DE3789691T2 - Schwingende Gleichrichterschaltung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft selbstschwingende Gleichspannungs- Leistungswandler, die im Hochfrequenzbereich arbeiten und im einzelnen eine Resonanzgleichrichterschaltung.
• Es wird Bezug genommen auf EP-A-0267906.
• Ein typischer geschalteter Leistungswandler arbeitet unter Speicherung und Freigabe von Energie in diskreten kapazitiven und induktiven Bauteilen während jedes Betriebszyklus, wobei das Zeitintervall für jeden Zyklus durch die Schaltfrequenz bestimmt wird. Eine Erhöhung der Schaltfrequenz verringert das Speicherzeitintervall und die Höhe der in Reaktanz-Bauteilen während jedes einzelnen Betriebszyklus gespeicherten Energie. Im Grundsatz erlaubt eine solche Erhöhung der Frequenz eine Verringerung sowohl der physikalischen als auch der elektrischen Größe von magnetischen und kapazitiven Speicherelementen für jede Leistungsgröße.
• Obwohl eine wesentliche Erhöhung der Betriebsfrequenz eines Wandlers eine wesentliche Größenverringerung der Schaltungsbauteile auf der Grundlage einer Energiespeicherung je Volumen verspricht, zeigt die Tatsache, daß die Schaltfrequenz von Leistungswandlern nicht sehr stark angestiegen ist, daß andere Beschränkungen für die Zunahme der Betriebsfrequenzen vorhanden sind. Beispielsweise wird die Umschaltgeschwindigkeit von bipolaren Halbleiterschaltbauteilen durch die Ladungsspeicherung begrenzt, wodurch die Vorteile bei einem Betrieb mit hohen Frequenzen begrenzt werden. Es können auch MOSFET-Schaltbauteile anstelle von bipolaren Bauteilen benutzt werden. Deren Umschaltgeschwindigkeiten werden jedoch durch Bauteilkapazitäten und parasitäre Induktivitäten von Anschlußleitungen begrenzt.
• Schaltungsbauteile enthalten im allgemeinen parasitäre elektrische Parameter, die zu unerwünschten Effekten bei hohen Frequenzen führen, und es muß ein beträchtlicher Konstruktionsaufwand zu deren Kompensation getrieben werden. Beispielsweise ändert bei hohen Frequenzen der parasitäre induktive und Ohmsche Widerstand eines Kondensators dessen Einfluß auf die Schaltung. Die Kapazität zwischen den Wicklungen einer Induktivität, der Wicklungswiderstand und Kernverluste begrenzen ebenfalls die maximale praktische Umschaltfrequenz. Das Layout von Schaltungsplatten trägt ebenfalls zu zahlreichen Streukapazitäten, induktiven und Ohmschen Widerständen bei, die Güte von Stromversorgungen bei hohen Frequenzen verringern. Wegen dieser komplizierten Faktoren ist es außerordentlich schwierig, eine übliche pulsbreitenmodulierte geschaltete Stromversorgungsschaltung herzustellen, die bei Frequenzen wesentlich oberhalb von 500 KHz arbeitet.
• Trotz der theoretischen Vorteile eines hochfrequenten Betriebs von Stromwandlerschaltungen haben sich diese Schaltungen wegen vieler Bauteil- und Konstruktionsprobleme nicht als praktisch erwiesen, die sich auf die Betriebsschwierigkeiten bei hohen Frequenzen beziehen. Eine hochfrequente Stromversorgung, die diese Schwierigkeiten beleuchtet ist offenbart in der US-Patentschrift 4 449 174. Diese Patentschrift beschreibt einen hochfrequenten Resonanz-Leistungswandler, der bei hohen Frequenzen arbeiten kann.
• Die Schaltung wurde so ausgelegt, daß sie die Vorteile eines hochfrequenten Betriebs dadurch ausnutzt, daß die parasitären oder zusätzlichen reaktiven elektrischen Eigenschaften von Bauteilen als positive Schaltungselemente benutzt werden. Der Ausdruck "zusätzliche" Bauteileigenschaft soll hier die Eigenschaft eines elektrischen Bauteils bedeuten, die inhärent in einem Gerät, einem Bauteil oder einer Leitungslänge vorhanden ist und häufig als schädliches parasitäres Bauteil angesehen wird, aber in der hier gezeigten Schaltung vollständig und positiv ausgenutzt wird. Das Schaltbauteil der in dem o.g. Patent beschriebenen Leistungskette wird durch eine getrennte und unabhängige Hochfrequenz-Signalquelle getrieben. Eine Spannungsregelung wird durch Bereitstellung eines Frequenzeinstellbereiches geschaffen, der entweder direkt oder durch eine Rückkopplungseinrichtung eingestellt wird, um eine gewünschte Ausgangsspannung zu erzielen. Demgemäß muß die Signalquelle, die das Leistungsschaltbauteil treibt, in der Lage sein, über ein ausreichend breites Frequenzband zu arbeiten, um für den Wandler eine geregelte Ausgangsspannung in einem Bereich von Ausgangs strömen und Eingangsspannung bereitzustellen, der von der Verwendung des Wandlers abhängt.
• Die zusätzliche und getrennte Hochfrequenz-Treiberstufe für das Leistungsschaltbauteil und zur Bereitstellung einer Frequenzeinstellung für Regelungszwecke erhöht die Kompliziertheit des Wandlers bezüglich der Zahl der Bauteile. Wenn die Treiberschaltung eine große Bandbreite zur Anpassung an den Frequenzeinstellbereich besitzt, kann sie nicht genau an die Gate- Elektrode angepaßt werden, so daß ein Großteil der Treiberenergie vergeudet wird. Zur Erzielung des erwünschten hohen Wirkungsgrades muß eine Treiberschaltung kleine augenblickliche Bandbreite besitzen und über den Frequenzeinstellbereich abstimmbar sein. Eine getrennte, abstimmbare Treiberschaltung erhöht aber zusätzlich die Kompliziertheit oder die Zahl der Bauteile.
• Eine weitere Überlegung für eine hochfrequente Wandlerschaltung ist die Güte der Gleichrichterschaltung. Ein üblicher Gleichrichter kann nicht bei so hohen Betriebsfrequenzen befriedigend betrieben werden. Die gleichgerichtete Kurvenform eines üblichen, bei hohen Frequenzen betriebenen Gleichrichters neigt aufgrund von Resonanzen, die durch parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten verursacht werden, zu Störschwingungen. Diese verringern den Gleichrichtungswirkungsgrad und lassen sich häufig nur schwer aus dem Ausgangssignal heraus filtern.
• Ein weiterer Nachteil bekannter Gleichrichter bei einem Betrieb mit sinusförmigen Spannungen und Strömen am Eingang ist eine Eingangsimpedanz, die sich mit der Frequenz und Belastung ändert und damit der Erzielung eines großen Bereiches für die Netz- und Lastregelung entgegensteht. Im Fall eines Serienresonanzwandlers, bei dem eine Regelung durch Änderung der Umschaltfrequenz und damit Änderung einer Reaktanz im Stromweg stattfindet, ändert sich die Eingangsimpedanz eines konventionellen Gleichrichters derart, daß sie den zur Erzielung der Regelung benutzten Frequenzänderungen entgegensteht.
• Erfindungsgemäß wird eine Leistungsgleichrichterschaltung gemäß Anspruch 1 geschaffen. Bei der hier offenbarten, selbstschwingenden Leistungskette wird der Leistungsschalter über eine Schaltung getrieben, die verhältnismäßig wenige Bauteile besitzt, und die Treibleistung wird regenerativ direkt aus der Leistungskette selbst abgeleitet. Weiterhin ermöglicht ihre kleine, abstimmbare Bandbreite einen Betrieb mit hohem Gesamtwirkungsgrad.
• Ein selbstschwingender Leistungswandler nach der Erfindung verwendet einen MOSFET-Leistungsschalter (Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate), dessen Ausgangselektrode mit einem abstimmbaren Netzwerk gekoppelt ist, das die Spannungskurvenform über dem Leistungsschalter auf einen Bruchteil eines Betriebszyklus begrenzt. Der MOSFET-Leistungsschalter kann mit einer so hohen Frequenz betrieben werden, daß seine interne (d. h. parasitäre oder zusätzliche) Drain-Gatekapazität ausreicht, um den alleinigen Oszillatorrückkopplungsweg des Wandlers zu bilden. Bei niedrigeren Frequenzen kann es erforderlich sein, eine zusätzliche externe Kapazität hinzuzufügen. Das Prinzip des Betriebs bleibt jedoch das gleiche.
• Ein Reaktanznetzwerk, das bei der Betriebsfrequenz des Wandlers induktiv ist, koppelt die Gate- und Source-Elektrode des MOSFET-Schalters und enthält eine variable Kapazität zur Einstellung der induktiven Gesamtreaktanz. Die variable Kapazität kann eine Varaktor-Diode umfassen, deren Kapazitätswert sich durch eine Vorspannung steuern läßt. Eine andere geeignete Anordnung oder eine direkt änderbare Induktivität kann anstelle einer variablen Kapazitätssteuerung benutzt werden. Die Umschaltfrequenz des Wandlers wird im wesentlichen auf einen Wert gesteuert, der etwas kleiner als die Resonanzfrequenz des induktiven Netzwerks parallel zur Gate-Source-Kapazität ist, um die richtige Phase für das Rückkopplungssignal zu erhalten. Der Gesamteinfluß der an das MOSFET-Gate angeschalteten, abstimmbaren Schaltung besteht darin, primär auf die Grundkomponente der Drain-Sourcespannung anzusprechen und ein kontinuierliches Treibsignal mit im wesentlichen sinusförmiger Kurvenform an der Gate-Elektrode zu erzeugen, das die richtige Amplitude und Phase zur Aufrechterhaltung der Eigenschwingung besitzt.
• Die selbstschwingende Treibanordnung für den Leistungsschalter besitzt ein inhärent schmale Bandbreite, die über einen großen Frequenzbereich abstimmbar ist. Demgemäß kann die Betriebsfrequenz des Leistungswandlers für Regelungszwecke verändert werden, ohne die Wirkungsgrad-Vorteile einer Treiberschaltung schmaler Bandbreite zu verlieren. Die selbstschwingende Anordnung ist außerdem einfacher im Aufbau und besitzt weniger Bauteile als eine entsprechende, unabhängige Treiberschaltung für die Leistungsschalter-Bandbreite.
• Der Wandler enthält ferner einen Resonanzgleichrichter, der auf positive Weise die Streu- und Magnetisierungsinduktivitäten des Leistungswandlertransformators und seiner parasitären Leitungsinduktivitäten sowie die Zusatzkapazitäten der Gleichrichterdioden als Teil einer abgestimmten LC-Schaltung ausnutzt. Diese abgestimmte Schaltung formt die über den Dioden anstehende Spannungskurvenform so, daß sie im wesentlichen als zeitliche Umkehrung der Spannungskurvenform über dem Schaltbauteil des Wandlers erscheint.
• Im einzelnen enthält der Resonanzgleichrichter eine neuartige Schaltungsanordnung, bei der die Ohmsche Komponente der Eingangsimpedanz steuerbar so geformt wird, daß sie im wesentlichen unabhängig von der Frequenz im Betriebsbereich des Wandlers ist und eine gesteuerte Abhängigkeit vom Gleichstrom-Lastwiderstand hat. Dieses Ergebnis wird teilweise durch Verwendung sowohl diskreter als auch zusätzlicher Induktivitäten und sowohl diskreter als auch zusätzlicher Diodenkapazitäten als steuernde Schaltungselemente erreicht, die auf eine spezielle Resonanzfrequenz abgestimmt sind. In Kombination damit wird ein Parallelresonanzkreis am Eingang des Gleichrichters verwendet. Die Bauteilwerte in der sich ergebenden Schaltung lassen sich so einstellen, daß sich zwei vorbestimmte und gesteuerte Frequenzgang-Polstellen ergeben. Innerhalb dieses Betriebsbereichs ist der Gleichrichter so optimiert, daß sein Eingangswiderstand verhältnismäßig unabhängig von der Frequenz und umgekehrt proportional zum Gleichstrom-Lastwiderstand ist. Zur Erzielung einer geregelten Ausgangsgleichspannung ist der Lastwiderstand umgekehrt proportional der Ausgangsleistung.
• Wie oben erläutert neigt die Eingangsimpedanz eines konventionellen Gleichrichters zu einer Änderung mit der Frequenz des Eingangssignals, wodurch die Regeleigenschaften sich mit der Betriebsfrequenz ändern. Die Eingangsimpedanz neigt auch zu einer ungünstigen Änderung mit der Ausgangslast in einer Weise, die den steuerbaren Regelbereich für einen gegebenen Betriebsfrequenzbereich des Wandlers begrenzt. Durch eine Steuerung der Ohmschen Komponente der Eingangsimpedanz derart, daß sie im normalen Frequenzbereich des Wandlers unabhängig von Frequenzänderungen ist, läßt sich ein stabilerer Betrieb erreichen als er bei einem konventionellen Gleichrichter möglich ist, bei dem sich der Eingangswiderstand mit der Frequenz ändert. Wenn darüber hinaus die Ohmsche Komponente der Eingangsimpedanz so gesteuert wird, daß sie sich umgekehrt mit dem Ausgangslastwiderstand ändert - eine Bedingung, die bei einem konventionellen Gleichrichter nicht erreichbar ist - so wird eine Verkleinerung des Frequenzbereichs erzielt, die zur Erreichung einer erwünschten Ausgangsleistungsregelung erforderlich ist. Der Vorteil einer solchen Steuerung der Ohmschen Komponente der Eingangsimpedanz des Gleichrichters wird also sofort ersichtlich.
• Die Wandlerschaltung verwendet mit Vorteil die Zusatzreaktanzen der Bauteile als Teil des Wandlers auf positive Weise und durch Verwendung einer Eigenschwingung wird der Gesamtwirkungsgrad wesentlich verbessert und die Gesamtzahl der Bauteile des Wandlers wird verringert. Die Verwendung der Zusatzbauteile ermöglicht einen praktischen Wandler, der bei hohen Frequenzen arbeitet und unter Verwendung verhältnismäßig weniger diskreter Bauteile realisiert werden kann.
• Die Erfindung soll nachstehend mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben werden. Es zeigen:
• Fig. 1 ein funktionelles Blockschaltbild eines hochfrequenten Gleichspannung-Leistungswandlers nach der Erfindung;
• Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltbild einer selbstschwingenden Leistungskette für den hochfrequenten Gleichspannungs-Leistungswandler;
• Fig. 3 das Schaltbild des Leistungswandlers mit einem funktionellen Blockschaltbild einer Steuerschaltung für eine Spannungsregelung sowie die Verwendung parasitärer Zusatzelemente zur Verringerung der Anzahl von Schaltungskomponenten bei hohen Frequenzen;
• Fig. 4 Signalkurvenformen, die die Beschreibung des Betriebs für den Leistungswandler nach Fig. 2 und 3 erleichtern;
• Fig. 5, 6 und 7 Schaltbilder alternativer selbstschwingender Leistungswandleranordnungen;
• Fig. 8 und 9 Schaltbilder alternativer Resonanzgleichrichteranordnungen nach der Erfindung;
• Fig. 10 Widerstandskurven zur Darstellung der Ohmschen Komponente der Eingangsimpedanz für die verschiedenen, offenbarten Resonanzgleichrichter;
• Fig. 11, 12, 13, 14 und 15 Schaltbilder weiterer Resonanzgleichrichteranordnungen nach der Erfindung.
• Ein hochfrequenter Gleichspannungs-Leistungswandler nach der Erfindung ist bezüglich seiner Funktion in Fig. 1 dargestellt und weist eine Leistungskette mit einem selbstschwingenden Resonanzwandler 2, einen Impedanztransformator 10 und ein Resonanzgleichrichter/Filternetzwerk 3 auf. Eine Steuerschaltung mit einem Fehlerverstärker 6 liefert ein Fehlersignal zur Steuerung der Frequenz des Wandlers 2 und folglich zur Erzielung einer geregelten Spannung am Ausgang 4. Eine Gleichspannung wird an den Eingangsanschluß 1 angelegt und an ein Schaltbauteil im Wandler 2 sowie eine Startschaltung 8 angekoppelt. Der selbstschwingende Wandler 2 startet nicht von selbst und folglich ist die Startschaltung 8 vorgesehen, die auf eine Gleichspannung am Eingang 1 anspricht und ein Triggersignal liefert, das die Schwingungen im selbstschwingenden Wandler 2 einleitet. Das Ausgangssignal des Wandler 2 ist an einen Impedanztransformator 10 angekoppelt, der wiederum mit einer Gleichrichter/Filterschaltung 3 verbunden ist. Eine Gleichrichterschaltung im Gleichrichter/Filter 3 besitzt, wie nachfolgend beschrieben wird, einen Eingangswiderstand, der sich umgekehrt mit dem Gleichstrom-Ausgangslastwiderstand ändert und im wesentlichen unabhängig von Frequenzänderungen im Betriebsbereich des Wandlers ist. Das gleichgerichtete Ausgangssignal, eine Gleichspannung, wird über eine Leitung 4 einer Last zugeführt, die hier zur Erläuterung als Ohmsche Last 9 dargestellt ist.
• Der selbstschwingende Wandler 2 und der Transformator 10 enthalten eine LC-Serienschaltung, auf die der Transistorleistungsschalter arbeitet. Die Gesamtleistungskette umfaßt ein abgestimmtes Netzwerk, das die Strom- und Spannungskurvenform über dem Leistungsschalter des Wandlers steuert, derart, daß eine nur minimale Überlappung während der Schaltintervalle vorhanden ist und dadurch ein verringerter Leistungsverlust während dieser Schaltvorgänge. Eine vollständige Erläuterung eines Leistungswandlers mit einer ähnlichen Wandleranordnung, die statt einer Eigenschwingung getrieben wird, findet sich in der oben erwähnten US-Patentschrift 4 449 174, ausgegeben am 15. Mai 1984 an N.G. Ziesse. In diesem Patent werden die Einzelheiten der verschiedenen Leistungskettenbauteile und deren Betrieb erläutert, so daß es nicht erforderlich erscheint, diese Zusammenhänge hier im einzelnen zu offenbaren.
• Die Leistungskette des Wandlers mit dem selbstschwingenden Wandler ist genauer in Fig. 2 dargestellt. Eine Gleichspannung wird an den Eingangsanschluß 1 angelegt, der mit einer Filterschaltung einschließlich einer Hochfrequenz-Drosselspule 51 und eines Kondensators 11 verbunden ist. Die Drosselspule 51 ist mit dem Anschluß 107 eines Halbleiterleistungsschalters 110 verbunden, der symbolisch als Schalter dargestellt ist.
• Das Ausgangssignal des Leistungsschalters 110 an der Elektrode 107 ist an eine LC-Reihenschaltung mit einem Kondensator 13 und einer Spule 53 verbunden, die in Verbindung mit dem Rest des Ausgangsnetzwerks und dem Kondensator 15 die Strom- und Spannungskurvenformen über dem Leistungsschalter 110 so begrenzen, daß sie bestimmte gewünschte Eigenschaften annehmen. Diese Kurvenformen sind in Fig. 4 dargestellt, wobei die Kurvenform 401 die Spannungskurve über dem Hauptleistungsweg des Leistungsschalters 110 darstellt. Die sinusförmige Grundkomponente der Spannungskurve 401 wird durch die Kurvenform 400 dargestellt. Die Spannungskurve 402 stellt das Treibsignal dar, das zwischen den Steueranschluß 108 und den Anschluß 109 des Leistungsschalters 110 angelegt ist. Diese Spannungskurve 402 nähert eine sinusförmige Kurve an, die eine Gleichstromkomponente 403 enthält, welche entsprechend der Darstellung durch eine Batterie 50 oder eine andere Gleichspannungsquelle geliefert wird. Der Schalter 110 wird leitend, wenn die Kurve 402 den Schwellenwertpegel 404 des Schalters 110 übersteigt. Man erkennt anhand der Kurven, daß eine Stromleitung über den Leistungsschalter 110 (d. h. während die Kurve 402 oberhalb des Schwellenwertpegels 404 liegt) nur dann auftritt, wenn kein Spannungsabfall über dem Schalter 110 vorhanden ist (d. h. die Kurve 401 im wesentlichen Null ist). Das gleichzeitige Vorhandensein eines größeren Stroms durch den und einer Spannung über dem Schalter 110 ist demgemäß minimiert, so daß nur ein kleiner oder kein Schaltverlust auftritt. Die Kurve des Stroms, der über die abgestimmte Reihenschaltung des Kondensators 13 und der Spule 53 fließt, hat eine quasi-sinusförmige Ausbildung. Das abgestimmte Reihennetzwerk mit dem Kondensator 13 und der Spule 53 ist an eine Resonanzgleichrichterschaltung angekoppelt. Am Eingang der Gleichrichterschaltung ist ein abgestimmtes Parallelnetzwerk mit einem Kondensator 97 und einer Spule 98 an die Primärwicklung 54 eines idealen Trenn- und Impedanzanpaßtransformators 55 angekoppelt. Die Sekundärwicklung 56 ist mit den Gleichrichterdioden 131 und 132 verbunden. Der Resonanzgleichrichter hält einen im wesentlichen konstanten Eingangswiderstand über den Betriebsfrequenzbereich des Wandlers aufrecht, solange der Gleichstrom-Lastwiderstand konstant ist. Der Gleichrichter ist ferner so ausgelegt, daß sein Eingangswiderstand sich umgekehrt mit Änderungen des Gleichstrom-Lastwiderstandes ändert. Dies wird erreicht durch Verwendung einer Induktivität und eine Kapazität in der Schaltung, die zwei Polstellen für den Frequenzgang der Gleichrichter- Eingangsimpedanz definieren, wobei die Polstellen den Betriebsfrequenzbereich des Wandlers einfassen. Die gleichen induktiven und kapazitiven Elemente werden benutzt, um einen Teil der Impedanztransformation durchzuführen, die beim Übergang von der Wandlerschaltung zur Gleichrichterschaltung erforderlich ist.
• Das Frequenzansprechen des Gleichrichters ist in Fig. 10 dargestellt, die die Kurven für den Eingangswiderstand des Resonanzgleichrichters als Funktion der Frequenz zeigt. Die Kurven 1001, 1002 und 1003 stellen den Betrieb bei hoher, mittlerer und niedriger Ausgangsleistung entsprechend kleinem, mittlerem und hohem Gleichstrom- Lastwiderstand dar. Der Betriebsbereich ist durch vertikale Linien 1011 und 1012 definiert. Innerhalb dieses Bereichs ist der Eingangswiderstand bei gegebener Gleichstromlast im wesentlichen unabhängig von Änderungen der Frequenz des Wandlers. Eine scharfe Spitze 10021 zeigt eine erste Polstelle des Frequenzansprechens links von der Linie 1011 der Kurve 1002. Auf ähnliche Weise enthält die Kurve 1001 eine Spitze 10014, die eine Polstelle des Frequenzansprechens angibt. Eine zweite Polstelle wird durch die Spitze 10011 rechts von der Linie 1012 für die Kurve 1001 angezeigt. Die Kurve 1002 enthält ebenfalls eine Spitze 10022. Man erkennt, daß die Position der Spitzen auf der rechten Seite und ihre entsprechenden Polstellen des Frequenzgangs stark von der Ausgangsleistung des Gleichrichters abhängen. Obwohl die beiden Spitzen oder Maxima an den beiden Enden des Frequenzbereichs nicht in gleicher Weise auf beiden Seiten für alle Impedanzkurven klar definiert und auch nicht in gleicher Weise scharf für alle Kurven definiert sind, so ist doch die Erzeugung und das Vorhandensein der Polstellen des Frequenzansprechens, die die Spitzen verursachen, eine notwendige Vorbedingung für die angegebene Betriebsweise des Gleichrichters.
• Die Polstellen sind durch die Schaltungsinduktivitäten und -kapazitäten definiert, und zwar sowohl innerhalb als auch am Eingang des Gleichrichters. Dazu gehören der Kondensator 97 und die Spule 98 parallel zur Primärwicklung 54 des idealen Transformators 55. Innerhalb des Gleichrichters sind Kondensatoren 133 und 134 parallel zu jeder Diode geschaltet. Diese können diskrete oder innere Kapazitäten abhängig von den jeweiligen Dioden und der Betriebsfrequenz sein. Diese Kombination von Schaltungsbauteilen definiert die Polstellen gemäß Fig. 10 und formt die Spannungen über den Dioden gemäß Fig. 4. Die Spannungskurvenform über der Gleichrichterdiode 131 ist durch die Kurve 406 in Fig. 4 dargestellt und die Kurve 407 zeigt die Spannungskurvenform über der Diode 132. Diese Spannungskurvenformen gemäß Fig. 4 sind im wesentlichen eine zeitlich invertierte Kurvenform der Spannungskurvenform 401 über dem MOSFET- Leistungsschalter. Das gleichgerichtete Ausgangssignal wird an ein Filter mit einer Spule 59 und einem Kondensator 17 angelegt, das eine gefilterte Gleichspannung an den Ausgangsanschluß 4 anlegt. Die inverse Kennlinie des Eingangswiderstandes relativ zur Gleichstrom-Ausgangslast wird durch LC- Impedanztransformationseigenschaften gesteuert, die zur Erzielung der gewünschten umgekehrten Proportionalität beitragen. Diese Eigenschaft verbessert den Regeleffekt in einem gegebenen Bereich von Betriebsfrequenzen des Wandlers.
• Ein wesentlicher praktischer Vorteil der Resonanzgleichrichterschaltung für einen Betrieb bei hohen Frequenzen besteht darin, daß die Schaltung auf vorteilhafte Weise unvermeidbare parasitäre Leitungsinduktivitäten und Transformator-Streuinduktivitäten als Teil der Spulen 57 und 58 oder insgesamt als diese Spulen benutzen kann.
• Weiterhin sorgen die Spulen 57 und 58 in Verbindung mit dem abgestimmten Parallelkreis aus dem Kondensator 97 und der Spule 98 dafür, daß die Eingangsimpedanz des Gleichrichters gesehen zwischen den Knotenpunkten 150 und 151 im Prinzip linear ist. Das bedeutet, daß, wenn der Gleichrichter durch eine Quelle mit sinusförmiger Spannung (oder sinusförmigem Strom) getrieben wird, der Strom (oder die Spannung) im wesentlichen sinusförmig ist.
• Eine variable Spule 75 koppelt zusammen mit einer Batterie 50 die Steuerelektrode 108 des Leistungsschalters mit der Elektrode 109, die parallel zu einem Kondensator 10 liegt. Das Rückkopplungssignal über dem Kondensator 10 und der Spule 75 ist ein kontinuierliches, quasisinusförmiges Signal, das als Kurvenform 402 in Fig. 4 gezeigt ist. Dieses Signal ist phasenverschoben gegen die Grundkomponente 400 der Spannungskurvenform 401 über dem Leistungsschalter 110. Das durch die Kurvenform 402 dargestellte Rückkopplungssignal ist durch die Vorspannungsquelle 50 versetzt und wird an die Steuerelektrode 108 des Leistungsschalters 110 angelegt, um den Leistungsschalter zu treiben.
• Eine Diode 99 parallel zum Leistungsschalter 110 leitet Ströme in umgekehrter Richtung, die unter gewissen Bedingungen für die Eingangsspannung und die Ausgangsleitung auftreten, wenn der Leistungsschalter 110 sich im nichtleitenden oder ausgeschalteten Zustand befindet. Dadurch kann der Wandler in einem größeren Bereich von Eingangsspannungen und Ausgangsleistungen als bei nicht vorhandener Diode 99 arbeiten.
• Die Schaltfrequenz des Leistungsschalters 110 wird zum Teil durch den Induktivitätswert der variablen Spule 75 gesteuert. Die durch den Winkel Φ in Fig. 4 für die Treiber-Kurvenform 402 gezeigte Phasenverschiebung läuft normalerweise der Kurvenform 400 um 120º bis nahezu 180º voraus. Die Resonanzwirkung der Spule 75 parallel zum Kondensator 10 spricht über den Rückkopplungskondensator 12 auf die Spannungskurvenform an der Hauptelektrode 107, nämlich eine periodische, unipolare, impulsförmige Kurvenform 401 an und erzeugt das im wesentlichen sinusförmige Treibsignal an der Steuerelektrode 108 des Leistungsschalters 110, das durch die Kurvenform 402 in Fig. 4 dargestellt ist. Die Spule 75 wird gesteuert oder verändert durch ein Signal, das an die Steuerleitung 106 angelegt ist. Dieses Signal kann ein Fehlersignal sein, das durch eine Spannungs- oder Stromregelschaltung unter Ansprechen auf die Abweichung einer Spannung oder eines Stroms an der Ausgangsleitung 4 gegen einen geregelten Wert abgeleitet wird.
• Die LC-Reihenschaltung mit dem Kondensator 13 und der Spule 53, die mit dem abgestimmten Parallelkreis aus dem Kondensator 97 und der Spule 98 zusammenwirkt, wandelt das periodische unipolare Signal an der Drainelektrode 107 in ein im wesentlichen sinusförmiges Signal am Knoten 150 um, das durch die Kurvenform 405 in Fig. 4 dargestellt wird. Diese Spannungskurve wird über den idealen Transformator 55 übertragen und durch die Gleichrichterdioden 131 und 132 gleichgerichtet, die je ein Spannungssignal mit einer Kurvenform erzeugen, die durch die Kurven 406 und 407 dargestellt werden und deren Form ähnlich einer zeitlichen Umkehrung der Spannungskurve an der Elektrode 107 des Schalters 110 ist. Die gleichgerichteten Signale werden durch eine Filterschaltung mit einer Spule 959 und einem Kondensator 17 gefiltert, so daß eine Gleichspannung am Ausgangsanschluß 4 über dem Kondensator 17 erscheint.
• Die Eigenschwingung des Wandlers 100 setzt nicht automatisch bei Anlegen der Spannung ein, so daß ein Startimpuls an den Anschluß 105 angelegt werden muß, um die Schwingung des Leistungswandlers 100 einzuleiten.
• Ein Ausführungsbeispiel für eine selbstschwingende Leistungskette mit den zugeordneten Steuer- und Signalverarbeitungsschaltungen zur Bildung eines Gleichspannungswandlers ist in Fig. 3 gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel ist für einen Betrieb bei sehr hohen Frequenzen geeignet. Es nutzt die inneren oder Zusatzkapazitäten eines MOSFET- Leistungsschalters 311 und von Shottky-Gleichrichterdioden 331 und 332 als Wandlerelemente aus. Eine interne Diode 399 des MOSFET-Leistungsschalters 311 leitet umgekehrte Ströme über den Leistungsschalter 311, wenn dieser sich im ausgeschalteten zustand befindet (d. h. sein Kanal leitet nicht). Weiterhin ersetzt die (gestrichelt dargestellte) Hauptinduktivität 354 des Transformators 355 die Parallelspule 98 (in Fig. 2) und die Streu- und Leitungsinduktivitäten 457 und 458 werden zu vorherrschenden Anteilen der Spulen 57 und 58 in Fig. 2. Daher können die Spulen 357 und 358 kleiner als die Spulen 57 und 58 sein. Diese Ausnutzung der Zusatz- oder Hilfselemente stellt einen besonderen Vorteil dar, da die praktische Realisierung des Wandlers weniger diskrete Bauteile benötigt.
• Der Eingang und der Ausgang sind durch einen MOSFET- Leistungsschalter 311 gekoppelt, der innere oder zugeordnete Zwischenelektroden-Kapazitäten 310, 312 und 315 aufweist. Die innere Kapazität zwischen Drain- und Gate, die als Kondensator 312 dargestellt ist, liefert einen Rückkopplungsweg von der Drain-Elektrode 307 zur Gate- Elektrode 308, der ausreicht, um eine Eigenschwingung in der durch eine strichpunktierte Linie 100 umschlossenen Wandlerschaltung auf die unten beschriebene Weise aufrechtzuerhalten, wenn die Betriebsfrequenz genügend hoch ist. Bei niedrigeren Betriebsfrequenzen kann es erforderlich sein, zusätzliche diskrete Kapazitäten hinzuzufügen. Es ist zwar hier ein MOSFET- Leistungsschalter gezeigt, es sei aber darauf hingewiesen, daß andere Halbleiter-Leistungsschalter anstelle des MOSFET-Schalter verwendet werden können und daß die erforderlichen Hilfselemente bei Bedarf durch diskrete Bauteile verwirklicht werden können.
• Der Leistungswandler gemäß Fig. 3 ist abhängig von einem Fehlersignal spannungsgeregelt, das durch ein Rückkopplungsnetzwerk am Steueranschluß 106 geliefert wird. Dieses Fehlersignal wird durch das Ausgangssignal eine Fehlersignalverstärkers 6 bereitgestellt, der die Ausgangsspannung des Wandlers mit einer Bezugsspannung vergleicht, die durch eine Bezugsspannungsquelle 5 geliefert wird. Die Fehlerspannung wird über einen Verstärker 115 an den Verbindungspunkt von zwei Dioden 138 und 139 geliefert, die in Reihe zu einer Spule 375 geschaltet sind, die wiederum mit dem Gate 308 des Leistungsschalters 311 verbunden ist. Die Dioden 138 und 139 besitzen je eine größere nichtlineare Kapazität, die durch die Kondensatoren 135 und 136 dargestellt ist. Die an den Verbindungspunkt der beiden Dioden 138 und 139 angelegte Fehlerspannung verändert deren spannungsabhängige Kapazität und ändert demgemäß die induktive Gesamtreaktanz aus der Serienschaltung der Spule 375 und der Dioden 138 und 139. Die gesamte Serienschaltung ist so ausgelegt, daß sie immer eine induktive Reaktanz besitzt und in Verbindung mit der Kapazität 310 zwischen Drain und Gate das gewünschte phasenverschobene Rückkopplungssignal zur Erzielung von Schwingungen an die Gate-Elektrode 308 liefert. Durch Änderung der kapazitiven Reaktanz der beiden Dioden 138 und 139 durch das an die Leitung 106 angelegte Fehlersignal kann die induktive Gesamtreaktanz des Rückkopplungsnetzwerkes gesteuert werden, um Änderungen für die Schwingungsfrequenz des Wandlers 100 zu ermöglichen. Die Frequenzänderungen verändern in Verbindung mit dem abgestimmten Ausgangsnetzwerk die Ausgangsgleichspannung auf der Leitung 4, so daß über die Rückkopplungssteuerschaltung eine Spannungsregelung erreicht wird.
• Ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Wandlerschaltung zur Verwendung in der Leistungskette des Wandlers ist in Fig. 5 dargestellt.
• Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Steuerspannung an den Verbindungspunkt einer Diode 138 mit einem festen Kondensator 19 angelegt. Die Kapazitätsänderungen der Diode 138 reichen in Verbindung mit der Spule 375 aus, um den gewünschten Reaktanzbereich zu verwirklichen.
• Bei dem Ausführungsbeispiel einer Wandlerschaltung gemäß Fig. 6 wird das Steuersignal an den Verbindungspunkt von in Reihe geschalteten Dioden 138 und 139 angelegt. Die Dioden sind parallel zur Reihenschaltung einer Spule 375 und eines festen Gleichspannungs-Sperrkondensators 77 geschaltet. Wie oben ändert das Steuersignal die Diodenkapazität, um die gesamte induktive Reaktanz des dem Gate-Anschluß 308 dargebotenen Netzwerks zu verändern. Bei dem Wandlerausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 liegt das Steuersignal am Verbindungspunkt der Reihenschaltung aus einer Diode 138 und einem festen Kondensator 18. Viele weitere Abänderungen sowohl der Wandlerschaltung als auch der Leistungskette sind für den Fachmann erkennbar, ohne vom Grundgedanken der Erfindung abzuweichen.
• Der Wandler in Fig. 3 enthält einen Vollwellen- oder symmetrischen Resonanzgleichrichter mit Shottky-Dioden 331 und 332. Gestrichelt sind zwei Kondensatoren 333 und 334 dargestellt, die die inneren oder Hilfskapazitäten der Dioden 331 bzw. 332 darstellen. Die sekundären Leitungs- und Transformatorstreuinduktivitäten, die als Spulen 457 und 458 der Sekundärwicklung 356 dargestellt sind, bilden in Verbindung mit diskreten Spulen 357, 358 und den Kapazitäten 333, 334 abgestimmte Schaltungen, die, wie oben in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben, die über den Dioden 331 und 332 erscheinenden Spannungskurven so formen, daß sie angenähert ein zeitlich umgekehrtes Spiegelbild der Kurvenform über dem MOSFET-Leistungsschalter 311 darstellen.
• Die Gleichrichterschaltung besitzt ein gesteuertes Frequenzansprechen mit zwei Polstellen, derart, daß ihr Eingangswiderstand im wesentlichen unabhängig von Frequenzänderungen im Betriebsfrequenzbereich des Wandlers ist.
• Der in den Fig. 2 und 3 dargestellte Resonanzgleichrichter ist als Vollwellen- oder symmetrische Schaltung ausgelegt. Dadurch fehlen in der an das Ausgangsfilter angelegten Spannungskurvenform die Grundumschaltfrequenz des Wandlers und alle ungeraden Harmonischen dieser Frequenz. Dadurch kann das Filtern etwas einfacher sein, da die niedrigste auszufilternde Frequenz die zweite Harmonische der Umschaltfrequenz ist. Dazu ist es jedoch erforderlich, daß die Sekundärwicklung 56 in Fig. 2 eine Mittelanzapfung besitzt, daß die Spulen 57 und 58 gleichen Wert haben und daß auch die Kapazitäten 133 und 134 parallel zu den Gleichrichterdioden 131 und 132 gleichen Wert besitzen.
• Die Vorteile des Resonanzgleichrichters lassen sich mit einer Anzahl von unsymmetrischen Schaltungen realisieren, bei denen die Spannungskurvenform am Ausgangsfilter die Umschaltfrequenz und alle harmonischen Frequenzen enthält. Ein solches Ausführungsbeispiel ist in Fig. 8 dargestellt, bei dem die Rückleitung 801 mit einem Anschluß der Sekundärwicklung 856 statt mit einer Mittelanzapfung dieser Wicklung verbunden ist. Obwohl die Spulen 857 und 858 weiterhin gleichen Wert besitzen können, ist dies nicht länger erforderlich, weil die Notwendigkeit nach einer Schaltungssymmetrie nicht mehr vorhanden ist. Es ist lediglich erforderlich, daß die gesamte Schleifeninduktivität, die aus der Summe der Induktivitäten 857, 858, der Streuinduktivität des Transformators 856, gesehen an der Sekundärwicklung, und der Leitungsinduktivität auf den richtigen Wert eingestellt ist. Die Spannungskurvenformen über den Dioden 831 und 832 werden auf die gleiche Weise wie für die Gleichrichter gemäß Fig. 2 und 3 geformt. Die Kapazitäten 833 und 834 sollen gleichen Wert besitzen, damit beide Dioden mit dem gleichen Tastverhältnis und gleicher Spitzensperrspannung arbeiten. Wie bei dem Vollwellengleichrichter gemäß Fig. 2 und 3 sind vier Hauptschaltungselemente für den richtigen Schaltungsbetrieb verantwortlich: (1) der parallele Eingangskondensator 830, (2) die Hauptinduktivität 837 des Transformators 856, (3) die Kombination der Dioden-Parallelkapazitäten 833 und 834, die als gleich angenommen werden und (4) die gesamte Schleifeninduktivität einschließlich der Transformator-Streuinduktivität und der Spulen 857 und 858. Diese vier Elemente stehen für eine Abstimmung der Schaltung zur Erzielung von zwei Polstellen der Eingangsimpedanzkennlinie für das Frequenzansprechen zur Verfügung. Bei richtiger Anordnung dieser Impedanzpolstellen auf beiden Seiten des Betriebsfrequenzbereichs und bei richtiger Einstellung der Verlustfaktoren wird der Eingangswiderstand des Gleichrichters im wesentlichen unabhängig von der Frequenz innerhalb des Betriebsbereichs und umgekehrt proportional zum Gleichstrom-Lastwiderstand.
• Ein symmetrischer oder Vollwellengleichrichter für mehrere Ausgänge gleicher Spannung aber entgegengesetzter Polarität ist in Fig. 9 gezeigt. Eine positive Ausgangsspannung erscheint auf der Leitung 904 und eine negative Ausgangsspannung auf der Leitung 905. Der negative Ausgangsabschnitt benutzt zusätzliche Spulen 977 und 988, Dioden 978, 987 und eine Ausgangsfilterspule 979. Diese Anordnung verwendet ebenfalls sowohl diskrete als auch zugeordnete Reaktanzen, um die Spannungskurvenform über den Dioden 978 und 987 auf die gleiche Weise zu formen, wie oben für die Schaltung in Fig. 3 beschrieben. Obwohl dieser Gleichrichter mehr Bauteile als der Gleichrichter mit einem einzigen Ausgang besitzt und daher theoretisch mehr als zwei Polstellen in der Eingangsimpedanzkennlinie aufweist, kann trotzdem der Eingangswiderstand im wesentlichen unabhängig von der Frequenz im Betriebsbereich gemacht werden.
• Die Gleichrichter in den Fig. 2, 3, 8 und 9 sind zwar mit Transformatoren zur Erzielung einer Trennung zwischen Eingang und Ausgang und gegebenenfalls zur Bereitstellung einer Impedanztransformation dargestellt, die unsymmetrischen Ausführungen, d. h. solche Ausführungen, die keine mittelangezapfte Sekundärwicklung erfordern, können jedoch ohne den Transformator realisiert werden. Eine solche Schaltung unter Verwendung einer einzigen Gleichrichterdiode 1115 und getrieben durch eine sinusförmige Stromquelle 1110 ist in Fig. 11 dargestellt. Ein Eingangsparallelkondensator 1112 und eine Eingangsspule 1111 zusammen mit einer Spule 1113 und einem Kondensator 1116 parallel zur Diode sind diejenigen Elemente, die zur Abstimmung der Schaltung für den richtigen Betrieb benutzt werden. Der Kondensator 1114 besitzt einen großen Kapazitätswert und dient nur zur Gleichspannungssperrung. Er nimmt nicht an der Abstimmung der Schaltung teil. Die Spule 1117 ist eine Hochfrequenz- Drosselspule und nimmt ebenfalls nicht an der Abstimmung der Schaltung teil.
• Eine Zwei-Dioden-Abwandlung der Schaltung, die keinen Gleichspannungssperrkondensator benötigt, ist in Fig. 12 gezeigt. Eine Abstimmung zur Erzielung der richtigen Eingangswiderstandskennlinie wird auf identische Weise wie bei den anderen Schaltungen erreicht. Wie bei den anderen Schaltungen mit zwei Dioden ist es wünschenswert, daß die Parallelkapazitäten 1216 und 1217 der Dioden gleichen Wert besitzen, damit beide Dioden das gleiche Tastverhältnis und die gleiche Spitzensperrspannung aufweisen. Die Spule 1218 ist eine Hochfrequenzdrossel. Die Spulen 1211, 1213 und der Kondensator 1212 werden bei der Abstimmung der Schaltung in Betracht gezogen.
• In allen dargestellten Gleichrichterschaltungen kann die Polarität der Ausgangsspannung durch Umkehrung der Diodenpolarität ohne Änderung des prinzipiellen Schaltungsbetriebs umgekehrt werden. Fig. 13 und 14 zeigen dies für zwei Schaltungen, die identisch sind, mit Ausnahme der Polarität der Gleichrichterdioden 1316, 1317 und 1416, 1417. Weiterhin kann, wie die Fig. 13 und 15 zeigen, die Ausgangsgleichspannung auf eine Anzahl unterschiedlicher Weisen dem Gleichrichter entnommen werden, solange jeder mögliche Gleichstromweg zwischen den Ausgangsanschlüssen der gewählten Schaltung eine Diode enthält. Entsprechend der Darstellung in Fig. 15 enthält der Rückweg 1515 einen gemeinsamen Knotenpunkt der Dioden 1516 und 1517. Im Gegensatz dazu ist der gemeinsame Knotenpunkt der Gleichrichterdioden 1316, 1317 bzw. 1416, 1417 mit dem Ausgangsweg 1320 bzw. 1420 verbunden.

Claims (7)

1. Leistungsgleichrichterschaltung für einen Leistungswandler mit einem Wechselrichter zur Erzeugung eines im wesentlichen sinusförmigen Signals, bei dem eine Energieübertragung zwischen dem Wechselrichter und der Leistungsgleichrichterschaltung im wesentlichen bei einer einzigen Frequenz innerhalb eines definierten Regelfrequenzbereichs erfolgt, mit einem Eingang zur Aufnahme eines im wesentlichen sinusformigen Signals, einem Ausgang zur Speisung einer Last, einer Gleichrichterdiode (331) zwischen dem Eingang und dem Ausgang, einer Parallelschaltung mit einer ersten induktiven Reaktanz (354) und einer ersten kapazitiven Reaktanz (330) am Eingang, einer zweiten induktiven Reaktanz (357, 358) in der Gleichrichterschaltung und einer zweiten kapazitiven Reaktanz einschließlich der Parallelkapazität (333) der Gleichrichterdiode in der Gleichrichterschaltung, wobei die erste und die zweite induktive Reaktanz sowie die erste und die zweite kapazitive Reaktanz so gewählt sind, daß sich eine Resonanzabstimmung mit einem ersten und einem zweiten Frequenzkennlinienpol für eine Impedanz am Eingang ergibt, und wobei der erste und der zweite Frequenzkennlinienpol so gewählt sind, daß sie den definierten Frequenzregelbereich begrenzen, derart, daß eine Wirkwiderstandskomponente der Impedanz am Eingang im wesentlichen unabhängig von einer Frequenzänderung innerhalb des definierten Frequenzregelbereichs ist und sich umgekehrt proportional zu einem Lastwiderstand am Ausgang ändert.

2. Leistungsgleichrichterschaltung nach Anspruch 1, bei der der Eingang einen Transformator (355) enthält.

3. Leistungsgleichrichterschaltung nach Anspruch 1, bei der die erste induktive Reaktanz eine magnetisierende Induktanz des Transformators enthält.

4. Leistungsgleichrichterschaltung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die zweite induktive Reaktanz eine Streuinduktanz des Transformators enthält.

5. Leistungsgleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die zweite kapazitive Reaktanz einen diskreten Kondensator parallel zur Gleichrichterdiode enthält.

6. Leistungsgleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer zweiten Gleichrichterdiode (332), die eine merkbare Parallelkapazität (334) enthält und so geschaltet ist, daß sie abwechselnd mit der ersten Gleichrichterdiode leitet.

7. Leistungsgleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer Einrichtung zur Filterung des gleichgerichteten Signals zur Gewinnung einer im wesentlichen aus Gleichspannung bestehenden Ausgangsspannung.