DE2650002A1

DE2650002A1 - Wechselrichter

Info

Publication number: DE2650002A1
Application number: DE19762650002
Authority: DE
Inventors: Joseph Patrick Hesler; Samuel Michael Korzekwa
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1975-11-03
Filing date: 1976-10-30
Publication date: 1977-05-05
Also published as: GB1556230A; ES452880A1; US4002999A; NL7612212A; FR2330191A1; JPS5266924A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf statische Inverter bzw. Wechselrichter, mit denen elektrische Gleichstromenergie durch unbewegte oder statische Mittel in elektrische Wechselstromenergie umgewandelt wird. Die vorliegende Erfindung fällt in die Klasse von Invertern bzw. Wechselrichtern, bei denen eine Gleichstromquelle benutzt wird, um einen Stromfluß durch ein Paar von abwechselnd geschalteten Halbleitervorrichtungen zu erzeugen, die mit den Primärwicklungen eines Leistungstransformators in Reihe geschaltet sind, wobei an der Sekundärseite des Transformators ein Wechselstromausgang erzeugt wird.

Statische Inverter bzw. Wechselrichter, bei denen eine Gleichstromquelle, ein Paar von schaltenden Halbleitervorrichtungen und ein Transformator benutzt werden, sind allgemein üblich. Die Schaltung ist entweder frei bzw. selbständig laufend oder in angetriebener Form ausgebildet. In der Freilaufform bilden Rückkopplungswicklungen die für eine Oszillation bzw. Schwingung erforderliche Mitkopplung und manchmal Gegenkopplungen für Steuerungszwecke. Nach einem Anlaufen erfolgt ein Oszillieren bzw. Schwingen des Inverters, wobei die Leistungstransistoren abwechselnd leiten und die Stromumkehrungen in den Primärwicklungen eine

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Wechselspannung in der Ausgangswicklung erzeugen. In der Rückkopplungsschaltung ist die Basisansteuerung normalerweise durch einen in Reihe geschalteten Widerstand begrenzt. Der Umsetzer schaltet von einer Leitungsrichtung zur anderen um, wenn der s'ollektorstrombedarf an der Ausgangsschaltung aufgrund des Magnetisierungsstroms plus dem reflektierten bzw. übersetzten Laststrom den Kollektorstrom überschreitet, der durch den ohmisch begrenzten Basisansteuerungsstrom aufrecht erhalten werden kann. Bei einer festen Last tritt der Schaltvorgang auf, wenn der Kern in die Sättigung gerät, die primäre Impedanz fällt und der Magnetisierungsstrom zu steigen beginnt. Das Maß der Kernsättigung ändert sich bei variablen Lastbedingungen, da das Verhältnis des Magnetisierungsstroms zum reflektierten bzw. übersetzten Laststrom veränderlich ist. Wenn Leistungstransistoren bei einer Hochleistungsanwendung benutzt werden, müssen die Transistoren große Kollektor-Emitter-Spannungsgrenzwerte haben und auf große Ströme ausgelegt sein. Diese Hochspannungstransistoren müssen mit hochreinem Halbleitermaterial hergestellt werden, um Hochspannungsbetriebsdaten zu erreichen/ und dieses führt zu Transistoren mit langen bzw. großen Speicherzeiten . Kürzere Zeiten können durch Dotieren des aktiven Bereichs erreicht werden, doch erfolgt hierdurch eine Reduzierung der Spannungsbetriebsdaten. Im Zeitpunkt der Kommutierung bzw. Umschaltung verzögert die Speicherzeit das tatsächliche Abschalten des Transistors gegenüber der Basisansteuerung. Daraus ergibt sich, daß sehr große momentane Stromspitzen erzeugt werden können, die zu einem Ausfall des Transistors führen, wenn der Kern staxkgesättigt ist. Wenn zum Verhindern der magnetischen Sättigung eine externe Ansteuerung benutzt wird, entstehen andere Probleme. Die Speicherzeit führt zu einer Leitungsüberlappung, wenn komplementäre Ansteuerungssignale an die zwei Schalter angelegt werden. Beim Starten bzw. Anlaufen ist die zulässige Ansteuerungsperiode gegenüber derjenigen des laufenden bzw. stationären Zustandes reduziert, da das lineare Kernmaterial von einem remanenten Zustand ausgeht, der kleiner als die im laufenden bzw. stationären Zustand erreichte - Spitzenflußdichte ist. Somit muß die Ansteuerungsperiode für den ersten Halbzyklus gegenüber der Ansteuerungsperiode des laufenden bzw. stationären Zustandes reduziert werden.

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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung eines verbesserten statischen Inverters bzw. Wechselrichters .

Die Lösung der gestellten Aufgabe wird mit einem neuen Wechselrichter erreicht, der ein Paar von Halbleiter-Leistungsschaltvorrichtungen und einen Leistungstransformator aufweist, dessen Kern Primär-, Sekundär- und Steuerwicklungen zugeordnet sind. Der Kern besteht aus einem im wesentlichen linearmagnetischen Material mit einem geschlossenen magnetischen Pfad von etwa gleichförmigem Querschnitt. In dem Kern ist ein Paar von Öffnungen bzw. Löchern ausgebildet, die jeweils den magnetischen Querschnitt in einem örtlichen Bereich in zwei Zweige unterteilen, zwischen denen der Fluß mit einer magnetomotorischen Kraft gesteuert werden kann. Es sind ein Paar von primären Leistungswicklungen und eine sekundäre Leistungswicklung vorgesehen, die alle den vollen Kernquerschnitt umgeben. Jede Primärwicklung ist zwischen eine Ausgangselektrode von einer der Halbleitervorrichtungen und eine Gleichstrom-Vorspannungsquelle geschaltet, um beim Umschalten der Vorrichtungen einen alternierenden bzw.wechselnden Fluß und in der Sekundärwicklung eine ausgangsseitige Wechselspannung zu erzeugen. Es sind Mittel vorgesehen, die die Leistungsschaltvorrichtungen zum abwechselnden Leiten veranlassen, und hierzu gehören zwei Paare von Rückkopplungswicklungen. Pas erste Paar hat regenerative bzw. Mitkopplungswicklungen, wobei leine Wicklung (R₁) durch die erste Öffnung sowie die andere Wicklung (R₂) durch die zweite Öffnung geführt sind und jede Wicklung (R₁ und R₂) einem ersten Zweig an der entsprechenden Öffnung zugeordnet ist. Das zweite Wicklungspaar besteht aus Gegenkopplungswicklungen, von denenTeine Wicklung (D₁) durch die erste Öffnung sowie die andere Wicklung (D₂) durch die zweite Öffnung geführt sind und jede Wicklung (D₁ und D₂) einem zweiten Zweig an der entsprechenden Öffnung zugeordnet ist. Die erste Mitkopplungswicklung (R₁) und die erste Gegenkopplungswicklung (D₁) sind entgegengesetzt in Reihe und zwischen die Eingangselektroden der ersten Halbleitervorrichtung geschaltet. Die zweite Mitkopplungswicklung (R₂) und die zweite Gegenkopplungswicklung (D₂) sind entgegengesetzt in Reihe und zwischen die Eingangselektroden der zweiten Halbleitervorrichtung geschaltet.

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Zusätzlich sind Mittel vorgesehen, die dafür sorgen, daß in jedem ersten Zweig eine höhere differentielle Magnetisierungsgeschwindigkeit (differential magnetization rate) als in dem angrenzenden zweiten Zweig begründet wird, damit der erste Zweig zuerst gesättigt wird. Die Sättigung führt zu einem Wegfallen bzw. Abbauen der Mitkopplung und zu einem Anlegen der Gegenkopplung, der jetzt nicht mehr durch die Mitkopplung entgegengewirkt wird, an die Eingangselektroden. Hierdurch werden vor einer vollständigen Kernsättigung eine eingangsseitige Vorspannung in Rückwärtsbzw. Sperrichtung begründet und Belastungen der Schaltvorrichtungen vermieden. Vorzugsweise sind die Leistungsschaltvorrichtungen Leistungstransistoren mit Basis-, Emitter- und Kollektroelektroden bzw. -anschlüssen.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird die Differential-Magnetisierung zwischen den ersten und zweiten Zweigen durch ein Paar von Wicklungen erreicht, die jeweils einen ersten Zweig einer jeden öffnung umgeben und mit dem Kollektor eines jeden Leistungstransistors verbunden sind. Diese Wicklungen erzeugen einen Fluß in derselben Richtung wie die primären Leistungswicklungen und sorgen dafür, daß der erste oder regenerative bzw. mitgekoppelte Zweig zuerst gesättigt wird.

Die differentielle Magnetisierungsgeschwindigkeit kann auch durch Einkoppeln der Wicklungen in den Emitterpfad der Leistungstransistoren erreicht werden. Bei einer dritten Methode wird eine ohmsche Last im Nebenschluß zu den Gegenkopplungswicklungen geschaltet.

Bei einer vierten Methode wird eine Last in Form eines Paares von Hilfstransistoren gebildet. Der Emitter und der Kollektor eines jeden Hilfstransxstors sind an die entsprechenden Endanschlüsse einer jeden Gegenkopplungswicklung angeschlossen. Die eingangsseitigen Übergangszonen eines jeden Hilfstransistors sind in Reihe mit einem Widerstand über eine bzw. parallel zu einer Mitkopplungswicklung geschaltet. Bei dieser letztgenannten Konfiguration ist jeder der Hilfstransistoren für einen solchen Strom leitend, der von der zugeordneten Gegenkopplungswicklung während des Mitkopplungsintervalls erzeugt wird, und die Hilfstransistoren bleiben für den Strom nichtleitend, der von der zugeordneten Ge-

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genkopplungswicklung während des übrigen Teils des Halbzyklus erzeugt wird, in dem der zugeordnete Leistungstransistor leitet. Jeder Hilfstransistor bleibt nichtleitend während des Halbzyklus, in dem der nicht zugeordnete Transistor leitet. Für eine größere Freiheit bezüglich der Auswahl der Strom- und Spannungserfordernisse des Hilfstransistors kann ein separater Satz von Mitkopplungs- und Gegenkopplungswicklungen an jeder Seite des Inverters bzw. Wechselrichters vorgesehen sein. Hierdurch kann man in den Gegenkopplungswicklungen mehr Windungen hinzufügen, und es läßt sich ein Hilfstransistor für einen kleineren Strom anwenden.

Während die primären und sekundären Leistungswicklungen den vollen Kern umgeben, der einen geschlossenen magnetischen Pfad hat, sind die Steuerwicklungen nur jeweils einem Zweig zugeordnet. Die erwähnten zusätzlichen Mittel sorgen dafür, daß ein Zweig vor dem anderen Zweig und vor einer vollständigen Kernsättigung gesättigt wird. Die Sättigung des einen Zweiges wird dazu benutzt, um die Mitkopplung zu reduzieren und die Gegenkopplung zu vergrößern, damit ein schnelleres Abschalten und ein Abfließen der in der Schaltvorrichtung gespeicherten Ladung vor dem Ende einer jeden Leitungsperiode ermöglicht werden. Diese Betriebsart der Rückkopplungssteuerung vermeidet eine vollständige Kernsättigung und eine Überlastung der Schaltvorrichtungen, die sonst durch eine vollständige Kernsättigung erzeugt würde. Dieser Aufbau ermöglicht das Erzeugen großer Ausgangsleistungen mit Hilfe relativ preiswerter Leistungstransistoren.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Hinweis auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 - in einer vereinfachten elektrischen Schaltung einen neuen statischen Inverter bzw. Wechselrichter unter Anwendung zweier Öffnungen bzw. Löcher zum Unterteilen des Kerns in Zweige und mit sechs Steuerwicklungen, von denen jeweils drei jedem Schalttransistor zugeordnet sind, wobei eine primäre Steuerwicklung in jeden Kollektorpfad eingeschaltet ist, um eine passende Differential-Zweigmagnetisierung zu bilden, während eine regenerative bzw. mitkoppelnde und eine degenerative bzw. gegenkoppelnde sekundäre Steuerwicklung in jede Basisschaltung eingeschaltet sind,

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_ am _

Figuren 1A, 1B und 1C - auch für andere Ausführungsformen zuständige Ergänzungen zur Ausführungsform aus Figur 1/ wobei Figur 1A eine zum Erläutern des Betriebes bei jeder der dargestellten Ausführungsformen anwendbaren Wellenformdarstellung beinhaltet und die Figuren 1B sowie IC Start- sowie Stoppschaltungen zeigen, die in Verbindung mit jeder der dargestellten Ausführungsformen benutzt werden können,

Figur 2 - eine mechanische bzw. körperliche Darstellung der Ausführungsform aus Figur 1, wobei insbesondere der Kern, die diesen in zwei Zweige unterteilenden beiden Öffnungen bzw, Löcher und die Lage sowie der Wickelsinn der dem Kern zugeordneten Leistungs- sowie Steuerwicklungen ersichtlich sind und wobei die Öffnungen bzw. Löcher aus Klarheitsgründen größer als erforderlich dargestellt sind,

Figur 3 - in einer vereinfachten Schaltung eine zweite Ausführungsform der Erfindung, bei der die passende Differential-Zweigmagnetisierung durch Verwenden einer primären Steuerwicklung erreicht wird, die in den Emitterpfad eines jeden Schalttransistors eingeschaltet ist,

Figur 4 - in einer vereinfachten Schaltung eine Hälfte einer dritten Ausführungsform, bei der die passende Differential-Zweigmagnetisierung durch ohmsches Belasten der an die Basis des Schalttransistors angekoppelten Steuerschaltung gebildet wird und hierdurch das Erfordernis separater primärer Steuerwicklungen entfällt, und

Figur 5 - in einer vereinfachten Schaltung eine Hälfte einer dritten Ausführungsform, bei der die passende Differential-Zweigmagnetisierung durch Belasten der an die Basis des Schalttransistors angekoppelten Steuerschaltung durch einen zweiten Transistor gebildet wird, wodurch das Erfordernis separater primärer Steuerwicklungen entfällt und im Vergleich zu Figur 4 die Größe des Energieverbrauchs bzw. der Leistungsaufnahme reduziert wird.

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Der in Figur 1 dargestellte statische Inverter bzw. Wechselrichter benutzt eine Gegentakt-Transistorschaltung als einen Zerhacker zum Durchführen der Umwandlung von Gleichstrom zu Wechselstrom. Während der Transistorschaltvorgang durch einen externen Antrieb vorgesehen werden kann, ist die Ausführungsform aus Figur 1 'freilaufend¹. Die Umwandlung von Gleichstrom zu Wechselstrom ermöglicht ein Transformieren einer Ausgangsspannung zu einem höheren oder niedrigeren Wert, wie es für die angestrebte Anwendung erforderlich ist. Auch lassen sich Steuerungen (durch nicht dargestellte Mittel) zum leichten Starten und Stoppen des Oszillationsvorgangs einführen. Der Wechselstromausgang kann in Wechselstromform benutzt oder zwecks Rückumwandlung zu Gleichstrom gleichgerichtet werden. Beim Umsetzen von Gleichstrom zu Wechselstrom beruht das Hauptinteresse der vorliegenden Erfindung auf einer entsprechenden Durchführung unter Berücksichtigung einer wirtschaftlichen Ausbildung.

Der Wechselrichter au υ Figur 1 weist einen Leistungstransformator auf, der einen Kern mit zwei Öffnungen hat. Auf den Kern sind eine mit Mittelabgriff versehene primäre Leistungswicklung 12 und tine sekundäre Leistungswicklung 13 aufgewickelt; ferner hat der Leistungstransformator eine die primäre Leistungswicklung 12 überbrückende Dämpfungs- bzw. Glättungsschaltung (snubber circuit),bei der ein Widerstand 33 und eine Kapazität 34 in Reihe geschaltet sind; außerdem gehören zum Leistung^transformator ein Paar von Leistungsschalttransistoren 2o sowie 21 und eine Steuerschaltung mit sechs Steuerwicklungen 14 - 19, die durch die öffnungen geführt sind und von diesen gebildete separate Zweige des Kerns umgeben; und schließlich hat der Leistungstransformator vier Dioden 22 - 25 und vier Widerstände 26 - 29. Der Inverter kann als in eine Leistungsschaltung und eine Steuerschaltung unterteilbar angesehen werden. Zuerst wird die Leistungsschaltung erörtert.

Die Leistungsschaltung liefert Leistung von der Gleichstromquelle an die Wechselstromlast 9. Sie enthält die auf den Hauptkern 11 des Leistungstransformators aufgewickelten primären (12) und sekundären (13) Leistungswicklungen, die Dämpfungsschaltung (33, 34) und die Leistungsschalttransistoren 2o, 21, welche

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jeweils Basis-, Emitter- und Kollektorelektroden bzw. -anschlüsse haben. Beide Emitter sind geerdet. Der Kollektor des Transistors 2o ist über eine erste Steuerwicklung 14 mit einem ohne Punkt versehenen Endanschluß der primären Leistungswicklung 12 verbunden. Der Kollektor des Transistors 21 ist über eine zweite Steuerwicklung15 mit dem mit einem Punkt versehenen Endanschluß der primären Leistungswicklung 12 verbunden. Ein Mittelabgriff der primären Leistungswicklung 12 ist an den positiven Anschluß der Gleichstromquelle 1 ο angeschlossen, deren negativer Anschluß geerdet ist. Wenn angenommen wird, daß die Transistoren 2o und 21 als abwechselnd leitend gesteuert werden, schließt sich der Strompfad von dem positiven Anschluß der Gleichstromquelle 1o über den Mittelabgriff, durch alternierende Hälften der primären Wicklung und durch den dann leitenden Transistor zur Erde. Dieser abwechselnde Stromfluß begründet einen abwechselnden Magnetfluß in dem Kern 11. Die über die primäre Leistungswicklung 12 geschaltete Reihenschaltung aus dem Widerstand 33 und der Kapazität 34 bildet eine Dämpfungsschaltung, die die Anstiegsgeschwindigkeit sowie den Spitzenwert der Kollektorspannung nach.dem Abschalten reduziert, um die Leistungstransistoren zu schützen. In Abhängigkeit von dem wechselnden Magnetfluß in dem Kern 11 wird eine alternierende Ausgangsspannung in der sekundären Leistungswicklung (13) entwickelt, die an die Wechselstromlast 9 angekoppelt ist.

Der mit zwei Öffnungen versehene Kern und die Wicklungen des Leistungstransformators sind am besten aus Figur 2 ersichtlich. Der Kern besteht aus einem im wesentlichen linearmagnetischen Material mit einem geschlossenen magnetischen Pfad. Der Kern ist im Idealfall ein durchgehendes Toroid, wobei er aber in der Praxis entweder aus einem gebrannten (fired) 'weichen¹ Ferritmaterial, das unterteilt und mit einem minimalen Luftspalt an der Verbindungsstelle zusammengesetzt ist, oder aus zu einer Schleife zusammengesetzten Weicheisen-Stanzteilen oder einem entsprechenden Streifen bzw. Band gebildet werden kann. Für Steuerzwecke sind zwei kleine Öffnungen 3o, 31 in dem Kern ausgebildet, wobei jede Öffnung den Kern in zwei örtliche Unterteilungen oder Zweige (11- , 11¹¹, 1T¹¹¹, 11^1V) aufteilt. Die primären und sekundären Leistungswicklungen 12 umschließen den vollen Querschnitt des Kerns (11)

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und sind normalerweise von den zwei Öffnungen entfernt, denen die sechs Steuerwicklungen zugeordnet sind.

Die Steuerschaltung ist an die Basisschaltungen der Schalttransistoren angekoppelt. Sie ist für einen gesteuerten abwechselnden Leitungsvorgang der Transistoren 2o und 21 verantwortlich/ was für einen freilaufenden Oszillationszustand erforderlich ist. Die Steuerschaltung arbeitet in Abhängigkeit von dem Magnetfluß in dem Kern und in dessen Zweigen. Bei einer angenommenen Erdung der Emitter legt die Steuerschaltung ein auf Masse bzw. Erde bezogenes Steuersignal an die Basisanschlüsse der Schalttransistoren 2o und 21. Beim Anlegen des Steuersignals sorgt die Steuerschaltung für eine Mitkopplung sowie Gegenkopplung und für ein Umschalten der schwingenden Schaltung.

Die Mitkopplung wird durch vier (14-17) der sechs Steuerwindungen gebildet, die in einer Steuerschaltung arbeiten, welche die anderen zwei (18, 19) Steuerwicklungen, die Dioden 24 und 25 sowie die Widerstände 28 und 29 enthält. Die sechs Steuerwicklungen sind solche mit jeweils einer Windung, wobei drei solche dem Transistor 2o zugeordneten Windungen (14, 16, 18) durch die Öffnung 3o und drei dem Transistor 21 zugeordnete Windungen (15, 17, 19) durch die Öffnung 31 verlaufen, so daß die Steuerwicklungen bzw. -windungen nur einen Zweig des Kerns umschließen können. Die für den regenerativen Betrieb wesentlichen vier Wicklungen (14-17) umgeben nur den.inneren (11^Ζ oder 11¹¹) 'regenerativen¹ Zweig des Kerns. Wie es ersichtlich ist, bilden die einer jeden öffnung zugeordneten drei Wicklungen einen separaten virtuellen Stromtransformator bzw. -wandler, wobei eine Wicklung die Primärseite und zwei Wicklungen die Sekundärseiten darstellen. Die Punkte in der Zeichnung beziehen sich auf die Primärwicklung und den Hauptkernfluß, der die durch-die Zweige verlaufenden Teile des Flusses enthält.

Die Steuerwicklungen sind mit den Schalttransistoren in der folgenden Weise verbunden. Der Kollektor des Transistors 2o ist an das ohne Punkt versehene Ende der ersten primären Steuerwicklung 14 angeschlossen, deren . mit Punkt versehenes Ende an das ohne Punkt versehene Ende der primären Leistungswicklung 12 angekoppelt ist. Somit haben die zwei Wicklungen (12, 14) densel-

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ben Wickelsinn. In ähnlicher Weise ist der Kollektor des Transistors 21 mit dem gepunkteten Ende der zweiten primären Steuerwicklung 15 verbunden, deren ungepunktetes Ende an das gepunktete Ende der anderen Hälfte der primären Leistungswicklung 12 angeschlossen ist, so daß diese zwei Wicklungen ebenfalls den gleichen Wickelsinn haben. Die sekundäre Steuerwicklung 16 ist in die Basisschaltung des Transistors 2o derart eingeschaltet, daß ihr ungupunktetes Ende an Masse bzw. Erde liegt und ihr gepunktetes Ende über eine zweite sekundäre Steuerwicklung (18) zur Anode einer Diode 24 führt, deren Kathode an die Basis des Transistors 2o angekoppelt ist. Ein Widerstand 28 überbrückt die Diode 24. In ähnlicher Weise ist die sekundäre Steuerwicklung 17 in die Basisschaltung des Transistors 21 so eingeschaltet, daß ihr gepunktetes Ende an Masse bzw. Erde liegt und ihr anderes Ende (über eine zweite sekundäre Steuerwicklung 19) zur Anode einer Diode 25 führt, wobei die Kathode derselben an die Basis des Transistors 21 angekoppelt ist. Ein Widerstand 29 überbrückt die Diode 25.

Eine von einem Widerstand 26 überbrückte Diode 22 ist parallel zur eingangsseitigen Übergangszone des Transistors 2o geschaltet und dieser gegenüber entgegengesetzt gepolt, um sie vor einem Spannungsdurchbruch in Sperrichtung zu schützen. In ähnlicher Weise ist eine von einem Widerstand 27 überbrückte Diode 23 parallel zur eingangsseitigen Übergangsζone des Transistors 21 geschaltet und aus demselben Grund entgegengesetzt zu dieser Übergangszone gepolt.

Die Steuerwicklungen (14-17) legen ein regeneratives Rückkopplungssignal bzw. ein Mitkopplungssignal an die Basisanschlüsse der Schalttransistoren, wobei dieses Signal die Oszillationen bzw. Schwingungen zu unterstützen hilft und ein geeignetes zeitliches Verhalten hat, um eine vollständige Kernsättigung zu vermeiden, die zu einer Überlastung der Leistungstransistoren führen könnte, was noch näher erläutert wird. Wie es am besten aus Figur 2 ersichtlich ist, ist die dem Kollektor des Transistors 2o zugeordnete Steuerwicklung bzw. -windung 14 durch dieselbe Öffnung 3o wie die der Basis des Transistors 2o zugeordnete sekundäre Steuerwicklung bzw. -windung 16 gefädelt bzw. geführt. Die beiden ■Wicklungen bilden einen ersten Stromtransformator bzw. -wandler,

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ΥΓ -

dessen Kern das die Öffnung 3o umgebende magnetische Material ist und aus den in Reihe geschalteten Zweigen 11¹ und H¹¹¹ besteht. Die Primärwicklung des Stromtransformators ist die Wicklung 14, die durch den Strom vom Kollektor des Transistors 2o erregt wird, und die Sekundärwicklung ist die Wicklung 16, welche an die Basis des Transistors 2o ein Rückkopplungssignal anlegt. In ähnlicher Weise ist die dem Kollektor des Transistors 21 zugeordnete primäre Steuerwicklung 15 durch dieselbe Öffnung 31 wie die an die Basis des Transistors 21 angekoppelte sekundäre Steuerwicklung 17 gefädelt bzw. geführt. Diese Wicklungen bilden zusammen einen zweiten Stromtransformator bzw. -wandler, dessen Wicklung 17 die regenerative Rückkopplung bzw. Mitkopplung bildet. Wenn im Transistor Kollektorstrom fließt, induziert die primäre Steuerwicklung 14 eine Rückkopplungsspannung in der sekundären Steuerwicklung 16, welche diese an die Basis des Transistors 2o anlegt. Die entsprechenden Wicklungen haben eine Phasenbeziehung zum Bilden eines regenerativen bzw. mitgekoppelten Verhaltens, womit gemeint ist, daß sie nach Beginn eines Fließens des Kollektorstroms auf die Basis in einem Sinn entsprechend einer weiteren Vergrößerung des Kollektorstroms einwirken. Der obige Seibstmitkopplungsvorgang erfolgt abwechselnd in den Schalttransistoren.

Der Seibstmitkopplungsvorgang hängt von den Sättigungseffekten ab und wird durch das Vorhandensein des dritten Paares (18, 19) von sekundären Steuerwicklungen beeinflußt, deren Verbindungen zuvor erörtert wurden.

Der erwünschte Effekt einer Sättigung eines Kernzweiges dient zum wirksamen Öffnen des virtuellen Toroids und zum Eeenden der regenerativen Rückkopplung bzw. Mitkopplung sowie zum Reduzieren des Kollektorstroms in dem leitenden Transistor vor einer vollständigen Kernsättigung. In der Tat wird eine Sättigung des gesamten Kerns vermieden. Wenn der gesamte Kern gesättigt werden könnte, würde die Lastimpedanz-Magnetisierungsinduktivität der primären Leistungswicklung des leitenden Leistungstransistcrs bis zu einer sehr niedrigen Impedanz reduziert, die die Primärwicklung haben würde, wenn sie auf einen Luftkern aufgewickelt wäre. Diese Impedanzreduzierung würde von dem leitenden Leistungstransistor stark vergrößerte Stromwerte erforderlich machen. Der gesteigerte

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Strombedarf würde zu einer Überlastung der Transistoren und zu einer Verkürzung ihrer Lebensdauer führen. Die Absenkung des vorwärts gerichteten Basisantriebs und dessen Umkehrung vor Erreichen einer vollständigen Kernsättigung verhindern diese Belastungen.

Das durchlöcherte magnetische Gebilde führt zu einem unterteilten Kern, dessen Zweige nacheinander und vor einer vollständigen Kernsättigung gesättigt werden. Gemäß Figur 2 sind die den Mitkopplungs-Stromtransformatoren zugeordneten Öffnungen bzw. Löcher 3o, 31 an einem mittleren Punkt zwischen den inneren und äußeren Rändern des gesamten Kernquerschnitts angeordnet. Wenn ein natürlicher Aufbau der Magnetisierung in aufeinanderfolgenden, geschlossenen, umhüllungsähnlichen Schichten angenommen wird, unterteilen die Öffnungen bzw. Löcher den Kern in kürzere und grosser e bzw. längere Laminarpfade.

In der Tat schreitet die Sättigung des Kerns progressiv fort, wobei sie von den inneren und kürzeren Magnetflußpfaden des inneren Zweiges (11 oder 11 ) ausgeht und zu den äußeren längeren Magnetflußpfaden des äußeren Zweiges (11¹¹¹ oder 11^1V) fortschreitet, um das erwünschte vorzeitige Abschneiden der regenerativen Rückkopplung bzw. Mitkopplung hervorzurufen. Diese Magnetisierungsreihenfolge beruht nicht nur auf den Differenzen der Magnetpfadlängen, sondern auch auf dem Magnetflußsteuerungseffekt des Stroms in den primären Steuerwicklungen (14-15). Der Strom in der Wicklung 14 erzeugt einen örtlichen Magnetfluß in dem die Öffnung 3o umgebenden Kernmaterial. Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die primäre Leistungswicklung und die primäre Steuerwicklung in demselben Sinn um die vollständige Kernschleife gewickelt sind, ergibt sich, daß dieser örtliche Magnetfluß in dem äußeren Zweig (11^X11) dem Hauptfluß von der primären Leistungswicklung 12 entgegengesetzt gerichtet ist und in dem inneren Zweig (11 ) den Hauptfluß unterstützt« Die magnetomotorische Kraft ist somit an dem inneren Zweig (11^X) des Kerns (um das dem primären Stromtransformator zuschreibbare Maß) größer, und dieser Zweig wird zuerst gesättigt. Solange der innere Zweig (11¹) ungesättigt ist, arbeitet die Wicklung 14 als die Primärwicklung eines Stromtransformators , der in der sekundären Wicklung 16 einen regenerativen Strom magnetisch induziert und diesen an die Basis des Transistors 2o

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anlegt. Wenn der innere Zweig (11 ) gesättigt wird, kann sich der um die Öffnung erstreckende Magnetfluß nicht mehr vergrößern. An dieser Stelle wird die magnetische Kopplung zwischen den Steuerwicklungen 14 und 16 abgeschlossen. Somit wird die Mitkopplung zum Zeitpunkt der Sättigung des inneren Zweiges abgeschnitten, und der vorwärts gerichtete Basisantrieb des Schalttransistors 2o wird beendet.

Figur 1A zeigt die der Mitkopplungswicklung 16 zuschreibbare und an den Transistor 2o angelegte Basisansteuerung (V_R.j) . Die Kurve zeigt ihren Abschluß vor der Beendigung der Leitfähigkeitsperiode. Die Kollektorspannung (V_CE) ist an die primäre Leistungswicklung 12 angekoppelt und die erste Wellenform in Figur 1A sowie die Wellenform, auf die die anderen Größen bezogen sind. Die Kollektorspannung hat die Form einer Folge von weitgehenden Rechteckimpulsen mit einer um den V^- -Wert schwankenden Polarität, wobei die positiven Teile dem leitenden Transistor 21 und die mehr negativen Teile dem leitenden Transistor 2o zuschreibbar sind. Diese Rechteckimpulse haben kleine Anstiegs- sowie Abfallzeiten, und nach dem Einschwingen sind die Leitfähigkeits- bzw. Durchschaltperioden von ähnlicher Dauer.

Die degenerativen bzw. gegenkoppelnden Wicklungen 18, 19 haben, wie es bereits erwähnt wurde, einen Einfluß auf den regenerativen bzw. mitkoppeinden Vorgang, und sie ergänzen die Mitkopplungswicklung darin, den Leitungszyklus zu beenden. Wie es aus Figur 1 ersichtlich ist, ist eine degenerative bzw. gegenkoppelnde Wicklung (18 oder 19) mit einer regenerativen bzw. mitkoppelnden Wicklung (16 oder 17) im Basiskreis eines jeden Transistors in Reihe geschaltet. Die gegengekoppelte Wicklung ist mit dem äußeren Zweig (11¹¹¹ oder 11^1V) des Kerns verkettet und entgegengesetzt zur mitgekoppelten Wicklung in bezug auf den Magnetfluß im Hauptkern gepolt. So wirkt eine in der gegengekoppelten Wicklung als ein Ergebnis eines Magnetflusses im Hauptkern induzierte Spannung derjenigen der mitgekoppelten Wicklung entgegen, und diese Spannung kann benutzt werden, um die Schalttransistoren rückwärts bzw. in Sperrichtung vorzuspannen.

Der gemeinschaftliche Beitrag bzw. die zusammengefaßte Wirkung der zwei Wicklungen (16, 18) verläuft von einem resultie-

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renden regenerativen bzw. mitkoppelnden zu einem resultierenden degenerativen bzw. gegenkoppelnden Effekt als Ergebnis von Änderungen in der Kernsättigung. Wenn der innere Zweig (11 oder 11 ) noch ungesättigt ist/ überwiegt die mitgekoppelte Wicklung (16) im Vergleich zur gegengekoppelten Wicklung (18), und der resultierende Einfluß ist regenerativ. Wenn der innere Zweig gesättigt ist, wird der Spannung in der degenerativen bzw. gegengekoppelten Wicklung im wesentlichen nichts durch die regenerative bzw. mitgekoppelte Wicklung entgegengesetzt, und die resultierende Wirkung ist degenerativ bzw. gegenkoppelnd. Die degenerative Wellenform für den Transistor 2o ist in isolierter Form die dritte Wellenform (V_n) in Figur 1A, während die zusammengesetzte Spannung der beiden Wicklungen die vierte Wellenform (V_) ist.

Während des ersten Teils des Leitfähigkextszyklus des Transistors 2o (wenn der innere Zweig 11 ungesättigt ist) ist die Ausgangsspannung klein und der wesentlich, größeren Spannung V

entgegengerichtet. Der Grund dafür, daß die in einer regenerativen Wicklung mit einer gleichen Anzahl von Windungen (in jedem Fall eine Windung, jedoch mit entgegengesetztem Wickelsinn) die in der degenerativen Wicklung entwickelte Spannung übersteigen kann, kann in der folgenden Weise erklärt werden. Die Steuerwicklungen 14, 16 und 18 wirken alle auf das die Öffnung 3o umgebende magnetische Material ein und erzeugen in diesem geschlossenen Pfad eine gegebene Änderung der Magnetisierung (AH "I). Die Wicklung 14 erzeugt in dem geschlossenen Pfad einen magnetischen Kreisfluß, und beide Wicklungen 16 sowie 18 haben einen Wickelsinn zum Erzeugen von Ausgangsströmen derselben Polarität.

I_c x 1 = I_b χ 2 + ^HdI (1)

Hierin bedeuten: φ HdI das um die Öffnung geschlossene Integral der magnetomotorischen Kraft pro Einheitslänge, berechnet um die Öffnung (3o),

1x1 die eingangsseitige magnetomotorische Kraft (mmf) zum Stromc

transformato^ gleich dem Kollektorstrom I mal den Primärwindungen (1) ,

L· χ 2 die von dem Ausgang des Stromtransformators erzeugte magnetomotorische Gegenkraft (counter mmf), gleich dem Basistrom (1,) mal den in Reihe geschalteten Sekundärwindungen (2).

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ίο

Es ergibt sich:

β HdI ^aHI 02)

Hierbei sind Λ H ' 1 die Differenz der um die Öffnung wirkenden magnetomotorischen Kraft (differential mmf) und 1 die effektive Zweiglänge _χ _ r

^Jb ~ 2 ^v3)

Dieser Ausdruck zeigt, daß der Basisstrom (I, ) in eine feste Beziehung mit dem Kollektorstrom (I_c) gebracht wird. Wenn A H und in bezug auf 1x1 klein entspricht der Basisstrom etwa dem halben Kollektorstrom. +) sind,

Der Ausdruck für die differenzielle Magnetisierungsgeschwindigkeit zwischen den mitgekoppelten und gegengekoppelten Wicklungen kann in der folgenden Weise berechnet werden:

^_1n,!,,, cc Volt ...

φ R ₊ φ D = — = (4)

Hierbei bedeuten: φ R die Änderungsgeschwindigkeit im Fluß des regenerativen bzw. mitgekoppelten Zweiges 11¹,"

φ D die Änderungsgeschwindigkeit im Fluß des degenerativen bzw. gegengekoppelten Zweiges 11 ,
V die Versorgungsspannung und

N die Hälfte der primären Windungen.

Der Spannungsschleifenausdruck in der Steuerschaltung lautet wie folgt:

+ V_BE) (5)

Hierin bedeuten V_pD einen Spannungsabfall in der Diode (24 oder 25) in deren Vorwärts- oder Durchschaltrichtung und V_ßE einen Übergangszonen-Spannungsabfall im Transistor (2o oder 21). Wegen der Kontinuität des magnetischen Flusses im Hauptkern gilt:

^VCC V
φ R + φ D = φ a -— = - (6)

V ^P
Dabei entspricht -r der Betriebsspannung pro Windung des Kauptkerns.

Eine Substitution für φ R führt zu folgender Gleichung:

V/t - φ D = φ D + V_FD + V_BE (7)

So kann der Kollektorstrom als in einer Primärwicklung mit einer Windung fließend und der Basisstrom als in einer Sekundärwicklung

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«4

mit zwei Windungen strömend angesehen werden. Die Beziehung führt zu folgenden Ausdrücken für φ D und in ähnlicher Weise für φ R:

η - t " ^VFD " ^VBE D= 2

J + V„_n + V

Bis der innere Zweig zur Sättigung kommt, übersteigt somit die Mitkopplungsspannung die Gegenkopplung um

Δ Φ F = (V_FQ + V_BE) (1o)

Wenn diese Differenz bzw. dieser Unterschied keine genügend schnelle differentielle Magnetisierungsgeschwindigkeit zum rechtzeitigen Abschalten des Transistors erzeugt, können der Gegenkopplungswicklung zwei Windungen statt einer gegeben werden. Dies führt zu folgenden Magnetisierungsgeschwindigkeiten:

φ _R = 1 V-₊ (Diodenabfälle) ₍₁₁₎

φ _D = 1 Y. _ (Diodenabfälle)

Die oben entwickelten Gleichungen, die die Mitkopplung überwiegen lassen und einen stärkeren Leitfähigkeitszustand begünstigen, sind solange richtig, wie der innere Zweig (11 oder 11¹¹) des Kerns ungesättigt ist. Bei einer Sättigung desselben am Ende eines jeden Halbzyklus des Leitfähigkeits- bzw. Durchschaltzustands treten zwei Effekte zum Abschalten des leitenden Transistors auf. Wie es zuvor erwähnt wurde und in der zweiten Kurve aus Figur 1A dargestellt ist, fällt die Mitkopplung in (16) oder (17) in diesem Moment nahezu auf Null. Somit wird der Gegenkopplung (18) oder (19) nicht länger entgegengewirkt. Außerdem gelangt der durch den leitenden Transistor aufrechterhaltene Hauptflaß in den äußeren Zweig (11 oder 11 ), an den die Gegenkopplungswicklung angekoppelt ist, wodurch sich ein scharfer Anstieg der Gegenkopplung ergibt. Dies ist in der Kurve V in Figur 1A dargestellt. Somit wird die eingangsseitige Übergangszone von einem Vorwärts- bzw. Durchschaltzustand in einen in Sperrichtung vorgespannten Zustand umgeschaltet. Während der Leitungsvorgang in dem leitenden Transistor nach Umkehren der Basisansteuerung fortge-

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- AJ--

it

setzt wird, handelt es sich bei dieser Leitung um eine Folge von 'gespeicherten¹ Ladungen, die in einem kurzen Zeitintervall verschwinden. Die Schaltung kann durch Zufügen von Windungen zur mitgekoppelten Wicklung oder durch Zufügen einer beiden gemeinsamen Last eingestellt werden, um sicherzustellen, daß der Leitungszustand im ersten Transistor nahezu Null beträgt, bevor der andere Transistor eingeschaltet wird.

Die Umschaltung von dem einen Schalttransistor (2o) zum anderen Schalttransistor (21) erfolgt in der nachfolgenden Weise: In dem Halbzyklus des Leitungszustandes des Transistors 2o, der einen im Gegenuhrzeigersinn um den Hauptkern strömenden Magnetfluß begründet, erfolgt eine Sättigung des regenerativen Zweiges

II an der Öffnung 3o, wodurch der verbleibende Flux dazu veranlaßt wird, zum degenerativen Zweig ΊΊ¹ an der öffnung 3o überzuschwenken. Dieses führt zu einer in Sperrichtung verlaufenden Vorspannung am Transistor 2o, wie es schon früher erörtert wurde. Nach dem Abfließen der gespeicherten Ladung hört die Stromleitung des Transistors 2o auf, und da der Transistor 21 noch abgeschaltet ist, entfällt die magnetomotorische Kraft (mmf) an dem Hauptkern. In diesem Moment hat der Kern einen allgemeinen Magnetisierungsoder Flußdichtepegel M-, wobei eine höhere, gesättigte Magnetisierung in dem dem Loch 3o zugeordneten regenerativen Zweig 11 und eine niedrigere, ungesättigte Magnetisierung in dem dem Loch 3o zugeordneten degenerativen Zweig 11¹¹¹ vorliegen. (Die Flußdichte in dem Hauptkern liegt zwischen derjenigen in den Zweigen

II^I und 11¹¹¹J

An der abgelegenen Seite des Kerns und in der Nähe des Lochs 31 hat sich durch die magnetomotorische Kraft des Transistors 2o in dem inneren regenerativen Zweig 11^1J" gegenüber dem äußeren degenerativen Zweig 11 ein höherer Magnetisierungspegel ergeben, und zwar aus nachfolgend zu erläuternden Gründen.

In dem Augenblick einer fehlenden externen magnetomotorischen Kraft wird die in dem magnetischen Material des Kerns gespeicherte Energie freigegeben bzw. ausgelöst, während der Kern irgendwo an seinem remanenten magnetischen Zustand zur Ruhe zu kommen sucht. Der Abfall bzw. die Freigabe der Energie des Hauptkerns führt zu einem flüchtigen bzw. Übergangsfluß in Uhrzeiger-

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richtung um den Hauptkern. Die differentiellen Magnetisierungspegel um beide öffnungen 3o, 31 führen zu einer flüchtigen bzw. Ausgleichsflußbewegung in den kurzen Pfaden um die öffnungen bzw. Löcher.

Am Loch 3o bewegt sich der flüchtige Fluß in Gegenuhrzeigerrichtung, und er verstärkt die sperrenden Vorspannungen in der Basis des Transistors 2o, um diesen weiter abzuschalten. An der Öffnung 31 bewegt sich der flüchtige Fluß ebenfalls inYÜnrzeigerrichtung, doch führt dieser Fluß dazu, daß in beiden Basiswicklungen des Transistors 21 Vorspannungen in Durchflußrichtung induziert werden. Diese durch den Flußausgleich um die Öffnung 31 erzeugte Vorspannung in Vorwärtsrichtung führt zu einem Einleiten des KollektorStroms im Transistor 21. Dieser Kollektorstrom steuert dann den flüchtigen Fluß des Hauptkerns durch den regenerativen Zweig (11¹¹) und verstärkt weiter den Leitungszustand des Transistors 21.

Die endgültigen Magnetisierungspegel in 11 , 11 , 11¹^, 11^1V am Ende einer jeden Leitungsperiode werden durch den vergangenen Ablauf der örtlichen Flußumschaltung in diesen Zweigen bestimmt. Da die von den mitgekoppelten Wicklungen (16 und 17) während ihrer entsprechenden regenerativen Halbzyklen entwickelten Spannungs-Zeit-Flächen bzw. -Bereiche (voltage time areas) diejenigen der entsprechenden gegengekoppelten Wicklungen (18 und 19) übersteigen müssen, um einen den Basisschleifen-Spannungsabfällen entgegenwirkenden regenerativen Basisstromfluß zu haben, muß die Gesamtflußpendelung (total flux swing) in den regenerativen Zweigen über einen Halbzyklus die Gesamtflußpendelungen in den degenerativen Zweigen übersteigen. Dies führt in den regenerativen Zweigen dazu, daß diese größere Magnetflußsättigungspegel als die degenerativen Zweige an den Enden eines jeden Halbzyklus haben.

Der ausgeschaltete Transistor bleibt während des in den Wellenformen aus Figur 1 angedeuteten Leitungszustandes des anderen Transistors ausgeschaltet. Da kein Kollektorstrom um die örtliche öffnung fließt, entfällt die Flußsteuerung durch diese Quelle. Jeglicher Fluß in dem regenerativen Zweig um die örtliche Öffnung muß denjenigen in dem degenerativen Zweig übersteigen, wenn der entfernte bzw. andere Transistor (21) aus dem obigen

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Grunde leitet. Da der Hauptkernfluß umgekehrt ist, bewirkt der Überschuß eine gewisse Flußsteuerung in einer die sperrende Vorspannung am Transistor 2o vergrößernden Richtung. Wenn jedoch die Spannung in der gegengekoppelten Wicklung 18 größer als diejenige in der mitgekoppelten Wicklung 16 zu werden neigt, fließt ein Strom durch die Basisvorspannungswiderstände in einer Richtung, die ein Abfallen der Spannung in der Wicklung 18 und ein Ansteigen der Spannung in der Wicklung 16 begründet. Die Gesamtwirkung ist dergestalt, daß die von den in Reihe geschalteten Wicklungen herrührende resultierende Spannung reduziert wird, und der 'nahe' Transistor (2o) bleibt abgeschaltet.

Die erste Ausführungsform erfordert eine separate Start- und Stopp-Steuerschaltung gemäß den Figuren 1B und 1C. Die Startschaltung enthält eine 'Start' Wicklung 35 mit einer Windung, eine Schutzdiode 36 und einen Transistor 37, wobei diese Glieder zwischen der positiven Spannungsversorgung +V und Masse bzw. Erde in Reihe geschaltet sind. Es ist ein Eingangsnetzwerk mit einem Kondensator 38 zum Ankoppeln eines positiven Startimpulses an die Basis des Transistors 3 7 und mit einem zwischen die Basis und Masse bzw. Erde geschalteten Widerstand vorgesehen. Wenn der positive Impuls an die Basis des Transistors 37 angelegt wird, erfolgen ein Leiten desselben und ein momentaner Stromfluß durch die Wicklung 35, die durch eine Öffnung (3o) des Kerns in demselben Sinn wie die Kollektorwicklung 14 geführt ist. Der Stromfluß erzeugt einen Steuerungsfluß, welcher eine Vorwärts- bzw. in Durchlaßrichtung gerichtete Ansteuerung für den Schalttransistor 2o bildet, der zum Einleiten der Oszillation bzw. Schwingung eingeschaltet wird. Normalerweise ist es bevorzugt, daß die Startwicklung separat ausgebildet ist, um eine galvanische bzw. Gleichstromtrennung zwischen den zwei Schaltungen zu ermöglichen„

Die Stoppschaltung besteht aus einem Transistor 4o, einem Paar von Dioden 41 sowie 42 und einem Paar von Stoppwicklungen 43, 44. Die letzteren sind um jeden regenerativen Zweig (11 und 11 ) des Kerns gewickelt und haben normalerweise jeweils zwei Windungen. Eine galvanische bzw. Gleichstromtrennung erfordert normalerweise, daß diese Wicklungen von den anderen Wicklungen getrennt sind. Eine positive Spannung wird zum Unterdrücken

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der Oszillation bzw* Schwingung benutzt. Diese Spannung schaltet den Transistor 4o ein und erzeugt eine niedrige Impedanz an den Wicklungen 43 und 44 an jedem regenerativen Schenkel des Kerns während der entsprechenden Mitkopplungsperioden. Die niedrige bzw. kleine Impedanzbelastung verhindert ein Ansteigen des Flusses in den regenerativen Schenkeln und erzwingt somit einen Flußanstieg in den degenerativen Schenkeln, was dazu führt, daß dem leitenden Transistor 2o oder 21 an seiner Basis ein degeneratives bzw. gegengekoppeltes Signal zugeführt wird. Beide Start- und Stoppschaltungen arbeiten mit der angewendeten Gleichstromvorspannungssteuerwicklung. Natürlich kann man nicht eine Stoppschaltung benutzen und bloß die Gleichstromquelle ausschalten. Man kann auch die Startschaltung so einbauen, daß sie eingeschaltet wird, wenn ein Einschalten der Gleichstromquelle erfolgt.

Wenn die angegebenen Leistungstransistoren, Dioden, Komponentenwerte und ein Leistungstransformator benutzt werden, der einen Ferritkern mit einem 25,4 mm χ 25,4 mm (1 Zoll χ 1 Zoll) Querschnitt hat, kann eine mit 1o KHz umschaltende praktische Version der ersten Ausführungsform eine Leistung von 2,5 Kilowatt abgeben. Die Versorgung ist dergestalt, daß eine Gleichstromquelle von 25o bis 4oo Volt benutzt werden kann, und die Ausgangsspannung an der Sekundärseite kann von einem niedrigen Wert einiger weniger Volt bis zu einigen 1o Kilovolt variieren.

Der Transformatorkern ist ein aus zwei ¹C¹ Kernen aus 3C5 (Ferroxcube) Ferrit gebildeter Ferritkern. Die Öffnungen bzw. Löcher sind in der Mitte zwischen den inneren sowie äußeren Flächen und auf halbem Wege längs des Schenkels eines jeden ¹C' Kerns angeordnet. Die innere öffnung des rechtwinkligen Toroids, das durch Zusammenbauen eines Paares von ähnlichen ¹C¹ Kernen gebildet wurde, hat Abmessungen von 5o,8 mm χ 63 _t 5 mm (2 Zoll χ 2,5 Zoll), und die äußeren Abmessungen betragen 1o1,6 mm χ 114,3 mm (4 Zoll χ 4,5 Zoll). Der Kernquerschnitt beträgt 25,4 mm χ 25,4 mm (1 Zoll χ 1 Zoll) .

Die Wicklungen des Leistungstransformators sind so gewählt, daß etwa sieben Volt pro Windung vorliegen, wobei 5o Windungen für jede primäre Leistungswicklung und jeweils eine Windung für alle sechs Steuerwicklungen benutzt werden. Der Benutzer kann

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die sekundäre Ausgangsspannung durch Einstellen der Anzahl der sekundären Windungen auswählen. Gemäß den Figuren 3 oder 4 kann man die degenerative bzw. gegengekoppelte Wicklung auf zwei Windungen vergrößern. Es wird gewöhnlich eine passende Rückkopplung ohne übermäßigen Verbrauch bzw. Verlust durch ein oder zwei Windungen gebildet.

Die Transistoren sind preiswerte Leistungstransistoren aus der Serienfertigung, die bei Fernsehanwendungen benutzt werden und die wahrscheinlich eine annehmbare Speicherzeit haben. Wenn eine Leistung von 5 Kilowatt erforderlich ist, können an jeder Seite des Wechselrichters zwei Leistungsschalttransistoren parallelgeschaltet werden. Normalerweise können nicht mehr als zwei Transistoren parallel geschaltet werden,und höhere Leistungen können durch Anwenden von leistungsstärkeren Transistoren und schließlich größeren Kernen erreicht werden.

Gemäß allen dargestellten Konfigurationen bzw. Ausführungsformen ist ein erstes Paar von Dioden (24, 25) vorgesehen, die jeweils von einem Widerstand (28, 29) überbrückt und mit einer Reihenschaltung aus einem Paar von regenerativen bzw. mitgekoppelten und degenerativen bzw. gegengekoppelten Wicklungen in Reihe geschaltet sowie an die Basis eines jeden Leistungstransistors angeschaltet sind. Die Werte der Widerstände (28, 29) fixieren die maximale Größe der sperrenden Vorspannung und betragen jeweils 3 Ohm. Die umgekehrt gepolten und zwischen die Basis sowie den Emitter eines jeden Leistungstransistors geschalteten Schutzdioden (22, 2J) sind von einem Paar von Widerständen (26, 27) überbrückt, die jeweils 1o Ohm betragen. Ihr Wert wird so ausgewählt, daß die rechtzeitige Entladung der Kollektorbasiskapazität am Enda eines jeden Leitungszyklus sichergestellt wird.

In der ertten Ausführungsform werden die erforderlichen differentiellen Magnetisierungsgeschwindigkeiten zwischen den regenerativen und degenerativen Wicklungen durch das Einführen einer Wicklung in den Kollektorkreis eines jeden der Schalttransistoren (2o, 21) erreicht. Dieselbe Wirkung kann durch Anwenden einer Wicklung erzielt werden, die jeweils in die Emitterkreise eines jeden der Schalttransistoren eingekoppelt ist. Dieser die zweite Ausführungsform bildende Aufbau ist in Figur 3 dargestellt. Der Wik-

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kelsinn der Emitterwicklungen entspricht demjenigen der Kollektor-Wicklungen in der ersten Ausführungsform/ wobei jedoch in jeder regenerativen bzw. raitgekoppelten Wicklung normalerweise eine zusätzliche Windung erforderlich ist/ um die notwendige Differential-Magnetisierung zu bilden. Der Basisstrom neigt dazu, der Hälfte des Kollektorstroms zu entsprechen.

I_B = -f -AHl'-" . (12)

Die Magnetisierungsraten bzw. -geschwindigkeiten sind

'. V/T + (Diodenabfälle) _M_.

V ₌ V/T - (Diodenabfälle)
^φΌ 2

In Figur 4 ist eine dritte Ausführungsform der Erfindung in vereinfachter Weise nur mit der halben Schaltung dargestellt. Der Flußsteuerungseffekt wird durch Anwenden einer an die degenerative bzw. gegengekoppelte Wicklung angelegten Last erreicht. In der Ausführungsform aus Figur 4 ist die Last als ein ohmscher Parallelwiderstand an der degenerativen Wicklung ausgebildet, die ihrerseits vorzugsweise auf zwei Windungen vergrößert ist.

Die Eingangsströme sind wie folgt:

Hierbei sind I^ der Basisstrom und I der Shunt-Strom.

Die Differential-Magnetisierung beträgt:

ά = 2 V/T + (Diodenabfälle)
P_{R 3}

V _ 2 V/T - (Diodenabfälle)
⁵⁵D 3

Bei der Ausführungsform aus Figur 5 ist nur die Hälfte der Schaltung dargestellt. Hierbei wird ein Shunt bzw. Nebenschluß durch einen Hilfstransistor 5o gebildet, dessen Kollektor und Emitter an die Enden der degenerativen bzw. gegengekoppelten Wicklung angeschlossen sind. Die eingangsseitige Übergangszone ist in Reihenschaltung mit einem Widerstand an die regenerative bzw. mitgekoppelte Wicklung angeschlossen. Während des Intervalls, in dem an der regenerativen Wicklung eine Spannung ensteht (das

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heißt der regenerative Zweig ist nicht gesättigt), wird der Hilfstransistor (5o) eingeschaltet, um einen Nebenschluß für den degenerativen Zweig zu bilden und eine Flußsteuerung durch den regenerativen Zweig zu begründen. Während des verbleibenden Teils des Leitungszyklus, wenn der regenerative Zweig gesättigt ist, entfällt der Shunt bzw. Nebenschluß. Hierdurch wird ein großer Leistungsverbrauch in dem Shunt bzw. Nebenschluß vermieden, wenn an der degenerativen bzw. gegenkoppelnden Wicklung die volle Spannung in Volt pro Windungen entsteht. Der Shunt bzw. Nebenschluß ist während des Halbzyklus ausgeschaltet, in dem der andere Transistor leitet. Die Basisschaltung-Amperewindungen des Schalttransistors sind im wesentlichen gleich den Nebenschlußschaltung-Amperewindungen vor der Sättigung des regenerativen Zweiges.

Die Ausführungsform aus Figur 5 kann durch Hinzufügen eines zweiten Paares von regenerativen - degenerativen Wicklungen an jeder Seite des Wechselrichters abgewandelt werden. Ein Satz verbleibt in der Schaltung mit dem Leistungstransistor, und der weitere Satz wird in eine separate Schaltung mit dem Hilfstransistor eingesetzt. Diese Abwandlung ermöglicht ein Hinzufügen zusätzlicher Windungen zur degenerativen Wicklung, wodurch der Strombedarf des Hilfstransistors abnimmt und die Verwendung einer preiswerteren Vorrichtung möglich ist, und zwar ohne Vergrößerung der Amperewindungen in dem Basiskreis des Leistungstransistors.

Die Ausführungsformen 1 und 2 bilden eine Lastbereichserweiterung mittels einer Stromrückkopplung. Das heißt, die Basisansteuerung ist proportional zum Laststrombedarf, wie er in dem primären Kollektor- oder Emitterstrom wiedergegeben wird. Bei Anwendungen, wo ein vollständiger Lastbereich von einer Nullast bis zu einer Maximallast erwünscht ist, bilden die Ausführungsformen 3 und 4 ein Mittel für einen Betrieb bis herab zu einer Nullast. Im letztgenannten Fall kann es, da der regenerative Basisstrom durch den Shuntwiderstand-Strom eingestellt wird, erwünscht sein, den Shuntwiderstand durch externe Mittel zu programmieren, um eine optimale Basisansteuerung für weite Lastbereichsanwendungen zu erreichen.

Die selbständig schwingende Schaltung hat den Vorteil, daß sie weniger Teile sowie geringere Kosten erfordert und einfa-

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eher ist als die Klasse von Konvertern bzw. Wandlern, die eine externe Ansteuerung erfordern.

Die in den Figuren 1B sowie 1C dargestellten und auf alle Ausführungsformen anwendbaren Start- und Stoppschaltungen sind normalerweise nur magnetisch gekoppelt. Dies ermöglicht ihre galvanische bzw. Gleichstromtrennung von der Leistungsschaltung. Der Flußsteuerungsmechaiiismus leitet den Fluß von dem regenerativen Zweig zum degenerativen Zweig, wenn ein Stoppsignal angelegt wird, und zwar unabhängig von der Zeit in einem Halbzyklus. Dies führt sofort zu einem sperrenden Basisstrom (Gegenkopplung) und zu einem Unterbrechen der Schwingung innerhalb der Speicherzeit des Hauptschaltgliedes. Die Ausschaltung einer Sättigung des Hauptkerns und das relativ niedrige Lexstungserfordernis zum Beenden der Schwingung ermöglichen eine 'Modulation¹ oder ein wiederholtes Starten und Stoppen der Schwingungen für eine Leistungsbzw. Arbeitszyklussteuerung.

- Ansprüche -

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Claims

- vs -

Ansprüche

1. Wechselrichter, gekennzeichnet durch

(a) Eingangsanschlüsse zum Verbinden mit einer Gleichstromquelle (1o) ,

(b) ein Paar von Halbleiter-Leistungsschal tvorrichtunger· (2o, 21) mit jeweils einem Paar von Eingangselektroden und einer Ausgangselektrode,

(c) einen Transformator mit einem Kern (11) , der im wesentlichen aus linearmagnetischem Material besteht und einen geschlossenen magnetischen Pfad ungefähr gleichförmigen Querschnitts mit einem Paar von Öffnungen bzw. Löchern (3o, 31) in dem Kern (11) hat, wobei jede Öffnung (3o, 31) die magnetischen Querschnitte in einem örtlichen Bereich in zwei Zweige (11¹, 11^1X1; 11¹¹, 11^1V) unterteilt, zwischen denen der Fluß mit einer magnetomotorischen Kraft gesteuert werden kann, ferner mit einem Paar von den vollen Kernquerschnitt umgebenden primären Leistungswicklungen (12), die jeweils zwischen eine Ausgangselektrode ein.jr der Halbleitervorrichtungen (2o, 21) und die Anschlüsse der Gleichstromquelle (1o) geschaltet sind, um in dein Kern (11) beim Schalten der Vorrichtungen (2o, 21) einen alternierenden Fluß zu erzeugen, und mit einer den vollen Kernquerschnitt umgebenden zweiten Leistungswicklung (13) zum Ableiten einer ausgangsseitigen Wechselspannung, und durch

(d) Mittel, die dafür sorgen, daß die Leistungsschaltvorrichtungen (2o, 21) abwechselnd leiten, wobei diese Mittel ein erstes Paar von Mitkopplungs-Wicklungen (R.., R₉) aufweisen, wobei eine Wicklung (R₁) durch die erste Öffnung (3o) sowie die andere Wicklung (R₉) durch die zweite Öffnung (31) geführt sind und jede Wicklung (R₁ und R₉) einen ersten Zweig (11 ; 11 ) umgibt, wobei diese Mittel ferner ein zweites Paar von Gegenkopplungswicklungen (D₁, D₉) aufweisen, von denen eine Wicklung (D₁) durch die erste Öffnung (3o) sowie die andere Wicklung (D₉) durch die zweite Öffnung (.31) geführt sind und jede Wicklung (D₁ und D₉) einen zweiten Zweig (11 ; 11 ) umgibt, wobei die erste Mitkopplungs-

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-Ab(R-) sowie die erste Gegenkopplungswicklung (D-) entgegengesetzt in Reihe und zwischen die Eingangselektroden der ersten Halbleiterschaltvorrichtung (2o) geschaltet sind, während die zweite Mitkopplungswicklung (R₉) sowie die zweite Gegenkopplungswicklung (D„) entgegengesetzt in Reihe und zwischen die Eingangselektroden der zweiten HaIbleiterschaltvorrichtung (21) geschaltet sind, und wobei schließlich die Mittel, die für ein abwechselndes Leiten der Leistungsschaltvorrichtungen (2o, 21) sorgen, ferner Mittel zum Begründen einer differentiellen Magnetisierungsgeschwindigkeit aufweisen, die in jedem, ersten Zweig (11 , 11 ) größer als in dem örtlichen zweiten Zweig (11 , 11 ) ist, um den ersten Zweig (11 , 11 ) zuerst zur Sättigung zu bringen, die zu einem Abnehmen bzw. Beseitigen der Mitkopplung und zu einem Anlegen einer unwidersetzten Gegenkopplung an die Eingangselektroden führt, um vor einer vollständigen Kurnsättigung eine sperrende eingangsseitige Vorspannung zu erzeugen und hierdurch Belastungen bzw. Beanspruchungen an der Schaltvorrichtung (2o, 21) zu vermeiden .

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsschaltvorrichtungen (2o, 21) jeweils LeisLungstransistoren mit Basis-, Emitter- und Kollaktorelektroden sind.

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differential-Magnetisierungsmittel ein Paar von Wicklungen (R.. , R₂) aufweisen, daß die einen ersten Zweig (11 ) der ersten öffnung (3o) umgebende erste Wicklung (R.) mit dem Kollektor des ersten Leistungstransistors (2o) verbunden ist, um einen Fluß in derselben Richtung wie die dem Kollektor zugeordnete primäre Leistungswicklung (12) zu erzeugen, und daß die einen ersten Zweig (11¹¹) der zweiten öffnung (31) umgebende zweite Wicklung (R„) mit dem Kollektor des zweiten Leistungstransistors (21) verbunden ist, um einen Fluß in derselben Richtung wie die dem Kollektor zugeordnete primäre Leistungswicklung (12) zu erzeugen.

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-Vh-

4. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differential-Magnetisierungsmittel ein Paar von Wicklungen aufweisen, daß die einen ersten Zweig der ersten Öffnung umgebende erste Wicklung mit dem Emitter des ersten Leistungstransistors verbunden ist, um einen Fluß in derselben Richtung wie die dem Kollektor des ersten Leistungstransistors zugeordnete primäre Leistungswicklung zu erzeugen, und daß die einen ersten Zweig der zweiten Öffnung umgebende zweite Wicklung mit dem Emitter des zweiten Leistungstransistors verbunden ist, um einen Fluß in derselben Richtung wie die dem Kollektor des zweiten Leistungstransistors zugeordnete primäre Leistungswicklung zu erzeugen.

5. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet., daß die Differential-Magnetisierungsmittel ein Paar von ohmschen Lasten (R ) aufweisen, die jeweils im Nebenschluß zu einer der Gegenkopplungswicklungen (D₁) liegen.

6. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differential-Magnetisierungsmittel ein Paar von Hilfstransistoren (5o) aufweisen, daß der erste Hilfstransistor mit seinem Emitter und Kollektor an die entsprechenden Endanschlüsse der ersten Gegenkopplungswicklung und mit seiner Basis-Emitter-Übergangszone in einer ohmschen Reihenschaltung parallel zur ersten Mitkopplungswicklung geschaltet ist, daß der zweite Hilfstransistor mit seinem Emitter sowie Kollektor an die entsprechenden Endanschlüsse der zweiten Gegenkopplungswicklung und mit seiner Basis-Emitter-Übergangszone in einer ohmschen Reihenschaltung parallel zur zweiten Mitkopplungswicklung geschaltet ist und daß jeder Hilfstransistor (5o) für den Strom leitend ist, der von der zugeordneten Gegenkopplungswicklung während des Mitkopplungsintervalls in dem Halbzyklus erzeugt wird, in dem der zugeordnete Leistungstransistor leitet, und für den Strom nichtleitend bleibt, der von der zugeordneten Gegenkopplungswicklung während des übrigen Teils des Halbzyklus und dem anderen Halbzyklus erzeugt wird, in dem der nicht zugeordnete Leistungstransistor leitet.

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7. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differential-Magnetisierungsmittel ein Paar von Hilfstransistoren, ferner ein drittes Paar von Mitkopplungswicklungen, von denen eine Wicklung (R₃) durch die erste Öffnung (3o) sowie die andere Wicklung (R.) durch die zweite Öffnung (31) geführt sind und jede Wicklung (R₃ und R.) den ersten Zweig (11¹, 11¹¹) umgibt, und ein viertes Paar von Gegenkopplungswicklungen aufweisen, von denen eine Wicklung (D₃) durch die erste Öffnung (3o) sowie die andere Wicklung (D₄) durch die zweite Öffnung (31) geführt sind und jede Wicklung (D₃ und D.) den zweiten Zweig (11¹¹¹, 11^1V) umgibt, daß der erste Hilfstransistor mit seinem Emitter sowie Kollektor an die entsprechenden Endanschlüsse der dritten Gegenkopplungswicklung und mit seiner Basis-Emitter-Übergangszone in einer ohmschen Reihenschaltung parallel an die dritte Mitkopplungswicklung angeschaltet ist, daß der zweite Hilfstransistor mit seinem Emitter sowie Kollektor an die entsprechenden Endanschlüsse der vierten Gegenkopplungswicklung und mit seiner Basis-Emitter-Übergangszone in einer ohmschen Reihenschaltung parallel an die vierte Mitkopplungswicklung angeschlossen ist und daß jeder Hilfstransistor für den Strom leitend ist, der von der zugeordneten Gegenkopplungswicklung während des Mitkopplungsintervalls in dem Halbzyklus erzeugt wird, in dem der zugeordnete Leistungstransistor leitet, und für den Strom nichtleitend bleibt, der durch die zugeordnete Gegenkopplungswicklung während des verbleibenden Teils des Halbzyklus und während des anderen Halbzyklus erzeugt wird, in dem der nicht zugeordnete Leistungstransistor leitet.

8. Wechselrichter nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch ein erstes Paar von Dioden (24, 25), die jeweils mit einer Basis eines der Leistungstransistoren (2o, 21) verbunden sind, die ferner in Reihe mit einem seriellen Mitkopplungs-Gegenkopplungs-Wicklungspaar (D-, R-; D₂, R₂) liegen und die so gepolt sind, daß sie während des Anlegens einer vorwärts gerichteten Vorspannung an die Basis leiten, und durch ein erstes Paar von Widerständen (28, 29), die jeweils im Nebenschluß zu einer der Dioden (24, 25) liegen und deren Wert so gewählt ist, daß sie die Sperrspannung von den Gegenkopplungswicklungen (D-, D₂) steuern.

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9. Wechselrichter nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch ein zweites Paar von Dioden (22, 23), die jeweils im Nebenschluß zu einer eingangsseitigen Übergangszone eines der Leistungstransistoren (2o, 2T) liegen und in bezug auf diese Übergangsζone umgekehrt gepolt sind, um einen Durchbruch in Sperrichtung zu vermeiden, und durch ein zweites Paar von Widerständen (26, 27), die jeweils im Nebenschluß zu einer der Dioden (22, 23) liegen und deren Werte so gewählt sind, daß nach jeder Leitungsperiode eine rechtzeitige Stromentladung der Kollektor-Basis-Kapazität des Schalttransistors (2o, 21) möglich ist.

Ίο. Wechselrichter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß alle Rückkopplungswicklungen zum Verringern der Leistung bzw. des Energieverbrauchs ein oder zwei Windungen haben.

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