DE69434449T2

DE69434449T2 - Leistungsschaltung

Info

Publication number: DE69434449T2
Application number: DE69434449T
Authority: DE
Inventors: Masashi 1-1 Shibaura 1-chome Ochiai
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-11-15
Filing date: 1994-11-15
Publication date: 2006-01-05
Anticipated expiration: 2014-11-16
Also published as: EP0653831A1; KR950015942A; EP0837547A3; DE69434615D1; EP0837547A2; DE69420672D1; EP0837546B1; DE69434615T2; EP0837547B1; EP0653831B1; DE69420672T2; US5581451A; JPH07143751A; DE69434449D1; EP0837546A2; JP3260024B2; EP0837546A3; KR100221705B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgung, die eine Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umsetzung liefert, und insbesondere eine Stromversorgung, die einen verbesserten Wirkungsgrad bei der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umsetzung aufweist.
Stromversorgungen sind für zahlreiche Anwendungen verfügbar, beispielsweise Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umsetzschaltungen, Gleichspannungs-Gleichspannungs-Umsetzschaltungen usw. Diese Schaltungen sind entwickelt worden, wobei man den Umsetzungswirkungsgrad, den energetischen Wirkungsgrad usw. für derartige Anwendungen in Betracht gezogen hat. Stromversorgungen mit Schaltregler verwendet man hauptsächlich für Vorrichtungen mit hohem Energieverbrauch. Dagegen setzt man Stromversorgungen mit Längsregler für andere Vorrichtungen ein, die eine exakte Ausgangsspannung benötigen. Bei Stromversorgungen mit Schaltregler muss man die Schaltfrequenz, den Welligkeitsfaktor usw. beachten. Dagegen untersucht man bei Stromversorgungen mit Längsregler die Verluste in den Schaltungsbauteilen, die Übertragungswirkungsgrade usw. Die Wirkleistung von Wechselstromschaltungen bestimmt man anhand der Phase zwischen Strom und Spannung. Die Leistung in Abhängigkeit von der Phase drückt man allgemein als Leistungsfaktor aus.
1 zeigt eine herkömmliche Stromversorgung.
In 1 ist eine Wechselspannungsquelle PS1 mit einer Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 verbunden. Die Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 speist ihre gleichgerichtete Ausgangsspannung in einen Schaltregler ein, d. h. die Lastschaltung der Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 nach dem Glätten in einem Glättungskondensator C5. Dieser Schaltregler enthält einen Transformator T1 und einen Schalttransistor Q1. Eine Startschaltung, die aus einer Halbwellen-Gleichrichterdiode D1 und einem Kondensator C2 besteht, ist ebenfalls an den Schaltregler angeschlossen, und zwar von der Rückführleitung in der Einphasen-Wechselstromschleife der Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 über einen Widerstand R2.
Zudem liegt an der Spannungsregelschaltung IC1 ein im Glättungskondensator C3 geglättetes Gleichspannungs-Ausgangssignal VCC aus der Halbwellen-Gleichrichterschaltung D2 an, die mit einer Tertiärwicklung L4 des Transformators T1 verbunden ist. Das Ausgangssignal der Spannungsregelschaltung IC1 liegt an der Basis des Transistors Q1 an.
Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit einer Seite der Primärwicklung LP des Transformators T1 verbunden. Das andere Ende der Primärwicklung LP ist mit dem Glättungskondensator C5 und der Gleichrichterschaltung DB1 verbunden.
Die in der Sekundärwicklung L2 des Transformators T1 induzierte Wechselspannung wird mit der Diode D3 gleichgerichtet. Die gleichgerichtete Spannung aus der Diode D3 wird am Ausgangsanschluss 1 der Stromversorgung als stabilisiertes Ausgangssignal ausgegeben, nachdem sie noch in einem Kondensator C4 geglättet worden ist, der zwischen die Kathode der Diode D3 und die Bezugspotentialleitung geschaltet ist.
An die Kathode der Diode D3 ist ein Fehlerverstärker IC2 angeschlossen, der schwankende Anteile der Ausgangsspannung erkennt. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers IC2 liegt an der Kathode einer Regeldiode A1, die einen Teil eines Optokopplers bildet. Die Anode der Regeldiode A1 ist über einen Widerstand R5 mit den Ausgangsanschluss 1 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2, der den anderen Teil des Optokopplers bildet, ist an den Regelanschluss der Spannungsregel schaltung IC1 angeschlossen. Der Kollektor ist über einen Widerstand R4 mit dem Gleichspannungsausgang VCC der Halbwellen-Gleichrichterschaltung D2 verbunden.
Es wird nun die Arbeitsweise der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung nach 1 mit Hilfe der Betriebssignalkurven nach 3(a) bis 3(e) beschrieben.
Ist eine Eingangswechselspannung VAC vorhanden, die größer ist als die gleichgerichtete Ausgangsspannung Ei, d. h. liegt die Periode vor, in der die gleichgerichtete Ausgangsspannung Ei unter die Eingangswechselspannung VAC fällt, die der Addierschaltung zugeführt wird, so fließt aufgrund des bereitgestellten Glättungskondensators C5 während der Periode τ, siehe 3(d), ein pulsierender Wechselstrom, siehe 3(b), durch die Gleichrichterdiode DB1 und schaltet die Diode DB1 ein. 3(c) zeigt den Kollektorstrom des Transistors Q1.
Ganz allgemein darf man die Kapazität des Glättungskondensators C5 nicht zu klein bemessen, wenn man die in der Ausgangsspannung EB des Schaltreglers enthaltene Welligkeit berücksichtigt. Damit wird in diesem Fall die Durchschaltzeit τ der Gleichrichterdiode außerordentlich kurz.
Misst man die tatsächliche Durchschaltzeit τ, so beträgt sie für einen Wert C1 von 470 μF und 80 W Ausgangsleistung ungefähr 2 bis 2,5 mS.
Damit beträgt für die Schaltung nach 1 der Leistungsfaktor nur ungefähr 0,6 (60%), und die im pulsierenden Strom der Wechselspannungsquelle enthaltenen harmonischen Ströme sind ebenfalls groß. Um den Leistungsfaktor zu vergrößern und die harmonischen Ströme zu verkleinern, ist es erforderlich, die Durchschaltzeit τ der Diode zu erhöhen. Drückt man einen Strom i(t) als Fourierreihe aus, so erhält man allgemein die folgende Gleichung 1.
Ist i(t) die Einheitssprungfunktion, siehe 4, so erhält man einen Gleichanteil a₀ und Wechselanteile a_n, b_n gemäß der folgenden Gleichung 2.
Ist der Effektivwert des Grundschwingungsstroms bei n = 1 mit i₁ bezeichnet, der Effektivwert der harmonischen Ströme mit i_n und der Effektivwert von i(t) mit i_rms, so erhält man den Zusammenhang zwischen i₁, den i_n und i_rms anhand von Gleichung 3.
Vergrößert man die Durchschaltzeit τ₂ der Diode in der obigen Gleichung 3, so nimmt der Grundschwingungsstrom i₁ zu und der Leistungsfaktor ebenfalls. Dagegen nehmen die harmonischen Ströme i_n ab.
Die Stromversorgung nach 2 ist darauf ausgelegt worden, den Leistungsfaktor zu verbessern. Die Stromversorgung nach 2 ist ein Beispiel, in dem ein MOSFET-Schalttransistor Q3 verwendet wurde; die anderen Teile sind mit Ausnahme des Glättungskondensators C5, der nach dem Gleichrichten nicht verwendet wurde, mit der Schaltung nach 1 identisch. Die Stromversorgung nach 2 ist auch ein Beispiel, in dem der Leistungswirkungsgrad durch die Arbeit eines spannungsgesteuerten Bauteils verbessert wurde, das die meisten Betriebseigenschaften verbessert, z. B. die Schaltgeschwindigkeit usw., indem man eine gleichgerichtete pulsierende Spannung verwendet.
Nach dem Gleichrichten der Wechselspannung ist kein Glättungskondensator C5 bereitgestellt, und der Schaltregler wird direkt mit Wechselspannung betrieben.
Da in diesem Fall der Schalttransistor Q3 während der gesamten Periode T arbeitet, vergrößert sich entsprechend die Durchschaltzeit der Gleichrichterdiode auf T/2, und man erhält einen Wert des Leistungsfaktor über 0,9.
Im Gegensatz zum verbesserten Leistungsfaktor entstehen jedoch die im weiteren erklärten Nachteile.
Zuerst sei der Drain-Source-Strom i_DS, der durch einen Schalttransistor fließt, beispielsweise den MOSFET-Schalttransistor Q3, im Betriebszustand in 3(d) dargestellt. Seine Hüllkurve hat sinusförmige Gestalt. Damit wird der Drain-Source-Strom i_DS in demjenigen Zeitbereich klein, in dem die Wechselspannung niedrig ist, und er wird größer, wenn die Wechselspannung im Bereich des Spitzenwerts liegt.
Der Kollektorstrom i_CP des Transistors Q1 in 1 wird mit dem Glättungskondensator geglättet, siehe 3(c). Ver gleicht man diesen Kollektorstrom mit dem Drain-Source-Strom i_DS des Transistors Q3 bei gleichem Lastzustand (gleichem mittlerem Strom), so wird der Drain-Source-Strom i_DS des Transistors Q3 zwei- oder dreimal so groß wie der Kollektorstrom i_CP. Dadurch werden die Bemessungsdaten des Transistors Q3 (MOSFET) groß, und er erhält in Verbindung mit der Sättigung des Schalttransformatorkerns notwendig große Abmessungen, so dass die Kosten zunehmen.
Die Schaltung nach 2 ist ein Beispiel, in der ein stromgesteuerter Bipolartransistor gegen einen spannungsgesteuerten Feldeffekttransistor ausgetauscht wurde. Die Eigenschaften einer Stromversorgung mit einem MOSFET-Schalttransistor Q3 sind hinsichtlich der Merkmale Schaltgeschwindigkeit, Eingangsimpedanz usw. besser. Betrachtet man jedoch die Kosten, so besteht der Nachteil, dass die Kosten zunehmen, da eine Überdimensionierung und großzügige Bemessung der elektrischen Leistungsfähigkeit erforderlich ist. Verglichen mit dem Bipolartransistor ist es hinsichtlich des größten Betriebsbereichs zwingend, geometrisch große Teile zu verwenden.
Da zum zweiten die sekundärseitige gleichgerichtete Ausgangsspannung des Schaltreglers eine Spannungswelligkeit mit sinusförmiger Hüllkurve aufweist, siehe 3(e), muss man sekundärseitig einen Schaltregler mit einem Längsregler oder eine Drosselspule bereitstellen.
Zum dritten ist die Überbrückungszeit bei einem kurzzeitigen Ausfall der Wechselspannungsversorgung zu kurz, da kein Glättungskondensator vorhanden ist. Dadurch trat die Schwierigkeit auf, dass die Ausgangsspannung EB durch eine Schwankung der Eingangsspannung oder kurzfristige Schwankungen des äußeren Rauschens stark einbricht und Störungen auf dem Bildschirm erscheinen, wenn man die Ausgangsspannung an ein Fernsehgerät anlegt, und dass die Leistungsfähigkeit des Produkts schlechter wurde.
Da zum vierten der durch den Schalttransistor fließende Strom eine sinusförmige Hüllkurve hat, siehe die Beschreibung des ersten Nachteils, muss man den Basisstrom (den Ansteuerstrom) ebenfalls mit sinusförmiger Hüllkurve modulieren, falls man einen stromgesteuerten Bipolartransistor als Schaltbauteil verwendet.
Es trat jedoch das Problem auf, dass es tatsächlich schwierig war, einen stromgesteuerten Transistor einzusetzen, und zwar wegen der Unterschiede zwischen den Ein- und Ausschaltzeiten oder Beschränkungen der Schaltgeschwindigkeit bei einem stromgesteuerten PN-Sperrschichttransistor, und man musste einen spannungsgesteuerten MOSFET verwenden.
Eine herkömmliche Schaltung hat wie beschrieben die Nachteile, dass der Leistungsfaktor klein ist und der Leistungswirkungsgrad schlecht. Falls man einen spannungsgesteuerten FET als Schaltbauteil verwendet, kann man ihren Leistungswirkungsgrad durch die Eigenschaften Schaltgeschwindigkeit, Eingangsimpedanz usw. verbessern. Andererseits tritt hinsichtlich der Kosten die Schwierigkeit auf, dass die Schaltung teuer wird, und dass zudem die Anzahl zusätzlicher Schaltkreise und Komponenten zunimmt und die Schaltung große Abmessungen erhält.
US 4,524,411 offenbart eine geregelte Schaltstromversorgung für einen Fernsehempfänger, die einen Transformator aufweist, dessen Primärwicklung an eine ungeregelte Spannungsquelle angeschlossen ist, und dessen Sekundärwicklung mit einer Lastschaltung verbunden ist, wobei der Transformator auch eine Hilfswicklung aufweist, die über einer Diode an Masse liegt und magnetisch mit der Primärwicklung gekoppelt ist und dazu dient, zusätzliche Energie in die Lastschaltungen zu übertragen.
Die WO-A-92/02983 offenbart eine Stromschaltung bzw. Leistungsschaltung, welche folgendes aufweist:
Zugangsmittel zum Aufnehmen einer Versorgungswechselspannung von einer Wechselspannungsleitung;
einen Zweiweggleichrichter, der mit dem Zugangsmittel gekoppelt ist, um die zugeführte Wechselspannung gleichzurichten;
einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung;
Gleichspannungs-Kopplungsmittel, umfassend eine Reihenschaltung aus einer ersten Drosselspule und einer ersten Diode, zum Koppeln eines Ausgangsanschlusses des Zweiweggleichrichters mit dem ersten Ende einer Primärwicklung des Transformators, wodurch die Diode mit dem ersten Ende der Primärwicklung gekoppelt ist;
einen Sekundärschaltungsgleichrichter, der betreibbar ist, um eine Wechselspannung eines Sekundärkreises gleichzurichten, welche über die Sekundärwicklung des Transformators induziert wird, und um eine Gleichspannung auszugeben, die aus einer solchen Gleichrichtung aus der Leistungsschaltung resultiert;
ein Schaltelement, das an das erste Ende der Primärwicklung gekoppelt ist;
Steuermittel zum Steuern der relativen Einschaltdauer der Ein-/Ausschaltung des Schaltelements, so dass der Gleichspannungsausgang aus dem Sekundärschaltungsgleichrichter reguliert wird,
einen Glättungskondensator, der zwischen ein zweites Ende der Primärwicklung und eine Bezugspotentialquelle geschaltet ist; und
Abzweigungsschaltungsmittel, welche eine zweite Diode, die zwischen den Verbindungsknoten der ersten Drosselspule und der ersten Diode und das zweite Ende der Primärwicklung geschaltet ist, aufweisen, wobei die Abzweigungsschaltung parallel zur ersten Diode und der Primärwicklung vorhanden ist und die dazu betreibbar ist, Welligkeitskomponenten im Gleichspannungsausgang aus der Sekundärwicklung des Transformators zu mindern.
Die Erfindung zielt darauf ab, eine Stromversorgung/Leistungsschaltung bereitzustellen, die preiswert ist und einen hohen Leistungsfaktor erzielen kann.
Erfindungsgemäß wird eine Leistungsschaltung gemäß Anspruch 1 bereitgestellt.
Man versteht die Erfindung und viele ihrer Vorteile besser, wenn man beispielhaft Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen nimmt.
Es zeigt:
1 einen Schaltplan einer herkömmlichen Stromversorgung, in der ein Bipolartransistor verwendet wird;
2 einen Schaltplan einer herkömmlichen Stromversorgung, in der ein MOSFET verwendet wird;
3(a) bis 3(e) Skizzen zum Erklären des Zusammenhangs zwischen der Wechselspannung und dem Wechselstrom einer herkömmlichen Stromversorgung bei verschiedenen Schalttransistoren (Bipolartransistor und MOSFET);
4(a) und 4(b) Skizzen zum Erklären des Zusammenhangs zwischen einer Einheitssprung-Stromkurvenform, dem Grundwellenstrom i₁ und dem harmonischen Strom i_n zum gleichwertigen Darstellen des in 3(a) bis 3(e) abgebildeten Stroms durch eine Fourierreihe;
5 einen Schaltplan einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Stromversorgung;
6(a) bis 6(d) Schaltpläne zum Erklären des Ein/Aus-Betriebs des Schalttransistors in 5;
7(a) eine Ersatzschaltung für den Fall, dass sich der Schalttransistor aus 6(a) bis 6(d) im Sperrzustand befindet, und 7(b) die Wechselspannungs-Kurvenform V3, die in der Tertiärwicklung induziert wird;
8(a), 8(b) und 8(c) Kurvenformen von Teilen der Schaltung nach 5;
9 einen Schaltplan mit einer Abwandlung der erfindungsgemäßen Stromversorgung;
10 eine Stromversorgung angeschlossen an die Horizontalablenkschaltung eines Fernsehempfängers;
11 einen Schaltplan einer weiteren Stromversorgung;
12(a) und 12(b) Schaltpläne zum Erklären des Ein/Aus-Betriebs des Schalttransistors in 11;
13(a) bis 13(d) die Kurvenverläufe der primär- und sekundärseitigen Ströme und der Kollektorspannung des Schalttransistors bei Betrieb;
14(a) und 14(b) Skizzen zum Erklären des Ladestroms, der in den Kondensator C1 fließt;
15 eine Abwandlung der Stromversorgung nach 11;
16 einen erläuternden Schaltplan zum Erklären der Arbeitsweise der Schaltung nach 15;
17 eine weitere Abwandlung der Stromversorgung nach 11; und
18(a), 18(b) und 18(c) Skizzen der Betriebskurven der Wechselströme, die in 11, 15 und 17 dargestellt sind.
Die Erfindung wird nun ausführlich mit Bezug auf 5 bis 18 beschrieben. In den Zeichnungen werden zum Vereinfachen der Erklärung die Bezugszeichen aus 1 bis 4 dazu verwendet, gleiche oder ähnliche Elemente zu bezeichnen.
5 zeigt einen Schaltplan einer Stromversorgung.
In 5 werden zum Vereinfachen der Erklärung die Bezugszeichen aus 1 dazu verwendet, gleiche oder ähnliche Elemente zu bezeichnen.
In 5 ist eine Wechselspannungsquelle PS1 an eine Zweiweg- bzw. Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 angeschlossen. Der Ausgang dieser Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 ist an einen Kondensator C5 mit kleiner Kapazität angeschlossen, der Rauschen entfernt, und mit einem Ende der Primärwicklung LP eines Transformators T1 verbunden. Die andere Seite der Primärwicklung LP des Transformators T1 ist mit dem Kollektor eines Transistors Q1 verbunden, der als Schaltbauteil dient. Eine Einweg-Gleichrichterschaltung, die eine Diode D1 und einen Kondensator C2 umfasst, ist mit einer einphasigen Wechselspannungs-Rückführleitung der Wechselspannungsquelle PS1 und mit einer Spannungsregelschaltung IC1 in der folgenden Stufe verbunden. Der Ausgang dieser Spannungsregelschaltung IC1 ist mit der Basis des Transistors Q1 verbunden. Die Spannungsregelschaltung regelt den Strompfad der Primärwicklung des Transformators T1 und die sekundärseitige Ausgangsspannung EB.
Eine Tertiärwicklung L1 ist mit einer Seite der Primärwicklung LP und über einen Kondensator C1 mit einem Bezugspotential verbunden.
Eine Sekundärwicklung L2 ist mit einer Einweg-Gleichrichterschaltung verbunden, die aus einer Diode D4 und einem Glättungskondensator C4 besteht und eine stabilisierte Ausgangsspannung EB an den Anschluss 1 ausgibt. Ein Fehlerverstärker IC2 erfasst die Schwankungen der Ausgangsspannung EB am Anschluss 1. Sein Erfassungs-Ausgangssignal liegt als Rückkopplungssignal an der Spannungsregelschaltung IC1 an.
Wegen der Rauscheigenschaften führt man das Rückkopplungssignal mit einem Optokoppler zurück. Der Optokoppler enthält eine Steuerdiode A1 und einen Transistor Q2. Die Ansteuerspannung für die Spannungsregelschaltung und den Optokoppler führt man durch das Gleichrichten der Ausgangsspan nung zu, die in der vierten Wicklung L4 des Transformators T1 induziert wird. Die induzierte Spannung wird mit einer Einweg-Gleichrichterdiode D2 gleichgerichtet und dann in einem Glättungskondensator C3 geglättet.
Die Arbeitsweise der Stromversorgung nach 5 wird nun mit Bezug auf 6, 7 und 8 beschrieben.
Die Wechselspannungsquelle PS1 liegt über die Gleichrichterdiode DB1 direkt am Verbindungsknoten der Tertiärwicklung L1 mit der Primärwicklung LP des Transformators T1. Der Ausgang der Spannungsregelschaltung IC1 regelt das Schalten des Schalttransistors Q1. Die Regelspannung, die man durch das Erfassen der sekundärseitig gleichgerichteten Ausgangsspannung EB mit dem Fehlerverstärker IC2 gewinnt, wird über den Optokoppler Q2 zurückgeführt, so dass die Ausgangsspannung EB auf einen konstanten Pegel geregelt wird. Zudem führt man der Spannungsregelschaltung IC1 gleichgerichtete Spannung aus einer Startschaltung D1 und C1 zu, wenn Wechselspannung eingegeben wird. Nachdem die Schaltung den stationären Zustand erreicht hat, führt man als Spannungsversorgung die Spannung VCC zu, die man durch das Gleichrichten der Spannung gewinnt, die in der Wicklung L4 des Schalttransformators induziert wird. Die Schaltung nach 5 bildet insgesamt einen Rücklauf-Schaltregler (stabilisierte Stromversorgung). Damit erhält man die sekundärseitig gleichgerichtete Ausgangsspannung EB während der Rücklaufperiode des Schalttransistors (wenn der Schalttransistor ausgeschaltet ist).
Der Betriebszustand des Transistors Q1 und der Diodenbrücke DB1 wird nun mit Bezug auf die folgenden vier Modi erklärt, die in 6(a), 6(b), 6(c) und 6(d) dargestellt sind.
6(a) – Q1 ist ein-, DB1 ist ausgeschaltet;
6(b) – Q1 ist aus-, DB1 ist ausgeschaltet;
6(c) – Q1 ist ein-, DB1 ist eingeschaltet; und
6(d) – Q1 ist aus-, DB1 ist eingeschaltet.
Jeder der obigen Zustände entspricht dem Betriebszustand in einem der vier Modi. Im weiteren werden die in 6(a), 6(b), 6(c) und 6(d) dargestellten Modi als Modus A, Modus B, Modus C und Modus D bezeichnet.
Die Modi A und B sind diejenigen Betriebszustände der vier Modi, in denen die Gleichrichterdiode DB1 sperrt. Ist der Schalttransistor Q1 leitend, so wird im Modus A der Primärstrom i₁ aus dem Glättungskondensator C1 in die Primärwicklung LP und die Tertiärwicklung L1 eingespeist. Sperrt der Schalttransistor Q1, so wird die im Schalttransformator T1 während der Einschaltzeit angesammelte elektromagnetische Energie als Sekundärstrom i₂ freigesetzt, und man erhält die Ausgangsspannung EB. 7(a) zeigt Ersatzschaltungen für die Wechselspannungsquelle, die Gleichrichterdiode DB1 und die Tertiärwicklung L1. 7(b) zeigt die Verläufe der Wechselspannung mit den Spitze-Spitze-Werten V31 und V32, die in der Tertiärwicklung L1 induziert wird. 8(a), 8(b) und 8(c) zeigen den Wechselspannungsverlauf, den Stromverlauf und die Spannung V3, die in der Tertiärwicklung induziert wird.
Die Gleichspannung, die sich am Glättungskondensator C1 einstellt, sei mit E_i bezeichnet, die in der Tertiärwicklung L1 des Schalttransformators induzierte Spannung mit V3, die negative Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt, siehe 7(a) und 7(b), mit V31, und die Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalttransistor Q1 leitet, mit V32. Die Wechselspannung VAC hat eine sinusförmige Hüllkurve, die mit der Zeit wächst. Zum Zeitpunkt t1, siehe 8(a), 8(b) und 8(c), wenn gilt VAC + V31 ≥ E_i, ist die Gleichrichterdiode DB1 erstmals im leitenden Zustand, während der Schalttransistor Q1 sperrt. Der Gleichrichterstrom id fließt so, dass er den Glättungskondensator C1 auflädt, siehe Modus D.
Schaltet nun das Schaltbauteil Q1 durch, so gibt der Glättungskondensator C1 den Primärstrom i₁ an die Tertiärwicklung L1 und die Primärwicklung LP ab. Im Gegensatz zu oben wird eine positive Spannung V32 in der Tertiärwicklung L1 induziert. Diese Spannung spannt die Gleichrichterdiode DB1 gegen die Durchlassrichtung vor.
Nun ist VAC – V32 kleiner als E_i (d. h., VAC – V32 < E_i), und die Gleichrichterdiode DB1 ist nicht durchgeschaltet, und es besteht der gleiche Betriebszustand wie im Modus A.
Ist VAC – V32 während der gesamten Periode kleiner als E_i, so tritt kein Zustand des Modus C auf. Die Gleichrichterdiode DB1 leitet wieder, und der Glättungskondensator C1 wird geladen. Da diese Abläufe für die Perioden von t1 bis t6 wiederholt werden, nimmt die Einschaltdauer der Diode DB1 die Periode von t1 bis t6 an.
Es sei nun die Durchschaltzeit τ der Gleichrichterdiode DB1 einer herkömmlichen Stromversorgung, siehe 3, mit der Durchschaltzeit der erfindungsgemäßen Stromversorgung verglichen.
Bei einer herkömmlichen Stromversorgung liegt im stationären Zustand die Spannung für diejenige Zeitdauer in Durchlassrichtung an der Gleichrichterdiode DB1 an, für die die Spannungsbeziehung VAC – E_i gilt. Bei der erfindungsgemäßen Stromversorgung gilt in der Zeitspanne, in der der Schalttransistor Q1 sperrt, die Spannungsbeziehung VAC + V31 – E_i.
Damit wird die Durchlassvorspannung der Gleichrichterdiode DB1 bei gleicher Wechselspannung in der erfindungsgemäßen Stromversorgung größer. Der Zeitpunkt t1, zu dem die Gleichrichterdiode DB durchschaltet, tritt in der erfindungsgemäßen Schaltung früher ein.
Zudem wird die Gleichrichterdiode DB1 sperrend gehalten, wenn der Schalttransistor Q1 leitet, und die Länge vergrößert sich entsprechend um den Faktor zwei oder mehr, falls das Einschaltverhältnis des Ein/Aus-Betriebs des Schalttransistors Q1 1:1 beträgt.
Dadurch verlängert sich die Durchschaltzeit der Gleichrichterdiode DB1, der Leistungsfaktor nimmt zu, und die harmonischen Ströme i_n nehmen in der erfindungsgemäßen Stromversorgung stärker ab als in einer herkömmlichen Stromversorgung.
Nimmt die in der Sperrzeit des Schalttransistors Q1 erzeugte Spannung V31 zu, wenn die Windungsanzahl der Tertiärwicklung L1 zunimmt, so wird der Einschaltzeitpunkt der Gleichrichterdiode DB1 vorverlegt, und der Leistungsfaktor kann stärker vergrößert werden. Selbst wenn sich das Einschaltverhältnis des Schalttransistors Q1 verändert, kann man die äquivalente Durchschaltzeit τ der Gleichrichterdiode vergrößern, wenn man die Einschaltzeit des Schalttransistors Q1 länger macht als die Sperrzeit.
Da der Glättungskondensator C1 als wesentliche Komponente bereitgestellt ist, hat die erfindungsgemäße Stromversorgung den Vorzug, dass der Kollektorstrom des Schalttransistors Q1 einen mittleren Pegel hat und man einen billigen stromgesteuerten Schalttransistor Q1 verwenden kann, und es ist unnötig, die Schalttransformatoren und Schalttransistoren wesentlich größer zu dimensionieren.
Zudem hat die erfindungsgemäße Stromversorgung durch eine Zeitkonstante aufgrund eines Kondensators verglichen mit einer spannungsgesteuerten Schaltung eine größere Beständigkeit gegen eine momentane Unterbrechung der Spannungsversorgung und eine kurzfristige Spannungsschwankung des Wechselspannungsnetzes. Damit erhält man eine stabilisierte Versorgung, bei der eine kurzfristige Schwankungskomponente keine Schwankung des Ausgangssignals erzeugt.
Da zudem die Durchschaltzeit τ der Gleichrichterdiode DB1 länger ist als in der Schaltung nach 1, nimmt. die Spannungswelligkeit am Glättungskondensator C1 ab, und man kann seine Kapazität klein bemessen.
Ist die Tertiärwicklung L1 wie in 5 gewickelt, so ist die negative Spannung V31, die während der Sperrzeit des Schalttransistors Q1 in der Tertiärwicklung L1 induziert wird, proportional zum gleichgerichteten Ausgangssignal EB der Spannung, die in der Sekundärwicklung induziert wird. Andererseits wird die negative Spannung auch konstant gehalten, da sie durch das Fehlersignal aus dem Fehlerverstärker IC2 geregelt wird, um die gleichgerichtete Ausgangsspannung EB konstant zu halten.
Im Zustand zunehmenden Laststroms (Zunahme der harmonischen Komponenten) durch einen Einbruch der Eingangswechselspannung, d. h. im Überlastzustand, nimmt entsprechend der Laststromzunahme eine negative Spannung zu, und die schwankenden Komponenten im Eingangssignal werden auf konstante Pegel geregelt. Dadurch wird es möglich, die Schwankung des Leistungsfaktors und das Auftreten harmonischer Komponenten zu unterdrücken.
Die Durchschaltzeit τ der Gleichrichterdiode DB1 verlängert sich durch den Gebrauch der negativen Spannung V31 der Tertiärwicklung L1 äquivalent. Es ist damit möglich, eine Stromversorgung mit einem hohen Leistungsfaktor und einer einfachen Schaltungsanordnung bereitzustellen.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung wird nun mit Bezug auf 9 beschrieben.
9 zeigt einen Vorwärts-Schaltregler, der mit einer erfindungsgemäßen Stromversorgung versehen ist, in der eine Drosselspule L5 und eine Diode D5 verbunden mit der Sekundärseite des Transformators T1 aufgenommen sind. In 9 erhält man die sekundärseitig gleichgerichtete Spannung EB dadurch, dass der Strom i_ON während der Einschaltzeit des Schalttransistors Q1 in Richtung der durchgezogenen Linie durch die Drosselspule L5 geleitet wird, und der Strom i_OFF in Richtung der gestrichelten Linie während der Ausschaltdauer.
10 zeigt eine Schaltung, die eine Horizontalablenkschaltung eines Fernsehempfängers enthält.
Zuerst wird der Aufbau der Schaltung nach 10 erklärt.
Die einphasige Wechselstromleitung der Wechselspannungsquelle PS1 ist mit der Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 verbunden. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 ist mit dem Serienregler 10 verbunden, der einem Transistor Q11 in Basisschaltung enthält.
Weiterhin ist der Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 über die Sekundärwicklung L12 des Transformators T3 und den Kondensator C1 mit einer Bezugspotentialquelle verbunden.
Der Serienregler 10 besteht aus einer Fehlererkennungsschaltung 11, einem Rückkoppelwiderstand Rn, den Vorspannwiderständen R12, R13, R14, R15, und einen Vorspannkondensator C11. Ein Glättungskondensator C12 für das Ausgangssignal ist parallel zum Serienregler 10 geschaltet.
Der Transformator T2 ist ein Horizontalsteuertransformator. Ein Horizontalsteuerimpuls aus einer Horizontaloszillatorschaltung (nicht dargestellt) wird an die Basis eines Transistors Q7 angelegt. Der Kollektorausgang des Transistors Q7 steuert die Eingangswicklung LD1 des Transformators T2 an.
In der Horizontalablenkschaltung 20 wird der Horizontalsteuerimpuls über eine Ausgabewicklung LD2 des Ansteuertransformators T2 in einen Horizontalausgangstransistor Q21 eingegeben. Eine Zeilendiode D21, ein Resonanzkondensator C21 und eine Ablenkspule Ly, zu der ein S-förmiger Korrekturkondensator CS in Reihe geschaltet ist, liegen jeweils parallel zueinander.
Die Spannung vom Ausgangsanschluss 1 des Serienreglers wird als Versorgungsspannung an die Transformatoren T2 und T4 angelegt.
Eine Sekundärwicklung L10, bei der die Ausgangwicklung L10 des Transformators T2 mit der Primärwicklung L11 eines Impulstransformators T3 verbunden ist, ist mit der Ausgangwicklung L10 des Steuertransformators T2 induktionsgekoppelt.
Im weiteren wird die Arbeitsweise der Schaltung nach 10 erklärt.
Der Impulstransformator T3 ist zwischen die Gleichrichterdiode DB1 und den Glättungskondensator C1 eingefügt. Der stabilisierten. Stromversorgung 10 wird elektrische Energie aus dem Verbindungsknoten einer Sekundärwicklung L12 des Im pulstransformators T3 und dem Ausgang der Gleichrichterdiode DB1 zugeführt.
Die Ausgangswicklung L10 des Ansteuertransformators T2 ist mit der Primärwicklung L11 des Impulstransformators T3 verbunden. Die in dieser Wicklung L10 induzierte Rechteckimpulsspannung tritt an der Sekundärwicklung L12 des Impulstransformators T3 auf.
Diese Rechteckimpulsspannung hat die in 7(a) und 7(b) dargestellte Kurvenform.
Diese Spannung spannt die Diode DB1 in der Gleichrichterschaltung in Durchlass- oder Sperrichtung vor, so dass der gleichgerichtete Strom i_d fließt, siehe 10. Wie bereits erklärt wird der Laststrom i₁ während derjenigen Periode in den Serienregler eingespeist, in der positive Spannung V32 erzeugt wird. Durch das Wiederholen dieses Vorgangs ist es folglich möglich, die Durchschaltzeit der Gleichrichterdiode DB1 zu verlängern und den Leistungsfaktor zu verbessern.
11 zeigt eine weitere Stromversorgung.
In 11 werden den gleichen Bauteilen wie in 1 zum Erklären die gleichen Bezugszeichen wie in 1 zugewiesen.
Die Wechselspannungsquelle PS1 ist über die Vollweg-Gleichrichterschaltung DB1 an den Rauschunterdrückungskondensator C5 mit kleiner Kapazität angeschlossen. Die Drosselspule L6 ist mit dem Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 verbunden und zudem mit der Anode der Gleichrichterdiode D6. Die Kathode der Gleichrichterdiode D6 ist an die Primärwicklung LP des Transformators T1 und den Kollektor des Transistors Q1 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q1 liegt auf dem Bezugspotential. In die Basis des Transistors Q1 wird ein Steuersignal aus dem Spannungsregler IC1 eingespeist.
Die andere Seite der Primärwicklung LP des Transformators T1 ist über den Kondensator C1 mit dem Bezugspotential verbunden. Die Sekundärwicklung L2 des Transformators T1 gibt über die Gleichrichter- und Glättungsschaltung D4/C4 Spannung an den Ausgangsanschluss 1 aus. Der Ausgang der Gleichrichter/Glättungsschaltung D4/C4 ist mit dem Fehlerverstärker IC2 verbunden. In einen Optokoppler, der zwischen diesen Fehlerverstärker IC2 und den Ausgang geschaltet ist, wird ein Fehlersignal eingespeist. Der Optokoppler enthält eine Diode A1 und einen Transistor Q2. Das Ausgangssignal des Transistors Q2 liegt an der Spannungsregelschaltung IC1. Durch dieses Steuersignal wird ein Steuersignal zum Regeln des Ausgangsspannungswerts EB wird in die Basis des Transistors Q1 eingegeben.
Über die Gleichrichterschaltung D1 wird aus der einphasigen Wechselstrom-Rückführleitung ein Startsignal in die Spannungsregelschaltung IC1 eingegeben. Die Versorgungsspannung VCC für den Transistor Q2 des Optokopplers und die Spannungsregelschaltung IC1 wird aus dem gleichgerichteten Signal einer Tertiärwicklung L4 des Transformators über die Gleichrichterdiode und den Glättungskondensator C3 zugeführt. Die Versorgungsspannung VCC und das Startsignal werden der Spannungsregelschaltung IC1 über eine gemeinsame Leitung zugeführt.
Die Arbeitsweise der Schaltung nach 11 wird nun mit Bezug auf 12(a), 12(b), 13(a), 13(b) und 13(c) erklärt.
12(a) zeigt den Schalttransistor Q1 im durchgeschalteten Zustand; 12(b) zeigt den Schalttransistor Q1 im Sperrzustand.
Ist der Schalttransistor Q1 im Sperrzustand, so lädt der Primärstrom I_L1 der Kondensator C1 über die Drosselspule L6. Der Glättungskondensator C1 glättet die pulsierende Wechselspannungskurve, und die Ausgangsspannung E_i des Glättungskondensators C1 und das Wechselspannungssignal VAC schalten die Gleichrichterdiode DB1 durch.
Fließt der Strom gemäß den Durchlasseigenschaften der Dioden DB1 und D6, so bewirkt die Drosselspule L6 eine Spannungsänderung infolge der zeitlichen Änderung des Stroms. Der Zusammenhang mit der Zeit ist ein linearer Zusammenhang und entsteht durch das Laden/Entladen der elektromagnetisch induzierten Energie abhängig von den Ein/Ausschaltvorgängen des Schalttransistors Q1.
Der im Sperrzustand zum Kondensator C1 fließende Strom erzeugt durch das Laden des Kondensators eine Spannung. Diese Spannung ist ein rechteckförmiger Puls und wird zur Kollektorspannung des Transistors Q7 addiert.
Der über die Drosselspule L6 durch die Primärwicklung LP des Transformators T1 fließende Strom sei i_L1. Der durch die Entladung des Kondensators C1 fließende Strom sei i₁.
Der sekundärseitige Strom i₂ in der Halbwellen-Gleichrichterschaltung D4 wird durch die Polarität der Diode induziert und durch den Strom der Primärwicklung.
Die Arbeitsweise der Schaltung wird nun weiter ausführlich mit Bezug auf die Betriebssignalkurven erklärt.
Beim Durchschalten des Schalttransistors Q1 fließt der Strom i_L1 von der Wechselspannungsquelle PS1 über die Drosselspule L6. Ferner fließt der Strom i₁ aufgrund der Spannung E_i, die vorher auf dem Glättungskondensator C1 gespeichert wurde, zur Primärwicklung LP des Schalttransformators. Die Kurvenform der Betriebsströme zu diesem Zeitpunkt sind in 13(a), 13(b) und 13(c) dargestellt. Die Ströme i_L1 und i₁ ändern sich in Abhängigkeit von der Zeit nahezu linear. Damit wird in der Einschaltzeit von Q1 die unten in Gleichung 4 angegebene elektromagnetische Energie jeweils in den Induktivitäten L6 und LP gespeichert.
Ist die Wechselspannungsquelle VAC gegeben durch Em SIN (ωt + φ) und die Spannung am Glättungskondensator durch E_i mit einem Anfangswert O, so erhält man die Ströme i_L1 und i₁ während der Einschaltzeit von Q1 durch die folgenden Gleichungen 5.
Beim Erreichen des Zeitpunkts t1 in 13(a), 13(b) und 13(c) sperrt der Schalttransistor Q1. Damit wird die vorher in der Primärwicklung LP des Schalttransformators T1 gespeicherte elektromagnetische Energie als Sekundärwicklungsstrom i₂ freigesetzt, der gleichgerichtet und geglättet wird, siehe 12(a) und 12(b), so dass man die Ausgangsspannung EB erhält. Zudem wird die in der ersten Drosselspule L6 gespeicherte Energie als Strom i_L1 freigesetzt, und zwar als Strom von der ersten Drosselspule L6 über die Diode D2 und die Primärwicklung LP zum Glättungskondensator C1, wobei der Strom i_L1 den Glättungskondensator C1 lädt.
Nimmt man den Zeitpunkt t1 aus 13(a), 13(b) und 13(c) als Bezugszeit 0 (Koordinatenursprung), und seien die zum Zeitpunkt t1 (Anfangsbedingung) durch die Schaltung fließenden Ströme i_L1(0) und i₁(0), so ist der Strom i_L1(TOFF), der durch die erste Spule LP fließt, wenn Q1 sperrt, d. h., der Strom I_C1, der in den Glättungskondensator C1 fließt, durch die folgende Gleichung 6 gegeben. Dabei sei die Wechselspannungsquelle VAC gegeben durch Em SIN ω(t + T_ON + φ/ω). Der Glättungskondensator C1 hat eine so große Kapazität, dass man ihn für den Wechselstrom als Kurzschluss betrachten kann. EM stellt eine sinusförmig eingehüllte Amplitude dar. ω bezeichnet eine Kreisfrequenz. T_ON stellt die Einschaltdauer eines Transistors dar. φ stellt eine Anfangsphase dar.
Der erste Term in Gleichung 6 bezeichnet den Ladestrom aus der Wechselspannungsquelle. Auch der zweite Term bezeichnet den Ladestrom durch den Anfangsstrom, der zum Zeitpunkt t1 durch die Schaltung fließt. Der dritte Term stellt den Strom dar der aus dem Glättungskondensator zur Spannungsquelle zurückfließt. Aus Gleichung 6 erhält man die Ströme i_L1(0) und i₁(0) gemäß den folgenden Gleichungen 7.
Ist die Einschaltperiode T_ON des Schalttransistors Q1 verglichen mit der Periode 20 mS (50 Hz Wechselstromfrequenz) der Wechselspannungsquelle PS1 hinreichend kurz, so gilt die folgende Gleichung 8 in guter Näherung.
Damit erhält man die folgende Gleichung 9.
Den Kollektorstrom I_C1(t1) zum Zeitpunkt (t = t1) , zu dem der Schalttransistor sperrt, und den Kondensatorladestrom I_C1(t) zum Zeitpunkt (t = t2), zu dem der Schalttransistor einschaltet, erhält man wie unten dargestellt, in dem man T 0 und t = T_OFF Jeweils in die Gleichung 9 einsetzt und den Kondensatorladestrom I_C1 berechnet.
In der Gleichung 10 stellt der erste Term den Ladestrom des Glättungskondensators dar, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt. Der zweite Term stellt den Entladestrom dar. Nimmt dann, wenn die Wechselspannungsquelle einen hohen Wert hat, der erste Term einen größeren Wert an als der zweite Term, so leiten die Dioden DB1 und D6, und der Ladestrom fließt in den Glättungskondensator C1. Die Bedingungen zum Einschalten der Dioden DB1 und D6 zu diesem Zeitpunkt erhält man aus den folgenden Gleichungen 11.
Für die Periode mit der Anfangsphase hergeleitet aus einer Periode 2π von der Anfangsphase φ/ω aus der obigen Gleichung, d. h. für die Periode von t1 bis t2 aus 18(a), 18(b) und 18(c) leiten die Dioden DB1 und D6. Damit fließt der gleichgerichtete Strom aus der Wechselspannungsquelle in den Glättungskondensator. Dieser Status ist in 18(a), 18(b) und 18(c) dargestellt.
Die Spannung am Glättungskondensator C1 zu diesem Zeitpunkt hängt ab von der Beziehung zur Spannung beim Abschalten des Schalttransistors Q1 und nimmt nahezu den gleichen Wert wie bei einer herkömmlichen Vollweg-Gleichrichterschaltung an.
In 12(a) und 12(b) ist die am Knoten G in der Sperrzeit des Schalttransistors Q1 auftretende Spannung durch VA = Em/TOFF gegeben.
Dagegen nimmt die in der Primärwicklung LP des Schalttransformators T1 induzierte Spannung den Wert VLP = V1 = (T_ON/T_OFF) an.
Hat das Einschaltverhältnis beim Ein/Aus-Betrieb des Schalttransistors Q1 den Wert 1:1, so gilt VA = 2VAC und VLP = v1 = E_i, und die Durchlassvorspannung der Gleichrichterdiode nimmt im Fall der Schaltung nach 12(a) und 12(b) für VAC zu und für V1 ab.
Da für die Amplitude der Wechselspannungsquelle (VAC = Em SIN ωt) gilt Em > V1, nimmt die Spannung E_i am Glättungskondensator einen geringfügig größeren Wert an als bei einer herkömmlichen Schaltung. Bei geringem Laststrom beträgt dieser Unterschied jedoch weniger 10 V. Damit nimmt die Spannung E_i am Glättungskondensator C1 der Schaltung nach 1 nahezu einen Wert gleich der Spannung in der Schaltung nach 11 an.
Aufgrund der beschriebenen Abläufe wird die Breite τ des gleichgerichteten Stroms groß, und es wird möglich, den Leistungsfaktor zu unterstützen und hochfrequente Ströme zu verringern. 14(a) und 14(b) sind Skizzen der Kurvenverläufe des Kollektorstroms iC1, den man innerhalb der Ein/Aus-Zeiten des Schalttransistors Q1 beobachtet. Der Kollektorstrom iC1 fließt zu demjenigen Zeitpunkt in den Glättungskondensator C1, zu dem der Strom i_L1, der durch die erste Drosselspule L6 fließt, klein ist (dem Anfangszustand), und zu dem Zeitpunkt, wenn i_L1 den größten Wert hat.
Während der Schalttransistor Q1 leitend gehalten wird, fließt der Strom i_L1 durch die Drosselspule L1. Man kann sehen, dass bei einem großen durch die Drosselspule L1 fließenden Strom der Gleichanteil des Kollektorstroms i_C1 groß und der Glättungskondensator C1 geladen wird. Gemäß dem Vorspannungszustand der Gleichrichterdiode DB1 verbessert sich die sekundärseitige Ansteuerkapazität.
In 15 ist die Diode D6 zwischen die Drosselspule L6, die an den Ausgang der Vollweg-Gleichrichterschaltung angeschlossen ist, und die Primärwicklung LP des Transformators T1 aus 11 geschaltet. Eine Reihenschaltung der Drosselspule L7 und der Diode D7 ist parallel zur Diode D6 und zur Primärwicklung LP bereitgestellt. Die andere Seite dieser Reihenschaltung liegt über den Kondensator C1 auf dem Bezugspotential. Die anderen Teile der Schaltungsanordnung entsprechen 11. Gleiche Bauteile werden unter Zuweisung der gleichen Bezugszeichen erklärt.
Die Vorgänge in dieser Schaltung werden mit Bezug auf 16 erklärt.
Die folgende Gleichung 12 erhält man, wenn man voraussetzt, dass die Eingangsspannung VAC durch VAC = Em SIN ω(t + TON + φ/ω) gegeben ist.
Sperrt in der Schaltung nach 16 der Schalttransistor Q1, so fließt der Strom i_L1, der durch die erste Drosselspule L6 fließt, auch über die Primärwicklung LP des Schalttransformators in den Glättungskondensator C1. Zudem ändert sich der Spitzenwert dieses Stroms i_L1 mit der Frequenz der Wechselspannungsquellenfrequenz. Ist daher der sekundärseitige Ausgangsstrom (negativer Strom) groß, so wird der Strom i_L1 ebenfalls groß, und damit kann die Welligkeit der Versorgungsspannungperiode in manchen Fällen auch in der Ausgangsspannung auftreten.
Weiterhin kann man Gleichung 9 entnehmen, dass bei einem großen negativen Strom ein entsprechender Ladestrom aus der Wechselspannungsquelle zunimmt. Damit muss man den Wert der ersten Drosselspule L6 verkleinern. In diesem Fall wird ein Schalttransistor Q1 erforderlich, der ausreichende Werte der elektrischen Bemessung für den Strom, die Spannung usw. aufweist. Der Strom i_L6, der durch die erste Drosselspule L6 fließt, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt, verzweigt sich in den Strom i_L7, der durch die zweite Drosselspule fließt, und der Strom I_L1, der durch die Primärwicklung LP fließt. Da man die Größe der Stromänderung in der Primärwicklung durch das Verzweigen des Stroms verringern kann, kann man einen Welligkeitsfaktor aufgrund eines Induktivitätswerts vermindern. Im weiteren wird der Effekt mit Hilfe der Gleichung 12 quantitativ erklärt.
Die Induktivität L im Nenner des ersten Terms von Gleichung 12 entsteht durch die Parallelschaltung der zweit en Drosselspule L7 mit der primärseitigen Wicklungsinduktivität LP. Damit wird auch für den gleichen Wert von LP der Nenner klein, und es wird möglich, eine Lastzunahme zu verkraften, ohne den Wert von Lp zu verkleinern und den Schalttransistor Q1 größer zu dimensionieren.
Die Schaltung nach 15 ist ein Beispiel für eine Schaltung, die eine Lastzunahme verkraften kann. Damit ist es möglich, eine derartige Stromversorgung aufzubauen, ohne Schaltelemente zu verwenden, die man normalerweise für zunehmende Lasten benötigt, nämlich Induktivitäten und Schaltbauteile mit größerer Bemessung.
Mit Bezug auf 17 wird die erfindungsgemäße Strom- bzw. Leistungsschaltung beschrieben.
17 zeigt eine weitere Abwandlung des Beispiels nach 15, wobei weitere Bauteile hinzugefügt sind, um den Einschaltphasenwinkel zu vergrößern. In 17 erreicht man den vergrößerten Einschaltphasenwinkel dadurch, dass man den Kondensator C7 parallel zur Diode D7 der Reihenschaltung anschließt. Damit erzielt man in Beispiel nach 17 einen gleichgerichteten Wechselstrom (siehe 18(c)) über die gesamte Periode und zwar unabhängig von der Polarität der Diode.
In den Schaltungen nach 11 und 15 tritt die Periode φ/ω auf, in der kein gleichgerichteter Strom fließt, siehe 18(b). Es ist jedoch möglich, den gleichgerichteten Strom auch in dieser Periode einzuspeisen, siehe 18(c), indem man einen Kondensator parallel zu einer Diode schaltet.
Die Erfindung kann wie beschrieben eine ganz besonders bevorzugte Stromversorgung bereitstellen, bei der man einen verbesserten Wechselspannung-Gleichspannungs-Umsetzwirkungsgrad durch einen verbesserten Leistungsfaktor der Wechselspannungsquellen erreicht, d. h., es werden durch eine verlängerte Durchschaltzeit der Gleichrichterdiode harmonische Komponenten unterdrückt.
Es wurden die Ausführungsformen der Erfindung erläutert und beschrieben, die derzeit als bevorzugt betrachtet werden. Fachleuten ist jedoch klar, dass verschiedene Abwandlungen und Veränderungen ausführbar sind, und dass Elemente durch gleichartige ersetzbar sind, ohne den Bereich der Ansprüche zu verlassen. Zusätzlich können an den Lehren der Erfindung viele Abwandlungen vorgenommen werden, um sich an eine besondere Situation oder ein besonderes Material anzupassen, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. Daher ist beabsichtigt, dass die Erfindung nicht auf die besondere offenbarte Ausführungsform eingeschränkt ist, die als die beste Art betrachtet wird, die Erfindung auszuführen, sondern dass die Erfindung alle Ausführungsformen enthält, die in den Bereich der beigefügten Ansprüche fallen.

Claims

Leistungsschaltung, aufweisend: Zugangsmittel (PS1) zum Aufnehmen einer Versorgungswechselspannung von einer Wechselspannungsleitung; einen Zweiweggleichrichter (DB1), der mit dem Zugangsmittel gekoppelt ist, um die zugeführte Wechselspannung gleichzurichten; einen Transformator (T1) mit einer Primärwicklung (LP) und einer Sekundärwicklung (L2); Gleichspannungs-Kopplungsmittel (C5, L6, D6), umfassend eine Reihenschaltung aus einer ersten Drosselspule (L6) und einer Diode (D6), zum Koppeln eines Ausgangsanschlusses des Zweiweggleichrichters (DB1) mit einem ersten Ende einer Primärwicklung (LP) des Transformators (T1), wodurch die Diode (D6) mit dem ersten Ende der Primärwicklung (LP) gekoppelt ist; einen Sekundärschaltungsgleichrichter (D4, C4), der betreibbar ist, um eine Wechselspannung eines Sekundärkreises gleichzurichten, welche über die Sekundärwicklung (L2) des Transformators (T1) induziert wird, und um eine Gleichspannung auszugeben, die aus einer solchen Gleichrichtung aus der Leistungsschaltung resultiert; ein Schaltelement (Q1), das an das erste Ende der Primärwicklung (LP) gekoppelt ist; Steuermittel (IC1) zum Steuern der relativen Einschaltdauer der Ein-/Ausschaltung des Schaltelements (Q1), so dass der Gleichspannungsausgang aus dem Sekundärschaltungsgleichrichter reguliert wird; einen Glättungskondensator (C1), der zwischen ein zweites Ende der Primärwicklung (LP) und eine Bezugspoten tialquelle geschaltet ist; und Abzweigungsschaltungsmittel (D7, L7, C7), welche eine Reihenschaltung einer zweiten Drosselspule (L7) und einer zweiten Diode (D7), welche zwischen den Verbindungsknoten der ersten Drosselspule (R6) und der ersten Diode (D6) und das zweite Ende der Primärwicklung (LP) geschaltet sind, sowie einen Glättungskondensator (C7), der parallel zur zweiten Diode (D7) geschaltet ist, umfassen, wobei die Reihenschaltung der zweiten Drosselspule (L7) und der zweiten Diode (D7) parallel zur ersten Diode (D6) und der ersten Primärwicklung (LP) vorhanden ist und die dazu betreibbar ist, Welligkeitskomponenten im Gleichspannungsausgang aus der Sekundärwicklung (L2) des Transformators (T1) zu mindern.