DE69119848T2

DE69119848T2 - Festfrequenter Einrichtungsdurchlassumformer mit Nullspannungsschaltung

Info

Publication number: DE69119848T2
Application number: DE69119848T
Authority: DE
Inventors: Ionel Jitaru
Original assignee: Deutsche ITT Industries GmbH
Current assignee: C&D Charter Holdings Inc
Priority date: 1990-09-07
Filing date: 1991-09-04
Publication date: 1997-01-16
Anticipated expiration: 2011-09-05
Also published as: DE69119848D1; EP0474471A3; EP0474471A2; EP0474471B1; US5126931A

Description

Die Erfindung betrifft Gleichstromwandler, und zwar genauer eintaktige ("single-ended") Vorwärts-Gleichstromwandler, die bei Nullspannung schalten, und Verfahren zum Betrieb solcher Wandler.
Ein Gleichstromwandler ist eine Schaltung, die eine Gleichspannung einer Größe in eine Gleichspannung einer anderen Größe umformt. Wenn die Schaltung darauf basiert, daß der Eingangsgleichstrom über die Primärwicklung eines Transformators geschaltet wird und dann auf der Sekundärseite des Transformators gleichgerichtet wird, wird der Wandler als eintaktiger Vorwärts-Gleichstromwandler bezeichnet. Ein eintaktiger Vorwärts-Gleichstromwandler wird durch einen einzi gen Schalter, der in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators liegt, geschaltet. Während des Einschaltzustandes des Schalters wird Energie von dem Eingang über die Primärwicklung zur Sekundärwicklung des Transformators übertragen.
Eines der Hauptziele beim Bau solcher Gleichstromwandler besteht in der Vergrößerung der durch den Wandler übertragenen Leistung. Eine bekannte Lösung wird beschrieben von Fred O. Barthold in "Source Volt-Ampere/Load Volt-Ampere Differential Converter", U.S. Patent.
Zu den üblichen bekannten Gleichstromwandler-Bautypen gehö ren der Gegentakt("buck")- oder Vorwärtswandler, der Gegentaktverstärkungs( "buck-boost")- oder Rücklaufwandler ("flyback converter") und der Verstärkungswandler ("boost converter"), die Energie vom Eingang zum Ausgang während des Einschaltintervalls oder während des Ausschaltintervalls des Hauptschalters übertragen. In diesen Schaltungen entsteht eine Totzeit während der Energieübertragung, was eine Vergrößerung des Ausgangsfilters erfordert. Barthold kombiniert die Vorwärts- und Rückwärtslösung, um eine kontinuierliche Übertragung von Energie vom Eingang zum Ausgang des Wandlers zu erzielen und dadurch eine wesentlicher Verkleinerung der Größe des Ausgangsfilters zu ermöglichen.
Eine andere bekannte Methode zur Vergrößerung der Leistungsübertragung durch den Wandler besteht darin, die Schaltfrequenz zu vergrößern. Dies führt zu einer Verkleinerung der Größe des Isolationstransformators und des Ausgangsfilters. Jedoch ist die Betriebsfrequenz der bekannten Gegentaktwandler nach oben begrenzt, beispielsweise wegen der Schaltverluste in den Halbleiterschaltern, die in den Wandlern verwendet werden. Schaltverluste entstehen, wenn der Haupthalbleiterschalter im Gegentaktwandler ein- und ausgeschaltet wird, infolge der endlichen Schaltgeschwindigkeit oder der erforderlichen Zeit, damit der Strom im Hauptleiterbauteil zu fließen beginnt und zu fließen aufhört.
Um die Begrenzungen der Schaltgeschwindigkeit zu überwinden, hat der Stand der Technik eine neue Familie von Resonanz- und Quasi-Resonanz-Gleichstromwandler entwickelt. Im Falle von Quasi-Resonanz-Gleichstromwandler besteht die bekannte Technik darin, Strom und Spannung so zu formen, daß sie Halbwellenform annehmen, und die Schaltung in dem Augenblick durchzuführen, in welchem der Strom oder die Spannung Null erreicht. Die reaktiven Bauelemente, die zu der Formung von Strom oder Spannung beitragen, bilden einen Teil der Grundschaltung und werden in der klassischen Technik wegen Streuinduktivitäten und parasitärer Kapazitäten als unerwünscht betrachtet. Ein Beispiel für eine solche Schaltung ist beschrieben bei Vinciarelli, "Forward Converter Switching at Zero Current", U.S. Patent 4,415,959. Die von Vinciarelli verwendete Technik besteht in der Anordnung einer Resonanzkapazität parallel zur Freilaufdiode, um einen Resonanzkreis in Verbindung mit der Streuinduktivität des Transformators zu schaffen. Während des Leitintervalls des Hauptschalters wird die Resonanzkapazität durch einen Strom geladen. Wenn der Strom den Wert Null erreicht, wird der Hauptschalter im Primärkreis des Transformators abgeschaltet. Der Ausgangsinduktor entlädt die Resonanzkapazität, wobei die Energie auf die Last übertragen wird. Diese Bauform beseitigt Schaltverluste, so daß der Wandler bei einer sehr hohen Frequenz betrieben werden kann. Jedoch hat diese Bauform mehrere Nachteile, die ihre Verwendung bei niedrigen und mittleren Leistungen begrenzen. Diese Nachteile bestehen in Folgendem:
Die Stromspitze in einem solchen Quasi-Resonanz-Wandler ist bedeutend höher als in einem konventionellen Vorwärtswandler. Die Stromspitze wird besonders groß, wenn ein großer Eingangsspannungsbereich verlangt wird. Die Energie bei der bekannten Schaltung wird in Stufen von dem Eingang zu der Resonanzkapazität und dann von der Resonanzkapazität auf den Ausgang übertragen. Infolge der Tatsache, daß die Schaltung in der Primärwicklung beim Strom Null und bei einer von Null verschiedenen Spannung erfolgt, wird die in der Ausgangskapazität des Hauptschalters enthaltene Energie in Wärme umgesetzt, wenn dieser einschaltet. Die Ausgangsleistung wird durch eine Änderung der Frequenz verändert. Während jedes Zyklus wird eine bestimmte Energiemenge von dem Eingang zum Ausgang übertragen, und wenn die Leistungsanforderungen hoch sind, ist die Wiederholfrequenz entsprechend hoch. Die Modulation der Frequenz gestattet keine nennenswerte Verringerung der Größe des Ausgangsfilters. Ein großer elektromagnetischer Interferenzfilter (EMI) ist erforderlich, um Schwebungsfrequenzprobleme zwischen den Einheiten zu vermeiden, wenn zwei nicht synchronisierte Einheiten zusammen verwendet werden.
Eine andere Familie von Quasi-Resonanz-Wandler, die bei Nullspannung schalten, wird beschrieben von F.C.Lee, "Pulse Width Modulation Technique", High Frequency Power Conversion International Proceedings (April 1987), Intertec Communicatons, Ventura, California. Diese bekannten Schaltungen arbeiten ähnlich wie die oben beschriebenen mit der Ausnahme, daß der Hauptschalter bei Nullspannung einschaltet und ausschaltet. Dies hat den Vorteil der Vermeidung von Verlusten infolge der Entladung der Kapazität des Schalters beim Einschalten; es verkleinert auch den Steuerstrom für den MOSFET Schalter infolge der Beseitigung des Miller-Effektes, d.h. der Vergrößerung der Kapazität infolge der Anoden-Kathoden- Ladung.
Jedoch die Spannungsbeanspruchung des Hauptschalters und die erforderliche Frequenzmodulation machen diese Technik un attraktiv.
Zu einer weiteren Gruppe von Quasi-Resonanz-Wandlern gehören die Multi-Resonanz-Wandler, wie sie beschrieben werden in High Frequency Power Conversion International Proceedings (Mai, 1988), Intertec Communications, Ventura, California. Während diese ähnlich wie die anderen Quasi-Resonanz-Wandler-Ausführungen arbeiten, ist ein zweiter Resonanzkreis vorhanden, um die Beanspruchungen am Ausgangsleichrichter herabzusetzen und um die Frequenzverschiebungen bei verschiedenen Eingangs- Ausgangsbetriebsbedingungen zu verkleinern.
Was man benötigt, ist ein Wandler, der mit einer konstanten Frequenz zu arbeiten vermag jedoch Strom- und Spannungsbeanspruchungen, die für die bekannten Quasi-Resonanz-Wandler charakteristisch sind, vermeidet, und der gleichzeitig die Spannung oder den Strom nur zur Schaltzeit formt.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein mit fester Frequenz arbeitender Rechteckwellen-Gleichstromwandler mit Nullspannungsschaltung vorgesehen, der einen Eingang für eine Gleichspannungsquelle hat, einen Transformator mit einer Primärwicklung, an welche der Eingang angeschlossen ist, eine Hauptschaltvorrichtung, die in Reihe mit der Primärwicklung und der Gleichspannungseingangsquelle liegt, und einen Taktsignalgenerator zur Steuerung der Hauptschaltvorrichtung zur Herbeiführung einer Rechteckwellenschaltung der Gleichspannung, die an der Primärwicklung liegt. Dieser Wandler ist gekennzeichnet durch eine Hilfsschaltvorrichtung und eine Rückstellkapazität, die in Reihe mit der Primärwicklung und dem Gleichspannungsquelleneingang liegt, welche Hilfsschaltvorrichtung von dem Taktgenerator in Gegenphase zu der Hauptschaltvorrichtung gesteuert wird und der Rückstellung des Transformators dient, durch Schaltverzögerungsglieder zur Erzeugung einer Schaltverzögerung zwischen der Abschaltung der Hauptschaltvorrichtung und der Einschaltung der Hilfsschaltvorrichtung zwecks Ermöglichung einer Entladung der Hauptschaltkapazität, und durch Glieder zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung des Transformators bis nach dem Ablauf der genannten Schaltverzögerung.
Die Glieder zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung können aus einer sättigbaren Drossel bestehen, die in Reihe mit der Sekundärwicklung geschaltet ist, oder aus einem Synchronisierungsschalter in Reihe mit der Sekundärwicklung, wobei der Synchronisierungsschalter dann geschaltet wird, wenn die Spannung an der Hauptschaltvorrichtung Null ist. Eine andere Möglichkeit besteht darin, daß die Verzögerungsglieder zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung eine Induktivität in der Primärwicklung von ausreichender Größe bei der festen Frequenz enthalten, um aureichend Energie zu speichern zwecks Entladung der Kapazität der Hauptschaltvorrichtung auf Nullspannung, bevor die Rückstellung des Transformators erfolgt.
Die Hauptschaltvorrichtung und die Hilfsschaltvorrichtung können beide ein Abschaltintervall (Sperrintervall) und ein Einschaltintervall (Leitintervall) haben. Die Hilfsschaltvorrichtung ist während eines vorgegebenen Zeitintervalls vor dem Beginn des Leitintervalls der Hauptschaltvorrichtung nicht leitend, wobei dieses vorgegebene Intervall ausreichend groß ist, um ein Abklingen der Spannung an der Hauptschaltvorrichtung auf Null zu ermöglichen. Die Hilfsschaltvorrichtung bleibt nichtleitend bis Hauptschaltvorrichtung ihr entsprechendes Leitintervall und Sperrintervall durchlaufen hat. Zwischen der Hilfsschaltvorrichtung und dem Wechselstrom-Erdpotential des Wandlers kann eine Rückstell kapazität liegen. Ferner ist eine Leistungssteuervorrichtung vorhanden zum selektiven Betrieb der Hauptschaltvorrichtung und der Hilfsschaltvorrichtung bei der festen Frequenz, um selektiv Energie durch den Wandler zu übertragen durch Anderung des Arbeitszyklus des Betriebes von mindestens der Haupt- und Hilfsschaltvorrichtung zwecks Erzielung einer Einschaltung der Hauptschaltvorrichtung bei Nullspannung. Ferner kann eine Nullspannungs-Steuervorrichtung vorhanden sein, die in Reihe mit der Sekundärwicklung des Transformators geschaltet ist, zur Verhinderung von Strom in der Sekundärwicklung bis die Spannung an der Hauptschaltvorrich tung auf Null abgenommen hat. Schließlich kann eine erste Gleichrichtervorrichtung vorhanden sein, die in Reihe mit der Nullspannungsvorrichtung liegt, zur Führung von Strom von der Nullspannungs-Steuervorrichtung. Die erste Gleichrichtervorrichtung und die Nullspannungs-Steuervorrichtung können eine unidirektional gesteuerte Schaltvorrichtung bil den, wobei diese Schaltvorrichtung selektiv durch die Steuervorrichtung so betrieben wird, daß die unidirektional gesteuerte Schaltvorrichtung nicht leitend ist, nachdem die Spannung an der Hauptschaltvorrichtung den Wert Null erreicht hat, und die unidirektional gesteuerte Schaltvorrichtung während des entsprechenden Leitintervalls der Hauptschaltvorrichtung leitend ist.
Die Nullspannungs-Steuervorrichtung kann eine sättigbare Drossel oder eine Meßeinrichtung zur Messung der Spannung an der Last sein, wobei die Steuervorrichtung eine konstante Spannung an der Last durch Änderung des Leitintervalls der Hauptschaltvorrichtung aufrechterhält, oder eine Meßeinrichtung zur Messung der Spannung an der Last und zur Aufrechterhaltung einer konstanten Spannung an der Last durch Verängerung des Leitintervalls der Nullspannungs-Steuervorrichtung.
Bei einer vorteilhaften Weiterentwicklung der Erfindung ist eine antiparallele Diode in Reihe mit der Rückstellkapazität geschaltet, wobei die Schaltsteuervorrichtung die Hilfsschaltvorrichtung und die antiparallele Diode entsprechend einer Steuerlogik in der Weise steuert, daß die Hilfsschaltvorrichtung vor dem Leitintervall der Hauptschaltvorrichtung öffnet, zur gleichen Zeit schließt, zu der die Hauptschaltvorrichtung öffnet und während des Leitintervalls der Hauptschaltvorrichtung offen ist. Der Wandler ist ferner durch eine Induktivität in der Primärwicklung gekennzeichnet, deren Reaktanz ausreicht, genügend Energie zu speichern, um die Ausgangskapazität der Hauptschaltvorrichtung über die Primärwicklung innerhalb eines Zeitintervalls auf Nullspannung zu entladen, in welchem der Hilfsschalter offen ist, ohne eine nennenswerte Energiemenge von der Primärseite des Wandlers auf die Sekundärseite des Wandlers zu übertragen, wobei das Öffnen und Schließen der Hauptschaltvorrichtung und der Hilfsschaltvorrichtung die feste Frequenz des Wandlers bestimmt.
Zu der Erfindung gehört auch ein Verfahren zum Betrieb eines mit einer festen Frequenz arbeitenden und bei Nullspannung schaltenden Rechteckwellen-Gleichstromwandlers, der gekennzeichnet ist durch den Verfahrensschritt des Schaltens einer Gleichspannungsquelle zur Erzeugung einer Rechteckwelle, welches Schalten bewirkt wird durch eine Schaltvorrichtung mit einer Kapazität, einen mit der Schaltvorrichtung verbundenen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung hat, wobei die Schaltvorrichtung und die Primärwicklung des Transformators die Primärseite des Wandlers bilden und die Schaltvorrichtung auch zum Rückstellen des Transformators dient. Ferner ist dieses Verfahren gekennzeichnet durch den Verfahrensschritt der Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers zur Sekundärseite, um eine wirksame Entladung der Kapazität der Schaltvorrichtung auf die Spannung Null vor Rückstellung des Transformators zu erreichen. Schließlich gehört zu diesem Verfahren der Verfahrensschritt der Rückstellung des Transformators. Das Verfahren kann den Schritt einer Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandiers zur Sekundärseite umfassen, und den Schritt der Verhinderung eines Stromes auf der Sekundärseite durch eine sättigbare Drossel, die in Reihe mit der Sekundärwicklung liegt. Alternativ gehört zu dem Verfahrensschritt der Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers zur Sekundärseite die Maßnahme, einen Strom auf der Sekundärseite durch einen mit der Sekundärwicklung in Reihe geschalteten synchronisierten Gleichrichter zu verhindern. Bei einem anderen alternativen Verfahren gehört zu dem Schritt der Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers auf die Sekundärseite die Verhinderung von Strom auf der Sekundärseite durch Speicherung von genügend Energie in einer Induktivität auf der Primärseite, welche bei der festen Frequenz ausreichend groß ist, um vor der Rückstellung des Transformators die Kapazität der Schaltvorrichtung auf den Spannungswert Null zu entladen.
Die Erfindung verwendet eine Methode, bei der die im magnetischen Feld des Isoliertransformators angesammelte Energie zur Entladung der Ausgangskapazität des Hauptschalters auf Null benutzt wird. Im Gegensatz dazu wurde bei der Technik gemäß dem Stande der Technik die magnetische Energie im Iso liertransformator entweder in die Eingangsquelle zurückgespeist oder in einigen Fällen in einem Dämpfungswiderstand in Wärme umgesetzt. Die Entladung der Kapazität des Hauptschalters auf Null vor dem Einschalten des Hauptschalters hat verschiedene Vorteile. Beispielsweise werden Verluste durch die in der Ausgangskapazität des Hauptschalters gespeicherte Energie vermieden, da sie im Inneren auftreten, wenn der Hauptschalter einschaltet. Ein Schaltgeräusch durch den Miller-Effekt wird vermieden. Stromspitzen, die beim Einschalten des Hauptschalters infolge parasitärer Kapazitäten des Transformators bedingt sind, werden vermieden. Eine geringe Änderungsgeschwindigkeit der durch die quasi-resonante Entladung der Kapazität des Hauptschalters hervorgerufenen Spannung hat eine geringer Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an den Sekundärwicklungen zur Folge. Hierdurch werden die Stromspitzen an den Sekundärwicklungen des Transformators, die bedingt sind durch Kreisströme durch die Hauptgleichrichterdiode und die Freilaufdiode in der Augangsstufe, beträchtlich reduziert. Eine geringe Änderungsgeschwindigkeit der Spannung gestattet der Freilaufdiode sich von der Stromführung zu erholen. In der bevorzugten Ausführungsform wird ein sättigbare Drossel im Sekundärkreis des Transformators verwendet, um den Stromfluß und die Kreisströme zwischen der Freilaufdiode und der Hauptdiode weiter zu reduzieren.
Die Leistungsübertragung an den Ausgang ist moduliert durch Anderung des Arbeitszyklus, was bei Wandlern mit konstanter Frequenz üblich ist.
Der Hauptschalter wird abgeschaltet, bevor sich die Spannung an ihm aufbaut (wiederkehrt). Dies wird erreicht durch ein schnelles Abschalten und auch durch Verwendung einer äußeren Kpazität, die parallel zum Hauptschalter geschaltet wird. Die in der Kapazität gespeicherte Energie wird nicht über den Hauptschalter entladen, sondern in die Eingangsquelle zurückgespeist.
Die in der Streuinduktivität des Transformators gespeicherte Energie wird nicht in Wärme umgesetzt, sondern wird ebenfalls in die Eingangsquelle zurückgespeist.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht in ihrer Fähigkeit, den Transformator zurückzustellen, um die Gleichstromkomponente aus der Flußdichte des Transformators zu entfernen. Dies führt zu einer besseren Ausnutzung des Kerns des Transformators für einen eintaktigen Vorwärtswandler. Eine Folge dieser Rückstelltechnik ist die Verkleinerung der Spannungsbeanspruchung des Primärschalters. Während des Sperrintervalls liegt eine konstante Spannung an der Primärwicklung, die so beschaffen ist, daß die Totzeit vermieden wird. Der Arbeitszyklus ist nicht begrenzt auf einen 50-prozentigen Grenzwert, was bei den meisten bekannten Rückstelltechniken der Fall ist. Die Bedingung zur Erzielung einer Nullspannungsschaltung ist auch unabhängig von dem Ausgangsstrom. Im Gegensatz dazu begrenzen die bei Stromnulldurch gang arbeitenden bekannten Resonanzwandler den Ausgangsstrom, um eine Stromnulldurchgangs-Bedingung zu erzielen.
Durch die Erfindung werden Schaltverluste praktisch beseitigt; das Geräusch in der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators wird wesentlich verkleinert; der verfügbare Flußbereich für den Isoliertransformator wird maximiert. Die Spannung an dem Hauptschalter wird minimiert; Begrenzungen des Arbeitszyklus des Hauptschalters als Folge der Kernsättigung des Transformators werden vermieden; einschränkende Bedingungen an den Ausgangsstrom als Folge der Nullspannungsbedingung werden vermieden; es wird die Möglichkeit geschaffen, mehrerer Ausgänge vorzusehen; die Schaltung kann bei sehr hohen Frequenzen ohne Schaltverluste oder Geräusch Detrieben werden; die Schaltung ermöglicht eine hohe Wandlerleistungsdichte infolge der vollständigen Ausnutzung des Transformatorkerns, Betrieb bei hoher Frequenz und Betrieb mit fester Frequenz, wodurch die Größe des Ausgangsfilters minimiert wird; schließlich erfordert die Schaltung keine speziellen Komponenten wie sie für Resonanzkapazitäten typisch sind mit einem sehr kleinen äquivalenten Reihenwiderstand der Kapazität.
Die Hilfsschaltvorrichtung kann ein Feldeffekttransistor sein, zu dem eine diskrete und/oder auf eine der Struktur vorhandene Diode parallel geschaltet ist.
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beigefügten zeichnungen beispielhaft beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Schaltung eines Vorwärtswandlers, der die Rückstellmethode gemäß der Erfindung verwendet,
Figur 2 Zeitdiagramme zu der Schaltung gemäß Figur 1,
Figur 3a schematisch eine Schaltung, bei der die Stromspiegelrückstelltechnik nach dem Stande der Technik dargestellt ist,
Figur 3b eine schematische Schaltung, in der eine andere bekannte Technik dargestellt ist,
Figur 4 Zeitdiagramme zu der Schaltung gemäß Figur 3a,
Figur 5 eine schematische Schaltung der Ausgangsstufe eines Wandlers mit einer sättigbaren Drossel gemäß der Erfindung,
Figur 6 Zeitdiagramme zu der Wandlerausgangsstufe gemäß Figur 5,
Figur 7 eine schematische Schaltung eines Wandlers, der eine Strommodussteuerung gemäß der Erfindung verwendet,
Figur 8 Zeitdiagramme zu der Schaltung gemäß Figur 7,
Figur 9 ein vereinfachtes schematisches Blockschaltbild, welches eine Steuerschaltung zur Verwendung mit der Schaltung gemäß Figur 7 zeigt,
Figur 10 zeitdiagramme der Steuerschaltung gemäß Figur 9,
Figur 11 eine schematische Schaltung einer anderen Ausführungsform gemäß der Erfindung, bei der der Transformator eine Vielzahl von Sekundärwicklungen hat, von denen jede ihren eigenen dritten Schalter und Steuerkreis hat, und
Figur 12 eine schematische Schaltung einer Ausführungsform gemäß der Erfindung, die der in Figur 11 gezeigten ähnlich ist, wobei die als dritter Schalter verwendete sättigbare Drossel durch einen synchronisierten Schalter ersetzt ist.
Ein eintaktiger Vorwärts-Gleichstromwandler wird mit einem Primärschalter betrieben, der in Reihe mit einer Primärwicklung eines Isoliertransformators geschaltet ist, und einem Hilfsschalter zum Laden einer Rückstellkapazität, die ebenfalls mit der Primärwicklung in Reihe liegt. Der Primärschalter und der Hilfsschalter werden durch eine Steuerlogik so gesteuert, daß die beiden Schalter nicht zur gleichen Zeit geschlossen sind. Zwischen dem Öffnen des Hilfsschalters und dem Schließen des Primärschalters ist eine vorgegebene Totzeit vorgesehen, damit die Ausgangskapazität des Primärschalters sich in die Eingangsquelle entladen kann. Eine Stromentladung in die Sekundärwicklung des Transformators während dieses Zeitintervalls ist durch einen dritten Schalter begrenzt, bei dem es sich entweder um eine sättigbare Drossel (Induktivität) in Reihe mit der Sekundärwicklung handelt oder um einen selektiv gesteuerten Schalter.
Die Rückstellmethode, die im Zusammenhang mit dem Vorwärtswandler der Erfindung verwendet wird, versteht man am besten, wenn man zuerst die bekannten Rückstellmethoden betrachtet, wie sie beschrieben werden von Vinciarelli, "Optimal Resetting of the Transformer Core in Single Ended Forwarded Converters", U.S. Patent 4,441,146 (1984). Die Figuren 3 und 4 zeigen. diese bekannte Stromspiegelmethode. Figur 38 zeigt ein Wechselstromäquivalent gemäß Barn, "Full- Fluxed, Single-Ended DC Converter", US Patent 4,809,148 (1989), bei welchem die Reihenschaltung aus Kapazität und Hilfsschalter an den negativen Pol angeschlossen ist, statt an den positiven Pol wie in Figur 3A, welche Figur entnommen ist von Vinciarelli, "Optimal Resetting of the Transformer Core in Single Ended Forwarded Converters", U.S. Patent 4,441, 146 (1984). Für die Erläuterung werden ideale Schalter 10 und 12 in Figur 3A angenommen. Streuinduktivitäten, Windungskapazitäten und andere parasitäre Elemente des Transformators 18 werden vernachlässigt. Im Zeitpunkt T1 gemäß Figur 4 sind die Schalter 12, S2 geöffnet. Die beiden Schalter sind in Figur 3A symbolisch als mechanische Schalter dargestellt, in der Praxis handelt es sich jedoch immer um Halbleiterschalter. Der Primärschalter 10, S1 ist geschlossen und beginnt mit dem ersten Einschaltintervall 20 in Figur 4. Die Gleichspannung Vin liegt an der Primärwicklung 16 des Transformators 18 und erzeugt einen magnetischen Fluß im Kern 22 des Transformator. Wenn N die Zahl der Windungen der Primärwicklung ist, so beträgt der Gesamtänderung des Flusses Vin(T2-T1)/N. Die Änderung des Magnetisierungsstromes wird dann bestimmt durch Vin(T2-T1)/Lm, wobei Lm die Magnetisierungsinduktivität des Transformators 18 ist.
Im Zeitpunkt T2 in Figur 4 öffnet der Schalter 10, S1 und der Schalter 12, S2 schließt. Es fließt dann Strom in die Kapazität 24. Die in der Magnetisierungsinduktivität des Transformators 18 gespeicherte Energie wird auf die Kapazität 24 übertragen. Nach verschiedenen Zyklen erreicht die Spannung an der Kapazität 24 einen Wert Vr, der eine Funktion der Eingangsspannung Vin und des Arbeitszyklus des Schalters 12, S2 ist.
In dem gegebenen Beispiel ist angenommen, daß die durch die Kapazität 24 und die Magnetisierungsinduktivität definierte Resonanzfrequenz viel kleiner als die Schaltfrequenz der Schalter 12 und 10 ist. Dies bedeutet, daß die Spannung an der Kapazität 24 sich während des Abschaltintervalls 26 des Schalters 10, S1, wie in Figur 4 gezeigt, oder umgekehrt während des Einschaltintervalls des Schalters 12, S2 nicht ändert. Zwischen den Zeitpunkten T2 und T3 ist der Magnetisierungsstrom definiert durch (Vr-Vin) (T3-T2)/Lm. Wenn der Magnetisierungsstrom zwischen den Zeitpunkten T2 und T3 gleich dem Magnetisierungsstrorn zwischen den Zeitpunkten T1 und T2 gesetzt wird, so gilt (Vr-Vin)(T3-T2) = Vin(T2-T1). Wenn der Arbeitszyklus der Schalter 10 und 12 dann gleichgesetzt wird mit (T2-T1/(T3-T1), dann ist Vr gleich Vin/(1-D).
Die Ausgangsspannung VO des Vorwärtswandlers der Figur 3A beträgt VO=DVin/NR, wobei NR das Windungsverhältnis des Transformators 18 ist. Wenn die Ausgangsspannung über den Anderungsbereich der Eingangsspannung geregelt werden soll, dann muß der Arbeitszyklus umgekehrt mit der Eingangsspannung variieren. Mit anderen Worten, der Arbeitszyklus ist größer bei einer kleinen Eingangsspannung und kleiner bei einer hohen Eingangsspannung.
Aus dem Ausdruck für Vr (d.h. die Rückstellspannung an der Kapazität 24) kann geschlossen werden, daß die Spannung an der Speicherkapazität 24 sich nicht über einen großen Bereich ändert, vorausgesetzt, die Eingangsspannung verändert sich nicht stark.
Aus der Betrachtung von Figur 3A ergibt sich, daß die Magnetisierungsenergie des Transformators 18 zwischen der Eingangsspannung und der Kapazität 24 hin und her pendelt, daß der veränderliche Flußhub maximiert wird, daß die Spannungsbeanspruchung des Schalters auf den Bereich der Änderungen der Eingangsspannung minimiert wird und daß es keine Beschränkungen hinsichtlich des Arbeitszyklus gibt.
Was jedoch gemäß der folgenden Beschreibung durch die Erfindung vermieden wird, ist das Hin- und Herpendeln der Magnetisierungsenergie zwischen der Eingangsquelle und der Speicherkapazität durch einne resistiven Pfad, der durch den Wirkwiderstand des Schalters 12 und der Primärwicklung 16 gebildet wird. Dieser Wirkwiderstandspfad verbraucht einen Teil der Energie.
Ferner wird, wie unten gezeigt wird, gemäß der Erfindung die Magnetisierungsenergie des Transformators 18 zum Entladen der Ausgangskapazität des Schalters 10 verwendet, statt sie zwischen der Eingangsquelle und der Kapazität hin und her zu bewegen.
Ferner ist die Festlegung der Zeitpunkte für die Schalter 10 und 12 bei der Schaltung nach Figur 3A sehr kritisch. Besondere Probleme entstehen, wenn der Schalter 12 nicht geöffnet wird, bevor dem Schließen des Schalters 10. Wenn beide Schalter geschlossen sind, fließen sehr hohe Kreisstromspit zen durch die Schalter 10 und 12, die nur durch den Durchlaßwiderstand der Schalter 10 und 12 begrenzt werden. Die Vermeidung eines solchen Kurzschließens der Kapazität 24 in einem Vorwärtswandler mit einem Kapazitätsrückstellschalter ist seit langem bekannt, und die Verwendung von phasenverschoben arbeitenden Schaltern im Primärkreis zu diesem Zweck wird beschrieben von Polikarpov et al., "Single-Cycle Direct Voltage Regulator", russisches Patent SU 892-614 (1981). Wie unten beschrieben wird, wird eine vorgegebene Verzögerung T verwendet, um den Magnetisierungsstrom so zu lenken, daß er die Ausgangskapazität des FET entlädt.
Während transienter Änderungen des Arbeitszyklus ändert sich die Spannung an der Kapazität 24. Diese Änderung erfordert den Ablauf mehrerer Zyklen, und während dieses Zeitabschnittes kann die Flußdichte im Kern des Transformators 18 katastrophale Werte erreichen. Wie unten beschrieben wird, vermeidet die Erfindung diese Möglichkeit durch Verwendung eine Strommodussteuerung. Der Spitzenwert des Magnetisierungsstromes, der einen signifikanten Anteil des Primärstromes des Transformators 18 ausmacht, wird unter einem vorgegebenen Wert gehalten, der unterhalb des für die Sättigung des Kerns erforderlichen Stromes liegt.
Die bekannte Methodik erreicht nicht, daß der Hauptschalter 10 bei Nullspannung schaltet. Dies hat eine erhöhte Beanspruchung des Schalters 10 und höhere Verluste im Wandler zur Folge. Durch Vermeidung eines Kreisstromes zwischen dem Haupt- und Hilfsschalter, wie dies von Vinciarelli '146 und anderen vorgeschlagen wird, erreicht man nicht die Vorteile einer Nullspannungsschaltung wie sie durch die der Erfindung praktiziert wird.
Wendet man sich nun der Figur 1 zu, welche die Methodik der Erfindung zeigt, so erkennt man, daß die idealen Schalter 10 und 12 der Figur 3A durch MOSFET-Baüelernente 30 und 32 ersetzt sind, die die bevorzugte Wahl darstellen, da in sol chen Bauelementen Diodenelemente 34 beziehungsweise 36 vorhanden sind, die eine Rückstrom durch den Schalter ohne eine zusätzliche äußere Diode ermöglichen. In Figur 1 ist die äquivalente Schaltung (Ersatzschaltbild) tatsächlicher MOSFET-Bauelernente durch gestrichelte Linien angedeutet. Die auf dem Substrat vorhandenen Dioden 36 und 34 bilden somit die parasitäre Diode in einem tatsächlichen MOSFET. In gleicher Weise ist der Ersatzschaltbild des Transformators 48 in einer entsprechenden gestrichelten Umrandung dargestellt und enthält die parasitäre Magnetisierungsinduktivität Lm und die Lastinduktivität Ld. Der Kreis ist daher aufgebaut unter Berücksichtigung der parasitären oder tatsächlichen Charakteristiken der in der Schaltung verwendeten praktischen Bauelementen. Den Gittern der MOSFETs 32 und 34 werden von einem Steuerkreis Steuersignale V51 und V52 zugeführt, deren zeitliche Folge unten in Verbindung mit Figur 2 beschrieben wird, und der Steuerkreis selbst wird später genauer in Verbindung mit Figur 7 und 9 beschrieben. Die MOSFETs 32 und 34 werden so gesteuert, daß man ein vorgegebenes Zeitinterval T zwischen der Öffnung des Schalters 32 und dem Schließen des Haupt- oder Primärschalters 30 erhält. In dem Augenblick, in welchem der Rückstellschalter 32, fließt der ihn durchfließende Strom von der Speicherkapazität 38 durch die Magnetisierungsinduktivität 40, Lm, und die Eingangslastinduktivität 42, Ld, zu der Eingangsspannungsquelle 44, Vin. Der Magnetisierungsstrom versucht weiter zu fließen, indem er durch die Kapazität 46, die Magnetisierungsinduktivität 40 und die Lastinduktivität 42 zu der Eingangsspannungsquelle 44 fließt. Die überschießende im magnetischen Feld des Transformators 48 gespeicherte Energie führt zu einem Stromfluß durch die Strukturdiode 34 und ermöglicht eine Nullspannungsschaltung des Schalters 30. Die Zeitverzögerung zwischen den Schaltzyklen der Schalter 30 und 32, wie sie in Figur 2 bei T in den Zeitdiagrammen 68 und 74 gezeigt ist, wird allein bestimmt durch die Eigenschaften des Entladungspfades vom Schalter 30 durch die Induktivität des Transformators 48 zur Eingangsquelle 44. Dies wird seinerseits durch einen unten beschriebenen dritten Schalter 56 beeinflußt.
Es wird die folgende vereinfachte Analyse der Figur 1 betrachtet. Es wird beispielsweise angenommen, daß die Drain- Source-Ausgangskapazität der beiden Schalter 30 und 32 konstant ist. Dies trifft nur dann tatsächlich zu, wenn eine zusätzliche Kapazität parallel zu dem Schalter hinzugefügt wird, da im allgemeinen die Drain-Source-Kapazität eines MOSFET von der Spannung am MOSFET abhängig ist. Zweitens wird angenommen, daß der Widerstand der MOSFET-Schalter 30 und 32 und der Gleichstromwiderstand der Primärwicklung 50 des Transformators 48 im Einschaltzustand vernachlässigbar sind. Der Strom durch eine sättigbare Drossel 56 ist vernachlässigbar in einem Zeitinterval, in welchem die Spannung am Schalter 30. auf Null zurückgeht.
Damit der Schalter 30 bei Nullspannung schließt, muß die folgende Gleichung erfüllt sein:
Im² Lm > C Vr², wobei Vr = Vin/(1-D)
wobei Im der durch den Transformator 46 fließende Magnetisierungsstrom ist.
Während des Einschaltzustandes des Hauptschalters 30 ändert sich der Magnetisierungsstrom um den Betrag dI und Im = dI/2. Das entsprechende Inkrement des durch die Magnetisierungsinduktivität Lm fließenden Stromes ist DTVin/Lm, wobei D der Arbeiszyklus und T eine Wiederholperiode ist. Der Magnetisierungsstrorn Im ist dann halb so groß wie dieser Wert. Kehrt man zurück zu der obigen Ungleichung und substituiert den Ausdruck für die Rückstellspannung Vr und den Magnetisierungsstrom Im, so erhält man die Ungleichung
1/2 Lin C1/2) > Fr/ D(1-D),
wobei Fr die Wiederholfrequenz ist. Die linke Seite der Ungleichung ist die Resonanzfrequenz des Magnetisierungsstrom und die Ausgangskapazität des Schalters 30, die in eine Einzelgröße "f", die Resonanzfrequenz, umbenannt wird. Die Ungleichung kann dann umgeschrieben werden in:
f D(1-D) > Fr. (1).
Die Größe D(1-D) hat einen Maximalwert bei D=0,50. Der Schalter 30 schaltet daher ein bei Nullspannung, vorausgesetzt, daß die Wiederholfrequenz kleiner ist als ein gewisser Faktor der Resonanzfrequenz. Es wird jetzt die Verzögerungszeit betrachtet, die durch die sättigbare Drossel 56 bedingt ist. Es ist bekannt, daß das Produkt aus der Spitzenspannung und der Verzögerungszeit einer induktiven Drossel konstant ist. Das bedeutet, daß die Verzögerungszeit um so kleiner ist, je größer die Eingangsspannung ist. Auch für einen geregelten Ausgang wie oben beschrieben gilt, daß der Arbeitszyklus um so kleiner ist, je größer die Eingangsspannung ist. Die kritischste Bedingung für eine Nullspannungsschaltung besteht daher bei einer hohen Eingangsspannung.
Aus der obigen Beziehung kann unmittelbar hergeleitet werden, daß die Nullspannungsschaltung unabhängig von der Größe des Ausgangsstromes ist. Die Resonanzfrequenz f des Schaltkreises sollte so gewählt werden, daß die oben angegebenen Ungleichung (1) für alle Eingangs - und Ausgangsbedingungen erfüllt ist. Da die Ausgangskapazität des Schalters 30, bedingt durch die MOSFET-Struktur, eine feste Größe ist, kann nur die Magnetisierungsinduktivität geändert werden, um die Resonanz frequenz festzulegen.
Der Transformator 48 hat eine Primärwicklung 50 und eine Sekundärwicklung 52, die auf einem Magnetisierungskern 54 aufgebracht sind. Die Sekundärwicklung 52 ist mit einer sättigbaren Drossel 56 und einer Hauptdiode 58 in Reihe geschaltet. An den Ausgang dieses Kreises ist eine Lastinduktivität 60, ein ohmscher Lastwiderstand 66 und eine Lastkapazität 64 geschaltet, wobei die beiden letztgenannten Schaltungselemente parallel zueinander liegen. Eine Freilaufdiode 42 liegt ebenfalls parallel zum Ausgang.
Die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Figur 1 wird durch das Zeitdiagramm der Figur 2 erläutert. Das Zeitdiagramm 68 entspricht der am Hauptschalter 30 angelegten Steuerspannung, wobei die Einschaltzustandsintervalle (Leitintervalle) mit 70 und die Ausschaltzustandsintervalle (Sperrintervalle) mit 72 bezeichnet sind. Das Zeitdiagramm 74 zeigt entsprechend die am Sekundgrschalter 32 liegende Steuerspannung. Ausschaltzustandsintervalle 76 und Einschaltzustandsintervalle 78 wechseln einander ab. Wie man jedoch durch Vergleich der Zeitdiagramme 68 und 74 erkennt, ist eine Zeitlücke oder "Totzeit" T zwischen T1 und T2 vorgesehen, die sich an den Einschaltzustand 78 des Sekundärschalters 32 anschließt und vor dem Einschaltzustand 70 des Hauptschalters 30 liegt. Wie zuvor erläutert, wird I durch die Entladezeit des Schalters bestimmt.
Ähnlich ist eine "Totzeit" zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 vorhanden, die sich an den Einschaltzustand 70 des Hauptschalters 30 anschließt und vor dem Einschaltzustand 78 des Sekundärschalters 32 liegt und in der keiner der Schalter 30, 32 leitend ist. Die Verzögerungszeit T4-T3 kann willkürlich festgelegt so werden, daß
0 < T4-T3 < (1-D)/2Fr.
Zeitdiagramm 80 entspricht der Spannung im Knotenpunkt 82 und stellt die Spannung am Hauptschalter 30 dar. Auch hier kann man durch Vergleich der Zeitdiagramme 80 und 68 erkennen, daß der Einschaltzustand 70 des Hauptschalters 30 nur eintritt, wenn die Spannung am Hauptschalter 30 Null ist.
Das Zeitdiagramm 84 zeigt den Strom durch den Hauptschalter 30. Der Strom durch die sättigbare Drossel 56 ist im Zeitdiagramm 86 gezeigt und wird unten ausführlicher beschne ben. Das Spannungsdifferential an der Sekundärwicklung 52 des Transformators 48 zeigt das Zeitdiagramm 88. Die zeitliche Beziehung zwischen der Eingangs- und Ausgangsspannung und dem Eingangs- und Ausgangsstrom der Primär- und Sekun därwicklung des Transformators 48 werden durch die Zeitdiagramme 80 bis 88 der Figur 2 illustriert. Durch Vergleich der Zeitdiagramme 80 und 84 erkennt man, daß ein positiver Strom im Schalter 30 nur fließt, nachdem die Spannung am Schalter 30 den Wert Null erreicht hat. Wie das Zeitdiagramm 88 zeigt, ist die Steigung der ansteigenden Flanke der Spannung an der Sekundärwicklung kleiner als die Steigung der abfallenden Flanke der Spannung am Schalter 30, wie das Zeitdiagramm 80 zeigt, so daß "ringing" in der Sekundärwicklung bedeutend kleiner ist.
Ein Merkmal der Erfindung ist die durch die sättigbare Drossel 56 eingeführte Zeitverzögerung Figur 6 zeigt Zeitdiagramme, welche die Beziehung zwischen verschiedenen Signalen und dem in Figur 5 gezeigten Ausgangssignal der Schaltung gemäß Figur 1 zeigen. Zeitdiagramm 81 zeigt die Spannung am Hauptschalter 30. Das Zeitdiagramm 90 in Figur 6 zeigt die Spannung an der sättigbaren Drossel 56 und der Sekundärwicklung 52. Der Strom Ils durch die sättigbare Drossel und der Strom durch die Freilaufdiode 62 sind im Zeitdiagramm 92 gezeigt.
Im Zeitpunkt T1 schaltet der Hilfsschalter 32, wie Figur 2 zeigt, ab und der Magnetisierungsstrorn beginnt von der Ausgangskapazität des Hauptschalters 30 zu fließen, hier in erster Linie bedingt durch die Kapazität 46. Dieser Strom ist im Zeitdiagramm 84 der Figur 2 dargestellt. Die Spannung am Hauptschalter 30 ist im Zeitdiagramm 81 der Figur 6 in vergrößertem Maßstab dargestellt. In dem Augenblick, in dem die Spannung am Hauptschalter 30 gleich der Eingangsspannung Vin wird, wie dies im Zeitpunkt T2 in Figur 6 angedeutet ist, erreicht die in die Sekundärspannung 56 induzierte Spannung den Wert Null, wie dies in dem Zeitdiagramm 88 der Figur 2 dargestellt ist. Die Spannung an der Sekundärwicklung 52 wird danach positiv.
Wenn die sättigbare Drossel 56 nicht vorhanden wäre, würde die Hauptdiode 55 in Durchlaßrichtung beauf schlagt und der Strom würde durch die Sekundärwicklung fließen und dabei einen Teil der Energie des von dem Magnetisierungsstrom erzeugten magnetischen Feldes auf die Sekundärseite der Schal tung übertragen. Wenn dies der Fall wäre, stünde nicht genügend in die Eingangsquelle zurückzuspeisende Magnetisierungsenergie zur Verfügu,g um die Ausgangskapazität des Hauptschalters 30 zu entladen und so eine Nullspannungs schaltung zu erhalten. Um dies zu verhindern, ist die sättigbare Drossel 56, LS, in Reihe mit dem Ausgang der Sekundärwicklung geschaltet.
Für kleine Ströme durch die sättigbare Drossel 56 stellt dieser eine große Induktivität dar. Wenn der die sättigbare Drossel durchfließende Strom einen bestimmten Wert erreicht hat, gerät die Drossel 56 in die Sättigung und wirkt im wesentlichen wie ein elektrischer Kurzschluß. Die durch die sättigbare Drossel 56 eingeführte Zeitverzögerung wird so gewählt, daß sie größer ist, als die Zeitdifferenz T3-T2 in Figur 6, bei der es sich um das Zeitinterval handelt, in welchen die Spannung am Hauptschalter 30 von Vin auf Null fällt.
Zeitdiagramm 92 zeigt, daß durch die sättigbare Drossel 56 ein geringer Strom fließt bis sich der Zeitpunkt T3 nähert. Die exponentielle Gestalt des Stromes durch die Sekundärwicklung, wie sie in dem Zeitdiagramm 92 gezeigt ist, ist typisch für die Sättigungscharakteristik. Zeitdiagramm 90 zeigt die Spannung zwischen der Anode der Hauptdiode 58 und der Freilaufdiode 62. Die Hauptdiode 58 ist mindestens bis zum Zeitpunkt T2 und bis zum Beginn des Stromflusses durch die Sekundärwicklung 56 in etwa dem Zeitpunkt T3 in Sperrichtung beaufschlagt. Die dann an der Anode der Hauptdiode 58 erscheinende Spannung ist die Eingangsspannung multipliziert mit dem Übersetzungsverhältnis des Transformators 48.
Man erkennt somit aus Figur 6 durch Vergleich der Zeitdiagramme 81 und 92, daß die durch die Sekundärwicklung 56 eingeführte Zeitverzögerung von T2 bis T3 die volle Entladung der Ausgangskapazität des Hauptschalters 30 und die Übertragung dieser Entladungsenergie durch den Transformator 48 in den Ausgangskreis ermöglicht.
Es versteht sich, daß es vollständig im Rahmen der vorhegenden Erfindung liegt, daß die durch die sättigbare Drossel 56 herbeigeführte Zeitverzögerung auch durch einen synchronisierten Schalter erreicht werden kann, der dann einschaltet, wenn die Spannung am Hauptschalter 30 den Wert Null erreicht hat.
Einer der Nachteile der bekannten Vorwärtswandler besteht darin, daß in dem Zeitpunkt, in dem der Hauptschalter abschaltet, die Spannung in der Sekundärwicklung scharf ansteigt und dadurch Stromspitzen erzeugt werden, die durch die Hauptdiode und die Freilaufdiode fließen. Um dies zu verhindern, sind im Stand der Technik energieverzehrende Dämpfungsmittel erforderlich. In der oben beschriebenen Schaltung sinkt die Spannung am Hauptschalter 30 jedoch in einer quasi-resonanten Weise, und zur gleichen Zeit zeigt die in die Sekundärwicklung induzierte Spannung ein ähnlich quasi-resonantes Verhalten. Diese sanfte Wellenform in der Sekundärwicklung hat zur Folge, daß die Freilaufdiode 62 weniger plötzlich gesperrt wird, bevvor der Aufbau des Stromes durch die Hauptdiode 58 erfolgt. Diese Arbeitsweise vermindert beträchtlich den Leistungsverlust in der Diode 42 und verkleinert den Geräsuchpegel.
Im Zusammenhang mit der obigen Beschreibung werden der Haupt- oder Primärschalter 30 und der Hilfsschalter 32 durch externe Signale gesteuert, die von bekannten Steuerschaltun gen geliefert werden. Anhand der Figuren 7 und 8 wird jedoch eine Steuerschaltung gemäß einer Weiterentwicklung der Erfindung beschrieben. Gemäß der schematischen Steuerschaltung gemäß Figur 7 wird die Schaltung nach Figur 1 durch eine Strommodussteuerung gesteuert.
Da ein signifikanter Anteil des Primärstromes Magnetisierungsstrom ist, regelt ein innerer Rückführkreis die Flußdichte im Haupttransformator 48 durch Steuerung des Spitzenstromes. Hierdurch wird die Gefahr einer Sättigung des Transformatorkernes bei Transienten ausgeschlossen, die in Verbindung mit dieser Rückstelltechnik auftreten. Das Fehlen von Strom-"ringing" beim Einschalten des Hauptschalters 30 bei Nullspannung und das Vorhandensein einer sanften Steigung des Magnetisierungsstromes, wie dies das Zeitdiagramm 84 in Figur 2 zeigt, macht die Anwendung der Strommodussteuerung effektiver und einfacher.
In Figur 7, in der der Hauptschalter 30 über einen Wirkwiderstand 94 zum Zwecke der Strommodussteuerung geerdet ist, wird der Steuereingang des Hauptschalters 30 durch das Verriegelungsglied (bistabiles Kippglied) 96 beaufschlagt, welches durch einen Taktgeber 89 gesetzt (gesteuert) wird. Das bistabile Kippglied wird durch den Ausgang eines Vergleiches 100 zurückgesetzt. Die Eingangsgrößen des Komparators 100 sind einerseits die Spannung zwischen der Reihenschaltung aus Hauptschalter 30 und Widerstand 94 und andererseits der Ausgang eines Fehlerverstärkers 102. Der Fehlerverstärker 102 ist ein Differenzverstärker, der in Abhängigkeit der Differenz zwischen einer Sollspannung und der Ausgangsspannung des Sekundärkreises, nämlich der Ausgangslastinduktivität 60, arbeitet.
Der Ausgang des bistabilen Kippgliedes wird auch als Auslösesignal für den Rückstellogikkreis 104 verwendet. Der Steuereingang des Sekundärtransistors 32 wird von dem Rückstellogikkreis 104 beaufschlagt. Der Sekundär- oder Hilfsschalter 32 liegt parallel zu einer antiparallelen Diode 106. Die antiparallele Diode 106 besteht sowohl aus einer inneren als auch einer äußeren Diode des Transistors 32. Der Begriff "antiparallele Diode" wird für die Zwecke dieser Beschreibung definiert als eine Diode, die parallel zu dem Schalter liegt, wobei die Durchlaßrichtung durch die Diode entgegengesetzt zu der normalen Durchlaßrichtung durch den Schalter ist.
Figur 8 zeigt Zeitdiagramme für die Schaltung gemäß Figur 7. Das Zeitdiagramm 108 zeigt die Taktimpulse, die von dem Taktgeber 98 als Setzsignale für das bistabile Kippglied erzeugt werden. Das Ausgangssignal des bistabilen Kippgliedes ist im Zeitdiagramm 110 dargestellt. Die am Wirkwiderstand 94 gemessene Spannung wird durch die Impulse 112 im Zeitdiagramm 114 abgebildet. Die Ausgangsgröße des Fehlerverstär kers 102 hat eine konstante Größe Verror die von der Differenz, falls vorhanden, zwischen der Sollspannung und der Ausgangsspannung abhängt. Wenn Verror und die Spannung am Wirkwiderstand 94 am Ausgang des Hauptschalters 30 gleich sind, erzeugt der Komparator 100 ein Auslöseimpuls, welcher das bistabile Kippglied zurücksetzt, wie dies das Zeitdiagramm 110 zeigt. Die Ausgangsgröße des bistabilen Kippgliedes, die im Zeitdiagramm 110 gezeigt ist, wird verwendet zur Beauf schlagung des Steuereinganges des Hauptschalters 30. Die gleiche Augangsgröße wird zur Rückstellung des Logikkreises 104 zur Steuerung des Hilfsschalters 32 verwendet. Die Beaufschlagung des Steuereinganges des Hilfsschalters 32 erfolgt komplementär und verzögert in einer Weise ähnlich zu der in Zusammenhang mit Figur 2 beschriebenen Weise unter Verwendung konventioneller Taktgeber- und Logiktechnik.
Figur 9 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Erzeugung der taktgebenden Signale (Zeitsignale) der Erfindung. Zu dem Blockschaltbild gehören entsprechende Zeitdiagramme gemäß Figur 10. Das Ausgangssignal der Strommodussteuerung vom bistabilen Kippglied 96 ist im Zeitdiagramm 114 der Figur 10 wiedergegeben und erscheint am Ausgang 116 des bistabilen Kippgliedes in Figur 9. Das Zeitintervall zwischen den Ausgangssignalen 118 des bistabilen Kippgliedes ist T. Der Impuls 118 wird weitergegeben sowohl an eine ansteigende Zeitverzögerung, die allgemein mit den Bezugszeichen 120 versehen ist, als auch an eine fallende Zeitverzögerung 122. Die Spannung im Knotenpunkt 124 ist im Zeitdiagramm 126 der Figur 10 wiedergegeben, während die Spannung im Knotenpunkt 128 im Zeitdiagramm 130 dargestellt ist. Die im Zeitdiagramm 126 gezeigten gefilterten Impulse werden dann einem invertierenden und speisenden Glied 132 zugeführt, dessen Ausgangsgröße im Zeitdiagramm 134 der Figur 10 dargestellt ist.
Diese Impulse werden dem Hilfsschalter 32 zugeführt und werden nach dem Fall der Spannung im Punkt 124 um die Zeit dt1 verzögert.
Die im Zeitdiagramm 130 dargestellten Impulse können dann einem bekannten gesteuerten Zeitverzögerungsglied 136 zugeführt werden. Die Größe der durch das Verzögerungsglied 136 eingeführten Verzögerung der Impulse kann in Abhängigkeit von einem Signal variieren, das für die Spannung am Hauptschalter 30 repräsentativ ist. Die Ausgangsgröße des gesteuerten Verzögerungsgliedes 136 wird dann über einen Puffer 138 angeschlossen und ist in dem Zeitdiagramm 140 dargestellt. Die Verzögerungszeit dt2 wird in Abhängigkeit der Spannung am Hauptschalter 30 gesteuert und dient der Sicherstellung eines Abstandes oder einer Totzeit zwischen den Steuersignalen für die Schalter 30 und 32, um einen Betrieb der Schaltung sicherzustellen, wie er zuvor im Zusammenhang mit den Figuren 2 und 6 beschrieben wurde. Es ist deutlich zur Kenntnis zu nehmen, daß neben den hier erläuterten viele andere Arten von Steuergliedern für die Zeitgebung verwendet werden können.
Eine andere Ausführungsform gemäß der Erfindung, die der in Figur 7 ähnelt, ist schematisch in Figur 11 dargestellt, in der der Transformator 48 eine Vielzahl von Sekundärwicklungen 52(1)-52(m) hat, von denen jede mit einem entsprechenden sekundären Ausgangskreis versehen ist. Jeder der Sekundärkreise in Figur 11 hat seinen eigenen dritten Schalter 56(1)-56(m), der in allen Fällen als sättigbare Drossel ausgebildet ist. Der erste Sekundärkreis, der der Wicklung 52(1) entspricht, ist mit der bei Figur 7 beschriebenen Rückführregelung über das Steuerglied 140 versehen. Jeder der anderen Sekundärkreise, die den Wicklungen 52(2)-52(m) entsprechen, hat ein separates entsprechendes Steuerglied 140(2)-140(m) im Sekundärkreis, um jeden Ausgangskreis individuell einstellen zu können.
Eine wieder andere Ausführungsform gemäß der Erfindung ist in Figur 12 dargestellt, die eine Schaltung ähnlich der in Figur 11 gezeigten offenbart, in der jedoch die sättigbare Drossel des Sekundärkreises, also die Spule 52(1), weggenommen ist und durch einen synchronisierten Schalter 142 ersetzt ist. Der Schalter 142 wird durch das Steuerglied 144 gesteuert, um eine Nullspannungsschaltung zu bewirken, wobei dieses Steuerglied auch eine Rückführungsregelung von dem sekundären Ausgangskreis zu dem primären Ausgangskreis enthält, wie dies die Figuren 7 und 11 zeigen.
Viele Änderungen und Modifikationen sind für den einschlägigen Fachmann möglich, ohne von dem Geist und der Reichweite der Erfindung abzuweichen. Beispielsweise kann anstelle der Verwendung der Strommodussteuerung eine Spannungsmodussteuerung oder eine mehrfache Rückführregelung verwendet werden.
Außerdem kann jeder heute bekannte Schalter oder künftig entwickelte Schalter verwendet werden, einschließlich FET- Leistungsbauelemente vom N- oder P-Typ, die für den Haupt- und Hilfsschalter verwendet werden können, wobei der Ladungsträgertyp des Haupt- und Hilfsschalters untereinander wechseln kann und die Rückstellkapazität an den positiven oder negativen Pol der Spannungsquelle angeschlossen werden kann.

Claims

1. Mit fester Frequenz arbeitender und bei Nullspannung schaltender Rechteckwellen-Gleichstromwandler mit einem Gleichspannungseingang (44), einem Transformator (48) mit einer an den Eingang angeschlossen Pirmärwicklung (50), mit einer Hauptschaltvorrichtung (30, 34), die mit der Primärwicklung und dem Gleichspannungseingang in Reihe geschaltet ist, und mit einem Taktsignalgenerator (VS1, VS2, 140) zur Steuerung der Hauptschaltvorrichtung derart, daß eine Rechteckwellenschaltung der an der Primärwicklung angelegten Gleichspannung erfolgt, dadurch gekennzeichnet,

- daß eine Hilfsschaltvorrichtung (32) und eine Rückstellkapazität (38) vorhanden sind, die mit der Primärwicklung (50) und dem Gleichspannungseingang (44) in Reihe geschaltet sind,

- daß die Hilfsschaltvorrichtung von dem Taktgenerator (VS1, 140) gegenphasig zu der Hauptschaltvorrichtung (30, 34) gesteuert wird und zur Rückstellung des Transformators (48) dient,

- daß Schaltverzögerungsglieder vorhanden sind zur Erzeugung einer Schaltverzögerung zwischen der Abschaltung der Hauptschaltvorrichtung und der Einschaltung der Hilfs-Hauptschaltkapazität

- und daß Glieder (56, 142) vorhanden sind zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung (52) des Transformators bis nach Ablauf der genannten Schaltverzögerung.

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu den Gliedern zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung (52) eine sättigbare Drossel (48) gehört, die in Reihe mit der Sekundärwicklung geschaltet ist.

3. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu den Gliedern zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung ein Synchronisierungsschalter (142) gehört, der in Reihe mit der Sekundärwicklung (52) geschaltet ist und der dann schaltet, wenn die Spannung an der Hauptschaltvorrichtung (30) Null ist.

4. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu den Gliedern zur Verzögerung der Übertragung von Energie durch die Sekundärwicklung eine Induktivität (40) im Primärkreis gehört, die bei der festen Frequenz ausreichend groß ist, um genügend Energie zu speichern, damit die Kapazität der Hauptschaltvorrichtung (30) auf die Spannung Null entladen wird, bevor der Transformator rückgestellt wird.

5. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

- daß sowohl die Hauptschaltvorrichtung (30) als auch die Hilfsschaltvorrichtung (32) ein Sperrintervall und ein Leitintervall haben,

- daß die Hilfsschaltvorrichtung während einer vorbestimmten Zeitspanne vor dem Leitintervall der Hauptschaltvorrichtung nichtleitend ist, welche Zeitspanne ausreichend lang ist, um ein Abklingen der Spannung an der Hauptschaltvorrichtung auf den Wert Null zu erlauben,

- daß die Hilfsschaltvorrichtung nichtleitend bleibt, bis die Hauptschaltvorrichtung ihr entsprechendes Leitintervall und Sperrintervall durchlaufen hat,

- daß eine Rückstellkapazität (38) zwischen der Hilfsschaltvorrichtung und dem Wechselstromerdpotential des Wandlers liegt,

- daß eine Leistungssteuervorrichtung (140) vorhanden ist zum selektiven Betrieb der Hauptschaltvorrichtung (34) und der Hilfsschaltvorrichtung (142) bei der festen Frequenz, um selektiv Energie durch den Wandler zu übertragen durch Änderung des Arbeitszyklusses des Betriebes von mindestens der Haupt- und Hilfsschaltvorrichtung zwecks Erzielung einer Einschaltung der Hauptschaltvorrichtung bei Nullspannung,

- daß ferner eine Nullspannungs-Steuervorrichtung (142) vorhanden ist, die in Reihe mit der Sekundärwicklung (52) des Transformators geschaltet ist, zur Verhinderung von Strom in der Sekundärwicklung bis die Spannung an der Hauptschaltvorrichtung (34) auf Null abgeklungen ist

- und daß eine erste Gleichrichtervorrichtung (DNA) in Reihe mit der Nullspannungsvorrichtung geschaltet ist zur Führung von Strom von der Nullspannungs-Steuervorrichtung.

6. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichrichtervorrichtung (DNA) und die Nullspannungs-Steuervorrichtung (142) eine unidirektional gesteuerte Schaltvorrichtung bilden, die selektiv von der Steuervorrichtung (144) in der Weise gesteuert wird, daß die unidirektional gesteuerte Schaltvorrichtung nichtleitend ist, nachdem die Spannung an der Hauptschaltvorrichtung (34) den Wert Null erreicht hat, sowie in der Weise gesteuert wird, daß die unidirektional gesteuerte Schaltvorrichtung während der entsprechenden Einschaltzeit der Hauptschaltvorrichtung (30) leitend ist.

7. Wandler nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (48) mehrere Sekundärwicklungen (52(1), 52(2), 52(3)) hat.

8. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Nullspannungs-Steuervorrichtung eine sättigbare Drossel (56) ist.

9. Wandler nach einem der Ansprüche 5 - 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastinduktor (L01) in Reihe zwischen der ersten Gleichrichtervorrichtung (DNA) und einer Last (R01) liegt.

10. Wandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Gleichrichtervorrichtung (D2B) vorhanden ist, die zwischen Erde der Sekundärwicklung (52(1)) des Transformators und der Eingangsseite des Lastinduktors (L01) an dessen Anschluß an die erste Gleichrichtervorrichtung (DNA) liegt.

11. Wandler nach einem der Ansprüche 5 - 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuervorrichtung (144) Meßglieder zur Messung der Spannung an der Last (R01) enthält, wobei die Steuervorrichtung eine konstante Spannung an der Last durch Veränderung des Leitintervalls der Hauptschaltvorrichtung (34) aufrecht erhält.

12. Wandler nach einem der Ansprüche 5 - 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuervorrichtung ein Meßglied (140(2)) enthält zur Messung der Spannung an der Last (R02) und zur Aufrechterhaltung einer konstanten Spannung an der Last durch Veränderung des Leitintervalls der Nullspannungs-Steuervorrichtung (142).

13. Wandler nach Anspruch 11 dadurch gekennzeichnet,

- daß eine antiparallel geschaltete Diode (36) in Reihe mit der Rückstellkapazität (38) liegt,

- daß die Schaltsteuervorrichtung die Hilfsschaltvorrichtung (32) und die antiparallel geschaltete Diode -entsprechend einer Steuerlogik in der Weise steuert, daß die Hilfsschaltvorrichtung vor dem Leitintervall der Hauptschaltvorrichtung (30) öffnet, zur gleichen Zeit schließt, zu der die Hauptschaltvorrichtung öffnet und während des Leitintervalls der Hauptschaltvorrichtung offen ist,

- daß der Wandler ferner durch eine Induktivität (40) der Primärwicklung (50) gekennzeichnet ist, deren Reaktanz ausreicht, genügend Energie zu speichern, um die Ausgangskapazität (46) der Hauptschaltvorrichtung über die Primärwicklung innerhalb eines Zeitintervalls auf Nullspannung zu entladen, in welchem der Hilfsschalter offen ist, ohne eine nennenswerte Energiemenge von der Prirnärseite des Wandlers auf die Sekundärseite des Wandlers zu übertragen, wobei das Öffnen und Schließen der Hauptschaltvorrichtung (30) und der Hilfsschaltvorrichtung (32) die Festfrequenz des Wandlers bestimmt.

14. Wandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Glieder zur Verzögerung der Über tragung von Energie durch die Sekundärwicklung des Transformators aus einer sättigbaren Drossel bestehen, die in Reihe mit der Sekundärwicklung des Transformators liegt.

15. Verfahren zum Betrieb eines mit fester Frequenz arbeitenden und bei Nullspannung schaltenden Rechteckwellen- Gleichstromwandlers, gekennzeichnet, durch

- den Verfahrensschritt des Schaltens einer Gleichspannungsquelle zur Erzeugung einer Rechteckwelle, welches Schalten bewirkt wird durch eine Schaltvorrichtung mit einer Kapazität, einen mit der Schaltvorrichtung verbundenen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung hat, wobei die Schaltvorrichtung und die Primärwicklung des Transformators die Primärseite des Wandlers bilden und die Schaltvorrichtung auch zum Rückstellen des Transformators dient,

- den Verfahrensschritt der Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers zur Sekundärseite, um eine wirksame Entladung der Kapazität der Schaltvorrichtung auf die Spannung Null vor Rückstellung des Transformators zu erreichen, und

- den Verfahrensschritt der Rückstellung des Transformators.

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt der Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers zur Sekundärseite den Schritt umfaßt, einen Strom auf der Sekundärseite mittels einer mit der Sekundärwicklung in Reihe geschalteten Drossel zu verhindern.

17. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt zur Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers zur Sekundärseite den Schritt umfaßt, einen Strom auf der Sekundärseite durch einen mit der Sekundärwicklung in Reihe geschalteten sychronisierten Gleichrichter zu verhindern.

18. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt zur Verhinderung der Übertragung von Resonanzenergie von der Primärseite des Wandlers zur Sekundärseite den Schritt umfaßt, Strom auf der Sekundärseite durch Speicherung von genügend Energie in einer Induktivität der Primärwicklung zu verhindern, welche Induktivität bei der Festfrequenz ausreichend groß ist, um vor der Rückstellung des Transformators die Kapazität der Schaltvorrichtung auf den Spannungswert Null zu entladen.