dem normalen Motorbetrieb bei Drehzahlen zwischen 750 und 900 Umdrehungen
pro Minute.
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Die
Lösung
des Problems beim Anlaufen, dass erkannt worden ist, besteht darin,
eine Zeitverzögerung
zu den ersten wenigen Stellungssensorkanten hinzuzufügen, um
die Umkehr der Erregung zu verzögern.
Dies ist in 7a, 7b, 7c, 7d und 8a, 8b, 8c, 8d für zwei Startzustände gezeigt,
nämlich das
Starten, wenn der Rotor gerade über
dem Sensorübergang
geparkt ist, und das Starten, wenn der Rotor kurz hinter dem Sensorübergang
geparkt ist. Es wird zuerst auf das erste Starten Bezug genommen,
wenn der Rotor gerade über
dem Sensorübergang
geparkt ist, wobei, wie schon zuvor, die Ausgabe von dem Sensor
zuerst "low" ist und die erste
Ankerspule erst erregt wird, wenn die Ausgabe des Sensors dabei
ist, auf "high" zu gehen, um ein
positives Drehmoment 38 zu erzeugen, um den Rotor in Richtung
auf die neutrale Achse 35 in der gewünschten Richtung 37 zu
ziehen, wie in 7a gezeigt.
Wenn jedoch die Ausgabe von dem Sensor auf "high" gegangen
ist, dann wird die Erregung der ersten Ankerspule für 15 ms
fortgesetzt, wonach die erste Ankerspule nicht mehr erregt und die
zweite Ankerspule erregt wird. Als ein Ergebnis wird die Drehung
des Rotors in Richtung auf die neutrale Achse 35 durch
das positive Drehmoment 38 fortgesetzt, wie in 7b gezeigt, bis die Veränderung
bezüglich
der Ankererregung am Ende der Zeitverzögerung durchgeführt wird,
wenn sich der Rotor hinter der neutralen Achse 35 befindet,
wie in 7c gezeigt. Die
Erregung der zweiten Ankerspule erzeugt dann ein positives Drehmoment 38,
wodurch der Rotor in der korrekten Richtung weitergedreht wird,
wie in 7d gezeigt ist.
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Es
wird nun auf das Starten Bezug genommen, wenn der Rotor kurz hinter
dem Sensorübergang
geparkt ist, wobei in diesem Fall der so Rotor geparkt ist, dass
der Sensor auf "high" steht und die zweite
Ankerspule erregt wird, um so ein negatives Drehmoment 39 zu
erzeugen, durch welches der Rotor in Uhrzeigerrichtung 37 gedreht
wird, wie in 8a gezeigt.
Außerdem,
auch wenn die Ausgabe von dem Sensor auf "low" geht,
wird die Erregung der zweiten Ankerspule für 15 ms fortgesetzt, wonach
die zweite Ankerspule nicht mehr erregt und die erste Ankerspule
erregt wird. Als eine Folge wird die Drehung des Rotors in der Richtung 37 durch
das negative Drehmoment 39 fortgesetzt, wie in 8b gezeigt. Nach dieser
Zeitverzögerung
wird die Veränderung
bezüglich
der Ankererregung bewirkt, wenn sich der Rotor deutlich außerhalb
der Gefahrenzone befindet, wie in 8c gezeigt.
Die Erregung der ersten Ankerspule erzeugt dann ein positives Drehmoment 38,
durch das der Rotor in der korrekten Richtung zu einer Position
nahe an oder hinter die neutrale Achse 35 bewegt wird,
bevor die Erregung umgekehrt wird, wie in 8d gezeigt.
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Nach
umfangreichen Testläufen
mit einem Motor, der mit einer Last mit großer Trägheit verbunden war, wurde
herausgefunden, dass die Zeitverzögerung D einige Millisekunden
betragen muss und etwa 15 Millisekunden betragen kann, um ein Starten ohne
Oszillation zu gewährleisten.
Diese Zeitverzögerung
wird bei den ersten drei Übergängen des
Stellungssensors angewendet. Es ist jedoch offensichtlich, dass
die Zeitverzögerung
D mit dem Motor und der Trägheit
der Last sowie mit dem Pegel der Erregung in Beziehung steht, und
sie sollte daher ausgewählt
werden, um an die bestimmte Anwendung angepasst zu sein. Nach dem
vierten Übergang
des Rotorstellungssensors ist bekannt, dass die Drehung des Motors
in der korrekten Richtung erfolgt, und eine normale Beschleunigungsroutine
kann angepasst werden, wie in der anhängigen Anmeldung Nr. PCT/GB00/--
(M&C Ref. P51192PC)
beschrieben. Bei dem vierten Stellungssensorübergang verwendet die Routine
einen berechneten Wert für
die Ankererregungszeitverzögerung,
der ausreichend ist, um dem Ausmaß der mechanischen Vorverlagerung
des Sensorübergangs
relativ zu der neutralen Achse entgegenzuwirken. Die Routine beginnt
außerdem,
einen Wert für
den Betriebszyklus der Pulsbreitenmodulation (PWM) zu berechnen,
der für
jede nachfolgende Ankererregung verwendet werden kann. Der Wert
des PWM-Betriebszyklus wird aus der Länge des vorhergehenden "high" des Stellungssensors
bei der PWM-Schaltfrequenz von etwa 5 kHz berechnet. Dieses Verfahren
ist vollständig
in der anhängigen Anmeldung
Nr. PCT/GB00/-(M&C
Ref. P51192PC) beschrieben.
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Der
PWM-Betriebszyklus wird dann progressiv erhöht, wenn der Motor beschleunigt,
um den Motorstrom und die Snubber-Spannung zu begrenzen. Bei geringen
Drehzahlen tendiert das PWM-Betriebsverhältnis dazu, durch die Snubber-Spannung
begrenzt zu werden, wohingegen bei mittleren und hohen Drehzahlen
das Verhältnis
mehr durch den Spitzenankerstrom begrenzt wird. Die Feldspannung wird
mit dem gleichen Verhältnis
wie die Ankerspannung für
die ersten vier Sensorübergänge geschaltet, aber
danach wird das Feld kontinuierlich mit 100% Spannung erregt. Wenn
die Sensorfrequenz etwa 500 Hz erreicht, dann erreicht der Betriebszyklus
der PWM-Rampe 100%, und danach wird eine Drehzahlsteuerung durch
die Länge
der Anker-Ein-Zeit während
jedes Sensorzyklus erreicht.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Erfindung, das eine Reihen-Version des Motors mit Fluss-Umschaltung
verwendet, wird eine erste Ankerwicklung nach dem ersten Sensorübergang nach
dem Anlaufen nicht erregt, aber die zweite Ankerwicklung wird bis
zum Ende der Verzögerungszeit nicht erregt,
die wie vorstehend für
den Shunt-Motor bestimmt wird, aber die für eine typische Last mehrere
Millisekunden oder sogar bis zu 20 Millisekunden betragen kann.
Dieses Ausführungsbeispiel
steht im Gegensatz zu der bevorzugten Shunt-Motor-Implementierung,
bei der die Erregung der ersten Ankerwicklung bis zum Ende der Verzögerungszeit
fortgesetzt wird.
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Obwohl
die obigen Anlauf-Verfahren als die bevorzugten Ausführungsbeispiele
für jeden
der Shunt- oder Reihengeschalteten Motoren betrachtet werden, sollte
offensichtlich sein, dass jede Version des Motors erfolgreich mit
jedem Verfahren gestartet werden kann.
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Die
Anlauf-Verfahren sind auch bei geschaltete Reluktanzmotoren des
Typs anwendbar, der in 1a und 1b gezeigt ist, oder bei
Permanentmagnet-Synchronmotoren (bürstenlose Gleichstrommotoren).
Es ist normal, dass der Rotorstellungssensor in einem solchen Motor
mechanisch vor dem Punkt angeordnet ist, an dem das Drehmoment seine
Polarität ändert, so
dass der Strom einfach erreicht werden kann, wenn der Motor mit
hoher Drehzahl läuft. Bei
einer Last mit hohem Drehmoment ist es ebenfalls möglich, dass
beim Starten Oszillationen des Rotors auftreten, wenn das vorgeschlagene
Anlauf-Verfahren nicht angewendet wird.
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Es
ist offensichtlich, dass, obwohl Leistungs-MOSFETs in der Erregungsschaltung
der 5a und 5c verwendet werden, es ebenfalls
möglich
ist, andere Typen von Schaltern in der Schaltung zu verwenden, wie
beispielsweise Thyristoren oder IGBTs (bipolare Transistoren mit
isoliertem Gate).