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Die
Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler, insbesondere einen
resonanten Gleichspannungswandler.
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Es
gibt verschiedenartige Wandler, die eine Gleichspannung in eine
andere umwandeln. Herkömmliche
Wandler wie Vorwärts-
und Rücksprungwandler
sind aus dem Stand der Technik bekannt.
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Sämtliche
herkömmliche
Wandler benutzen forcierte Umwandlungsvorrichtungen, um die Spannung
und den Strom bei dem Regelungs- und
Leistungsübertragungsprozeß zu beeinflussen.
Diese forcierten Umwandlungsvorrichtungen zur Regelung verursachen
zwei Arten von Problemen. Das erste ist der Leistungsverlust, der
mit der forcierten Umwandlung verbunden ist. Da das An- und Abschalten
eines Schalterelementes in einer endlichen Zeit stattfindet, überlappen
während
der Schaltvorgänge
der in dem Schalter fließende
Strom sowie die über
dem Schalter anliegende Spannung, so daß ein Leistungsverlust, der
sogenannte Schaltverlust, auftritt. Je schneller die Schaltvorgänge stattfinden,
desto geringer sind die Schaltverluste.
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Der
zweite Problemkreis betrifft das durch den forcierten Umwandlungsprozeß erzeugte
Rauschen. Dieses Rauschen wird überwiegend
durch die zeitliche Änderung
der Spannung dV/dT an dem Hochspannungsschalter hervorgerufen. Zusammen mit
der Eigenkapazität
der Primär-
und Sekundärwicklungen
des Transformators führt
diese Spannungsänderung
zu einem Schaltstrom, der durch diesen Weg fließt. Um dieses Rauschen beim
Abschalten besser beeinflussen zu können, wird üblicherweise ein Eingangsbelastungsdämpfer verwendet.
Diese Methode erfordert das Aufwenden von zusätzlichen Schaltungselementen,
verbraucht Energie und ist kostspielig. Weiterhin verbessert diese
Methode lediglich das Ausschaltverhalten, während das Problem der Rauscherzeugung
beim Anschalten weiterhin besteht.
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Schließlich ist
das mit der herkömmlichen Schaltung
verknüpfte
Problem des Wirkungsgrades das schwerwiegendste. Derzeitige Schaltungen
arbeiten mit etwa 73 Prozent Wirkungsgrad, so daß merkliche Verluste durch
das Gehäuse
des Netzgerätes
absorbiert werden müssen.
Dies hat eine Verringerung der Dichte des Netzgerätes zur
Folge.
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Zwei
Arten von Schaltungen nach dem Stand der Technik, wie in 6a und 6b gezeigt,
gehen die oben genannten, mit der herkömmlichen Technik verbundenen
Probleme an. Die erste Schaltung ist ein Reihenresonanznetzgerät, das stromlos schaltet.
Diese Geräte
verringern das erzeugte Rauschen durch Schalten sehr nahe des stromlosen
Zustandes (Magnetisierungsstrom) und vermeiden etwa die Hälfte der
Schaltverluste, ohne daß Schaltkreise
zur Formung des Eingangssignales benötigt werden. Allerdings gibt
es weiterhin den Verlust durch das Schalten der Spannung am Einschaltpunkt.
Während
des Schaltvorganges kann eine merkliche Spannung über dem
Schalter liegen, die im wesentlichen die Eigenkapazität des Schalters
auflädt,
welche schließlich
beim Schliessen des Schalters entladen wird. Ein typischer Leistungs-Feldeffekttransistor
(FET), der eine Drain-Source-Kapazität von 120
Pikofarad hat und bei einer Frequenz von 100 Kilohertz mit einer
daran anliegenden Spannung von 700 Volt betrieben wird, kann parasitäre Verluste von
näherungsweise
2,98 Watt haben.
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Die
zeitliche Änderung
des Stromes ist ebenfalls gering, wenn der Strom (dI/dT) sinusförmig ist. Das
Hauptproblem bei diesem in 6a gezeigten Wandler die
Abhängigkeit
des Effektivstromes von dem Eingangssignal. Die Spitzenströme, die
in den resonanten Schaltern, Transformatoren und Ausgangsdioden
fließen,
sind bei einem Betrieb mit kleinen Eingangssignalen am niedrigsten,
wenn das Tastverhältnis
maximal ist. Der Wirkungsgrad kann bei diesem Arbeitspunkt etwas
mehr als 80 Prozent betragen. Wenn jedoch die Eingangsspannung erhöht wird,
steigt der in den Bauteilen des Netzgerätes fließende Effektivstrom stark an,
so daß der
Effektivstrom auf das bis zu 1,7-fache ansteigt. Dies schließlich hat
zur Folge, daß der
Wirkungsgrad in einen Bereich von etwas mehr als 70 Prozent fällt, in dem
auch die herkömmlichen
forcierten Schaltnetzgeräte
arbeiten.
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Es
gibt allerdings Möglichkeiten,
dieses Verhalten zu umgehen, aber dies würde das Hinzufügen eines
neuen Wandlers vor den resonanten Wandler erfordern, damit die Eingangsspannung
stabilisiert und somit der Wirkungsgrad optimiert wird. Die damit verursachten
zusätzlichen
Kosten und erforderlichen Aufwendungen rechtfertigen diese Lösung nur
im Hochleistungsbereich. Die Arbeitsweise dieser Wandlerart ist
in der
US 4 415 959 von
Vinciarelli beispielhaft ausgeführt.
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Ein
neuerer Zugang zu diesem Problem der Effektivströme ist in 6b gezeigt und nachfolgend erläutert. Bei
dieser Art von resonanten Wandlern ist der Schwingkreis eine Kombination
von sowohl Reihen- als
auch Parallelresonanzschwingkreisen. Bei dieser Lösungsmethode
ist die Frequenzverschiebung des Netzgerätes über den Regelungsbereich stark
verringert. In dem Wandler nach Vinciarelli kann die Frequenzverschiebung
für alle
Betriebsbedingungen mehr als 10:1 betragen, bei einem erforderlichen lastfreien
Betrieb sogar noch mehr. In dem Reihen-Parallel-Wandler ist die
Frequenzverschiebung eine Funktion des Verhältnisses zwischen der Parallel-
und der Reiheninduktivi- ät
des Schwingkreises. Typische Frequenzverschiebungen betragen daher nur
2:1. Da die zu dem Verbraucher übertragene
Energie nicht nur eine Funktion der Spannung in dem Schwingkreis
(½CV22F), sondern auch eine Funktion der Phasenbeziehung
zwischen den beiden resonanten Schaltkreisen ist, verändert sich
der in den Schaltern, dem Transformator und den Dioden fließende Effektivstrom
nur wenig mit entsprechenden Änderungen
des Eingangssignals. Dies stabilisiert im wesentlichen das Verhalten
des Wirkungsgrades des Netzgerätes
in Abhängigkeit
von dem Eingangssignal. Die Schwingkreisverluste in dem Reihen-Parallel-Wandler
neigen mit dem Eingangssignal zuzunehmen, aber die Effektivströme in dem
Schalter, Transformator und Magneten tendieren dazu gleichzubleiben.
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Einer
der Hauptnachteile des vorgenannten Lösungsversuches ist die fehlende
Möglichkeit,
die Spannung des Schwingkreises zu regeln. In allen resonanten Wandlern
ist die Güte
des Schwingkreises von größter Bedeutung
für den
Gesamtwirkungsgrad des Leistungswandlers. Eine besonders wichtige Möglichkeit,
die Verluste bei beliebigen gegebenen Ausgangsleistungen in den
Schwingungsauslegungsprozeß zu
beeinflussen, ist die Wahl eines kleinen Betriebsstromes in dem
Schwingkreis. In den Wandlern nach dem Stand der Technik (Vinciarelli:
US 4 415 959 ,
6b) ist die Betriebsspannung
des Schwingkreises nicht unabhängig
von den Verhältnissen
der Betriebsspannungen des Wandlers einstellbar. Dies zwingt den
Entwickler dazu, andere, gleichermaßen wichtige Parameter wie
die Streuinduktivität,
die Kapazität
des Resonanzkondensators und die Betriebsflußdichte einzustellen. Dies
führt wegen
einer geringeren Güte
als auch größeren Schwingkreiskapazitäten und
möglicherweise
einem im Hinblick auf die Herstellung ungünstigeren Magnetelement zu
einer stark verringerten Entwicklungseffektivität. Da auch das Verhältnis der
Schwingkreismagnetisierungsinduktivität zu der Schwingkreisspannung
in Wandlern nach dem Stand der Technik nicht beeinflußt werden
kann, ist die minimale Frequenzverschiebung nur schwierig zu optimieren.
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In
einem Wandler nach
US 4 774 649 von
Archer ist ein neuartiger resonanter Wandler beschrieben, der auf
einem integrierten magnetischen Element aufgebaut ist. Bei diesem
Lösungsweg
ist ein gewisser Einfluß über die
Betriebsspannung des Schwingkreises möglich. Dieser Einfluß geht jedoch zu
Lasten von anderen Variablen, und der integrierte Magnettransformator
neigt aus diesem Grund zu einer geringen Betriebsgüte.
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In
einem Resonanzleistungswandler nach WO 85 00939 A1 ist ein Resonanzschwingkreis
vorhanden, der einen Schwingkreistransformator, welcher eine Laststromwicklung
aufweist, die so in dem Wandler angeordnet ist, dass sie auf den
Laststrom reagierend ist, und einen Schwingkreiskondensator beinhaltet,
der parallel zu der Laststromwicklung geschaltet ist.
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Schließlich fehlt
sowohl bei den Wandlern sowohl nach Vinciarelli als auch nach 6b die Möglichkeit,
gleichzeitig sowohl im strom- als auch im spannungslosen Betrieb
zu arbeiten. Wie oben bereits dargelegt, ist eine beeinflußbare zeitliche Änderung
der Spannung (dV/dT) erwünscht,
um einen rauschfreien Betrieb in Bezug auf elektromagnetische Wellen
bzw. Radiofrequenzen zu erhalten. Dieses Erfordernis ist weiterhin
durch den Wunsch erschwert, dies ohne die Benutzung äußerer Komponenten
zu erreichen, da Teilezahl und Größe einen direkten Einfluß auf die
Größe des Gesamtgerätes haben.
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Aufgabe
der Erfindung ist es einem Wandler aufgaben, in dem ein Schalten
im Primärkreis
sehr nahe des stromlosen Zustandes stattfindet, während in
den Schaltintervallen eine im wesentlichen sinusartige Form eingehalten
wird.
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Die
Aufgabe wird durch die Gegenstände
der unabhängigen
Patentansprüche
gelöst.
Der im nachfolgenden beschriebene Wandler erreicht das Schalten
des Primärkreise
im spannungslosen Zustand, so daß er eine kontrollierte zeitliche Änderung
des Stromes über
den Primärkreis
des Transformators ohne das Hinzufügen von äußeren Teilen aufweist und die Entfernung
von parasitären
Schaltverlusten, die bei dem Unterbrechen der Spannung bei hohen
Frequenzen auftreten, vereinfacht ist.
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Der
Wandler hat durch die Verwendung einer Schwingkreistransformatoreinheit
die Möglichkeit, die
Betriebsspannung des Schwingkreises zu jeder gewünschten Spannung zu verändern.
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Dadurch
hat der Wandler einen höheren
Betriebswirkungsgrad, erhöhte
Zuverlässigkeit,
verringerte Kosten und weniger Rauschen. Der erfindungsgemäße Wandler
ist in Reihe mit entweder dem Ausgang oder dem Eingang eines beliebigen,
in der Gleichspannungswandlung benutzten Mehranschlußtransformator
geschaltet. Er hat eine Wicklung, die für den resonanten Schwingkreis
benutzt wird und an den Schwingkreiskondensator angeschlossen ist,
sowie wenigstens zwei zusätzliche Wicklungen,
jeweils eine für
eine Seite der Transformatorwicklung, falls er an der Primärseite angeschlossen
ist, und wenigstens zwei Wicklungen für jeden Ausgang, wenn er an
der Sekundärseite
angeschlossen ist, wobei jede der zwei Wicklungen in Reihe mit der
Masse jeder zugehörigen
Sekundärwicklung
geschaltet ist. Die Anzahl der Windungen der zusätzlichen Wicklungen stehen
im richtigen Verhältnis,
um ausgeglichene übertragene
Spannungen zu erhalten.
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In
einer zweiten Schwingkreisanordnung wäre das folgende für eine Anordnung
charakteristisch. Die Primärwicklung
eines Gegentakttransformators hat entgegengesetzte Phasen, die an
eins Versorgungsgleichspannung angeschlossen ist. Die entsprechende
Sekundärwicklung
hat zwei Ausgänge
in Phase, die an einen entsprechenden Gleichrichter angeschlossen
sind und deren Masseanschlüsse
an jeweils eine entsprechende Wicklung der resonanten Transformatoreinheit
angeschlossen sind, wobei jede zugehörige Wicklung der resonanten
Einheit mit der jeweils anderen außer Phase ist. Die entsprechenden
Ausgänge
der resonanten Einheit sind miteinander verbunden und an die Masse
eines den Ausgang glättenden
Kondensators gelegt, wobei die andere Seite des Glättungskondensators mit
dem Ausgang eines Gleichrichters verbunden ist. Ein Stromfluß durch
die Primärseite
wird durch Pulsbetrieb hervorgerufen, wobei die Aus-Zeit der beiden Schalter
konstant ist und die An-Zeit
mittels eines Fehlerverstärkers
beeinflußbar
ist, der auf Änderungen
in der Ausgangsbelastung reagiert. Das Streufeld des Transformators
ist auf den Resonanzkondensator des Resonanztransformators abgestimmt, wobei
die Streuinduktivität
durch das Verhältnis
der Sekundärwindungen
des Transformators zu den Resonanzwindungen festgelegt ist. Die
Resonanzfrequenz ist etwa auf das doppelte der Parallelschwingkreisfrequenz
gesetzt, welche wiederum durch die Magnetisierungsinduktivität der Schwingkreiswicklungen
bestimmt ist. Die in den Primär-
und Sekundärwicklungen
fließenden
Ströme
sind somit gezwungen, eine sinusartige Form infolge des gemeinsamen
sinusartigen Flusses in der Resonanztransformatoreinheit anzunehmen.
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Die
Güte des
Resonanzschwingkreises des Wandlers ist durch die Wahl des Kernmaterials
sowie der Betriebsflußdichte
und der Betriebsfrequenz optimierbar. Die Benutzung des Schwingkreiskondensators
minimiert über
das Einstellen des Windungsverhältnisses
zwischen Last- und
Schwingkreiswicklungen die zur Regulierung notwendige minimale und maximale
Frequenzverschiebung über
die Wahl der Kernpermeabilität
und des Verhältnisses
von Schwingkreiswicklungen und Lastwicklungen. Dies ist durch die
Benutzung eines Transformators für
den Parallelresonanzschwingkreis möglich.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist ein Resonanzleistungswandler zur Veränderung
einer Gleichspannung über
einen Betriebsleistungsbereich vorgesehen mit einem Haupttransformator
mit einem Kern und Primärwicklungen,
die in dem Kern wechselnde Flüsse
in entgegengesetzter Richtung hervorrufen, Kontrollschaltern, die
wechselnde Strompulse durch die Primärwicklungen zum Hervorrufen
des wechselnden Flusses erzeugen, wobei die Kontrollschalter und
die Primärwicklungen
eine vorbestimmte Eigenkapazität
mit einer vorbestimmten Verzögerungszeit
zwischen dem Ende eines gegebenen Pulses und dem Beginn des nachfolgenden
Pulses aufweisen, wobei der Transformator mit einem Paar von Sekundärwicklungen
ausgerüstet
ist, die so orientiert sind, daß sie
wechselweise in Phase mit dem wechselnden Fluß leiten, und wobei in dem
Haupttransformator eine Magnetisierungsinduktivität vorhanden ist,
so daß der
Magnetisierungsstrom groß genug
ist, um die Eigenkapazität
in definierter Art und Weise zu laden, einem zweiten Schaltkreis,
der Sekundärwicklungen
und Gleichrichter aufweist, mit denen die Ströme in den Sekundärwicklungen
gleichrichtbar sind, einem Ausgangsschaltkreis mit Ausgangsbuchsen
und einem Ausgangskondensator, einem Schaltkreis, der den gleichgerichteten
Strom von den Gleichrichtern zu den Ausgangsbuchsen in der Form eines
Laststromes weiterleitet, einem Resonanzschwingkreis, der einen
Schwingkreistransformator beinhaltet, welcher Laststromwicklungen
aufweist, die so in dem Wandler angeordnet sind, daß sie auf den
Laststrom reagierend sind, einer Schwingkreiswicklung, die magnetisch
mit den Laststromwicklungen gekoppelt ist, und mit einem Schwingkreiskondensator,
der parallel zu der Schwingkreiswicklung geschaltet ist.
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Ausführungsbeispiele
von Gleichspannungswandlern gemäß der Erfindung
sind Gegenstand der nachfolgenden Figurenbeschreibung. Es zeigt:
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1 ein
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, in der der Schwingkreis im Sekundärteil des
Haupttransformators angeordnet ist,
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2 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel der
Erfindung, in der der Schwingkreis auf der Primärseite des Haupttransformators
angeordnet ist,
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3 ist
ein Kontrollschaltkreis zum Betrieb der Schaltelemente 28, 30, 28', 30' der 1 und 2,
mit dem die in den 4 und 5 dargestellte
Wellenformen erzeugbar sind.
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4 und 5 zeigen
Wellenformen in dem Schaltkreis nach 1 bei jeweils
relativ starker und relativ schwacher Belastung,
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6a und 6b zeigen
jeweils zwei Schaltkreise gemäß dem Stand
der Technik.
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1 zeigt
einen Haupttransformator 10, der Primärwicklungen 12 und 14,
einen Kern 16 und Sekundärwicklungen 18 und 20 aufweist.
Die Primärwicklungen 12 und 14 haben
gleiche Windungszahl und sind, wie durch die üblichen Punkte gekennzeichnet,
gegensinnig gewickelt, so daß die
Primärströme (I1 und I2) im Kern 16 entgegengesetzte
Flüsse
erzeugen. Die Primärwicklungen 12 und 14 sind so
hergestellt, daß minimale
Eigenkapazität
und Streuinduktivität
zwischen den Windungen besteht.
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Die
Leistung wird von einer Gleichspannungsquelle 22 geliefert,
die durch Kondensatoren 24 und 26 überbrückt ist,
welche zum Glätten
von Spannungsschwankungen dienen und ebenso eine stabile Spannungsquelle
für den
Wandler 1 liefern.
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Die
Primärwicklungen 12 und 14 sind
parallel zu der Gleichspannungsquelle 22 geschaltet. Mit
der Primärwicklung 12 ist
ein Kontrollschalter 28 in Reihe geschaltet. Mit der Primärwicklung 14 ist
ein Kontrollschalter 30 in Reihe geschaltet. Die Kontrollschalter 28 und 30 sind
durch den in 3 dargestellten Kontrollschaltkreis
im Gegentakt betrieben, wobei zwischen dem öffnen des einen Schalters und
dem Schließen
des anderen eine vorbestimmte Verzögerung oder Totzeit vorgesehen
ist. Die Kontrollschalter 28 und 30 sind Feldeffekttransistoren
mit einer Oxid-Sperrschicht (MOSFETs) mit jeweils inneren Dioden 32 und 34,
welche den Spannungsstoß nach dem Öffnen des
jeweils anderen Schalters kurzschließen.
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Die
Verzögerungszeit
ist unter anderem durch den Einbau einer vorbestimmbaren Eigenkapazität innerhalb
der Kontrollschaltereinheit 28, 30, 32, 34 beeinflußbar. Der
Haupttransformator 10 ist so ausgelegt, daß der Magnetisierungstrom
groß genug ist,
um die Eigenkapazitäten
der Primärwicklungen 12, 14 in
einer definierten Art und Weise zu laden.
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Über den
Kern 16 sind mit den Primärwicklungen 12 und 14 Sekundärwicklungen 18 und 20 magnetisch
verbunden, die, wie durch die Punkte gekennzeichnet, mit den Primärwicklungen 12 und 14 in Phase
gewickelt sind. Die Induktivitäten 36 und 38 sind
keine diskreten Bauelemente, sondern stellen das von den Primär- und Sekundärwicklungen 12, 14, 18, 20 in
den Sekundärkreis
eingekoppelte Streufeld dar.
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Der
Ausgang des Sekundärkreises
ist durch eine beliebige geeignete Vorrichtung gleichgerichtet, die
hier beispielhaft durch eine in Reihe mit der Sekundärwicklung 18 geschaltete
Diode 40 und eine in Reihe mit der Sekundärwicklung 20 geschaltete
Diode 42 ausgeführt
ist. Das Ausgangssignal der Dioden 40, 42 ist über einen
Verbindungspunkt 46 an eine Ausgangsbuchse 44 gelegt.
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In
den Sekundärkreis
ist zwischen den Sekundärwicklungen 18, 20 und
den Ausgangsbuchsen 44, 48 ein Schwingkreis 50 geschaltet,
der aus einem Resonanzschwingkreistransformator 51 mit
einem Kern 52 und zugehörigen
Wicklungen 54, 56, 58 besteht. Die Wicklung 54 ist
in Reihe mit der Sekundärwicklung 18 geschaltet.
Die Wicklung 56 ist in Reihe mit der Sekundärwicklung 20 geschaltet.
Die beiden Ausgänge
sind zusammen an eine Ausgangsbuchse 48 gelegt. Ein zwischen
die Ausgangsbuchsen 44, 48 geschalteter Kondensator 60 glättet das
Ausgangssignal. Ein Widerstand 62 stellt den an den Wandler angeschlossenen
Verbraucher dar. Somit sind die Wicklungen 54 und 56 auf
den Laststrom des Wandlers reagierend. Die dritte Wicklung 58 stellt
eine Schwingkreiswicklung dar, die an einen Schwingkreiskondensator 64 gelegt
ist.
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Der
Resonanzschwingkreistransformator 51 hat zwei grundlegende
Funktionen. Zum einen beeinflußt
er den Strom durch den Haupttransformator 10 über den
gemeinsamen Fluß durch
die Resonanzschwingkreiswicklung 58 und die anderen zugehörigen Wicklungen,
durch die der gesamte in dem Haupttransformator 10 fließende Strom
durchtreten muß.
Zum zweiten ermöglicht
er dem Entwickler sowohl die Verluste in den Resonanzschwingkreiselementen 58, 64 zu
minimieren, die Frequenzverschiebung über die Betriebsspannung des
Schwingkreises, die durch das Transformatorwindungsverhältnis festgelegt
ist, zu beeinflussen und schließlich
das Verhältnis
der Schwingkreismagnetisierung zu der eingekoppelten Streuinduktivität des Haupttransformators 10 festzulegen.
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In 2 ist
der in 1 dargestellte Schwingkreis 50 von der
Sekundärseite
des Haupttransformators 10 auf die Primärseite verlagert. Wie der Schwingkreis 50 ist
dieser Schwingkreis 50' so angeordnet,
daß er
auf den Laststrom durch den Widerstand 62' reagierend ist. Die sich in den 1 und 2 entsprechenden
Bauelemente sind durch Striche in der 2 gekennzeichnet.
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Eine
Wicklung 54',
die der Wicklung 54 der 1 entspricht,
ist in Reihe mit einer Primärwicklung 12' geschaltet.
Eine Wicklung 56' ist
in Reihe mit einer Primärwicklung 14' geschaltet.
Wie der Kern 52 in 1 ist ein
Kern 52' der 2 allen
drei Wicklungen 54', 56', 58' gemeinsam.
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Die
Wellenformen der 4 und 5 sind auf
den Schaltkreis der 2 im wesentlichen unverändert übertragbar.
In der Primärseite
der Schaltung nach 2 fließt ein kleiner Magnetisierungsstrom durch
die Wicklungen 54', 56', der eine vernachlässigbare
Störung
hervorruft.
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Der
Betrieb der Schaltung nach 1 ist nachstehend
beschrieben. Der Kontrollschalter 28 ist zu Beginn eines
Zyklusses geschlossen. Unter der Annahme, daß der Wandler im stationären Zustand ist
(nicht im Einschwingzustand), entspricht die Zeitdauer des geschlossenen
Zustandes dieses Schalters einer passenden Phasenbeziehung des Resonanzschwingkreistransformators 51.
In der Primärwicklung 12 und
dem entsprechenden Kontrollschalter 28 baut sich ein sinusartiger
Strom auf, der durch den Fluß durch
den Resonanzschwingkreistransformator und den Schaltkreis hevorgerufen
wird. Dieser Fluß wird
durch die Streuinduktivität 36 des
Ausgangsschaltkreises und die eingekoppelte Schwingkreismagnetisierungsinduktivität hervorgerufen.
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Durch
den Schwingkreis 50 ist somit ein Reihenresonanzschwingkreis
gebildet, bis sich die Schwingkreisspannung genügend umgekehrt hat und die
Ausgangsdiode 40 sperrt. Zu diesem Zeitpunkt kann der Kontrollschalter 28 weiterhin
geschlossen sein, aber der Stromfluß ist verringert und kreuzt
den Magnetisierungsstrom des Transformators 10. Wenn die
Kontrolleinheit der 3 den Kontrollschalter 28, 30 geöffnet hat,
bleiben beide Kontrollschalter offen, während sich die Spannung über den
Kontrollschaltern 28 und 30 umkehrt, bis deren zugehörige innere
Dioden 32, 34 leiten. Zu diesem Zeitpunkt sind
die zugehörigen
Spannungen auf ihrem Nullpunkt und der Kontrollschalter 30 wird
geschlossen. Nun leitet die andere Sekundärwicklung 20 über den
Resonanzweg 38, 51 und die Ströme aus dem vorangehenden Zyklus
wiederholen sich in umgekehrter Richtung.
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Diese
Zeitbeziehungen sind bis zur Änderung
der Belastung unverändert.
Wenn sich die Belastung erhöht,
erniedrigt der Kontrollschaltkreis der 3 die Zeitdauer
des geschlossenen Zustandes der beiden Kontrollschalter, so daß sich die
Betriebsfrequenz des Wandlers erhöht. Die Verzögerungs- oder
Totzeit zwischen den Schaltprozessen bleibt jedoch gleich, da sich
die Spannungsabbauzeit nur wenig mit der Größe des Ausschaltstromes verändert. Der
Ausschaltstrom ist immer gleich dem Magnetisierungsstrom, wie auch
der Laststrom sich auf den Magnetisierungsstrom verringert, wenn
angenommen wird, daß die
Spannungsversorgung innerhalb ihrer Belastungsgrenzen arbeitet.
Der restliche Magnetisierungsstrom, der durch die Eigenkapazitäten der Schalter
und Wicklungen fließt,
zieht die Spannung zu dem jeweiligen Durchlaßpunkt innerhalb einer Zeit nach,
die durch die Größe der Kapazitäten und
die Stärke
des Stromes bestimmt ist. Dieser Antreibstrom ändert die Frequenz, wie auch
die Einschaltzeit sich mit der Frequenz ändert, aber diese Änderung
ist nicht groß genug,
um irgendeine größere Änderung
in dV/dT hervorzurufen. Die effektive Änderung in einer praktikablen
Ausführung
ist ungefähr
2:1.
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Auf
diese Art und Weise arbeitet der Wandler in einem spannungslosen
Betrieb, so daß Rausch- und
Verlustprobleme vermieden sind, die bei dem An- und Ausschalten
eines spannungsbelasteten Schalters auftreten. Diese Verluste können bei Kenntnis
der über
dem Schalter anliegenden Spannung und der Größe der Eigenkapazität sowie
der Betriebsfrequenz abgeschätzt
werden. In einem typischen Feldeffekttransistor, der einen Hochfrequenzwandler
bei einer hohen Spannung (300 Volt) ansteuert, liegt dieser Verlust
bei etwa 2 Watt, so daß Kühlkörper benötigt werden
und somit die Größe der Spannungsversorgung
sowie die Größe der Eingangsfilter
zunimmt.
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Wenn
der Kontrollschaltkreis die Frequenz infolge einer stärkeren Belastung
erhöht,
nimmt die Reihenresonanzzeit zu und die Zeitdauer des Stromflusses
durch die zugehörigen
eingekoppelten Streufelder und Sekundärdioden erhöht sich. Der umgekehrte Fall
tritt ein, wenn die Belastung und die zugehörige Arbeitsfrequenz abnehmen.
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4 zeigt
die Beziehungen zwischen den Strom- und Spannungskurven des Wandlers
bei einem Betrieb mit mittlerer bis relativ starker Belastung. Die
Kurven A und B sind die Ansteuerungsignale des Kontrollschaltkreises
der 3 zu den entsprechenden Kontrollschaltern 28 und 30.
Die Kurven C und D sind die zugehörigen Ströme I1 und
I2, die in den Schaltern während des
leitenden Zustandes fließen. Wie
man aus diesen Kurven ersieht, ist der Anfangsstrom (Belastungsstrom)
bei 100 von sinusartiger Gestalt und endet bei 102 an
dem Magnetisierungsstrom 104 im Primärkreis des Transformators (linearer
Anteil). Die Kurven E und F zeigen die entsprechenden Spannungen
V1 und V2 über den
Kontrollschaltern 30 und 28 und stellen das spannungslose Schaltintervall 106 (Kurven
A und B) dar. Die Kurve G zeigt die Spannung VR und
der in dem Schwingkreiskondensator 64 fließende Strom
IR des resonanten Schwing kreises 58, 64 für sowohl
den Serien- als auch den Parallelanteil des Wandlerbetriebes.
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Die
Zeit t1 ist die Zeit, während der der Äquivalenzschaltkreis
ein Reihenschwingkreis ist, wobei die eingekoppelte Streuinduktivität 36 in
Reihe mit der eingekoppelten Schwingkreiskapazität ist, welche die Betriebsfrequenz
des Schwingkreises bestimmt. Da dieser Kreis über die Diode 40 verläuft, fließt der eingekoppelte
Strom über
die Diode 40 zu dem Verbraucher 62. Die Zeit t2 ist die Zeit, während der die Dioden 40 und 42 sperren,
so daß kein
eingekoppeltes Streufeld in Reihe mit dem Schwingkreis 50 ist.
Die Arbeitsfrequenz zu diesem Zeitpunkt ist die Parallelschwingkreisfrequenz,
welche durch die Magnetisierungsinduktivität der Schwingkreiswicklung 58 und
dem parallel geschalteten Schwingkreiskondensator 64 bestimmt
ist. Die Zeiten t3 und t4 haben
spiegelbildlich gleiche Formen durch den entgegengesetzten Schaltprozeß des Kontrollschalters 30.
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Die 5 zeigt
die Arbeitskurven des Wandlers bei sehr viel geringerer Belastung.
Die Zeitbeziehungen sind die gleichen wie in 4.