DE2639944B2 - Gleichspannungswandler - Google Patents

Gleichspannungswandler

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Gleichspannungswandler verbinden seit langem einen hohen Wirkungsgrad mit kleinen Abmessungen. Eine typische bekannte Konfiguration ist ein Transformator-gekoppeltes Netzgerät mit Eingangswechselspannung, welche gleichgerichtet wird. Die sich dabei
jo ergebende Gleichspannung wird einer Schaltvorrichtung, ζ. B. einem Transistor oder einem Thyristor zugeführt, welcher den Stromkreis öffnet und schließt, um einen Wechselstrom in der Primärwicklung des Transformators zu erzeugen. Die Ausgangsspannung der Sekundärwicklung des Transformators wird dann gleichgerichtet und gefiltert, wobei in bekannter Weise eine oder mehrere Filterstufen mit Induktivitäten und Kapazitäten benutzt werden können. Die Regelung erfolgt dadurch, daß ein Fehlersignal beim Betrieb mit konstanter Spannung aus der Auigengsspannung und beim Betrieb mit konstantem Strom aus dem Ausgangsstrom abgeleitet wird, mit welchem die Einschaltzeit oder die Frequenz oder beides der Schaltvorrichtung geregelt werden. Bei diesen Netzgeräten ist es schwierig, sowohl eine niedrige Brummspannung im Ausgangssignal als auch eine stabile Rückkopplung zu erhalten, wenn das Netzgerät auf eine Last mit hoher Reaktanzkomponente arbeitet Die Schaltvorrichtung schaltet typischerweise bei hohen Strömen ein und aus,
v> wodurch in ihr hohe Leistungsverluste entstehen und in der Sekundärwicklung des Transformators Leistungssignale mit rechteckiger Wellenform entstehen, welche schwierig herauszufiltern sind. Die Verluste und die Ansteuerungserfordernisse der gegenwärtig verfügba ren wirtschaftlichen Transistoren für die Schaltvorrich tung begrenzen die praktisch mögliche Ausgangsleistung des Netzgerätes. Daher sind Thyristoren bei höheren Leistungen zweckmäßiger. Die hohe Stromänderung j- im Thyristor während des Schaltens und die Notwendigkeit einer zusätzlichen Kommutierungsschaltung verringern jedoch auch die Nützlichkeit von Thyristoren für Schsiltvorrichtungen.
Zum Unterbrechen der Leitfähigkeit von Thyristor- M Schaltern und zum Steuern der der Last zugefiihrten Leistung sind verschiedene Methoden bekannt. Da Thyristoren eine feste minimale Abschaltzeit benötigen,
während welcher keine Vorwärtsspannung angelegt
werden kann ohne daB der Thyristor wieder leitfähig wird, sind verschiedene Schaltungen entwickelt worden, die entweder eine zwangsweise Rückwärtsspannung erzeugen oder den Thyristorstrom für eine Zeitdauer auf Null setzen, die mindestens so lang wie die benötigte minimale Schaltzeit ist
Eine bekannte direkt gekoppelte Thyristor-Chopper-Inverterschaltung mit einfachem Ende ist die Morgan-Schaltung. In dieser Schaltung ist der Thyristor selbstkommutkrend durch eine LC-Schung, weiche eine Drosselspule mit sättigbarem Kern enthält Bei dessen Sättigung schaltet der Thyristor mit hohen Schaltverlusten ab, da er beim Abschalten den vollen Laststrom führt Außerdem ist bei dieser Schaltung keine Laststrombegrenzung vorgesehen, so daß bei hohen Lastströmen die LC-Resonanzschaltung genug Energie hat um den Thyristor abzuschalten. Um die Gleichspannungs-Ausgangsleistung zu verändern, erfordert diese Schaltung außerdem, daß sich die Triggerfrequenz für den Thyristor lastabhängig ändert Diese Art von Ausgangsleistungsregelung wird Zeitverhältnisregelung genannt die erfordert daß der Thyristor im hörbaren Frequenzbereich arbeitet so daß sich das Atisgangssignal über einen brauchbaren Bereich ändern krxin.
Aus der DE-OS 16 13 998 ist ein Gleichspannungswandler bekannt bei dem aus der Ausgangsspannung ein Rückkopplungssignal abgeleitet wird, das zur Regelung der Ausgangsspannung innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereiches verwendet wird. Aus der US-PS 33 87 201 ist es überdies bekannt, außer der Ausgangsspannung auch den Ausgangsstrom auf einen vorgegebenen Wert innerhalb eines bestimmten Toleranzbereiches zu regeln. Die bekannten Gleichspannungswandler neigen jedoch zum Schwingen, wenn eine Last mit starken Reaktanzanteil angeschlossen wird. Ein Netzgerät im Konstantstrombetrieb, belastet mit einer Induktivität oder im Konstantspannungsbetrieb, belastet mit einem Kondensator, weist in der entsprechenden Rückkopplungsschleife einen zusätzlichen Pol auf, der eine zusätzliche Phasenverschiebung bewirkt, die ein Schwingen der Regelschleife verursachen kann. Es ist bekannt daß bei einer Schleifenverstärkung größer als Eins und einer Phasenverschiebung um 180° in der Rückkopplungsschleife der Regelkreis schwingt. Je größer also die reaktive Impedanz der Last ist, desto größer wird die Neigung zum Schwingen. Um dies zu vermeiden, können an die bekannten Netzgeräte entweder keine Lasten mit großen Reaktanzkomponenten angeschlossen werden, oder die Regelschleifen müssen auf die spezielle Last zugeschnitten sein, um Schwingungen zu vermeiden.
Der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung liegt die Aufgaoe zugrunde, einen Gleichspannungswandler der im Oberbegriff genannten Art derart weiterzubilden, daß unabhängig von der Art der Last (Wirk-, Blindoder Scheinleistung) ein Schwingen des Wandlers vermieden wird, ohne daß die Schaltung an jede Lastart gesondert angepaßt werden muß.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruches I genannten Merkmale gelöst.
Der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler weist keine Schwingungsneigung auf, unabhängig davon, mit welcher Art von Last er betrieben wird. Durch passende Auswahl der Verstärkungen jedes der drei Rückkopplungspfade ist es außerdem möglich, die offene Schleifenverstärkung des Rückkopplungspfades unabhängig von der Laslimpedanz zu machen.
Vorteilhafte Ausfühn.ngsformen bzw. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet Die Weiterbildung gemäß Anspruch 3 trägt zu einer Vergleichroäßigung des Leistungsflusäes im Gleichspannungswandler bei, wodurch ein noch
stabilerer Betrieb erreicht wird.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung erläutert In der Zeichnung zeigt
F i g. 1 zur Erläuterung eine schematische Darstellung
ίο eines Gleichspannungswandlers mit Spannungsregelung nach dem Stand der Technik,
F i g. 2 eine Reihe von Darstellungen von ausgewählten Spannungs- und Stromkurvenformen eines Gleichspannungswandlers unter verschiedenen Lastbedingungen,
F i g. 3 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der Erfindung, in welcher zusätzliche Details der Leistungsschaltung enthalten sind,
Fig.4 eine graphische Darstellung der Nennausgangsspannung über dem Strom,
Fi g. 5 eine schematische Darstell· ng der erfindungsgemäßen Schaltung, in der die wesentlichen Details der Rückkopplungs-Regelschaltungen enthalten sind, und
F i g. 6a und b graphische Darstellungen der Verstär-
2-5 kung der offenen Schleife über der Frequenz füi zwei verschiedene induktive Lasten bei Gleichspannungswandlern nach dem Stand der Technik und gemäß der vorliegenden Erfindung.
In F i g. 1 ist mit 11 eine Gleichrichter/Filter-Ein-
jo gangsschaltung bezeichnet die eine Eingangs-Wechselspannung in eine Gleichspannung V,„ umwandelt. Die Gleichspannung V„ wird der Anode des Thyristors 13 und der Kathode einer Diode 15 zugeführt, die zueinander entgegengesetzt parallel geschaltet sind. Die
j-, Steuerelektrode des Thyristors 13 wird durch das Ausgangssignal eines Festfrequenz-Taktgebers 17 angesteuert Die Kathode des Thyristors 13 ist mit einem Z-C-Resonanzkreis 20 verbunden, der eine Induktivität 19 und einen Kondensator 21 enthält. Dc- Reronanzkreis 20 begrenzt die maximale für eine Last 37 verfügbare Energie und unterstützt außerdem die Kommutierung des Thyristors 13 in den gesperrten Zustand, so daß minimale Schaltverluste und Funkstörungen entstehen. Ein zweiter Thyristor 23 und eine
4-> Diode 25 sind ebenfalls gegensinnig parallel geschaltet und leiten den gewünschten Teil der im Kondensator 21 gespeicherten Energie, um das Magnetfeld der Primärwicklung eines Transformators 27 auf ein Sigaal von einer Regelschaltung 39 hin aufzubauen. Das der
w aufgespaltenen Sekundärwicklung des Transformators 27 entnehmbare Wechselspannungs- Leistungssignal wird durch Dioden 29 und 31 gleichgerichtet. Das sich ergebende gleichgerichtete Leistungssignal wird dann durch sine Induktivität 33 und einen Kondensator 35
v> gefiltert bevor es der Last 37 zugeführt wird. Die Schaltung in Fig.' ohne Taktgeber 17, Regelschaltung 39 und Ausgangsfilter imit Induktivität 33 und Kondensator 35 läßt sich auch als Leistungsnetzwerk 40 des Gleichspannungswandlers bezeichnen.
bo Der Betrieb dti Gleichspannungswandlers auf der Primärseite des Transformators 27 läßt sich am besten unter Bezugnahme auf die Kurvenformen in Fig. 2 verstehen. Jede der dort dargestellten Kurvenformen stellt eine von mehreren Spannungen oder Strömen des
h-, Gleichspannungswandlers bei verschiedenen Lastbedingungen dar. Die Ku>ve 41 stellt den Festfrequenz-Puls vom Taktgeber 17 zum Triggern des Thyristors 13 dar, und die Kurve 43 stellt die Triggerimpulse für den
Thyristor 23 von der Regelschaltung 39 dar. Kurve 45 gibt die Spannung am Kondensator 21 wieder, und Kurve 47 stellt den Strom durch die Induktivität 19 dar, wobei die positiven Kurvenstücke den Strom durch den Thyristor 13 und die negativen Kurvenstücke den Strom -, durch die Diode 15 wiedergeben. Die Kurve 49 stellt den Magnetisierungsstrom in der Primärwicklung des Transformators 27 dar. Kurve 51 ist eine zusammengesetzte Kurvenform, bei der die positiven Kurvenstücke den Strom durch den Thyristor 23 und die negativen m Kurvenstücke den Strom durch die Diode 25 wiedergeben. Die Kurven im Bereich a stellen ausgewählte Spannungen und Ströme des Gleichspannungswandlers dar, wenn der Thyristor 23 nicht getriggert ist und keine Leistung auf die Sekundärwicklung des Transformators 27 übertragen wird. In den Bereichen b, c und d sind die gleichen Spannungen und Ströme wie im Bereich a dargestellt, wenn die Lastbedingungen den Punkten B. A bzw. Cin F i g. 4 entsprechen.
Wenn der Thyristor 13 durch den Festfrequenz-Puls (Kurve 41) vom Taktgeber 17 getriggert wird, schaltet der Thyristor 13 bei einem Strom Null (Kurve 47) ein, und der Kondensator 21 wird durch den annähernd sinusförmigen Strom durch den Thyristor 13 (Kurve 47) auf ein Maximum von 2 V,„ (Kurve 45) aufgeladen. Der sinusförmige Verlauf des Stroms durch den Thyristor 13 ergibt sich dadurch, daß dem ungeladenen Resonanzkreis 20 über den Thyristor 13 die Gleichspannung Vjn zugeführt wird. Zum Zeitpunkt t\ ist der Kondensator 21 voll aufgeladen, und der Strom durch den Thyristor 13 jo (Kurve 47) wird Null, wobei der Thyristor 13 aufhört Strom zu leiten. Nun wird die Diode 15 durch die Differenz zwischen der Spannung am Kondensator 21 und Vm in Vorwärtsrichtung vorgespannt. Wenn der Thyristor 23 nicht getriggert ist, fällt die Spannung am r> Kondensator 21 resonanzmäßig durch die Induktivität 19 und die Diode 15 auf NuIi ab und läßt die Schaltung ungeladen bis zum nächsten Impuls vom Taktgeber 17 (Kurve 41), nachdem der Thyristor 13 für eine Zeitspanne in Rückwärtsrichtung vorgespannt worden ist, die länger als seine benötigte minimale Abschaltzeit ist
Die Fläche unter dem abfallenden Teil der Kurve 45 im Bereich a stellt die Energie dar, die für die Übertragung auf die Sekundärwicklung des Transformators 27 verfügbar ist Durch Änderung des Zeitpunkts fi, zu dem der Triggerimpuls (Kurve 43) dem Thyristor 23 zugeführt wird, kann die auf die Sekundärwicklung des Transformators 27 übertragene Energie nahezu zwischen hundert und null Prozent variierea Nach Triggerung leitet der Thyristor 23 den restlichen Magnetisierungsstrom des Transformators 27 sowie den auf die Primärseite des Transformators 27 reflektierten Laststrom (Kurve 51) ab. Wenn der Magnetisierungsstrom in der Primärwicklung des Transformators 27 (Kurve 49) ansteigt, leitet der Thyristor 23 diesen Strom zusätzlich zum reflektierten Laststrom ab. Wenn die Spannung am Kondensator 21 Null wird, wirkt die der Induktivität der Primärwicklung des Transformators 27 zugeordnete gespeicherte Energie als Energiequelle, und wenn die Spannung am Kondensator 21 (Kurve 45) durch Null geht, kehrt sich der Strom durch die Sekundärwicklung des Transformators 27 um, so daß Strom durch die andere Hafte der Sekundärwicklung geleitet wird. Als Ergebnis der Stromumkehr an der Sekundärwicklung ist nun der Strom durch den Thyristor 23 die Differenz zwischen dem auf die Primärseite des Transformators 27 reflektierten Laststrom und dem Magnetisierungsstrom der Primärwicklung (Kurve 51). Wenn die Spannung am Kondensator 21 (Kurve 45) den negativen Maximalwert erreicht, ist der Strom durch den Thyristor 23 (Kurve 51) Null, wodurch der Thyristor 23 abgeschaltet wird. Nun beginnt die Diode 25 zu leiten und spannt den Thyristor 23 negativ vor, während sich der Kondensator 21 durch die Primärwicklung des Transformators 27 entlädt. Der Strom durch die Diode 25 (Kurve 51) der aus der Ladung im Kondensator 21 versorgt wird, enthält den reflektierten Laststrom von der Sekundärwicklung des Transformators 27 während er den Magnetisierungsstrom der Induktivität der Primärwicklung des Transformators 27 auf Null drückt. Wenn die Spannung am Kondensator 23 (Kurve 45) bei den Lastbedingungen der Bereiche c und d Null erreicht, wird die in der Primärwicklung des Transformators 27 gespeicherte Restenergie auf einen Pegel herabgesetzt, der die Ströme in beiden Hälften der Sekundärwicklung des Transformators 27 nicht überwinden kann, da die in der Induktivität 33 gespeicherte magnetische Energie den Laststrom zwingt, weiterzufließen. Die Spannung am Kondensator 21 bleibt daher Null für den Rest des Zyklus. Unter jeder Lastbedingung wird die im Transformator 27 gespeicherte Restenergie so lange im Magnetfeld festgehalten, bis der Thyristor 23 während eines folgenden Zyklus getriggert wird. Wenn der Magnek-sierungsstrom in der Primärwicklung des Transformators 27 (Kurve 49, Bereich c) in negativer Richtung groß genug ist, um gegen den Laststrom anzukommen, der auf die Primärseite des Transformators 27 reflektiert wird, wenn die Ladung des Kondensators 21 Null erreicht, wird der Kondensator 21 über die Diode 25 ein wenig positiv geladen (Kurve 45) bis der Magnetisierungsstrom der Primärwicklung des Transformators 27 nicht mehr groß genug ist, um den reflektierten Laststrom zu überwinden. Eine ähnliche Wiederaufladung des Kondensators 21 durch einen positiven Magnetisierungsstrom, der durch die im Transformator 27 gespeicherte Restenergie entsteht, kann nicht auftreten, da der Thyristor 23 nicht leitend ist und für solch einen Strom kein Weg existiert
Es ist erkennbar, daß bei dieser Schaltung eine weiche Kommutierung der Thyristoren 13 und 23 in den Sperrzustand erfolgt, d.h. ohne große Schalt-Ausschwingvorgänge, wenn der von ihnen geleitete Strom Null ist Außerdem werden die Thyristoren 13 und 23 durch die Dioden 15 bzw. 25 für eine Zeitdauer ausgeschaltet gehalten, die mindestens so lang ist, wie die benötigte minimale Abschaltzeit des jeweiligen Thyristors, ohne daß die Leistungszufuhr zur Last 37 unterbrochen wird. Das Einschalten des Thyristors 13 wird weiterhin mit einer kleinen Änderung in der Änderungsgeschwindigkeit des Thyristorstroms mit nahezu sinusförmigem Thyristorstrom (Kurve 47) bewerkstelligt Diese Faktoren sorgen für niedrige Schaltverluste und minimale Funkstörung im Ausgangs-Gleichspannungssignal und im Eingangs-WechselspannungssignaL Die feste Wiederholfrequenz beim Triggern des Thyristors 13 stellt die Mindestschaltfrequenz oder Wiederholfrequenz für den stationären Zustand des Leistungssignals dar. Durch Auswahl von kommerziell verfügbaren Thyristoren mit Abschaltzeiten von bis zu 7 μ-Sekunden ist eine Frequenz des Taktgebers 17 möglich, die oberhalb des hörbaren Frequenzbereichs, z. B. bei 20 kHz liegt
In Fig.3 ist der Teil des Gleichspannungswandlers gemäß Fig. 1 rechts von den Knotenpunkten A und A'
dargestellt, wobei zusätzlich ein sättigbarer Transformator 21t und eine Diode 30 vorgesehen sind. Die gestrichelten Linien links von den Knotenpunkten A und A' in Fig.3 deuten an, daß links von diesen Knotenpunkten die gleiche Schaltung vorhanden ist wie -, in Fig. 1. Die sättigbare Drosselspule, d.h. die Primärwicklung des Transformators 28 ist in Reihe zwischen die Primärwicklung des Transformators 27 und dit Kombination von Thyristor 23 und Diode 25 geschaltet, wobei das mit dem Punkt versehene Ende to mit dem Transformator 27 verbunden ist. Die Sekundärwicklung des Transformators 28 ist in Phase mit der Primärwicklung und ist mit ihrem mit dem Punkt versehenen Ende mit der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators 27 verbunden. Das andere Ende der Sekundärwicklung des Transformators 28 ist mit der Anode der Diode 30 verbunden, deren Kathode mit dem Knotenpunkt verbunden ist, an welchem die Dioden 29 und 31 mit der Induktivität 33 verbunden sind.
In dieser Schaltung ist die sättigbare Drossel des Transformators 28 anfänglich ungesättigt, wenn der Thyristor 23 eingeschaltet wird. Unmittelbar nachdem der Thyristor 23 eingeschaltet worden ist, erscheint der größte Teil der Spannung am Kondensator 21 an der Drosselwicklung des Transformators 28, wodurch die Stromänderung di/dt begrenzt wird, mit der der Thyristor 23 anläuft Nach einer festen Zeitspanne, z. B. nach 0,5 μ-Sekunden, treibt der Strom durch die Drosselwicktung des Transformators 28 diese in die Sättigung, wodurch größere Ströme durch den Thyristor 23 (ließen können, nachdem der leitfähige Zustand aufgebaut ist Insgesamt läuft der Betrieb des Gleich-■•nannungswandlers so ab, wie für die in F i g. 1 dargestellte Schaltung beschrieben, bis der Strom durch die Drosselwicklung des Transformators 28 Null erreicht und der Thyristor 23 in den gesperrten Zustand kommutiert wird. In diesem Moment erreicht die Spannung am Kondensator 21 den negativen Spitzenwert, und durch die Wirkung des Transformators wird diese negative Spitzenspannung über die Diode 30 der Induktivität 33 zugeführt Wenn der Strom in der Drosselwicklung des Transformators 28 sich Null nähert, wird der Transformator 28 entsättigt und ein großer Teil der Spannung am Kondensator 21 erscheint an der Primärwicklung des Transformators 28, wodurch diese Spannung von der Primärwicklung des Transformators 27 entfernt wird. Die Benutzung einer sättigbaren Drosselspule anstelle des sättigbaren Transformators 28 würde eine große Kerbe in dem der so Induktivität 33 zugeführten Leistungssignal verursachen, wodurch die Ausgangsleistung verringert würde und die Zeitgabe des Resonanzkreises auf der Primärseite des Transformators 27 erhöht würde, was beides unerwünscht ist Durch Benutzung der Diode 30 und des Transformators 28 wird diese potentielle Kerbe in dem der Induktivität 33 zugeführten Signal dadurch eliminiert, daß die Diode 30 zu diesem Zeitpunkt in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird und der Induktivität 33 die notwendige Leistung zuführt, so daß die potentielle Kerbe der Ausgangsleistung durch die im Transformator 28 gespeicherte Energie aufgefüllt wird. Der Transformator 28 wird wieder gesättigt, nachdem die gespeicherte Energie entnommen ist Die Diode 30 wird dann wieder umgekehrt vorgespannt, und der Rest des Leistungsübertragungszyklus läuft wieder ab wie oben in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben wurde.
Die Einfügung des Transformators 28 und der Diode
30 macht es also möglich, den Thyristor 23 mit sehr niedriger Stromänderung d//d/ anlaufen zu lassen und weiterhin seine Schaltverluste und die Funkstörungen im Gleichspannungs-Ausgangssignal zu minimieren. Sobald der Thyristor 23 vollständig leitet, geht der Transformator 28 in die Sättigung, und durch den Thyristor 23 fließt ein hoher Strom, ohne daß Verluste auftreten. Die Einfügung des Transformators 28 und der Diode 30 und der sich daraus ergebenden Änderungen in der Arbeitsweise der Schaltung führen nicht zu irgendwelchen wesentlichen Änderungen in den Kurvenformen gemäß F i g. 2.
Die Fläche unter der in F i g. 4 dargestellten Kurve zeigt einen typischen Spannungs-/Stromarbeitsbereich dieses Typs eines Gleichspannungswandlers. Die maximalen Spannungs- und Strombegrenzungen sind notwendig, um die Bauelemente des Gleichspannungswandlers vor durch Überspannungen und -ströme hervorgerufene Ausfällen zu schützen. Die durch die Linie zwischen den Punkten A und B dargestellte Leistungsbegrenzung bezieht sich auf die maximale im Kondensator 21 gespeicherte Energie, die auf die Last übertragen werden kann.
In F i g. 5 ist eine vereinfachte Regelschaltung 39 dargestellt, die zwei Rückkopplungspfade zur Regelung von Ausgangsspannung und -strom sowie einen Hilfsrückkopplungspfad aufweist, der verhindert, daß der Gleichspannungswandler zu schwingen anfängt, wenn die Last 37 eine große Reaktanzkomponente hat. Jeder dieser Pfade enthält einen Operationsverstärker, welcher wiederum jeweils (nicht dargestellte) konventionelle Referenz- und Rückkopplungsschaltungen enthält Der Rückkopplungszweig für die Ausgangsspannung enthält einen Operationsverstärker 53, der auf die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers anspricht und mit dessen Ausgang in Reihe eine Diode 55 geschaltet ist. Der Spannungsrückkopplungspfad arbeitet wenn der Gleichspannungswandler in einem Betrieb mit konstanter Spannung arbeitet so daß diese Ausgangsspannung innerhalb einer vorgegebenen Toleranz bleibt In ähnlicher Weise enthält der Stromrückkopplungspfad einen Operationsverstärker 57, dessen Eingang zu einem als Strom-Detektor dienenden Widerstand 61 parallel geschaltet ist und mit dessen Ausgang in Reihe eine Diode 59 geschaltet ist Der Stromrückkopplungspfad arbeitet wenn der Gleichspannungswandler im Konstantstrombetrieb arbeitet wodurch der Ausgangsstrom innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbereichs gehalten wird. Diese beiden Rückkopplungspfade sind also komplementär, wobei nur jeweils einer in üblicher Weise zu einer bestimmten Zeit ein Fehlersignal rückkoppelt
Um zu verhindern, daß der Gleichspannungswandler zu schwingen anfängt, wenn die Impedanz der Last 37 eine große Reaktanzkomponente hat, d.h. einen Phasenwinkel nahe ±90° hat, enthält die erfindungsgemäße Schaltung den Hilfsrückkopplungspfad, welcher im rückgekoppelten Fehlersignal ein zweites Fehlersignal hinzufügt, welches auf die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom bezogen ist, gleichgültig, ob der Gleichspannungswandler im Konstantspannungs- oder Konstantstrombetrieb arbeitet Der Hilfsrückkopplungspfad enthält einen Operationsverstärker 63, dessen Eingang parallel zum Widerstand 61 geschaltet und mit einem Spannungsteiler 65 verbunden ist der parallel zum Ausgang des Gleichspannungswandlers geschaltet ist Dadurch wird dem Verstärker 63 ein Eingangssignal zugeführt, das die Summe von zwei Spannungssignalen
darstellt, die ihrerseits Bruchteilen des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung entsprechen. Das Ausgangsfehlersignal der HilfsrUckkopplungsschleife wird zum Rückkopplungssignal entweder des Strom- oder des Spannungsrückkopplungspfades uurch Widerstände 65 und 67 hinzuaddiert. Dieses Summensignal wird einem Eingang eines !Comparators 69 zugeführt. Der Komparator fifl vergleicht die Spannung des zusammengesetzten Fehlerrückkopplungssignals mit der Signalspannung eines Rampenspannungsgenerators 71 und triggert den Thyristor 23 des Leistungsnetzwerks 40 zum richtigen Zeitpunkt, um die gewünschte Energie vom Kondensator 21 der Last 37 zuzuführen. Rampenspannungsgenerator 71 und Komparator 69 können in beliebiger konventioneller Weise aufgebaut sein.
Nimmt man an, daß die Last 37 eine große induktive Komponente hat und der Gleichspannungswandler im Konstantstrombetrieb arbeitet, schwingen bekannte Gleichspannungswandler bei ungefähr der Resonanzfrequenz, die sich aus der Last 37 und dem Kondensator 35 ergibt. Da die schwingende Last an den Ausgangsklemmen des Gleichspannungswandlers als unendlicher Widerstand erscheint, ist der Strom durch den Widerstand 61 Null. Daher gibt es kein Rückkopplungssignal, was wiederum zum Schwingen der Last führt. Durch Hinzufügung des Hilfsrückkopplungspfades wird ein Bruchteil der großen Ausgangsspannung durch den Verstärker 63 verstärkt, so daß das zusammengesetzte Rückkopplungsfehlersignal am Komparator 69 so weit hochgehalten wird, daß die Schleifenverstärkung oberhalb 0 dB liegt und die Rückkopplungsschleife nicht schwingt
Es ist bekannt, daß die Phasenverschiebung einer Rückkopplungsschleife mit einer Verstärkung über Eins negativ bleiben muß und keine Phasenverschiebung von 180° oder mehr vorhanden sein darf, wenn man das Schwingen vermeiden will. Durch den Hilfsrückkopplungspfad bleibt die Steuerschaltung für jede passive Last 37 stabil. Es ist auch möglich, die Verstärkung der offenen Rückkopplungsschleife unabhängig von der Impedanz der Last 37 zu machen, indem die Verstärkungsfaktoren uer Operationsverstärker 53, 57 und 63 und der Wert des Widerstandes 61 so gewählt werden, daß
und
ist.
TA R(" - *'■'
— R6i — R7
Dabei sind
R6, der Wert des Widerstandes 61, Rn der Wert des äquivalenten Ausgangswiderstandes
des Leistungsnetzwerks 40,
"' A, Bund C die Verstärkungsfaktoren der Operationsverstärker 63,53 und 57 und
β der Bruchteil der Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers der dem Eingang des Operationsverstärkers 63 vom Spannungsteiler 65 zuge-1"' führt wird, wobei 0 < β < 1 ist.
Es kommt hinzu, daß bei der Rückkopplung zum Erreichen der nötigen Regelung von Ausgangsspannung und -strom mii vurgegcbcncf Uucrgärigsiüiifciiuii der dominierende Beitrag im zusammengesetzten Rückkopplungssignal vom Strom- bzw. Spannungsrückkopplungspfad kommen muß. Diese Dominanz wird dadurch sichergestellt, daß der Operationsverstärker 63 auf eine der bekannten Weisen kompensiert wird, so
>■-> daß die Verstärkung mit steigender Frequenz gleich schnell abnimmt, wie die der Verstärker 53 und 57. Die Größe des Verstärkungsfaktors des Operationsverstärkers 63 wird in der Praxis auf 20 db oder mehr unterhalb der Verstärkungsfaktoren der Operationsverstärker 53
)o und 57 gesetzt, wodurch die gewünschte Schaltungsregulierung erreicht wird.
In Fig.6a und b sind die Verstärkungen der offenen Schleife über der Frequenz gemäß dem Stand der Technik (F i g. 6a) und gemäß der vorliegenden Erfin-
r, dung (F i g. 6b) für eine Last mit 0 H1 d. h. ein Kurzschluß, und eine Last mit 10 H bei Konstantstrombetrieb aufgetragen. Aus F i g. 6a ist ersichtlich, daß bei einem Gleichspannungswandler nach dem Stand der Technik mit einer 10-H-Last in der Umgebung der Resonanzfrequenz ein Einbruch in der Verstärkungskurve vorhanden ist, der einen Abfall bzw. Anstieg von mehr als 40 db/Dekade hat, was anzeigt, daß die Phasenverschiebung der Rückkopplungsschleife größer als 180° ist und daß der Regelkreis schwingt Wie jedoch
4-, aus Fig.6b ersichtlich ist, beträgt der Abfall der Verstärkungskurve bei dem erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler mit einer 10-H-Last weniger als 40 db/Dekade in der Umgebung der Last-Resonanzfrequenz, so daß der Regelkreis nicht schwingt
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:
1. Gleichspannungswandler zur Abgabe einer geregelten Ausgangsgröße mit einem Taktgeber; einer ersten Schaltvorrichtung, die mit der Eingangsseite des Gleichspannungswandlers verbunden ist und auf einen Signalimpuls im Taktgeber hin leitet; einer ersten Diode, die zur ersten Schaltvorrichtung gegensinnig parallel geschaltet ist; einer Resonanzschaltung, die das Signal von der ersten Schaltvorrichtung aufnimmt und die durch letztere hindurchgelassene Energie resonanzmäßig speichert; einem Transformator; einem Ausgangsfilter; einer Konstantspannungsregeleinrichtung, die aus der Ausgangsspannung des Wandlers ein Fehlerspannungs-Rflckkopplungssignal ableitet und die Ausgangsspannung innerhalb einer vorgegebenen Toleranz hält, wenn der Wandler im Konstantspannungsbetrieb arbeitet; einer Konstantstromregeleinrichtung, die aus dem Ausgangsstrom des Wandlers ein Rückkoppiungs-Fehierstromsignai ableitet und den Ausgangsstrom innerhalb einer vorgegebenen Toleranz hält, wenn der Wandler im Konstantstrombetrieb arbeitet, gekennzeichnet durch eine Hilfsrückkopplungseinrichtung (61, 63, 65), deren Frequenzverhalten dem Frsquenzverhalten der beiden vorgenannten Regeleinrichtungen angepaßt ist und aus der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom des Wandlers ein Zusammengesetztes Fehler-Rückkopplungssignal ableitet, welches ein erstes FL'rsfehlersignal enthält, das der jeweils geregelten Ausgangsgröße entspricht, und ein zweites Hilfsfehlersignal enthält, das der jeweils nicht geregelten AusgangsgröPe entspricht, wobei der Verstärkungsfaktor im riilfsrückkopplungszweig wesentlich kleiner als die Verstärkungsfaktoren in den eigentlichen Rückkopplungszweigen ist; eine Rückkopplungssignal-Addiereinrichtung (55, 59, 65, 67), die die Rückkopplungssignale addiert; einen Rampenspannungsgenerator (71), der auf einen Festfrequenzpuls vom Taktgeber hin ein Rampenspannungssignal erzeugt; sowie einen Komparator (69), der mit der Rückkopplungssignal-Addiereinrichtung und dem Rampenspannungsgenerator verbunden ist und selektiv eine zweite Schaltvorrichtung triggert, so daß ein Teil der in der Resonanzschaltung (20) enthaltenen Energie auf das Ausgangsfilter zum Aufrechterhalten des Ausgangssignals auf dem gewählten Pegel übertragen wird.
2. Gleichspannungswandler nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsrückkopplungseinrichtung (61, 63, 65) einen Spannungsteiler (65) enthält, der parallel zum Ausgangsfilter (33,35) geschaltet ist; einen Widerstand (61) zur Erfassung des Ausgangsstroms enthält, sowie einen Operationsverstärker (63) enthält, der mit dem Spannungsteiler und dem Widerstand verbunden ist und ein zusammengesetztes Spannungssignal empfängt, das sowohl auf die Ausgangsspannung als auch auf den Ausgangsstrom bezogen ist.
3. Gleichspannungswandler nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß außer der Hilfsrückkopplungseinrichtung (61, 63 65) noch eine Zusalzschaltungsanordnung vorhanden ist, enthaltend einen sättigbaren Transformator (28), dessen Primärwicklung zwischen Primirwicklung des Transformators (27) und die zweite Schaltvorrichtung (23)
geschaltet ist und dessen Sekundärwicklung einerseits mit einer Anzapfung der Sekundärwicklung des Transformators (27) und andererseits mit der Anode einer Diode (30) verbunden, deren Kathode mit dem Verbindungspunkt von Ausgangsgleichrichter (29, 31) und Ausgangsfilter (33,35) verbunden ist
4, Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung des sättigbaren Transformators (28) die Änderungsgeschwindigkeit des Einschaltstroms der zweiten Schaltvorrichtung (23) klein hält, bis der sättigbare Transformator gesättigt ist, wodurch Schaltverluste und Funkstörungen im Ausgangssignal kleingehalten werden, und daß die Kombination von sättigbarem Transformator und Diode (30) so arbeitet, daß dem Ausgangsfilter (33, 35) aus dem sättigbaren Transformator Energie zugeführt wird, wenn dieser ungesättigt wird und dadurch den Strom durch seine Wicklungen begrenzt
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