DE69118501T2

DE69118501T2 - Wechselrichteranordnung

Info

Publication number: DE69118501T2
Application number: DE69118501T
Authority: DE
Inventors: Minoru Maehara
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-12-25
Filing date: 1991-12-17
Publication date: 1996-09-26
Anticipated expiration: 2011-12-18
Also published as: EP0492715A2; KR0145690B1; EP0492715A3; KR920013870A; CA2058207A1; EP0492715B1; CA2058207C; US5251119A; DE69118501D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Wechselrichteranordnungen und speziell auf eine Wechselrichteranordnung, die an eine Last eine Hochfrequenz liefert, welche durch Umwandlung einer Gleichspannung erzeugt wird, die ihrerseits durch Gleichrichtung und Glättung einer Wechselspannung aus einer Energiequelle gewonnen wird.
Die Wechselrichteranordnung der genannten Art dient z.B. zum Gebrauch in Beleuchtungs- und sonstigen Einrichtungen, die eine Versorgung mit stabiler Hochfrequenzspannung erfordern.

BESCHREIBUNG DES EINSCHLÄGIGEN STANDES DER TECHNIK

Allgemeine Wechselrichteranordnungen werden bisher vorzugsweise in der Weise aufgebaut, daß eine Wechselrichterschaltung über eine dazwischenliegende Zerhackerschaltung an einen Vollwellengleichrichter angeschlossen ist, der seinerseits über eine Filterschaltung an eine Wechselspannungsquelle angeschlossen ist, dergestalt daß bezüglich der Wechselrichterschaltung der Eingangs- Leistungsfaktor auf ein hohes Niveau gehoben wird und gleichzeitig die im Eingangsstrom enthaltenen Oberschwingungsanteile verringert werden. Solcherart aufgebaute Anordnungen zeigen zwar Verbesserungen des Leistungsfaktors usw., sind jedoch insofern problematisch, als die von der Wechselrichterschaltung getrennte Zerhackerschaltung bereitgestellt werden muß, so daß die Anordnung als Ganze notwendigerweise kompliziert wird und dadurch an Größe und Kostenaufwand zunimmt.
Aus der japanischen Patentoffenlegungsschrift mit der Veröffentlichungsnummer 60-134776 ist eine Wechselrichteranordnung bekannt, in der eine Wechselrichterschaltung in Form einer sog. Halbbrückenanordnung eines ersten und eines zweiten Transistors, einer ersten und einer zweiten Diode, eines ersten und eines zweiten Kondensators und eines an einer Last liegenden Transformators gebildet ist und eine Induktivität mit einem Ende an einem Ausgangsanschluß eines Vollwellengleichrichters und mit dem anderen Ende am Kollektor des zweiten Transistors in der Wechselrichterschaltung liegt. Bei dieser Wechselrichteranordnung sollen die Induktivität, der zweite Transistor und die erste Diode als Zerhackerschaltung arbeiten.
Wenn sich der zweite Transistor im eingeschalteten Zustand befindet, wird ein Strom durch einen durch den Vollwellengleichrichter, die Induktivität und den zweiten Transistor verlaufenden Pfad getrieben, und die Induktivität wird veranlaßt, Energie zu speichern. Befindet sich andererseits der zweite Transistor im ausgeschalteten Zustand, wird in der Induktivität eine induzierte elektromotorische Kraft erzeugt, die über die erste Diode einen Kondensator auflädt, welcher parallel zu einer Reihenschaltung aus erster und zweiter Diode liegt. Der erste und der zweite Transistor werden abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sie als Schalteinrichtung der eine Hochfrequenz an die Last liefernden Wechselrichterschaltung wirken, während der zweite Transistor zusätzlich eine Zerhackerfunktion erfüllt, so daß er für beide Funktionen einsetzbar ist und die Wechselrichteranordnung hinsichtlich der erforderlichen Anzahl an Bauelementen verkleinert und somit vereinfacht werden kann.
Jedoch muß der zu diesem, für beide Funktionen eingesetzten zweiten Transistor getriebene Strom doppelt so hoch sein, wie wenn er nur für eine Funktion eingesetzt würde; dies liegt am gleichzeitigen Fluß eines Stroms zu einem Wechselrichter- Schaltungsabschnitt und eines weiteren Stroms zum Zerhacker- Schaltungsabschnitt. Folglich werden allfällige Verluste oder Belastungen am zweiten Transistor erheblich größer als am ersten Transistor, und es wird notwendig, als zweiten Transistor ein größeres Bauelement zu verwenden oder Maßnahmen zu ergreifen, um den Wärmeabstrahlungsgrad für den zweiten Transistor spürbar zu verbessern. Auf alle Fälle entsteht ein Unterschied in der Größe der Strome, die zum ersten bzw. zweiten Transistor fließen, wodurch sich das Problem ergibt, daß der Schaltungsentwurf erschwert wird.
In der japanischen Patentoffenlegungsschrift mit der Veröffentlichungsnummer 2-211065 ist eine Wechselrichteranordnung offenbart, in der ein erster und ein zweiter Transistor mit einer ersten und einer zweiten Diode verbunden sind, welche sich an einer Seite zweier Reihenschaltungen aus einer ersten, zweiten, dritten und vierten Diode befinden, und in der ein erster und ein zweiter Glättungskondensator an einem Ausgangsanschluß eines Vollwellengleichrichters liegen und eine Last zwischen einem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Transistors und einem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Glättungskondensators liegt, so daß eine Halbbrücken- Wechselrichterschaltung an den Vollwellengleichrichter angeschlossen werden kann. Dabei liegt über eine Induktivität eine Wechselspannungsquelle zwischen einem einen Wechselspannungseingang des Vollwellengleichrichters bildenden Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Diode und einem Verbindungspunkt der dritten und der vierten Diode, und eine Zerhackerschaltung wird durch eine Induktivität, den ersten und zweiten Transistor und die erste, zweite, dritte und vierte Diode, die den Vollwellengleichrichter darstellen, gebildet.
Wenn in dieser Anordnung die Versorgungsspannung positiv ist, läßt der eingeschaltete erste Transistor einen Strom aus der Quelle durch einen durch die Induktivität, die dritte Diode und den ersten Transistor verlaufenden Pfad fließen, und die Induktivität speichert Energie. Sobald andererseits der erste Transistor abschaltet, wird in der Induktivität eine induzierte elektromotorische Kraft erzeugt, und dadurch werden der erste und der zweite Glättungskondensator über die dritte und die zweite Diode geladen. Ist hingegen die Versorgungsspannung negativ, wird der zweite Transistor dazu gebracht, als Schaltelement in der Zerhackerschaltung zu arbeiten, der Strom aus der Quelle wird durch einen den zweiten Transistor, die vierte Diode und die Induktivität umfassenden Pfad zur Induktivität geleitet, und dadurch werden der erste und der zweite Glättungskondensator über die erste und die vierte Diode geladen. Es versteht sich, daß bei fortgesetzter Durchführung dieser Betriebsart der erste und zweite Transistor abwechselnd als Schaltelement der Zerhackerschaltung arbeiten - je nachdem, ob die Versorgungsspannung gerade positiv oder negativ ist - und daß der erste und der zweite Transistor gleichzeitig das Schaltorgan der Wechselrichterschaltung bilden.
Dementsprechend werden in dieser bekannten Wechselrichteranordnung sowohl der erste als auch der zweite Transistor als Schaltelemente genutzt, die gleichzeitig der Wechselrichterschaltung und der Zerhackerschaltung angehören, so daß jegliche an den Transistoren anfallende Verluste oder Belastungen in den beiden Schaltungen ausgeglichen werden können, um den Schaltungsentwurf hinsichtlich der Wärmeabstrahlung der Transistoren usw. vergleichsweise einfacher zu gestalten. Dieser Wechselrichteranordnung haftet jedoch der Mangel an, daß in Abhängigkeit vom Vorzeichen der Versorgungsspannung die Zerhackerfunktion jeweils von einem anderen der beiden Transistoren ausgeübt wird, wenn diese gerade als Teil der Zerhackerschaltung arbeiten; dadurch wird es schwierig, die Ausgangssignale der Zerhackerschaltung zu steuern.
Ferner besteht bei allen vorstehend genannten herkömmlichen Anordnungen ein Problem darin, daß der Gesamtwirkungsgrad - berechnet als Verhältnis von Ausgangsleistung zu Eingangsleistung - sich verschlechtert, weil sie eine mehrstufige Energieumwandlung umfassen, nämlich die Gleichrichtung von Wechselspannung zu pulsierender Gleichspannung, die Erzeugung von geglätteter Gleichspannung aus der pulsierenden Gleichspannung und von hochfrequenter Wechselspannung aus der geglätteten Gleichspannung.

KURZFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist daher die Angabe einer Wechselrichteranordnung, die in der Lage ist, die dem Stand der Technik anhaftenden, vorstehend genannten Probleme zu beseitigen, stabil und mit hohem Wirkungsgrad einen Eingangsstrom an eine Last zu liefern, dabei die Oberschwingungen niedrig zu halten und eine vereinfachte Schaltungsanordnung zu verwirklichen.
Erfindungsgemäß kann dieses Ziel durch eine Wechselrichteranordnung erreicht werden, bei der aus einem Gleichrichter, welcher eine Energiequellenspannung aus einer Wechselspannungsquelle empfängt, eine pulsierende Gleichspannung an einen Glättungskondensator geliefert wird; aus dem Glättungskondensator eine geglättete Gleichspannung an eine Wechselrichterschaltung geliefert wird, die eine Oszillatorschaltung mit einem Lastelement enthält; und sobald die geglättete Gleichspannung aus dem Glättungskondensator an ein Schaltglied gelegt wird, das in der Wechselrichterschaltung enthalten ist und auch Bestandteil einer Zerhackerschaltung ist, dann an das Lastelement in der Oszillatorschaltung bei Ein/Aus-Schaltbetrieb des Schaltglieds eine Hochfrequenzspannung abgegeben wird, dadurch gekennzeichnet, daß die an den Glättungskondensator gelieferte pulsierende Gleichspannung durch eine Induktivität fließt und auch die aus dem Glättungskondensator an die Wechselrichterschaltung gelieferte geglättete Gleichspannung durch die Induktivität fließt.
Weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der nachstehenden eingehenden Beschreibung der Erfindung unter Bezugnahme auf verschiedene in den beiliegenden Zeichnungen gezeigte Ausführungsbeispiele der Erfindung verdeutlicht.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche 2 bis 13.
Der in der nachfolgenden Beschreibung verwendete Ausdruck "Wechselrichteranordnung" bezieht sich auf eine Anordnung mit einem Gleichrichter, einer Zerhackerschaltung, einer Wechselrichterschaltung, einem Glättungskondensator, einer Oszillatorschaltung und erforderlichenfalls einer Einrichtung zum Verhindern eines Stoßstroms usw.
Der obige Ausdruck "Wechselrichterschaltung" bedeutet einen Schaltungsteil, der einen Eingangsgleichstrom in einen Hochfrequenz strom umwandelt.
Ferner bedeutet der obige Ausdruck "Oszillatorschaltung" einen Schaltkreis mit einem induktiven Element, einem Oszillationskondensator, einem Stromkreis mit einer Widerstandskomponente und einer Last, wie z.B. einer Entladungslampe.

KURZERLÄUTERUNG DER ERFINDUNG

Figur 1 ist ein schematischer Stromlaufplan, der eine grundlegende Anordnung der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung zeigt;
Figur 2 ist ein schematischer Stromlaufplan, der eine weitere grundlegende Anordnung der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung zeigt;
Figur 3 ist ein Stromlaufplan, der eine auf der Grundanordnung nach Figur 1 beruhende erste erfindungsgemäße Ausführungsform zeigt;
Figur 4 ist ein Diagramm, das Kurvenformen einer Eingangsspannung und eines Eingangsstroms der Wechselrichteranordnung nach Figur 3 zeigt;
Figur 5 ist ein Stromlaufplan, der eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung zeigt;
Figur 6 ist ein Diagramm, das Kurvenformen einer Eingangsspannung, eines Eingangsstroms und eines Laststroms der Wechselrichteranordnung nach Figur 5 zeigt;
Figur 7 zeigt den Stromlaufplan einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung;
Figur 8 zeigt den Stromlaufplan einer vierten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung;
Figuren 9 und 10 sind Diagramme von Eingangsstrom- Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs der in Figur 8 gezeigten Wechselrichteranordnung;
Figur 11 ist ein Stromlaufplan, der eine fünfte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung zeigt;
Figur 12 zeigt in einem Ausschnitt aus einem Stromlaufplan einen weiteren Gesichtspunkt des Betriebs der Wechselrichteranordnung nach Figur 11;
Figur 13 ist ein Stromlaufplan einer sechsten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung;
Figur 14 ist ein Stromlaufplan einer siebten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung;
Figur 15 ist ein Stromlaufplan einer achten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung;
Figur 16 ist ein Stromlaufplan einer neunten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung;
Zwar wird im folgenden die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf die in den Zeichnungsfiguren dargestellten Ausführungsbeispiele beschrieben, aber es versteht sich, daß nicht die Absicht besteht, die Erfindung lediglich auf diese gezeigten Ausführungsformen zu beschränken; vielmehr soll sie alle Abwandlungen, Änderungen und gleichwirkenden Anordnungen, die im Rahmen der anhängenden Ansprüche möglich sind, einschließen.

EINGEHENDE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Nun wird auf Figur 1 Bezug genommen, in der eine prinzipielle Schaltungsanordnung für die erfindungsgemäße Wechselrichteranordnung gezeigt ist; darin liegt eine Induktivität L2 zwischen einem Ausgangsanschluß eines an einer Wechselspannungsquelle Vs angeschlossenen Vollwellengleichrichters DB und einem Glättungskondensator C1, so daß ein Ladekreis 1 gebildet wird, wie er strichpunktiert (mit je einem Punkt zwischen zwei Strichen) eingetragen ist und durch den Vollwellengleichrichter DB, die Induktivität L2 und den Glättungskondensator C1 verläuft, und ein Entladekreis 2 gebildet wird, wie er strichliniert eingetragen ist und durch den Glättungskondensator C1 und die Induktivität L2 verläuft. Gemäß dieser Anordnung wird bei Entladung einer im Glättungskondensator C1 angesammelten Energie an der Induktivität L2 eine nach rechts gerichtete Spannung erzeugt. Zu dieser Zeit wirkt die Spannung an der Induktivität L2 so, daß sie jedwede Differenz zwischen einer Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und einer Spannung des Glättungskondensators C1 ausgleicht. Deshalb wird selbst dann, wenn die Spannung des Gleichrichters DB niedriger als die durch den Glättungskondensator C1 geglättete Spannung ist, der Vollwellengleichrichter DB leitend gemacht, und ein Eingangsstrom kann durch eine Schleife 3 geführt werden, wie sie strich-doppelpunktiert (mit je zwei Punkten zwischen aufeinanderfolgenden Strichen) eingetragen ist und vom Vollwellengleichrichter DB ausgehend durch einen Kondensator C3 - der Bestandteil einer an den Ausgangsanschlüssen des Gleichrichters DB liegenden Reihenschaltung von Kondensatoren C3 und C4 ist -, durch ein Oszillatorelement in einer Oszillatorschaltung OC sowie durch ein Schaltelement Q2 führt, das einer Reihenschaltung von Schaltelementen Q1 und Q2 angehört, die an einem zwischen ihnen bestehenden Verbindungspunkt mit dem anderen Ende der Oszillatorschaltung OC verbunden sind und parallel zum Glättungskondensator C1 liegen. Indem der Strom durch diese Schleife 3 fließt, kann eine Zerhackerwirkung erreicht werden, und eine über den Kondensator C3 und die Oszillatorschaltung OC herangeführte Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB wird durch das Schaltelement Q2 ein- und ausgeschaltet.
Außerdem bildet dieser Strom durch die Schleife 3 auch einen Bestandteil eines Stroms, der zum Zweck eines Wechselrichterbetriebs fließt. Das heißt, es fließt zwar ein Strom zum Oszillatorelement durch einen Pfad, der den Glättungskondensator C1, die Induktivität L2, den Kondensator C3, das Oszillatorelement und das Schaltelement Q2 umfaßt, aber die vorgenannte Anordnung führt auch einen Strom zur Oszillatorschaltung OC aus dem Vollwellengleichrichter DB durch die Schleife 3, die den Kondensator C3, die Oszillatorschaltung OC und das Schaltelement Q2 umfaßt, so daß der Eingangsstrom einen Bestandteil des Wechselrichterstroms bildet. Dementsprechend wirken das Schaltelement Q2, der Kondensator C3 und die Oszillatorschaltung OC sowohl als Bauteile der Wechselrichterschaltung wie auch als Bauteile einer Zerhackerschaltung. Im Gegensatz zu allen herkömmlichen Schaltungen wird daher eine verbesserte Doppelnutzung der Schaltungselemente erreicht, so daß die Schaltanordnung einfacher und hinsichtlich ihrer Abmessungen verkleinert wird. Überdies werden die zum Kondensator C3 bzw. zur Oszillatorschaltung OC fließenden Ströme nicht erhöht, selbst wenn diese Elemente sowohl für die Zerhackerschaltung als auch die Wechselrichterschaltung verwendet werden; somit werden die zum Schaltelement Q2 fließenden Ströme nicht erhöht, und am Schaltelement auftretende Verluste oder Belastungen, wie sie im Zusammenhang mit den aus dem Stand der Technik bekannten Anordnungen beschrieben wurden, erhöhen sich ebenfalls nicht.
In Figur 2 ist eine weitere Prinzipschaltung der erfindungsgemäßen Wechselrichteranordnung gezeigt; darin liegt die Induktivität L2 zwischen einem Ende des Schaltelements Q1 und einem Ende des Glättungskondensators C1, aber es können der gleiche Ladekreis 1 und der gleiche Entladekreis 2 wie im Prinzipschaltbild gemäß Figur 1 gebildet werden, und die gleiche Funktion und Wirkung wie im Fall der Figur 1 können erzielt werden. In der Grundanordnung nach dem jetzt vorliegenden Fall kann andererseits der Entladekreis auch durch den Glättungskondensator C1, die Induktivität L2, das Schaltelement Q1, das Oszillatorelement und den Kondensator C4 gebildet werden, aber entweder der Kondensator C3 oder der Kondensator C4 kann weggelassen werden, da einer der Entladekreise für die angestrebten Zwecke genügt.
In den Grundanordnungen nach den Figuren 1 und 2 dienen die Kondensatoren C3 und C4 ferner dazu, die Gleichspannung des Glättungskondensators C1 zu teilen, und entsprechen somit einer sog. Halbbrücken-Wechselrichterschaltung, wie sie an sich bekannt ist.
In Figur 3 ist eine erste Ausführungsform dargestellt, in der die Grundschaltung nach Figur 1 stärker für die Praxis konkretisiert ist, wobei die Oszillatorschaltung OC aus Figur 1 eine Induktivität L1 und eine Last LD aufweist, während die vorher genannte Induktivität L2 in einem Teil der Stromschleife für die Wechselrichterschaltung liegt. Im vorliegenden Fall sind die Schaltelemente Q1 und Q2 so angeschlossen, daß sie durch eine Hochfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, so daß eine hochfrequente Spannung an die Last LD geliefert werden kann. Das heißt, solange das Schaltelement Q1 leitend ist, fließen Ströme durch einen Pfad, der vom Glättungskondensator C1 ausgehend durch das Schaltelement Q1, die Induktivität L1, eine Last LD - wie z.B. eine Entladungslampe - und den Kondensator C4 zurück zum Glättungskondensator C1 führt, sowie einen Pfad, der vom Kondensator C3 ausgehend durch die Induktivität L2, das Schaltelement Q1, die Induktivität L1 und die Last LD zurück zum Kondensator C3 führt. Wenn andererseits das andere Schaltelement Q2 leitend ist, werden Ströme, die den bei leitendem Schaltelement Q1 fließenden Strömen entgegengesetzt gerichtet sind, über einen Pfad, der vom anderen Kondensator C4 ausgehend durch die Last LD, die Induktivität L1 und das Schaltelement Q2 und zurück zum Kondensator C4 verläuft, und über einen Pfad, der vom Glättungskondensator C1 ausgehend durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Last LD, die Induktivität L1 und das Schaltelement Q2 zurück zum Glättungskondensator C1 verläuft, zur Last LD geführt, wodurch die Last LD mit der Hochfrequenz-Energie versorgt wird.
Wenn nun das Schaltelement Q2 leitend ist und Strom in dem Pfad fließt, der vom Glättungskondensator C1 ausgehend durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Last LD, die Induktivität L1 und das Schaltelement Q2 zurück zum Glättungskondensator C1 verläuft, wird in der Induktivität L2 eine Spannung in Richtung eines in der Zeichnung eingetragenen Pfeils V2 erzeugt; diese Spannung kann mittels einer optimalen Kapazitätsdimensionierung des Kondensators C4 so ausgelegt werden, daß sie einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und der Spannung des Kondensators C1 entspricht, wodurch der Vollwellengleichrichter DB leitend gemacht wird, selbst wenn die Eingangsspannung Vin niedrig ist, und ein Strom fließt durch eine Schleife, die vom Gleichrichter DB ausgehend durch den Kondensator C3, die Last LD, die Induktivität L1 und das Schaltelement Q2 zurück zum Gleichrichter DB verläuft. Wenn die Eingangsspannung Vin ausreichend hoch ist, fließen beim Einschalten des Schaltelements Q1 zusätzlich zu den vorstehend genannten Schleifen Ströme durch einen Pfad, der vom Vollwellengleichrichter DB ausgehend durch die Induktivität L2, das Schaltelement Q1 die Induktivität L1, die Last LD und den Kondensator C4 zurück zum Gleichrichter DB verläuft, und durch einen Pfad, der vom Vollwellengleichrichter DB ausgehend durch die Induktivität L2 und den Kondensator C1 zurück zum Gleichrichter DB verläuft.
In der vorliegenden Ausführungsform der vorstehenden Anordnung wird nun die Größe des Eingangsstroms Iin im wesentlichen proportional zur Eingangsquellenspannung Vin gemacht, so daß der Strom mit der Spannung in Phase ist und der Eingangsleistungsfaktor hoch ist. Gleichzeitig kann der der Eingangsspannungsquelle Vin entnommene Spitzenstrom gesenkt werden, jeglicher Oberschwingungsgehalt des Eingangsstroms Iin wird infolge der Spitzenstrom-Senkung ebenfalls vermindert, und der Eingangsleistungsfaktor kann umgekehrt proportional zu einer solchen Abnahme des Oberschwingungsgehalts gesteigert werden. In der vorliegenden Ausführungsform ist ferner die Induktivität L2 das einzige zusätzliche Element, so daß die Schaltungsanordnung einfacher gehalten werden kann. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel liegt eine Filterschaltung FC zwischen der Wechselspannungsquelle Vs und dem Vollwellengleichrichter DB, dergestalt daß die Schaltung FC darauf hinwirkt, jedwede hochfrequente Störkomponente im Eingangsstrom Iin zu unterdrücken. Ferner können die gleiche Funktion und Wirkung der Anordnung erzielt werden, selbst wenn der Kondensator C4 weggelassen wird. Das heißt, nach der vorliegenden Ausführungsform ist es möglich, so hervorragende Verläufe für die Eingangsspannung Vin und den Eingangsstrom Iin zu erzielen, wie sie aus dem zugehörigen Diagramm gemäß Figur 4 hervorgehen.
Bei einer in Figur 5 gezeigten zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die in Figur 2 dargestellte Grundanordnung durch Weglassung eines Kondensators C4 abgewandelt, wodurch zwar ein Betrieb erreichbar ist, der dem Betrieb der ersten Ausführungsform nach Figur 1 sehr ähnlich ist, jene zweite Ausführungsform aber eine besonders bemerkenswerte Funktion zeigt. Im vorliegenden Fall wirkt die Induktivität L2 im Sinne einer Senkung des Spitzenwerts der Eingangsspannung, ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform nach Figur 3, und dient auch dazu, die Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und der Spannung des Glättungskondensators C1 als auf die Induktivität L2 entfallenden Anteil zu tragen. Mit dieser Anordnung wird es möglich, den Eingangsstrom Im selbst dann zu liefern, wenn die Eingangsspannung Vin aus der Wechselspannungsquelle kleiner ist als die Spannung am Kondensator C1.
Bei dieser Ausführungsform nach Figur 5 bewirkt das eingeschaltete Schaltelement Q2 einen Stromfluß zu einer Entladungslampe DL in der Wechselrichterschaltung IV über einen Pfad, der vom Glättungskondensator C1 ausgehend durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Entladungslampe DL und die Induktivität L1 zurück zum Schaltelement Q2 verläuft, wonach eine Spannung in Richtung eines Pfeils V2 an der Induktivität L2 anliegt. Diese Spannung V2 entsteht als Wert der Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und der Spannung des Kondensators C1 und ermöglicht es, den Gleichrichter DB in Durchlaßbetrieb zu halten. Deshalb wird nach dem Einschalten des Schaltelements Q2 auch ein Stromfluß durch den einfach strichpunktierten Pfad bewirkt, nämlich vom Vollwellengleichrichter DB ausgehend durch den Kondensator C3, die Entladungslampe DL, die Induktivität L1 und das Schaltelement Q2 zurück zum Gleichrichter, wobei dieser Strom ein Entladungslampenstrom ist, der über die gesamte Dauer jedes Spannungsquellenzyklus fließt, so daß die Einhüllende des Stroms im wesentlichen sinusförmig ist. Nach der vorliegenden Ausführungsform können also so ausgezeichnete Kurvenformen für die Eingangsspannung Vin, den Eingangsstrom Iin und den Schaltkreisstrom I erzielt werden, wie sie aus dem Diagramm nach Figur 6 hervorgehen.
Nach der vorliegend betrachteten Ausführungsform kann nicht nur der Eingangsleistungsfaktor erhöht werden, sondern auch der Oberschwingungsgehalt im Eingangsstrom wirksam gesenkt werden. Ferner läßt bei der vorliegenden Ausführungsform das Einschalten des Schaltelements Q2 den Schaltkreisstrom I aus dem Vollwellengleichrichter DB direkt zur Entladungslampe DL fließen, wodurch Lade- und Entladeströme des Glättungskondensators C1 verkleinert werden können, so daß der Glättungskondensator C1 hinsichtlich seiner Kapazität minimiert und eine ausgezeichnete Schaltkreiseffizienz erzielt werden kann. Ferner wird es durch die Einfügung des Filterschaltkreises FC zwischen der Wechselspannungsquelle Vs und dem Vollwellengleichrichter DB möglich, jegliche hochfrequenten Störsignale an einem Übertreten auf die energieführenden Leitungen zu hindern. Bezüglich der Vereinfachung der Schaltungsanordnung durch Doppelnutzung nicht nur des Schaltelements Q2, sondern auch solcher Bauelemente wie der Kondensatoren C2 und C3 und der Induktivität L1 sowohl für die Zerhackerschaltung als auch für die Wechselrichterschaltung gilt für die vorliegende Ausführungsform das Gleiche wie für die vorhergehende.
Zur Erzielung einer in Figur 7 gezeigten dritten Ausführungsform wird in die zweite Ausführungsform nach Figur 5 zwischen einem Verbindungspunkt des Kondensators C3 mit der Entladungslampe DL und einem Verbindungspunkt der Induktivität L2 mit dem Glättungskondensator C1 eine Diode D3 eingefügt, mit der eine Energieentladungsschleife für die Induktivität L2 gebildet werden kann. Beim vorhergehenden zweiten Ausführungsbeispiel nach Figur 5 läßt nämlich das Einschalten des Schaltelements Q2 den Strom zur Entladungslampe DL in der Wechselrichterschaltung in derjenigen Schleife fließen, die vom Glättungskondensator C1 ausgehend durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Entladungslampe DL und die Induktivität L1 zum Schaltelement Q2 verläuft, und bewirkt dadurch, daß die Entladungslampe DL mit Energie versorgt und zugleich Energie auch in der Induktivität L2 gespeichert wird. Sobald das Schaltelement Q2 abgeschaltet wird, bewirkt die Wechselrichterschaltung, daß die Diode D1 leitend wird und dann die Energie auf den Kondensator C3 entladen wird. Da hier (Fig.5) jedoch keine Energieentladungsschleife vorhanden ist, muß die Induktivität L2 ihre Energie abrupt durch das Schaltelement Q2 entladen, unmittelbar bevor dieses abschaltet. Dabei entsteht an der Induktivität L2 eine Überspannung, die an die Schaltelemente Q1 und Q2 sowie an den Vollwellengleichrichter DB gelangt, so daß die Belastung der Schaltelemente Q1 und Q2 sowie des Vollwellengleichrichters DB sich vergrößern kann.
Demgegenüber wirkt bei der in Figur 7 gezeigten vorliegenden Ausführungsform das Vorsehen der Energieentladungsdiode D3 bezüglich der Induktivität L2 so, daß die in der Induktivität L2 gespeicherte Energie durch den Kondensator C3 und die Diode D3 über die in Figur 7 einfachstrichpunktiert eingetragene Schleife entladen wird, und es ist möglich, das Auftreten jeglicher Überlastung an den Schaltelementen Q1 und Q2 sowie am Vollwellengleichrichter DB zu verhindern. Die übrige Betriebsweise dieser dritten Ausführungsform ist die gleiche wie bei der zweiten Ausführungsform nach Figur 5.
Bei einer in Figur 8 gezeigten vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zusätzlich eine Frequenzsteuereinrichtung vorhanden. Bevor diese eingehender beschrieben wird, sollte klargestellt werden, daß bei den vorhergehenden Ausführungsformen jeweils die an der Induktivität L2 entstehende Spannung kleiner als die an den Glättungskondensator C1 gelieferte Spannung ist, so daß die Fähigkeit, die Differenz zwischen der gleichgerichteten Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und der Spannung V1 des Glättungskondensators C1 zu tragen, abnimmt und in der Eingangsstromkurve eine in Figur 9 gezeigte Lücke der Dauer T verursacht wird, und zwar dann, wenn die Eingangsspannung Vin beträchtlich höher als die Lastspannung ist, oder wenn die Last einen extrem kleinen Widerstandswert besitzt und somit eine leichte Last darstellt, oder wenn die Wechselrichterschaltung sich in einem schwach resonierenden Zustand befindet; infolgedessen haftet den Schaltungsanordnungen der vorhergehenden Ausführungsformen ungeachtet ihrer Einfachheit und großen Effizienz eine Beschränkung an, was ihre Fähigkeit anbelangt, unter derartigen Betriebsbedingungen den Eingangsleistungsfaktor zu verbessern oder den Oberschwingungsanteil zu begrenzen; eine weitere Verbesserung der Anordnungen ist daher erwünscht.
Der obige Gesichtspunkt liegt daran, daß die Spannungstragfähigkeit der Induktivität L2 klein ist, da in dem Fall, daß die an der Induktivität L2 entstehende Spannung klein ist, die Spannung V (V3+V2+V6) an den Kondensatoren C3 und C2, der Last LD und der Induktivität L2 die gleichgerichtete Spannung Vin der Energiequellenspannung Vin nicht übersteigt und somit kein Eingangsstromfluß bewirkt wird. Um diese Schwierigkeit zu beseitigen, ist es zweckdienlich, die an der Induktivität L2 entstehende Spannung größer einzustellen, und hierzu ist es optimal, die Frequenz oder die Pulsbreite so zu verändern, daß die Resonanz eines Systems, das die Induktivität L2, die Kondensatoren C3 und C2, die Last LD und die Induktivität L1 umfaßt, verstärkt wird.
Für die vorliegende vierte Ausführungsform wird nun als Frequenzsteuereinrichtung eine Pulsbreiten- und/oder Frequenzsteuerschaltung K2 hinzugefügt, um die Schaltfrequenz so zu steuern, daß sie näher an der Resonanzfrequenz liegt, damit die Amplitude der Spannung V5 der Induktivität L2 vergrößert wird und die Eingangsspannung Vin keine Lückenintervalle enthält. Wenn ferner in der Schaltungsanordnung nach Figur 8 die Induktivitäten L1 und L2 so dimensioniert werden, daß für ihre Induktivitätswerte die Beziehung L2> L1 gilt, wird die an der Induktivität L2 entstehende Spannung vergrößert, und die Spannungstragfähigkeit der Induktivität L2 hinsichtlich der Differenz zwischen der Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und der Spannung V1 des Glättungskondensators C1 vergrößert sich. Wie in Figur 10 gezeigt, enthält dadurch der Eingangsstrom Iin praktisch keine Ruhepausen mehr. Dabei kann die Steuerschaltung K2 so ausgebildet werden, daß sie nicht nur die Frequenz, sondern auch das Verhältnis Pulsbreite/Pulsperiode steuert. Bei einem in Figur 11 gezeigten fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Schaltungsanordnung dahin abgeändert, daß der Induktivitätswert der in der Ausführungsform nach Figur 6 vorhandenen Induktivität L2 variabel gemacht wird. Mit dieser Anordnung wird der Induktivitätswert der Induktivität L2 so gesteuert, daß er größer wird, wenn die Lückendauer des Eingangsstroms zunimmt, und die Lückendauer des Eingangsstroms kann dadurch verkürzt werden. Durch diese Anordnung wird es ferner möglich, die Bereichsbreite, innerhalb derer die Frequenz durch die Frequenzsteuerschaltung K2 verändert wird, zu verkleinern, da die Lückenphase im Eingangsstrom sich bereits dadurch verringert, daß der Induktivitätswert der Induktivität L2 variabel gestaltet wird. Ferner wird zwar das Ausgangssignal der Wechselrichteranordnung im allgemeinen durch Verändern der Frequenz eingestellt, aber es ist auch möglich, das Ausgangssignal konstant zu halten, indem der Induktivitätswert der Induktivität L2 optimal eingestellt wird.
In dem Fall, daß z.B. die Wechselrichterschaltung in einem Schaltfrequenzbereich betrieben wird, der höher als die Resonanzfrequenz der Schaltung liegt, kann die Verminderung des Ausgangssignals einfach dadurch erreicht werden, daß die Schaltfrequenz höher gewählt wird, aber dies führt dazu, daß die Schaltfrequenz von der Resonanzfrequenz der Schaltungsanordnung abweicht und die an der Induktivität L2 entstehende Spannung abnimmt, wodurch im Eingangsstrom Lückenphasen auftreten, wie sie in Figur 9 gezeigt sind. Um die Lückendauer zu verringern, ist es notwendig, die Schaltfrequenz näher an die Resonanzfrequenz der Schaltungsanordnung heranzuführen, aber dies führt zu einer Senkung der Schaltfrequenz, so daß die Reduzierung des Ausgangssignals schwierig wird. In diesem Fall wird gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Dauer der Lücke im Eingangsstrom verkürzt, indem der Induktivitätswert der Induktivität L2 vergrößert wird, so daß die Induktivität L2 auch als strombegrenzendes Element in der Wechselrichterschaltung arbeitet, um das Ausgangssignal zu senken. Mit einer derartigen variablen Einstellanordnung für den Induktivitätswert der Induktivität L2 wird es möglich, die Lückendauer im Eingangsstrom zu verringern und die Steuerung des Ausgangssignals zu verwirklichen. Sogar dann, wenn die Schaltfrequenz verändert werden muß, wird die Bereichsbreite der Veränderung verkleinert, so daß die Steuerung erleichtert werden kann. Die Erhöhung des Eingangsleistungsfaktors und die Senkung des Oberschwingungsgehalts können in der gleichen Weise wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen erreicht werden.
In Figur 12 ist ein Beispiel für die variable Induktivität gezeigt; deren Induktivitätswert ist variabel gemacht, indem die Induktivität L2 mit einer Sekundärwicklung Tc versehen ist und eine an dieser Sekundärwicklung Tc angelegte Spannung Vc verändert wird.
Bei einem in Figur 13 gezeigten sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Schaltungsanordnung dahin abgeändert, daß die Induktivität L2 aus der Ausführungsform nach Figur 8 zwischen die Reihenschaltung aus den Schaltelementen Q1 und Q2, z.B. Transistoren, und dem Glättungskondensator C1 gelegt wird. In diesem Fall bewirkt das Einschalten des Transistors Q2 einen Stromfluß durch einen Pfad, der vom Glättungskondensator C1 ausgeht und durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Parallelschaltung aus Last LD und Kondensator C2, die Induktivität L1 und den Transistor Q2 zurück zum Glättungskondensator C1 verläuft, und V1 = V5+V3+V2+V6 wird erreicht. Dabei beträgt die an den Gleichspannungs- Ausgangsanschlüssen des Vollwellengleichrichters DB vorhandene Spannung V = V3+V2+V6 = V1-V5, so daß der Eingangsstrom sogar dann zum Fließen gebracht wird, wenn die Eingangsspannung Vin um den Wert der an der Induktivität L2 anliegenden Spannung V5 niedriger als die Spannung V1 des Glättungskondensators C1 ist. Die Spannungstragfähigkeit der Induktivität L2 für die Differenzspannung zwischen Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und Spannung V1 des Glättungskondensators C1 ist im wesentlichen die gleiche wie bei der Ausführungsform nach Figur 8. Dementsprechend kann die gleiche Steueranordnung verwendet werden, und für die Verkürzung der Lückendauer im Eingangsstrom wird die Schaltfrequenz näher an die Schaltungsresonanzfrequenz herangebracht, um an der Induktivität L2 eine große Spannung V5 entstehen zu lassen. Infolgedessen wird die von der Induktivität L2 zu tragende Spannungsdifferenz zwischen der Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB und der Spannung V1 des Glättungskondensators C1 ebenfalls groß, so daß der Eingangsstrom sogar in einem Zeitintervall zum Fließen gebracht wird, in den die Eingangsspannung Vin niedrig ist, wodurch der Eingangsleistungsfaktor erhöht und der Oberschwingungsanteil des Eingangsstroms gesenkt werden kann. Es versteht sich, daß auch bei der vorliegenden Ausführungsform in gleicher Weise wie bei den vorangehenden Ausführungsformen eine Anordnung verwendet werden kann, bei welcher der Induktivitätswert der Induktivität L2 größer als der Induktivitätswert der Induktivität L1 eingestellt und der Induktivitätswert der Induktivität L2 variabel gestaltet werden kann.
Ferner kann, wie in den vorhergehenden Ausführungsbeispielen klar zum Ausdruck gebracht, die Lückendauer im Eingangsstrom begrenzt werden, indem die gewünschte Spannungsbeziehung erfüllt wird, und die Verwirklichung der gewünschten Spannungsbeziehung ist nicht immer auf die Frequenzsteuerung beschränkt, sondern es kann auch eine Anordnung, wie sie im folgenden beschrieben wird, eingesetzt werden.
Erstens ist es möglich, die Steuerschaltung so auszubilden, daß der Impedanzwert der Wechselrichterelements oder Impedanzelements verändert wird, um den Schwingungszustand näher an den Resonanzzustand heranzuführen. Durch Verändern des Impedanzwerts der jeweiligen Elemente wird es möglich, die gewünschte Spannungsbeziehung zu erreichen. Ferner ist es auch möglich, eine Anordnung zu verwenden, die zur Veränderung der Impedanz der Last ausgebildet ist, um den näher an der Resonanzbedingung liegenden Schwingungszustand und schließlich die angestrebte Spannungsbeziehung zu erreichen. Diese Steuerungsmaßnahmen können in der Praxis z.B. mit Einrichtungen verwirklicht werden, die zum Ein- und Ausschalten des Impedanzelements mittels eines zweiseitigen Schalters ausgebildet sind.
Bei einem in Figur 14 gezeigten siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung liegt die Reihenschaltung aus den Kondensatoren C3 und C4 an den Ausgangsanschlüssen des Vollwellengleichrichters DB, und die Reihenschaltung aus den Transistoren Q1 und Q2 liegt über die Induktivität L2 ebenfalls an diesen Anschlüssen, also parallel zur Reihenschaltung aus den Kondensatoren C3 und C4. Zwischen dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C3 und C4 und dem Verbindungspunkt der Transistoren Q1 und Q2 liegt über die Induktivität L1 die Parallelschaltung aus dem Kondensator C2 und der Last LD, und der Glättungskondensator C1 ist so angeschlossen, daß er über die Diode D3 aufgeladen und über die Diode D4 entladen wird.
Auch bei der vorliegenden Ausführungsform kann der Stoßstrom, der beim Anschließen der Spannungsquelle in den Glättungskondensator C1 fließt, durch die obige Anordnung wirksam begrenzt werden. Das heißt, jegliches Einströmen von Stoßstrom in den Glättungskondensator C1 wird verkleinert, weil der Kondensator C3 mit kleiner Kapazität ausgestattet wird, wenn der Ladestrom direkt aus der Wechselspannungsquelle Vs über einen Pfad, der vom Vollwellengleichrichter DB ausgehend durch die Induktivität L2, den Glättungskondensator C1, die Diode D3 und den Kondensator C3 zurück zum Gleichrichter DB verläuft, in den Glättungskondensator C1 geleitet wird. Andererseits kann auch bei der vorliegenden Ausführungsform der Oberschwingungsgehalt im Eingangsstrom mittels der zwischen dem Kondensator C4 und dem Transistor Q1 liegenden Induktivität L2 wirksam reduziert werden. Nach dem Einschalten des Transistors Q2 wird also Strom aus dem Glättungskondensator C1 über einen Pfad geleitet, der durch die Induktivität L2, den Kondensator C4, die Parallelschaltung aus Kondensator C2 und Last LD, die Induktivität L1, den Transistor Q2 und die Diode D4 zurück zum Glättungskondensator C1 verläuft, wobei an der in Figur 14 eingetragenen Induktivität L2 eine nach rechts gerichtete Spannung entsteht, so daß es ermöglicht wird, den Eingangsstrom aus dem Vollwellengleichrichter DB über einen Pfad, der durch den Kondensator C4, die Parallelschaltung aus Kondensator C2 und Last LD, die Induktivität L1 und den Transistor Q2 zurück zum Vollwellengleichrichter DB verläuft, fließen zu lassen, und der Oberschwingungsanteil im Eingangsstrom kann verringert werden.
Bei einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie sie in Figur 15 gezeigt ist, dient die Schaltungsanordnung auch dazu, den Einschaltstromstoß zu begrenzen, der beim Anschließen der Spannungsquelle in den Glättungskondensator C1 fließt. Konkret liegt die Diode D4 in Reihe zum Glättungskondensator C1, so daß der aus der Wechselspannungsquelle Vs zum Glättungskondensator C1 fließende Stoßstrom begrenzt werden kann. Zum Aufladen des Glättungskondensators C1 ist ferner ein spannungssenkender Zerhacker ausgebildet, der in einer über die Diode D3 verlaufenden Schleife arbeitet, welche den Vollwellengleichrichter DB, die Induktivität L2, den Glättungskondensator C1, die Diode D3, die Induktivität L1 und den Transistor Q2 umfaßt. Beim Ausschalten des Transistors Q2 wird andererseits der Glättungskondensator C1 mit der in den Induktivitäten L1 und L2 gespeicherten Energie geladen, und zwar über eine Schleife, welche die Induktivität L2, den Glättungskondensator C1, die Diode D3, die Induktivität L1 und die Diode D1 umfaßt. Demzufolge wird der Strom aus der Wechselspannungsquelle Vs nur dann zum Glättungskondensator C1 geführt, wenn der Transistor Q2 eingeschaltet ist. Deshalb kann der Einschaltstoßstrom wirksam begrenzt werden, indem die Steuerung des Transistors Q2 optimal durchgeführt wird und das Pulsbreitenverhältnis beim Einschalten des Transistors Q2 zunächst klein gewählt und dann allmählich gesteigert wird.
Da bei der vorliegenden Ausführungsform die Schaltungsanordnung dazu gebracht wird, die spannungssenkende Zerhackerschaltung zu erzielen, wird der Eingangsstrom während derjenigen Perioden zum Glättungskondensator C1 geleitet, in denen die Quellenspannung hoch ist, und die Ladespannung des Glättungskondensators C1 durch die Diode D4 und die Induktivität L2 an die Wechselrichterschaltung während derjenigen Perioden geliefert, in denen die Quellenspannung niedrig ist. Sobald der Transistor Q2 leitend wird, wird also Strom aus dem Glättungskondensator C1 über einen Pfad, der durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Parallelschaltung aus Kondensator C2 und Last LD, die Induktivität L1, den Transistor Q2 und die Diode D4 zurück zum Glättungskondensator C1 verläuft, geführt, wonach an der in Figur 15 eingetragenen Induktivität L2 eine nach rechts gerichtete Spannung entsteht, so daß sogar dann, wenn die Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB niedriger als die Spannung des Glättungskondensators C1 ist, der Eingangsstrom aus dem Gleichrichter DB über einen Pfad, der durch den Kondensator C3, die Parallelschaltung aus Kondensator C2 und Last LD, die Induktivität L1 und den Transistor Q2 zurück zum Gleichrichter DB verläuft, zum Fließen gebracht werden kann, wodurch der Oberschwingungsanteil im Eingangsstrom reduziert werden kann.
Auch bei einer in Figur 16 gezeigten neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Schaltungsanordnung so ausgebildet, daß der beim Anschließen in den Glättungskondensator C1 fließende Einschaltstoßstrom begrenzt wird. Konkret liegt im Gegensatz zur Ausführungsform nach Figur 15 die Induktivität L2 zwischen dem Kondensator C3 und dem Transistor Q1. Dabei kann ähnlich wie bei der Ausführungsform nach Figur 15 eine spannungssenkende Zerhackerschaltung mit dem Vollwellengleichrichter DB, der Induktivität L2, dem Kondensator C1, der Diode D3, der Induktivität L1 und dem Transistor Q2 gebildet werden, um den beim Anschließen der Spannungsquelle auftretenden Einschaltstoßstrom zu begrenzen. Ferner wird in der Zeit, in der die Quellenspannung niedrig ist, ein Strom aus dem Glättungskondensator C1 über einen Pfad geführt, der durch die Induktivität L2, den Kondensator C3, die Parallelschaltung aus Kondensator C2 und Last LD, die Induktivität L1, den Transistor Q2 und die Diode D4 zurück zum Glättungskondensator C1 verläuft. In diesem Fall entsteht an der in Figur 16 eingezeichneten Induktivität L2 eine nach rechts gerichtete Spannung, so daß sogar dann, wenn die Ausgangsspannung des Vollwellengleichrichters DB niedriger als die Spannung des Glättungskondensators C1 ist, der Eingangsstrom aus dem Vollwellengleichrichter DB über einen Pfad, der durch den Kondensator C3, die Parallelschaltung aus Kondensator C2 und Last LD, die Induktivität L1 und den Transistor Q2 zurück zum Gleichrichter DB verläuft, geleitet wird, so daß der Oberschwingungsanteil wirksam reduziert werden kann.

Claims

1. Wechselrichteranordnung, bei der aus einem Gleichrichter (DB), welcher eine Energiequellenspannung aus einer Wechselspannungsquelle (Vs) empfängt, eine pulsierende Gleichspannung an einen Glättungskondensator (C1) geliefert wird; aus dem Glättungskondensator eine geglättete Gleichspannung an eine Wechselrichterschaltung geliefert wird, die eine Oszillatorschaltung (OC) mit einem Lastelement (LD) enthält; und sobald die geglättete Gleichspannung aus dem Glättungskondensator an ein Schaltglied (Q1; Q2) gelegt wird, das in der Wechselrichterschaltung enthalten ist und auch Bestandteil einer Zerhackerschaltung ist, dann wird an das Lastelement in der Oszillatorschaltung bei Ein/Aus- Schaltbetrieb des Schaltglieds eine Hochfrequenzspannung abgegeben, dadurch gekennzeichnet, daß die an den Glättungskondensator (C1) gelieferte pulsierende Gleichspannung durch eine Induktivität (L2) fließt und auch die aus dem Glättungskondensator (C1) an die Wechselrichterschaltung gelieferte geglättete Gleichspannung durch die Induktivität (L2) fließt.

2. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1, wobei das Schaltglied der Wechselrichterschaltung eine aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement (Q1, Q2) bestehende Reihenschaltung aufweist, die in Reihe zu den Ausgangsanschlüssen des Gleichrichters (DB) liegt; die Oszillatorschaltung (OC) mit beiden Enden des ersten und/oder zweiten Schaltelements (Q1, Q2) verbunden ist; und ein Energiequellen-Kondensator (C3; C4) in Reihe zur Oszillatorschaltung liegt.

3. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 2, wobei der Energiequellen-Kondensator (C3; C4) und die Oszillatorschaltung (OC) eine Reihenschaltung bilden, die mit beiden Enden des ersten Schaltelements (Q1) verbunden ist, und eine Diode (D3) in Normalrichtung zwischen einem Verbindungspunkt des Energiequellen-Kondensators (C3; C4) mit der Oszillatorschaltung (OC) und einem Anschluß des Glättungskondensators (C1) liegt.

4. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1, wobei die Wechselrichterschaltung einen Energiequellen-Kondensator (C3) enthält und das Schaltglied (Q1; Q2), die Oszillatorschaltung (OC) und der Energiequellen-Kondensator (C3) zu einer Reihenschaltung verbunden sind, die an den beiden Enden der Induktivität (L2) angeschlossen ist.

5. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 4, wobei das Schaltglied (Q1; Q2) in der Wechselrichterschaltung eine an die Ausgangsanschlüsse des Gleichrichters (DB) angeschlossene Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement (Q1, Q2) enthält und die Reihenschaltung aus dem Energiequellen-Kondensator (C3) und der Oszillatorschaltung (OC) über die Induktivität (L2) mit beiden Enden des ersten und/oder zweiten Schaltelements (Q1, Q2) verbunden ist.

6. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 4, wobei das Schaltglied in der Wechselrichterschaltung eine an beide Anschlüsse des Glättungskondensators (C1) angeschlossene Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement (Q1, Q2) enthält und die Reihenschaltung aus dem Energiequellen-Kondensator (C3) und der Oszillatorschaltung (OC) über die Induktivität (L2) mit beiden Enden des ersten und/oder zweiten Schaltelements (Q1, Q2) verbunden ist.

7. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 4, die ferner eine Diode (D3) enthält, welche in Normalrichtung parallel zur Induktivität (L2) liegt.

8. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1, in der eine Glättungseinrichtung durch eine Reihenschaltung aus dem Glättungskondensator (C1), einer ersten Diode (D3) und einem zweiten Kondensator (C3) gebildet ist; eine zweite Diode (D4) in Sperrichtung an einem Verbindungspunkt zwischen dem Glättungskondensator (C1) oder dem zweiten Kondensator (C3) und der ersten Diode (D3) angeschlossen ist, und der zweite, antiparallel zur zweiten Diode (D4) liegende Kondensator (C3) ein Bestandteil sowohl der Zerhackerschaltung als auch der Oszillatorschaltung ist.

9. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 4, in der eine Glättungseinrichtung durch eine Reihenschaltung aus dem Glättungskondensator (C1), einer ersten Diode (D3) und dem Energiequellen-Kondensator (C3) gebildet ist; eine zweite Diode (D4) in Sperrichtung an einem Verbindungspunkt zwischen dem Glättungskondensator (C1) oder dem Energiequellen-Kondensator (C3) und der ersten Diode (D3) angeschlossen ist, und der antiparallel zur zweiten Diode (D4) liegende Energiequellen- Kondensator (C3) ein Bestandteil sowohl der Zerhackerschaltung als auch der Oszillatorschaltung ist.

10. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1, wobei die Wechselrichterschaltung eine Reihenschaltung aus einer antiparallel zum Glättungskondensator (C1) liegenden ersten Diode (D4) und einer in Normalrichtung zum Glättungskondensator (C1) liegenden zweiten Diode (D3) enthält, um Bestandteil der Oszillatorschaltung (OC) zu sein, die zum Teil durch eine Oszillator-Induktivität (L1) gebildet ist, wobei die Wechselrichterschaltung ausgebildet ist, eine erste Stromschleife zu bilden, die von einem der Ausgangsanschlüsse des Gleichrichters (DB) ausgeht und durch wenigstens den Glättungskondensator (C1), die zweite Diode (D3), die Oszillator-Induktivität (L1) und das Schaltglied (Q1; Q2) führt, um den Glättungskondensator (C1) zu laden, und eine zweite Stromschleife zu bilden, um in der Oszillator- Induktivität (L1) angesammelte Energie in den Glättungskondensator (C1) zu entladen, sobald das Schaltglied (Q1; Q2) in den ausgeschalteten Zustand übergeht.

11. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1, wobei die Wechselrichterschaltung eine Reihenschaltung aus einer antiparallel zum Glättungskondensator (C1) liegenden ersten Diode (D4) und einer in Normalrichtung zum Glättungskondensator (C1) liegenden zweiten Diode (D3) enthält, um Bestandteil der Oszillatorschaltung (OC) zu sein, die zum Teil durch eine Oszillator-Induktivität (L1) gebildet ist, wobei die Wechselrichterschaltung ausgebildet ist, eine erste Stromschleife zu bilden, die von einem der Ausgangsanschlüsse des Gleichrichters (DB) ausgeht und durch wenigstens den Glättungskondensator (C1), die zweite Diode (D3), die Oszillator-Induktivität (L1) und das Schaltglied (Q1; Q2) führt, um den Glättungskondensator (C1) zu laden, und eine zweite Stromschleife zu bilden, um in der Oszillator- Induktivität (L1) angesammelte Energie in den Glättungskondensator (C1) zu entladen, sobald das Schaltglied (Q1; Q2) in den ausgeschalteten Zustand übergeht.

12. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 2, die ferner eine Einrichtung (K2) zum Steuern von Betriebsfrequenzen des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1, Q2) aufweist, um Pausenzeiten zu kürzen, die in einem aus der Wechselspannungsquelle (Vs) kommenden Eingangsstrom enthalten sind.

13. Wechselrichteranordnung nach Anspruch 4, die ferner eine Einrichtung (K2) zum Steuern von Betriebsfrequenzen des ersten und des zweiten Schaltelements (Q1, Q2) aufweist, um Pausenzeiten zu kürzen, die in einem aus der Wechselspannungsquelle (Vs) kommenden Eingangsstrom enthalten sind.