DE4406546B4

DE4406546B4 - Treiberschaltung eines schaltbaren Reluktanzmotors

Info

Publication number: DE4406546B4
Application number: DE4406546A
Authority: DE
Inventors: Jun Young Lim
Original assignee: Gold Star Co Ltd
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 1993-02-27
Filing date: 1994-02-28
Publication date: 2006-04-06
Anticipated expiration: 2014-03-01
Also published as: FR2717966A1; FR2717966B1; GB2275836A; GB2275836B; GB9403846D0; DE4406546A1

Abstract

Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor, die folgende Komponenten umfaßt:
a) einen Zwischenkreiskondensator (19, C1),
b) erste Schalter (14), die von Steuersignalen angesteuert werden,
c) eine Motorwicklung (13) zum Erzeugen des magnetischen Flusses, deren Phasenspulen (9–12) in Reihe mit den Schaltern (14) an dem Zwischenkreiskondensator (19, C1) angeschlossen sind,
d) ein an der Verbindung zwischen den Phasenspulen (9–12) und den ersten Schaltern (14) angeschlossenes Diodenfeld (15) zur Auskopplung der Kommutierungsenergie,
e) einen parallel zu der Wicklung (13) liegenden, an dem Diodenfeld (15) angeschlossenen Kondensator (16) zur Speicherung der Kommutierungsenergie,
f) einen Transformator (17), der die Kommutierungsenergie von dem Kommutierungskondensator (16) in den Zwischenkreiskondensator (19, C1) rücküberträgt und
g) einen zweiten Schalter (18) im Stromkreis vom Kommutierungskondensator (16) zum Übertrager (17) zum Takten des Übertragers (17).

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor (SRM).

Aus US 5 115 181 ist eine Leistungswandler-Vorrichtung für einen Reluktanzschaltmotor mit n-Wicklung bekannt. Wenn an den Transistor Q1 dieser Vorrichtung ein Phasenerregersignal angelegt wird, fließt der an einem Kondensator C2 anliegende Eingangsstrom durch eine Diode X4, die Motorwicklung W1 und den Transistor Q1. Wenn anschließend der Transistor Q1 ausgeschaltet wird, fließt der durch die Wicklung W1 fließende Erregerstrom durch die Diode X1 in einen Speicherkondensator C1 und wird eine entsprechende Energie in dem Speicherkondensator C1 gespeichert. Anschließend wird die in dem Kondensator C1 gespeicherte Energie entladen und in nachfolgenden Zyklen an die Wicklung W1 zurückgegeben. Die Energie im Kondensator C1 kann in den nachfolgenden Zyklen nur unter der Bedingung entladen werden, daß die Klemmspannung des Kondensators Cl höher ist als die Spannung des Kondensators C2. Dies erfordert einen nachteilhaft hohen Kapazitätswert des Kondensators C1 gegenüber dem Kondensator C2.

1 zeigt eine Konstruktion aus einem Ständer und einem Läufer eines gewöhnlichen SRM, bei der die Spulen 4, 5, 6 auf den Polen 1, 2, 3 des Ständers gewickelt sind. Wenn der Magnetfluß durch Anlegen von Phasenerregungssignalen an die Spulen 4, 5, 6 erzeugt wird, dreht sich der Läufer 7.

Die 2A bis 2E zeigen verschiedene konventionelle Treiberschaltungen für 3-Phasen-SRM, einschließlich einer R-Entladungsschaltung in 2A, einer q+1-Schaltung in 2B, einer C-Entladungsschaltung in 2C, einer asymmetrischen Brückenschaltung in 2D und einer Schaltung mit Bifilarwicklung in 2E. Eine der 2C entsprechende Schaltung ist im übrigen bekannt aus Bass, Ehsan: "Development of a unipolar converter for variable Reluctance Motor Drives" in Conference Record IEEE on Ind. Appl., 1985, Toronto, S. 1062–1068. Wenn bei den konventionellen Treiberschaltungen für 3-Phasen-SRM das Phasenerregungssignal mit einer vorgegebenen Phasenverschiebung an die Spulen 4, 5, 6 angelegt wird, wird der SRM angetrieben und die magnetische Energie der Spulen 4, 5, 6 wird an die Hauptstromquelle zurückgegeben. Im folgenden wird der Betrieb der konventionellen SRM-Treiberschaltung beschrieben, wobei im wesentlichen auf die R-Entladungsschaltung in 2A Bezug genommen wird.

Die konventionelle R-Entladungsschaltung besteht aus den parallel geschalteten Spulen 4, 5, 6, den Schaltgliedern T₁, T₂, T₃ zum Schalten des durch die Spulen 4, 5, 6 fließenden Erregerstroms durch Steuerung des Phasenerregungssignals, den Dioden D₁, D₂, D₃, die jeweils an die Spulen 4, 5, 6 angeschlossen sind, den Widerständen R₁, R₂, R₃, die jeweils an die Dioden D₁, D₂, D₃ angeschlossen sind, und einem Kondensator C₁ zum Speichern des durch die Widerstände R₁, R₂, R₃ fließenden Stroms. Wenn der Magnetfluß durch Steuerung des Phasenerregungssignals erzeugt wird, dreht sich der Läufer 7 des SRM, dessen Betrieb im folgenden detailliert beschrieben wird.

Wenn die Netzspannung angelegt wird, wird ein erstes Phasenerregungssignal Sa an den Transistor des Schaltglieds T₁ angelegt, wodurch der Transistor eingeschaltet wird; anschließend fließt ein Strom durch die Spule 4 und der Magnetfluß wird erzeugt.

Nach dem oben beschriebenen Vorgang, wenn das Schaltglied T₁ durch Unterbrechen der Bereitstellung des ersten Phasenerregungssignals Sa ausgeschaltet wird und das Schaltglied T₂ durch Anlegen eines zweiten Phasenerregungssignals Sb an das Schaltglied eingeschaltet wird, fließt der Erregerstrom, der in der Spule 4 als magnetische Energie gespeichert war, durch die Diode D₁ und den Widerstand R₁ zum Kondensator C₁, um dort als elektrische Energie gespeichert zu werden, und ein Strom fließt durch die Spule 5, so daß ein Magnetfluß erzeugt wird.

Weiterhin, wenn das Schaltglied T₂ durch Unterbrechen der Bereitstellung des zweiten Phasenerregungssignals Sb ausgeschaltet wird und das Schaltglied T₃ durch Anlegen eines dritten Phasenerregungssignals Sc an das Schaltglied T₃ eingeschaltet wird, fließt der in der Spule 5 als magnetische Energie gespeicherte Erregerstrom durch die Diode D₂ und den Widerstand R₂ zum Kondensator C₁, um dort als elek trische Energie gespeichert zu werden, und ein Strom fließt durch die Spule 6, so daß ein Magnetfluß erzeugt wird. Wie aus der obigen Beschreibung zu erkennen ist, wird in der konventionellen SRM-Treiberschaltung die in den Spulen 4, 5, 6 gespeicherte magnetische Energie im Kondensator C₁ als elektrische Energie gespeichert, wobei die oben beschriebenen Vorgänge kontinuierlich und wiederholt durchgeführt werden.

In der in 2B gezeigten q+1-Schaltung fehlen die Widerstände R₁, R₂, R₃ der R-Entladungsschaltung und ein Schaltglied T₄, das zum Abschneiden dient, ist zwischen der Gleichstromquelle Vdc und den Spulen 4, 5, 6 angeschlossen. In der in 2C gezeigten C-Entladungsschaltung wird der Phasenerregerstrom der R-Entladungsschaltung in 2A zunächst in einem Kondensator Cd als elektrische Energie gespeichert, und anschließend kann die elektrische Energie durch Schalten des Schaltglieds T₆ durch eine Spule Ld im Kondensator C₁ gespeichert werden. In der asymmetrischen Brückenschaltung in 2D sind die Schaltglieder T₄, T₅, T₆ jeweils zwischen der Gleichstromquelle Vdc und den Spulen 4, 5, 6 angeschlossen, und der Phasenerregerstrom wird im Kondensator C₁ als elektrische Energie durch die Dioden D₁, D₂, D₃ gespeichert. In der Schaltung mit Bifilarwicklung in 2E induzieren die Spulen 4, 5, 6 den Phasenerregerstrom durch die induktiven Koppelschaltungen L₁, L₂, L₃ und der induzierte Phasenerregerstrom wird an den Kondensator zurückgegeben durch die Dioden D₄, D₅, D₆, die den Entladungsweg des Phasenerregerstroms bilden.

Jedoch ist der Energieverlust in der R-Entladungsschaltung zu hoch, der Platzbedarf des Schaltglieds T₄ ist hoch, der Hochgeschwindigkeitsbetrieb ist aufgrund der gegenseitigen Induktivität in der q+1-Schaltung eingeschränkt und der Hochgeschwindigkeitsbetrieb der C-Entladungsschaltung ist unvorteilhaft.

Darüber hinaus sind die Herstellungskosten der asymmetrischen Brückenschaltung sehr hoch, und das Volumen des Motors der Schaltung mit Bifilarwicklung ist zu groß und seine Herstellung zu schwierig.

Generell wird, wenn es in einem SRM keine Phasenverschiebung gibt, das heißt, wenn die Pole 1, 2, 3 des Ständers den Zähnen des Läufers 7 gegenüberliegen, die Induktivität der Spulen 4, 5, 6 maximiert, während im Falle einer Phasenverschiebung zwischen den Polen 1, 2, 3 des Ständers und den Zähnen des Läufers 7 von 45° die Induktivität der Spulen minimiert wird.

In einem gewöhnlichen SRM wird die Erregung ausgelöst, wenn die Phasenverschiebung 45° beträgt, das heißt, wenn die Induktivität der Spulen zu steigen beginnt. Wenn die Erregung ausgelöst wird, wenn die Induktivität der Spulen sich verringert, wird der Motor gebremst.

2F und 2G zeigen zwei konventionelle Treiberschaltungen für 4-Phasen-SRM. In der Treiberschaltung für 4-Phasen-SRM in 2F sind Paare von NMOS-Transistoren (M₁, M₂), (M₃, M₄), (M₅, M₆), (M₇, M₈) jeweils in Reihe geschaltet, die Spulen 4, 5, 6, 8 sind jeweils zwischen den Sources der ersten NMOS-Transistoren M₁, M₃, M₅, M₇ und den Drains der zweiten NMOS-Transistoren M₂, M₄, M₆, M₈ angeschlossen, die Kathoden der ersten Dioden D₈, D₁₀, D₁₂, D₁₄ sind an die Sources der ersten NMOS-Transistoren M₁, M₃, M₅, M₇ angeschlossen, die Anoden der zweiten Dioden D₉, D₁₁, D₁₃, D₁₅ sind an die Drains der zweiten NMOS-Transistoren M₂, M₄, M₆, M₈ angeschlossen und die Kathoden der zweiten Dioden sind an die Gleichstromquelle Vdc angeschlossen und die Drains der ersten NMOS-Transistoren M₁, M₃, M₅, M₇ sind ebenfalls an die Gleichstromquelle Vdc angeschlossen.

Wenn ein Pulsdauermodulationssignal (PDM-Signal) mit H-Pegel an die Gates eines Paars von NMOS-Transistoren M₁, M₂ angelegt wird, werden die NMOS-Transistoren M₁, M₂ eingeschaltet und ein Strom fließt durch die Spule 4.

Wenn ein PDM-Signal mit L-Pegel nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitspanne an die Gates der NMOS-Transistoren M₁, M₂ angelegt wird, werden die NMOS-Transistoren M₁, M₂ ausgeschaltet und ein Stromentladungsweg, bestehend aus der ersten Diode D₁, der Spule 4 und der zweiten Diode D₉ wird gebildet.

Dann beginnt der als magnetische Energie in der Spule 4 gespeicherte Strom über den Stromentladungsweg zu fließen, so daß er allmählich geringer wird. Daher wird die magnetische Energie über den Stromentladungsweg im Kondensator C₁, der zwischen dem Pluspol und dem Minuspol der Gleichstromquelle Vdc angeschlossen ist, als elektrische Energie gespeichert.

Wenn das Gegenstrombremsen durchgeführt wird, wird mehr Strom als der angelegte Strom von der Spule 4 durch die ersten und zweiten Dioden D₈ und D₉ zum Kondensator C₁ zurückgeführt und dadurch die Spannung erhöht. Um dies zu verhindern, wird der Widerstand R₄ in Reihe mit dem NMOS-Transistor M₉ zwischen den Pluspol und den Minuspol der Gleichstromquelle Vdc parallel zum Kondensator C₁ angeschlossen.

Wenn an den Kondensator C₁ eine hohe Spannung angelegt wird, wird ein Signal mit H-Pegel an das Gate des NMOS-Transistors M₉ angelegt, so daß am Widerstand R₄ eine Spannung anliegt.

2H zeigt Wellenformen an verschiedenen Gliedern der Schaltungen in 2F; hierbei zeigt a die Änderung der Induktivität der Spule 4 entsprechend der Phase Q, b zeigt die Änderung des durch die Spule 4 fließenden Phasenstroms, c zeigt die Wellenform des an das Paar der NMOS-Transistoren M₁ und M₂ angelegten Phasenerregungssignals und d zeigt die Wellenform des Drehmoments.

2G zeigt eine andere konventionelle Treiberschaltung für 4-Phasen-SRM, bei der die ersten Dioden D₈, D₁₀, D₁₂, D₁₄ und die ersten NMOS-Transistoren M₁, M₃, M₅, M₇ der in 2F gezeigten Schaltung fehlen.

2I zeigt Wellenformen an verschiedenen Gliedern der Schaltungen in 2F; hierbei zeigt a die Änderung der Induktivität der Spule 4 entsprechend der Phase Q, b zeigt die Änderung des durch die Spule 4 fließenden Phasenstroms, c zeigt die Wellenform des an den NMOS-Transistor M₂ angelegten Phasenerregungssignals und d zeigt die Wellenform des Drehmoments.

In 2G und 2I wird, wenn ein Phasenerregungssignal mit H-Pegel, wie in 2Ia gezeigt, an das Gate des NMOS-Transistors M₂ angelegt wird, der NMOS-Transistor M₂ eingeschaltet, wodurch Strom durch die Spule 4 zu fließen beginnt, und der Stromfluß wird allmählich stärker, während sich das Phasenerregungssignal auf H-Pegel befindet.

Wenn ein Phasenerregungssignal mit L-Pegel an das Gate des NMOS-Transistors M₂ angelegt wird, während der Strom ansteigt, wird der NMOS-Transistor M₂ ausgeschaltet und der in der Spule 4 als magnetische Energie gespeicherte Strom zirkuliert in einem Ruhestromkreis durch die Diode D₉. Somit ändert sich der durch die Spule 4 fließende Strom, wie in 2Ib gezeigt, entsprechend dem Schaltzustand des NMOS-Transistors M₂.

Wenn der NMOS-Transistor M₂ ausgeschaltet ist, weil der in der Spule 4 als magnetische Energie gespeicherte Strom zirkuliert, wird der Strom im Ruhestromkreis, der durch die Spule 4 und die Diode D₉ gebildet wird, nur langsam reduziert, und daher, weil eine ziemlich große Strommenge weiter im Ruhestromkreis zirkuliert, obwohl die Induktivität abnimmt, wird der SRM gebremst und ein Drehmoment wirkt, wie in 2d gezeigt, auf den SRM.

Somit hat die in 2F gezeigte Schaltung eine gute Antriebseffizienz, benötigt jedoch eine Überspannungsschutzschaltung, da die Spannung des Kondensators sich erhöht, wenn der Motor gebremst wird, während die in 2G gezeigte Schaltung die Spannung des Kondensators beim Bremsen des Motors nicht erhöht, jedoch nur eine geringe Antriebseffizienz und Geschwindigkeit bietet.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine SRM-Treiberschaltung anzugeben, die Energie effizient nutzen kann, indem die in der Spule gespeicherte magnetische Energie durch verschiedene Energieumwandlungsprozesse zum Kondensator geführt wird, der sich zwischen dem Pluspol und dem Minuspol der Stromquelle befindet.

Zur Lösung dieser Aufgabe lehrt die Erfindung eine Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor gemäß Patentanspruch 1.

Durch bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden die nachfolgend dargelegten Zwecke der Erfindung erfüllt.

Ein weiterer Zweck der vorliegenden Erfindung ist es, eine SRM-Treiberschaltung bereitzustellen, die verhindert, daß beim Bremsen des Motors eine Überspannung an den Kondensator angelegt wird, der sich zwischen dem Pluspol und dem Minuspol der Stromquelle befindet.

Ein weiterer Zweck der vorliegenden Erfindung ist es, eine SRM-Treiberschaltung bereitzustellen, welche einen Gegenstrombremseffekt erzielen kann.

Ein weiterer Zweck der vorliegenden Erfindung ist es, eine SRM-Treiberschaltung bereitzustellen, in der die Drehmomentwelligkeit des Stroms minimiert werden kann.

Vorteilhaft ist es, wenn die SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung darüber hinaus eine Frequenzmodulationseinrichtung zum Steuern des Schaltvorgangs der zweiten Schalteinrichtung umfaßt.

Noch vorteilhafter ist es, wenn die SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung außerdem folgendes umfaßt:
Eine Steuereinrichtung zum Empfangen des vorgegebenen elektrischen Signals und zur Erzeugung eines Schaltsignals;
ein dritter Schalter zur Durchführung des Schaltvorgangs entsprechend des von der Steuereinrichtung ausgegebenen Schaltsignals; und
eine Rückflußverhinderungseinrichtung, die verhindert, daß die Energie der ersten Energiespeichereinrichtung zurückfließt, wenn der dritte Schalter schaltet.

Der obengenannte Zweck sowie weitere Merkmale und Vorzüge der vorliegenden Erfindung werden durch die folgenden Beschreibungen der beiliegenden Zeichnungen deutlich:
1 zeigt eine Konstruktion aus einem Ständer und einem Läufer eines gewöhnlichen SRM,
2A bis 2G zeigen die konventionellen SRM-Treiberschaltungen,
2H und 2I zeigen jeweils die Wellenformen der in 2F und 2G gezeigten Schaltungen,
3 zeigt eine Ausführungsform einer SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
4 zeigt eine weitere Ausführungsform einer SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
5A und 5B zeigen die Wellenformen von Strömen in einigen Gliedern der in 3 und 4 gezeigten Schaltungen,
6 zeigt eine weitere Ausführungsform einer SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
7A und 7B zeigen Detailansichten eines Teils der in 6 gezeigten Schaltung,
8A bis 8F erläutern die Wirkungsweise der in 6 gezeigten Schaltung,
9 zeigt eine weitere Ausführungsform einer SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
10 zeigt eine Detailansicht eines Teils der in 9 gezeigten Schaltung,
11A bis 11J erläutern die Wirkungsweise der in 10 gezeigten Schaltung,
12A bis 12C zeigen die Änderungen der Ströme und der Wellenformen des Drehmoments in den jeweiligen Phasen entsprechend dem Tastverhältnis des Pulsdauermodulationssignals.
3 zeigt das Schaltbild einer Ausführungsform einer SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung. Die in 3 gezeigte SRM-Treiberschaltung umfaßt ein Magnetflußerzeugungsglied 13 zur Erzeugung des Magnetflusses entsprechend der Wirkung eines ersten Schaltgliedes 11 zum Schalten durch Empfangen eines Phasenerregungssignals, ein Diodenfeld 15 zum Weiterleiten des Erregerstroms, der durch das Magnetflußerzeugungsglied 13 fließt, in eine Richtung, ein erstes Energiespeicherglied 16 zum Speichern des durch das Diodenfeld 15 geflossenen Erregerstroms als elektrische Energie, ein Energieumwandlungsglied 17 zur Aufnahme der im ersten Energiespeicherglied 16 gespeicherten elektrischen Energie und deren Umwandlung in magnetische Energie, ein zweites Schaltglied 18 zum Steuern der Wirkung des Energieumwandlungsglieds 17 sowie ein zweites Energiespeicherglied 19 zum Speichern des Ausgangs des Energieumwandlungsglieds 17 als elektrische Energie.
Das Magnetflußerzeugungsglied 13, das aus mehreren parallel geschalteten Spulen besteht, erzeugt den magnetischen Fluß, der den Läufer des SRM zum Drehen bringt.
Das Magnetflußerzeugungsglied 13 des 3-Phasen-SRM besteht aus drei Spulen 9, 10, 11 und das des 4-Phasen-SRM besteht aus vier Spulen.
Das erste Schaltglied 14 besteht aus den Transistoren Q₁, Q₂, Q₃ zum Schalten des durch die Spulen 9, 10, 11 geflossenen Phasenerregerstroms durch Steuern des Phasenerregungssignals, und das Diodenfeld 15 besteht aus den Dioden D₁₆, D₁₇, D₁₈, von denen jeweils ein Ende an die Spulen 9, 10, 11 angeschlossen ist.
Das erste Energiespeicherglied 16 besteht aus einem Kondensator C₂ und das Energieumwandlungsglied 17 besteht aus einer induktiven Koppelschaltung 17a und einer Diode 17b.
Das zweite Schaltglied 18 besteht aus einem Transistor Q₄.
In 3 ist zu erkennen, daß wenn die Gleichstromquelle Vdc angelegt wird und anschließend ein erstes Phasenerregungssignal Sa an die Basis des Transistors Q₁ angelegt wird, so daß der Transistor Q₁ eingeschaltet wird, Strom durch die Spule 9 fließt und dadurch der Magnetfluß erzeugt wird.
Wenn der Transistor Q₁ durch Unterbrechen der Bereitstellung des ersten Phasenerregungssignals Sa ausgeschaltet wird und der Transistor Q₂ durch Anlegen eines zweiten Phasenerregungssignals Sb an die Basis des Transistors Q₂ eingeschaltet wird, fließt der in der Spule 9 als magnetische Energie gespeicherte Erregerstrom durch die Diode D₁₆ zum Kondensator C₂ des zweiten Energiespeicherglieds 16, um im Kondensator C₂ als elektrische Energie gespeichert zu werden, und ein Magnetfluß wird erzeugt, weil der Strom durch die Spule 10 fließt.
Wenn während des oben beschriebenen Vorgangs ein Signal mit einer vorgegebenen Frequenz an die Basis des Transistors Q₄ angelegt wird, wird der Transistor Q₄ entsprechend der vorgegebenen Frequenz wiederholt geschaltet.
Somit wird ein Teil der im Kondensator C₂ des ersten Energiespeicherglieds 16 gespeicherten Energie an die Primärwicklungen Np der induktiven Koppelschaltung 17a übertra gen; um im Kondensator C₁ als elektrische Energie des zweiten Energiespeicherglieds 19 durch die Diode 17b gespeichert zu werden.
Wenn der Transistor Q₂ durch Unterbrechen der Bereitstellung des zweiten Phasenerregungssignals Sb ausgeschaltet wird und der Transistor Q₃ durch Anlegen eines dritten Phasenerregungssignals Sc an die Basis des Transistors Q₃ eingeschaltet wird, wird der in der Spule 10 als magnetische Energie gespeicherte Erregerstrom durch die Diode D₁₇ im Kondensator C₂ gespeichert, und ein Magnetfluß wird erzeugt, weil der Strom durch die Spule 11 fließt.
In der gleichen Weise wie die Energie, die im Kondensator C₂ als elektrische Energie gespeichert ist, durch Unterbrechen der Bereitstellung des zweiten Phasenerregungssignals Sb an den Kondensator C₁ zurückgegeben wird, wird der durch die Wicklungen 10 und 11 fließende Phasenerregerstrom im Kondensator C₁ gespeichert. In diesem Fall ist die Spannung des geladenen Kondensators C₂ abhängig von dem durch die Spulen 9, 10, 11 fließenden Strom und der Drehzahl des SRM.
4 zeigt eine andere Ausführungsform der SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung. Verglichen mit der Schaltung in 3 enthält die in 4 gezeigte Schaltung zusätzlich eine Spule 12 im Magnetflußerzeugungsglied 13, einen Transistor Q₅ im ersten Schaltglied 14 und eine Diode D₁₉ im Diodenfeld 15, da 3 eine Schaltung für einen 3-Phasen-SRM zeigt, während 4 eine Schaltung für einen 4-Phasen-SRM zeigt.
Die Wirkung der Schaltung in 4 ist die gleiche wie die der Schaltung in 3.
5A zeigt die Änderungen des durch die Primärwicklungen Np der induktiven Koppelschaltung 17a fließenden Stroms i₁ und des durch die Sekundärwicklungen Ns der induktiven Koppelschaltung 17a fließenden Stroms i₂, entsprechend des Schaltzustands des Transistors Q₄ des zweiten Schaltglieds 18, während 5B die Änderungen des durch die Primärwicklungen Np der induktiven Koppelschaltung 17a fließenden Stroms i₁ und des durch die Sekundärwicklungen Ns der induktiven Koppelschaltung 17a fließenden Stroms i₂ entsprechend der Spannung des Kondensators C₂ des ersten Energiespeicherglieds 16 zeigt.
In 5A ist zu erkennen, daß der Strom i₁, der durch die Primärwicklungen Np der induktiven Koppelschaltung 17a fließt, während der Transistor Q₄ eingeschaltet ist, konstant ansteigt, und wenn der Transistor Q₄ ausgeschaltet ist, der Strom i₂ der Sekundärwicklungen Ns, der durch die magnetische Energie des Stroms der Primärwicklungen Np induziert wurde, während der Transistor Q₄ eingeschaltet war, durch die Diode 17b zum Kondensator C₁ des ersten Energiespeicherglieds 19 fließt.
Weiter zeigt 5B, daß die Ströme i₁ und i₂ des Drahtes umso größer sind, je höher die Spannung des Kondensators C₂ ist.
6 zeigt eine andere Ausführungsform der SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung, die folgendes umfaßt: Ein erstes Schaltglied 14 zum Schalten durch den Empfang eines Phasenerregungssignals, ein Magnetflußerzeugungsglied 13 zum Erzeugen eines Magnetflusses entsprechend der Wirkung des ersten Schaltgliedes 14, ein Diodenfeld 15 zum Weiterleiten des Erregerstroms, der durch das Magnetflußerzeugungsglied 13 fließt, in eine Richtung, ein erstes Energiespeicherglied 16 zum Speichern des durch das Diodenfeld 15 geflossenen Erregerstroms als elektrische Energie, ein Energieumwandlungsglied 17 zur Aufnahme der im ersten Energiespeicherglied 16 gespeicherten elektrischen Energie und deren Umwandlung in magnetische Energie, ein zweites Schaltglied 18 zur Steuerung der Wirkung des Energieumwandlungsglieds 17, ein zweites Energiespeicherglied 19 zum Speichern des Ausgangs des Energieumwandlungsglieds 17 als elektrische Energie sowie ein Frequenzmodulationsglied 20 zur Steuerung des Schaltverhaltens des zweiten Schaltglieds.
Das erste Schaltglied 14 besteht aus vier NMOS-Transistoren M₉, M₁₀, M₁₁, M₁₂, das Magnetflußerzeugungsglied 13 besteht aus vier Spulen 9, 10, 11, 12 und das Diodenfeld besteht aus vier Dioden D₁₆, D₁₇, D₁₈, D₁₉.
Das erste Energiespeicherglied 16 besteht aus einem Kondensator C₂ und das Energieumwandlungsglied 17 besteht aus einer induktiven Koppelschaltung 17a und einer Diode 17b.
Das zweite Schaltglied 18 besteht aus einem NMOS-Transistor M₁₃.
7 ist eine detaillierte Darstellung des in 6 gezeigten Frequenzmodulationsglieds 20. Wie in 7A gezeigt, besteht das Frequenzmodulationsglied 20 aus einem ODER-Gatter, das ein Steuersignal als einen Eingang und ein Bremssignal als einen anderen Eingang empfängt und dann eine ODER-Verknüpfung dieser Signale durchführt, um einen Ergebniswert zu produzieren.
7B zeigt eine andere Ausführungsform des Frequenzmodulationsglieds 20, bestehend aus einem Vergleicher 22, der den durch Source oder Drain des NMOS-Transistors M₁₃ fließenden Strom aufnimmt, um ihn mit einem Standardsignal zu vergleichen, einem UND-Gatter 23, das den Ausgang des Vergleichers 22 als einen Eingang und ein Bremssignal als anderen Eingang empfängt, um eine UND-Verknüpfung damit durchzuführen, sowie einem ODER-Gatter 24, das den Ausgang des UND-Gatters 23 als einen Eingang und ein Steuersignal als anderen Eingang empfängt, um eine ODER-Verknüpfung damit durchzuführen.
Wenn der NMOS-Transistor M₁₃ des zweiten Schaltgliedes 18 in 6 nach dem Ausgangssignal des Frequenzmodulationsgliedes 20 schaltet, wird ein Teil der Energie, die im Kondensator C₂ des ersten Energiespeichergliedes 16 gespeichert war, über das Energieumwandlungsglied 17 im Kondensator C₁ des zweiten Energiespeichergliedes 19 gespeichert.
Das bedeutet, daß während das Bremssignal, das ein Eingangssignal des ODER-Gatters in 7A ist, den L-Pegel aufweist, das Ausgangssignal des ODER-Gatters 21 vom Steuersignal abhängt, das ein anderes Eingangssignal des ODER-Gatters 21 ist.
Wenn das Steuersignal den H-Pegel aufweist, liegt am Ausgang des ODER-Gatters 21 ebenfalls ein H-Pegel an, wodurch der NMOS-Transistor eingeschaltet wird.
Während der NMOS-Transistor M₁₃ ausgeschaltet ist, wird ein Teil der Energie des Kondensators C₂ an die Primärwicklung Np der induktiven Koppelschaltung 17a übertragen.
Wenn das Steuersignal den L-Pegel aufweist, liegt am Ausgang des ODER-Gatters ebenfalls der L-Pegel an, wodurch der NMOS-Transistor ausgeschaltet wird.
Während der NMOS-Transistor M₁₃ ausgeschaltet ist, wird die magnetische Energie, die von der Primärwicklung Np in die Sekundärwicklung Ns induziert wurde, im Kondensator C₁ durch die Diode 17b als elektrische Energie gespeichert.
In diesem Fall nimmt der Ausgang des ODER-Gatters 21, wenn der Zustand des Steuersignals, das ein Eingangssignal des ODER-Gatters 21 ist, von L- auf H-Pegel gesetzt wird, ebenfalls den H-Pegel an, ungeachtet des Steuersignals, das ein weiteres Eingangssignal des ODER-Gatters ist. Daher verbleibt der NMOS-Transistor ständig im Zustand "EIN".
Die Energie, die im Kondensator C₂ gespeichert war, wird entladen, um eine Schleife zu schließen, die aus der Primärwicklung Np der induktiven Koppelschaltung 17a, dem NMOS-Transistor und den jeweiligen Spulenpaaren 9, 10, 11, 12 besteht, und wird in den jeweiligen Spulenpaaren 9, 10, 11, 12 als magnetische Energie gespeichert.
Dies hat zur Folge, daß auch während der Zeit, in der die Induktivität sinkt, ein recht großer Strom durch die jeweiligen Spulenpaare 9, 10, 11, 12 fließt und somit der Motor gebremst wird.
Das bedeutet, daß ein Bremsen erreicht wird, wenn ein Bremssignal mit H-Pegel am Bremspunkt angelegt wird.
Das Frequenzmodulationsglied in 7B kann einen Überstrom erkennen, der zur Steuerung durch den NMOS-Transistor M₁₃ fließt, um dafür zu sorgen, daß der Überstrom nicht zu einer Zerstörung der Elemente der Schaltung durch Überspannung führt.
In den 8A bis 8F wird der Betrieb der in 6 dargestellten Schaltung dargestellt, wobei 8A die Änderung des Stromes i₁ zeigt, der durch die Primärwicklung Np der induktiven Koppelschaltung fließt, 8B die Änderung des Stromes i₂ zeigt, der durch die Sekundärwicklung Ns fließt, 8C die Änderung der Spannung zeigt, die am Kondensator C₂ anliegt, 8D eine Wellenform des Steuersignals zeigt, 8E die Wellenform des Bremssignals zeigt und 8F die Wellenform des Ausgangssignals des ODER-Gatters 21 zeigt.
Während das Bremssignal den L-Pegel aufweist und das Steuersignal den L-Pegel, steigt der Strom i₁, der durch die Primärwicklung Np der induktiven Koppelschaltung fließt, ständig an. Anschließend, wenn das Steuersignal auf den L-Pegel gesetzt wird, sinkt der Strom, der durch die Sekundärwicklung fließt, weil die magnetische Energie der Pri märwicklung Np in die Sekundärwicklung induziert wird, um über die Diode 17b entladen zu werden.
Wenn ein Bremssignal mit L-Pegel angelegt wird, fließt der durch die Primärwicklung Np fließende Strom konstant in einem stationären Zustand, nachdem er ständig erhöht wurde, während durch die Sekundärwicklung kein Strom fließt, da keine Induktion vorliegt.
Wenn am Bremspunkt ein Bremssignal mit H-Pegel angelegt wird, um den SRM zu bremsen, kann der durch die Primärwicklung Np der induktiven Koppelschaltung 17a fließende Strom recht groß sein. Um dieses Problem zu umgehen, kommen daher verschiedene Methoden als andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in Betracht, nämlich allmähliches Senken der Frequenz des Steuersignals am Bremspunkt, Erhöhung des Tastverhältnisses oder Ansteuern des NMOS-Transistors M₁₃ unter Verwendung des Stromes des NMOS-Transistors M₁₃, wie in 7B dargestellt.
9 zeigt eine andere Ausführungsform der SRM-Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung, bestehend aus einem ersten Schaltglied 14 für das Schalten durch den Empfang eines Phasenerregungssignals, einem Magnetflußerzeugungsglied 13 zur Erzeugung des Magnetflusses nach der Steuerung des ersten Schaltgliedes 14, einem Diodenfeld 15 zum Weiterleiten des Erregerstromes, der durch das Magnetflußerzeugungsglied 13 fließt, in einer Richtung, einem ersten Speicherglied 16 zum Speichern des Erregerstromes, der das Diodenfeld 15 durchlaufen hat, als elektrische Energie, einem Energieumwandlungsglied 17 zum Empfangen der elektrischen Energie, die im ersten Energiespeicherglied 16 gespeichert wurde, um sie in magnetische Energie umzuwandeln, einem zweiten Schaltglied 18 zum Ansteuern des Energieumwandlungsgliedes 17, einem zweiten Energiespeicherglied 19 zum Speichern des Ausgangs des Energieumwandlungsgliedes 17 als elektrische Energie, einem Steuerglied 25 zum Empfangen des Phasenerregungssignals, um ein Schaltsignal zu erzeugen, einem dritten Schaltglied 26 zum Schalten nach dem Schaltsignal, das vom Steuerglied 25 ausgegeben wird, und einem Rückflußverhinderungsglied 27, das verhindert, daß die Energie des ersten Energiespeichergliedes 16 in Rückwärtsrichtung fließt, wenn das dritte Schaltglied 26 schaltet.
Das erste Schaltglied besteht aus den NMOS-Transistoren M₉, M₁₀, M₁₁, M₁₂. Das Magnetflußerzeugungsglied 13 besteht aus den Spulen 9, 10, 11, 12. Das Diodenfeld 15 besteht aus den Dioden D16, D17, D18, D19. Das erste Energiespeicherglied besteht aus einem Kondensator C₂, und das Energieumwandlungsglied 17 besteht aus einer induktiven Koppelschaltung 17a und einer Diode 17b. Das zweite Schaltglied 18 besteht aus dem NMOS-Transistor M₁₃, dem zweiten Energiespeicherglied 19 und einem Kondensator C₁. Das dritte Schaltglied 26 besteht aus einem NMOS-Transistor M₁₄, und das Rückflußverhinderungsglied 27 besteht aus einer Diode D₂₀.
10 zeigt eine detailliertere Darstellung des Steuergliedes 25 aus 9, bestehend aus einem Erkennungsglied für die abfallende Flanke 28 zum Empfangen des entsprechenden Phasenerregungssignals, um seine abfallende Flanke zu erkennen und ein Signal zu erzeugen, das eine vorgegebene Dauer tw an der abfallenden Flanke hat, einem ODER-Gatter 29 zum Empfangen des Ausgangssignals des Erkennungsgliedes für die abfallende Flanke 28, um eine ODER-Verknüpfung durchzuführen, ein Pegelumsetzungsglied 30, um den Pegel des Ausgangssignals des ODER-Gatters 29 hochzusetzen, einem PDM-Signalerzeugungsglied 31 zur Erzeugung eines PDM-Signals und einem UND-Gatter 32 zum Empfangen des Ausgangssignals des Pegelumsetzungsgliedes 30 und des Ausgangssignals des PDM-Signalerzeugungsgliedes 31, um eine UND-Verknüpfung mit Ihnen durchzuführen.
In den 11A bis 11J wird die Arbeitsweise der in 10 gezeigten Schaltung dargestellt. 11A zeigt ein erstes Phasenerregungssignal, 11B zeigt ein zweites Phasenerregungssignal, 11C zeigt ein drittes Phasenerregungssignal und 11D zeigt ein viertes Phasenerregungssignal.
Wenn das Phasenerregungssignal nach 10 und 11A bis 11J an das Erkennungsglied für die abfallende Flanke 28 des Steuergliedes 25 angelegt wird, erzeugt das Erkennungsglied 28 ein in 11E dargestelltes Signal, und wenn das zweite Phasenerregungssignal angelegt wird, erzeugt das Erkennungsglied 28 ein in 11F dargestelltes Signal.
Wenn in der gleichen Weise jeweils das dritte und das vierte Phasenerregungssignal an das Erkennungsglied 28 angelegt wird, erzeugt das Erkennungsglied 28 in entsprechender Reihenfolge die in den 11G und 11H dargestellten Signale.
Die in den 11E bis 11H dargestellten Signale haben eine vorgegebene Pulsdauer.
Daher erzeugt das ODER-Gatter 29, das das Ausgangssignal des Erkennungsgliedes 28 empfing, das in 11I dargestellte Signal. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 29 wird durch das Pegelumsetzungsglied 30 auf den H-Pegel gesetzt, um als Eingangssignal an das UND-Gatter 32 angelegt zu werden. Das Pegelumsetzungsglied 30 kann ein Optokoppler, ein Impulsübertrager oder ein Pegelumsetzer sein.
Das PDM-Signalerzeugungsglied 31 erzeugt ein PDM-Signal, dessen Pulsdauer geringer ist als die des Ausgangssignals des ODER-Gatters 29, um es an einem anderen Eingang des UND-Gatters 32 bereitzustellen.
Das UND-Gatter 32 empfängt das Ausgangssignal des Pegelumsetzungsgliedes 30 und das Ausgangssignal des PDM-Signalerzeugungsgliedes 31, um eine UND-Verknüpfung mit ihnen durchzuführen, so daß das in 11J dargestellte Signal entsteht.
Das Ausgangssignal des UND-Gatters 32 wird als Eingangssignal an das dritte Schaltglied 26 angelegt.
Die Arbeitsweise der in 9 dargestellten Schaltung wird im Folgenden beschrieben.
Wenn das erste Phasenerregungssignal mit H-Pegel nach der Darstellung in 11A an den NMOS-Transistor M₉ angelegt wird, wird der NMOS-Transistor M₉ eingeschaltet, und der Strom fließt durch die Spule 9.
Wenn das zweite Phasenerregungssignal vom H-Pegel in den L-Pegel gesetzt wird, wird das zweite, wie in 11B dargestellte Phasenerregungssignal an den NMOS-Transistor M₁₀ angelegt, wodurch dieser Transistor eingeschaltet wird.
In diesem Fall wird. das Ausgangssignal Hg des Steuergliedes 25 durch das erste Phasenerregungssignal an das Gate des NMOS-Transistors M₁₄ des dritten Schaltgliedes 26 angelegt.
Während sich das erste Phasenerregungssignal im H-Pegel befindet, wird der Erregerstrom, der als magnetische Energie in der Spule 9 gespeichert wurde, über die Diode D₁₆ im Kondensator C₂ des zweiten Energiespeichergliedes 16 als elektrische Energie gespeichert, und der Strom beginnt, durch die Spule 10 zu fließen.
Wenn in diesem Zustand das an den NMOS-Transistor M₁₄ angelegte Schaltsignal vom H-Pegel in den L-Pegel gesetzt wird oder umgekehrt, wird der NMOS-Transistor M₁₄ entsprechend dem Schaltsignal geschaltet.
Während der NMOS-Transistor m₁₄ eingeschaltet ist, fließt der Strom durch die Spule 9 und durchläuft über die Diode D₁₆ eine Ruhestromschleife, so daß der Strom in der Spule 9 sehr langsam abfällt. Bei ausgeschalten NMOS-Transistor M₁₄ fällt der durch die Spule 9 fließende Strom schnell ab, weil er über die Diode 20 in den Kondensator C₂ gespeichert wird.
Wenn das Tastverhältnis des PDM-Signals groß ist, wird die Zeit, in der der NMOS-Transistor eingeschaltet ist, verlängert, wodurch der Strom langsam abfällt, während bei kleinem Tastverhältnis des PDM-Signals die Zeit, in der der NMOS-Transistor ausgeschaltet ist, verlängert wird, wodurch der Strom schnell abfällt.
Demnach ist die Zeit, in der der Strom in der Spule 9 ansteigt, umso kürzer, je größer das Tastverhältnis des PDM-Signals ist. Dies ergibt sich durch den sehr langsamen Abfall des Stromes in der Spule 9.
Der gleiche Ablauf ergibt sich, wenn das zweite Phasenerregungssignal vom H-Pegel in den L-Pegel gesetzt wird und das dritte Phasenerregungssignal mit H-Pegel an das Gate des NMOS-Transistors M₁₁ angelegt wird.
Ebenso wiederholt sich der oben beschriebene Ablauf immer, wenn das jeweilige Phasenerregungssignal der Reihe nach auf die gleiche Art und Weise angelegt wird.
In den 12A bis 12C werden die Änderung des Stromes und die Wellenformen des Drehmoments in den jeweiligen Phasen nach dem Tastverhältnis des PDM-Signals dargestellt, wobei A die Darstellung bei einem Tastverhältnis von 0%, B bei einem Tastverhältnis von 50% und C bei einem Tastverhältnis von 100% enthält.
Wenn das Tastverhältnis bei etwa 0% liegt, ergibt sich die gleiche Wellenform des Stromes wie diejenige, die sich ergibt, wenn das dritte Schaltglied nicht beteiligt ist. Wenn das Tastverhältnis bei 50% liegt, ähnelt die Wellenform einem Rechteck. Wenn das Tastverhältnis bei 100% liegt, weil der Strom zu Beginn zu schnell erhöht wurde, läßt sich ein Überschwingen beobachten. Wenn das Tastverhältnis bei 0% liegt, ist eine sägezahnförmige Welligkeit des Drehmoments zu beobachten, während die Welligkeit des Drehmoments bei 50% fast geglättet ist. Wenn Tastverhältnis fast 100% beträgt, erhält man eine Welligkeit die der doppelten Standardfrequenz entspricht.
Wie aus der vorangegangenen Beschreibung erkennbar ist, kann ein Schaltelement in der Treiberschaltung nach der vorliegenden Erfindung die Funktion von zwei Schaltelementen in herkömmlichen SRM-Treiberschaltungen übernehmen. Hierdurch können Herstellungskosten gesenkt und die Größe der Schaltung verringert werden. Darüber hinaus wird ein Spannungsanstieg im Kondensator zwischen den beiden Klemmen der Stromversorgung verhindert, wodurch einer Zerstörung von Schaltelementen vorgebeugt wird.
Weiterhin kann ein schnelles Anhalten des Motors durch Gegenstrom bremsen erzielt werden, und Geräusch und Vibrationen des Motors können verringert werden, indem das Tastverhältnis des PDM-Signals gesteuert wird, um eine saubere Wellenform des Stromes zu erzeugen.

Claims

Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor, die folgende Komponenten umfaßt: a) einen Zwischenkreiskondensator (19, C1), b) erste Schalter (14), die von Steuersignalen angesteuert werden, c) eine Motorwicklung (13) zum Erzeugen des magnetischen Flusses, deren Phasenspulen (9–12) in Reihe mit den Schaltern (14) an dem Zwischenkreiskondensator (19, C1) angeschlossen sind, d) ein an der Verbindung zwischen den Phasenspulen (9–12) und den ersten Schaltern (14) angeschlossenes Diodenfeld (15) zur Auskopplung der Kommutierungsenergie, e) einen parallel zu der Wicklung (13) liegenden, an dem Diodenfeld (15) angeschlossenen Kondensator (16) zur Speicherung der Kommutierungsenergie, f) einen Transformator (17), der die Kommutierungsenergie von dem Kommutierungskondensator (16) in den Zwischenkreiskondensator (19, C1) rücküberträgt und g) einen zweiten Schalter (18) im Stromkreis vom Kommutierungskondensator (16) zum Übertrager (17) zum Takten des Übertragers (17).
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, in der die ersten Schalter (14) Transistoren oder MOS-Transistoren sind.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, mit einer Phasenzahl von 3 oder 4.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, mit einer Diode (17b) zwischen der Sekundärseite des Transformators (17) und dem Zwischenkreiskondensator (19, C1).
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, in der der zweite Schalter (18) ein Transistor oder ein MOS-Transistor ist.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, die eine Frequenzmodulationseinrichtung zum Steuern des Schaltens des zweiten Schalters (18) enthält.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, in der eine Frequenzmodulationseinrichtung (20) ein Steuersignal und ein Bremssignal empfängt und das Bremssignal mit dem Steuersignal derart in einem ODER-Gatter verknüpft ist, daß der zweite Schalter (18) ständig durchgesteuert wird.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 7, in welcher die Frequenzmodulationseinrichtung (20) umfaßt: einen Vergleicher (22) zum Erkennen des Ausgangsstromes des zweiten Schalters (18), um ihn mit einem Bezugssignal zu vergleichen, eine Einrichtung zum Empfangen des Ausgangssignals des genannten Vergleichers (22) und eines Bremssignals, um mit ihnen eine UND-Verknüpfung durchzuführen.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 8, in der das Gegenstrombremsen ermöglicht wird, indem das Bremssignal am Bremspunkt in den H-Pegel gesetzt wird.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 9, in der die den ersten Schaltern (14) zugeführte Frequenz des Steuersignals am Bremspunkt beim Gegenstrombremsen allmählich verringert wird.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 9, in der das Tastverhältnis des Steuersignals am Bremspunkt beim Gegenstrombremsen erhöht wird.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 1, umfassend: eine Steuereinrichtung (25) zum Empfangen eines vorgegebenen elektrischen Signals, um ein Schaltsignal zu erzeugen, einen dritten Schalter (26), um nach dem von der genannten Steuereinrichtung (25) gesendeten Schaltsignal einen Schaltvorgang durchzuführen, eine Rückflußverhinderungseinrichtung (27), die verhindert, daß die Energie der ersten Energiespeichereinrichtung (16) in Rückwärtsrichtung fließt, wenn der dritte Schalter (26) angesteuert wird.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 12, in der die genannte Steuereinrichtung (25) umfaßt: eine Erkennungseinrichtung für die abfallende Flanke (28) der jeweiligen Paare von elektrischen Signalen beim Abschalten der ersten Schalter (14), um die abfallende Flanke (28) zu erkennen, eine Einrichtung zum Empfangen des Ausgangssignals der genannten Erkennungseinrichtung für die abfallende Flanke, die eine ODER-Verknüpfung durchführt, eine Pegelumsetzungseinrichtung (30), um das Ausgangssignal der ODER-Verknüpfungseinrichtung (29) auf den H-Pegel zu setzen, eine PDM-Signalerzeugungseinrichtung (31) zum Erzeugen eines PDM-Signals und eine Einrichtung zum Empfangen der Ausgangssignale der genannten Pegelumsetzungseinrichtung (30) und der genannten PDM-Signalerzeugungseinrichtung (31), um mit ihnen eine UND-Verknüpfung durchzuführen.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 13, in der die genannte Erkennungseinrichtung für die abfallende Flanke (28) ein Signal erzeugt, das eine vorgegebene Dauer an der abfallenden Flanke (28) der entsprechenden Paare von elektrischen Signalen hat.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 14, in der die genannte Dauer wesentlich größer ist als die Dauer des genannten PDM-Signals.
Treiberschaltung für einen schaltbaren Reluktanzmotor nach Anspruch 13, in der die genannte Pegelumsetzungseinrichtung (30) aus einem Optokoppler, einem Impulsübertrager oder einem Pegelumsetzer besteht.