DE2935811A1

DE2935811A1 - Geschalteter spannungswandler

Info

Publication number: DE2935811A1
Application number: DE19792935811
Authority: DE
Inventors: Alain Moreau; Jan Joost Rietveld
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-09-11
Filing date: 1979-09-05
Publication date: 1980-03-13
Also published as: FR2435850B1; NL7809226A; IT1122540B; GB2029989B; GB2029989A; IT7925590A0; JPS5541193A; FR2435850A1; BE878700A; US4353112A; AU5067879A; ES483999A1

Description

S.V. Philips' Gloeilampönfabr.ckon, Eindhoven

16.5.1979 « PHN 92I8

Geschalteter Spannungswandler

Die Erfindung bezieht sich auf einen geschalteten Wandler zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung mit einem Generator, der ein periodisches blockförmiges Signal, dessen Amplitude von der Eingangsspannung abhänig ist, einem induktiven Netzwerk abgibt, mit dem ein Gleichrichter und ein Glättungskondensator gekoppelt sind, an welchem Kondensator eine geglättete Spannung vorhanden ist.

Ein derartiger Spannungswandler aus der DE-OS 27 189 ist bekannt. In dieser bekannten Schaltungsanordnung enthält ein Impulsgenerator eine Anzahl Schalter, mit deren Hilfe der Reihenschaltung aus einer Drosselspule, der Primärwicklung eines Transformators und einem Trennkondensator ein blockförmiges Signal geliefert wird. Die Ausgleichsspannung der Schaltungsanordnung wird durch Gleichrichtung der an der Sekundärseite des Transformators vorhandenen Spannung erhalten. Die Ausgangsspannung wird mittels einer Impulsdauermodulation der Steuerimpulse, die die Schalter wechselweise in den leitenden und in den Sperrzustand bringen, stabilisiert, wobei die Dauer dieser Impulse von dem zu regelnden Ausgangssignal abhängig ist. Durch die Drosselspule wird in einem Teil der Periode Energie gespeichert und in einem anderen Teil übertragen, während Spannungsund Stromspitzen unterdrückt werden.

030011/0912

16.5.79 / ^HN 9218

Die genannte Regelung ist ziemlich teuer: sie erfordert ja ausser dem Modulator eine Vergleichsstufe, in der eine von dem Ausgangssignal abgeleitete Spannung mit einer Bezugsspannung verglichen wird, während die Flanken der Impulse steil genug sein müssen, so dass die Ausgangsspannung gut geglättet werden muss und Massnahmen gegen eine unerwünschte hochfrequente Strahlung getroffen werden müssen. Eine derartige Regelung ist daher nur bei Geräten wirtschaftlich gerechtfertigt, in denen eine nahezu konstante Speisespannung verlangt wird und deren Leistungsaufnahme ziemlich gross ist. Dies gilt insbesondere für nicht tragbare Grossbild-Farbfernsehempfänger.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der bekannte Wandler auch ohne Impulsdauerregelung verwendbar ist, insofern eine einfache und daher preisgünstige Regelung angewandt wird, mit welcher Regelung der Wirkungsgrad wesentlich verbessert wird. Dazu wird der geschaltete Wandler nach der Erfindung gekennzeichnet durch eine Regelung der Frequenz des blockförmigen Signals in Abhängigkeit von der Eingangsgleichspannung.

Eine derartige Regelung ist eine Vorwärtsregelung und bietet daher die bekannten Vorteile desselben und zwar die Tatsache, dass Änderungen der Eingangsspannung trägheitslos weitergeleitet werden und dass die Schaltungsanordnung wegen des Fehlens einer Rückkopplung stabil ist. Diese Regelung kann derart sein, dass die Frequenz des blockförmigen Signals der Eingangsgleichspannung direkt proportional ist oder dass die Periode des blockförmigen Signals abnimmt wenn die Eingangsgleichspannung ansteigt, und zunimmt wenn die Eingangs-Spannung .absinkt, wobei die ralative Änderung der Periode grosser ist als die der Eingangsspannung.

Im letzteren Fall kann der erfindungsgemässe Wandler das Kennzeichen aufweisen, dass eine Belastung parallel zum Glattungskondensator liegt, wobei die geglättete Spannung zugleich die Ausgangsspannung ist und der Strom durch die Belastung nahezu konstant ist.

Im ersten Fall und/oder wenn der Ausgangsstrom eine nicht geringe Schwankung aufweist, kann der Wandler nach

030011/0912 w'HiGiNAL inspected

16.5.79 / 29358H ^{PHN 9218}

/ 29358H

der Erfindung das Kennzeichen aufweisen, dass zwischen dem Glattungskondensator und einer Belastung ein Reihenregeltransistor angeordnet ist, an welcher Belastung die Ausgangsspannung vorhanden ist, die mit Hilfe des Reihenregeltransistors nahezu konstant gehalten wird. Weil der bekannte Wandler eine geringe Eigenverlustleistung hat, kann eine derartige Kombination mit einer Reihenregelschaltung eine interessante Lösung zur Speisung von Geräten mit einer mittelgrossen Leistung, d.h. für Geräte, die etwa 30 bis 60 Watt verbrauchen, beispielsweise Grossbild-Schwarz-Weiss-Empfanger, und kleine Farbfernsehempfänger, bieten. Für höhere Leistungen ist eine derartige Kombination wegen der Verlustleistung im Reihenregeltransistor nicht wirtschaftlich zu verantworten.

In einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemässen Wandlers ist das Verhältnis des Zeitintervalls, in dem das blockförmige Signal einen bestimmten Wert annimmt, zu der Periode nahezu konstant. Die Verlustleistung wird noch weiter verringert, wenn das genannte Verhältnis etwa 0,5 beträgt.

Das blockförmige Signal lässt sich mit Hilfe einer sägezahnförmigen und einer Schwellenspannung erzeugen, welche sägezahnförmige Spannung an einem Kondensator entsteht, dessen Ladestrom von einer Stromquelle herrührt und der periodisch entladen wird, wobei der Ladestrom durch einen an die Eingangsgleichspannung gelegten Widerstand fliesst und wobei im obengenannten zweiten Fall ein Element, das eine nahezu konstante Spannung liefert, beispielsweise eine Zener-Diode, mit dem Widerstand in Reihe liegt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 den bekannten Wandler, jedoch ohne Regelung, Fig. 2 ein Ersatzschaltbild desselben, *

Fig. 3 We11enformeη, die darin auftreten, Fig. k die Ausgangskennlinie desselben,

Fig. 5 die Kombination des bekannten Wandlers mit einer Reihenregelschaltung,

Fig. 6 Ausgangskennlinien des Wandlers nach der Erfindung,

030011/0912

16.5.79' y PHN 9218

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemässen Wandlers.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist einer bekannten Art. Zwei npn-Schalttransistoren Tr₁ und Tr₂ liegen zwischen den Klemmen einer Gleichspannungsquelle V₁ in Reihe. Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Tr₁ bzw. Tr_? und mit der derselben entgegengesetzten Leitungsrichtung ist eine Diode D₁ bzw. D„ angeordnet. Die Basis eines Treibertransistors Tr_, der ebenfalls vom npn-Typ ist, bekommt im Betrieb Impulse zugeführt, die von einem Oszillator OSC herrühren. Der Oszillator OSC sowie der Transistor Tr „ werden von der Quelle V mit Speiseenergie versehen. Die Primärwicklung L ₁ eines Treibertransformators T₁ ist in die Kollektorleitung des Transistors Tr„ aufgenommen. Eine Sekundärwicklung L _n bzw. L¹ des Transformators T₁ liegt zwischen

SI Sl I

der Basis und dem Emitter des Transistors Tr₁ bzw. Tr₂, wobei der Wickelsinn der genannten Wicklungen derart gewählt worden ist, dass die Transistoren Tr. und Tr „ wechselweise in den leitenden und den Sperrzustand gebracht werden. Die Spannung V₁ wird mittels eines Gleichrichters D~ und eines Glättungskondensators C₁ vom elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet.

Der Emitter des Transistors Tr₁ und der Kollektor des Transistors Tr₂ sind miteinander verbunden. Zwischen dem gebildeten Verbindungspunkt A und der negativen Klemme der Quelle V₁ liegt die Reihenschaltung aus einem Trennkondensator C, einer Induktivität L und der Primärwicklung L ₂ eines Transformators T₂. Das eine Ende einer Sekundärwicklung L des Transformators T₂ ist mit der Anode eines Gleichrichters D. verbunden, während das andere Ende der ,30 Wicklung L „ mit der Anode eines Gleichrichters D_ verbunden

S<i j

ist. Zwischen den miteinander verbundenen Kathoden der Gleichrichter Dr und D_ und dem Mittenabgriff der Wicklung L ₂ liegen ein Glättungskondensator C_ und eine Belastung, die als Widerstand R betrachtet werden kann. Im Betrieb ist am Kondensator C₂ und an der Belastung R eine Gleichspannung V vorhanden, und durch die Belastung R fliesst ein Gleichstrom I . Die negative Klemme der Spannungsquelle V liegt an Masse und kann mit der negativen Klemme der Quelle V₁

030011/0912

16.5.79 · ? PHN 9218

verbunden sein. Im entgegengesetzten Fall bildet der Transformator T„ zwischen der Masse und dem elektrischen Versorgungsnetz eine galvanische Trennung.

In Fig. 2 ist ein Ersatzschaltplan der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 dargestellt. Darin sind die Elemente Tr₁, D₁ und Tr„, D_ durch zwei ideale Schalter S. und S_ ersetzt worden. Dadurch wird erreicht, dass der Punkt A wechselweise das Potential 0 und das Potential V annimmt. Die Kapazität des Kondensators C wird als unendlich gross vorausgesetzt, während der Transformator T_ und die Induktivität L durch eine Parallelinduktivität L₂ mit einem unendlich grossen Wert und einer endlichen Reiheninduktivität L₁ ersetzt werden, in welcher Induktivität L₁ die Streuinduktivität des Transformators T₂ berücksichtigt worden ist.

Die Symmetrie an der Sekundärseite des Transformators T„ wird im Ersatzschaltplan aus Fig. 2 dadurch wiederhergestellt, dass der Zweiweggleichrichter D^, D_ durch einen Graetz-Gleich richter D., D¹., D_, D'_ ersetzt wird.

In Fig. 3a ist für den stationären Zustand die Änderung als Funktion der Zeit der Spannung v_t an der Induktivität L„ und in Fig. 3b die. Änderung des Stromes i durch die Induktivität L₁ in derselben Figur dargestellt.

Der Transistor Tr₁ ist während eines Teils Si der Periode T des Signals des Oszillators OSC leitend, während der Transistor Tr₂ während des restlichen Teils (1- <£ )T der Periode T leitend ist. Am Kondensator C ist eine Gleichspannung V vorhanden, deren Wert mit Hilfe der Bedingung, dass an der Induktivität t₂ keine Gleichspannung vorhanden sein kann, bestimmt werden kann. Aus Fig. 3a geht daher hervor, dass V = /J ^Vi ist. Die Änderung des Stromes i während nur einer Periode T wird durch vier gerade Linienabschnitte dargestellt, wobei eine Zeitverschiebung t.. für den Nulldurchgang des Stromes i am Anfang des Intervalls S T und eine Zeitverscheibung t„ für den Nulldurchgang des Stromes i am Anfang des Intervalls (1-<£)Τ gegenüber der Spannung v_L auftritt. Unter diesen Umständen kann der Verlauf des Stromes i analytisch bestimmt werden, und t₁ und t„ können als Funktion des Verhältnisses S und der Spannungen V.. und V_q

030011/0912

CHlGJNAL INSPECTED

16.5.79 " & PHN 9218

berechnet werden. Es stellt sich heraus, dass das Intervall ^T-t₁+t₂"\ , in dem die Gleichrichter D^ und D·. leitend sind, sowie das Intervall Γ (1- i )T-t„+t ·."] , ? η dem die Gleichrichter D und D' leitend sind, beide der Hälfte der Periode T entsprechen.

Durch die Induktivität L₁ fliesst ein Gleichstrom I_T ,

- I Lj

der durch den Kondensator C nicht und durch die Induktivität L₂ wohl fliessen kann. Der Strom I. entspricht dem mittleren Wert des Stromes i in Fig. Jh. Es wird nun gefunden, dass gilt:

V T

¹L ⁼ 4L~j (1-²S) O)

wobei L₁ den Wert der Induktivität L₁ in Fig. 2 darstellt.

Der Strom I entspricht dem mittleren Wert des Resultates der Gleichrichtung des Stromes i in Fig. Jh. Weiter gilt:

Aus der Beziehung (i) geht hervor, dass der Strom I_L Null wird, wenn <£ =0,5 ist. In diesem Fall fliesst durch die Wicklung L „ in Fig. 1 kein Gleichstrom, so dass die Verluste im Transformator T_ minimal sind. Der Ausdruck (2) für Strom I ändert wenig, wenn das Verhältnis έ> Werte zwischen 0,3 und 0,7 annimmt, d.h. die Leitungsdauer des Transistors Tr₁ bzw. Tr hat auf den Ausgangsstrom I in einem breiten Gebiet um den Wert herum, der der symmetrischen Steuerung der Transistoren entspricht, wenig Einfluss. Das Verhalten der Schaltungsanordnung kann daher mit einer guten Annäherung für den Wert ο = 0,5 betrachtet werden.

Für & - 0,5 stellt es sich heraus, dass der Maximalwert i..

des Stromes durch die Gleichrichter D. und D¹. (siehe Fig. 3b) dem Maximalwert 1, des Stromes durch die Gleichrichter D_ und D' entspricht. In der Zeit όΤ-t. fliesst durch den Transistor Tr₁ Strom, in der Zeit t_p fliesst dieser Strom durch die Diode D„, in der Zeit (i-^)T-t„ fliesst dieser Strom durch den Transistor Tr „ und in der Zeit t₁ durch die Diode D₁.

Der Strom I ist eine quadratische Funktion der

030011/0912

ORIGINAL INSPECTED

16.5.79 ■ f ϊΉΝ 9218

Spannung V . Diese Funktion wird durch <£ = 0,5 in der nachfolgenden Gleichung vereinfacht:

VT

τ [* - «ν; ί

Die Funktion (3) ist in Fig. h aufgetragen, in welcher Figur sich I entlang der horizontalen Achse des Koordiantensystems ändert, während V sich entlang der vertikaeln Achse ändert. Die erhaltene Kurve ist eine Parabel, deren Symmetrieachse mit der horizontalen Achse zusammenfällt. Ohne Belastung gilt I = O, so dass V = 0,5 V₁ ist, während die Spannung V Null wird für

¹O max ⁼ ToL₁ ' ^

was der Wert des Kurzschlussstromes ist.

Fig. k zeigt, dass,die Ausgangsspannung eine Änderung von einem Wert V „ zu einem Wert V „ erfährt, wenn der Aus-

o 1 od

gangsstrom zwischen einem Wert I ₁ und einem Wert I „ bei konstant gebliebener Eingangsspannung ändert. Aus der Beziehung (3) .lässt sich ableiten, dass der Innenwiderstand

2V₁L₁ der Schaltungsanordnung gleich ^₀—=— ist. Daraus geht

»ο-¹
hervor, dass der Innenwiderstand bei zunehmendem I zunimmt und bei kurzgeschlossenem Ausgang unendlich gross wird. Es dürfte einleuchten, dass ähnliche Ergebnisse auch bei anderen Werten des Verhältnisses S erhalten werden.

Die gestrichelte parabelförmige Kurve in Fig. h zeigt ^⁵ die Änderung der Spannung V für einen Wert V' der Spannung V , der höher ist als der obenstehend betrachtete Wert. Ändert die Eingangsspannung zwischen den Werten V und V , so stellt es sich aus Fig. k heraus, dass die Ausgangsspannung bei sich änderndem Ausgangsstrom sich zwischen den Werten V und V „ ändert. Für viele Anwendungs-

o1 ο 2 ..

bereiche ist eine derartige Änderung unzulässig, so dass eine Stabilisierung angewandt werden muss.

In Fig. 5 wird der Wandler nach Fig. 1 mit denselben

Bezugszeichen für entsprechende Elemente in Kombination

mit einer Stabilisierungsschaltung dargestellt. Zwischen dem Kondensator C und der Belastung R liegt ein Reihentransistor Tr. vom pnp-Typ, dessen Innenwiderstand abhängig von der Spannung V an der Belastung auf bekannte Weise

030011/0912

ORIGINAL INSPECTED

16.5.79 ßf PHN 9218

geregelt wird. Dazu wird von einem npn-Transistor Tr_ eine durch einen Widerstandsspannungsteiler R₁, R£ von der Spannung V abgeleitete Spannung mit der Bezugsspannung einer Zener-Diode D^- verglichen. Der Kollektorstrom des Transistors Tr_, der zugleich der Basisstrom des Transistors TrL ist, hängt von dem Unterschied zwischen den verglichenen Spannungen ab. Parallel zur Belastung R liegt ein Glattungskondensator C„, und unter denselben Verhältnissen wie in Fig. 1 fliesst durch die Belastung R nahezu derselbe Strom I wie in Fig. 1 der Fall ist.

Im-theoretischen Fall, wo alle Elemente ideal sind, und bei £ =0,5, verbraucht die Schaltungsanordnung in Fig. 1 mit Ausnahme der Belastung keine Leistung. Wird die Reihenregelung nach Fig. 5 angewandt, so entsteht ein Verlust, und zwar im wesentlichen die vom Spannungsabfall am Transistor Tr^ verursachte Verlustleistung. Diese kann minimal gehalten werden, wenn in Fig. 4 die Ausgangskennlinie gewählt wird, die durch den Punkt P, wofür I = I _p und Vo = V gilt, geht, bei V ₂ der Wert der nahezu konstanten Ausgangsspannung ist, während I _? der maximal zu erwartende Ausgangsstrom ist. An diesem Punkt ist die genannte Verlustleistung ja Null. Die Verlustleistung ist nicht Null bei konstant gebliebener Eingangsspannung V₁ für andere Werte des Ausgangsstromes und insbesondere für den minimal zu erwartenden Ausgangsstrom I .. , wofür die Ausgangs spannung noch immer den Wert V _? hat, während die Spannung am Kondensator C₂ in Fig. 5 gleich V ist. Nimmt die Eingangsspannung vom Wert V₁ zum Wert V' zu, so ist für I = Ip der Spannungsabfall am Transistor Tr. gleich V _ ~ ^V _O2' und für I = I .. ist dieser Spannungsabfall gleich V¹ _o-j-V 9· Die Verlustleistung kann daher beträchtlich sein.

Obenstehendes lässt sich anhand eines Zahlenbeispiels näher erläutern. Es wird vorausgesetzt, dass eine konstante Ausgangsspannung von 25 V bei einem zwischen 0,8 und 1,2 A sich ändernden Ausgangsstrom gewünscht wird, d.h. eine Nutzleistung W von 20 bis 30 W. Die Eingangsspannung V₁ ändert sich von 230 bis 345 V. Man wählt S = 0,5 und einen Primär-

strom von I _ = 0,5 I für V₁ = 230 V. Aus den Beziehungen . o2 ο max 1

030011/0912 _{oRiG1NAL 1NSpECTED}

(3) und (4) folgt, dass die Spannung an der Primärseite des Transformators T₀: V₀= 0,353 x V₁ = 81,2 V und dass

ou <~ O«£ I

= 21 _ = = 0,74 A ist, so dass I = 0,37 A ist, ο max Ott o2 ^o<~

Das Übersetzungsverhältnis des Transformators T₀ beträgt

₂ daher = 0,31. Wird für L₁ = 0,9 mH gewählt, so wird

folgendes erhalten: P, ^max 1 = 46,2 ,us, was einer Frequenz

von 21,65 kHz entspricht.

Nimmt nun der Ausgangsstrom den Wert 0,8 A an, so ist der Primärstrom I_q1 = 0,8 χ 0,31 = 0,25 A. Mit Hilfe der Gleichung der Parabel nach Fig. 4 wird erhalten: V_q= 93,9 V. Die Verlustleistung der Schaltungsanordnung beträgt also (0,25 x 93,9) - 20 = 3,5 W.

Für die gestrichelt dargestellte parabelförmige Kennlinie aus Fig. 4 werden die folgenden Resultate gefunden:

3 =

¹O max = °'^7U ^X 23O = ¹ · ^{11 A}« ^Vo2 = ¹⁴°·? ^{V und V}o1

Die Verlustleistung in der Schaltungsanordnung ist im ersten Fall (ΐ4θ,9 χ 0,74) - 30 = 22,1 W und im zweiten Fall (152,1 χ 0,25) - 20 = 18 W. Aus dem obenstehenden ist ersichtlich, dass die Schaltungsanordnung einen geringen Wirkungsgrad hat. Ausserdem nimmt der Kurzschluss I

O ΙΠ el X

bei zunehmender Eingangsspannung zu, was an die Transistoren Tr₁ und Tr „ hohe Anforderungen stellt.

Obenstehend wurde stillschweigend vorausgesetzt, dass die Frequenz des Schaltsignals konstant und daher von der Eingangsspannung unabhängig ist. Es ist eine Erkenntnis der Erfindung, dass der Wirkungsgrad wesentlich verbessert werden kann, wenn eine Vorwärtsregelung der Frequenz angewandt wird, wodurch die Frequenz abhängig von der Eingangsspannung sich ändert.

In Fig. 6 werden die Kennlinien aus Fig. 4, aber für das genannte Zahlenbeispiel abermals dargestellt. Fig. 6 zeigt auch die Kurve a, die bei einem konstanten Produkt V.T der Eingangsspannung V durch die Periode T des Schaltsignals erhalten wird. Aus der Formel (4) geht hervor, dass der Kurzschlusstrom konstant bleibt, während die Ausgangsspannung in unbelastetem Zustand den Wert 0,5 ^v'i beibehält für eine Eingangsspannung von V'. Aus Fig. 6 geht hervor, dass die Werte der Ausgangsspannung für die Kurve a

030011/0912 OR.G..AL ,NSPECTED

16.5.79 J* -„-.-- PHN 9218

immer niedriger sind als für die gestrichelte Kurve. Durch eine derartige Regelung wird also ein konstanter Kurzschlussstrom, was einen Schutz bedeutet und für die Transistoren Tr₁ und Tr₂ sehr günstig ist, und eine Verringerung der Verlustleistung erzielt. Mit demselben Beispiel wie obenstehend gilt:

T' = =30,8 /us, was einer Frequenz von

32,47 kHz entspricht. Für I „ findet man V = 122 V, was eine Verlustleistung in der Schaltungsanordnung von 15»1 W statt 22,-1 ¥ für die gestrichelt dargestellte Kurve verursacht, und für I_q1 findet man V_q = 14O,8 V, was eine Verlustleistung in der Schaltungsanordnung entsprechend 1^,7 W statt 18 W bedeutet.

Ein Oszillator, der ein Signal erzeugt, dessen Periode der Eingangsspannung umgekehrt proportional ist und sich daher zum Steuern des Transistors Tr _ eignet, lässt sich wie folgt auf einfache Weise ausbilden. Ein Kondensator wird von einer Stromquelle aufgeladen, wobei der Strom unmittelbar von der Spannung V₁ abgeleitet wird. Am Kondensator nimmt die Spannung linear zu. Erreicht diese Spannung einen vorbestimmten Wert, so wird der Kondensator schnell entladen. Auf diese Weise wird eine sägezahnform!ge Spannung erzeugt, deren Neigung während der Anstiegsflanke der Spannung V₁ proportional ist. Wird die Spannung V₁ mit einem bestimmten Faktor multipliziert, so wird die Aufladezeit des Kondensators durch denselben Faktor geteilt. Das Produkt V₁T ist also konstant und die Frequenz f = = ist der Spannung V₁ proportional. Oszillatoren, die nach diesem Prinzip arbeiten, sind in der Literatur bekannt. Das erzeugte sägezahnförmige Signal wird daraufhin auf bekannte Weise in ein blockförmiges Signal umgewandelt.

Eine weitere Verbesserung gegenüber der gestrichelt dargestellten Kurve nach Fig. 6 wird mit einer Schaltungsanordnung erhalten, deren Ausgangskennlinie durch die Kurve b dargestellt wird. In dieser Schaltungsanordnung ändert die Frequenz des Schaltsignals derart, dass die Kurve b durch den Punkt P geht. Weil die Kurve b der Gleichung (3) entsprechen müssen, ist diese Kurve eine Parabel,

030011/0912

ORiGiNAL INSPECTED

die die vertikale Achse in demselben Punkt schneidet, wie die gestrichelt dargestellte Parabel und die Kurve a . Daraus geht hervor, dass der Kurzschlusstrom I mit zunehmender Eingangsspannung abnimmt und dass die Verlustleistung in der Reihenregelschaltung gegenüber dem Fall der Kurve a noch weiter verringert ist. In dem bereits erwähnten Ausführungsbeispiel wird gefunden, dass für V. = 3^5 V I ._ -— = 0,48 A ist, woraus folgt, dass

tU*; Λί ο 2^

V_o1 = V 1 048 ^{= 119}·^ ^{V ist}· ^{was einer} Verlustleistung von nur 9»5 W entspricht, während die minimale Verlustleistung, d.h. am Punkt P, Null ist.

In dieser Schaltungsanordnung schneiden alle Kennlinien sich in Punkt P. Ändert sich der zur Belastung fliessende Strom I nicht, so ist keine Stabilisierung erforderlich und die Belastung kann unmittelbar parallel zum Kondensator C„ angeschlossen werden. Bei einer geringen Änderung dieses Stromes kann beispielsweise eine Nebenschlussregelung eines bekannten Typs angewandt werden: ein Transistor liegt dem Widerstand R parallel und wird geregelt, damit die Summe des Stromes durch denselben und des Stromes durch R konstant bleibt. Bei Änderungen der Spannung V₁ bleibt der Arbeitspunkt am Punkt P. Nun bilden der Widerstand R und der Neben- schlusstransistor zusammen die Belastung des Wandlers.

Aus Fig. 6 geht ausserdem hervor, dass die Ausgangsspannung für den Punkt P keine von der Netzspannung herrührende Welligkeitspannung aufweist. Bei einer nicht zu grossen Änderung des Stromes I ist die Welligkeitsspannung am Ausgang gegenüber den Fällen der gestrichelt dargestellten Kurve a weitgehend abgeschwächt. Sie kann mit Hilfe einer Nebenschlussregelung noch weiter abgeschwächt werden. Der Kondensator C₂ sowie der Kondensator C„ für den Fall» wo eine Reihenregelung angewandt wird, dürfen daher eine geringe Kapazität haben, dadurch brauchen nur Elemente mit der Schaltfrequenz und Harmonischen derselben aufgehoben zu werden.

Die Änderung der Frequenz folgt aus der Beziehung (3).

030011/0912

16.5.79 «^ _OQOC#11 PHN 9218

2935οΠ

Gefunden wird: T = 19i8/us, so dass f = 50,5 kHz. Das Produkt VT ändert zwischen 230 χ 46,2 = 10~³ χ 10,6 und 3*»5 χ 19,8 : 6,8 χ 10 . In dem Fall der bekannten Schaltungsanordnung nimmt dieses Produkt bei zunehmender Eingangsspannung zu, während es im Fall a konstant bleibt. Um Fall b nimmt es ab. Aus den gefundenen Zahlen geht hervor, dass die relative Änderung von T etwa -57$ beträgt, während die von V₁ etwa 33$ ist, oder mit Worten ausgedrückt: die Periode nimmt schneller ab als die Eingangsspannung zunimmt. Nimmt die W Spannung V₁ dagegen von einem bestimmten Wert ab, so nimmt das Produkt V₁T zu und die Periode T nimmt auch zu und zwar um eine grössere relative Änderung als die von V₁.

Fig. 7 zeigt eine komplette Schaltungsanordnung, in der dieselben Elemente wie in Fig. 1 und 5 mit entsprechenden Bezugszeichen angegeben sind und in der der Oszillator die obengenannte Bedingung erfüllt. Ein Kondensator C. wird von einem Strom aufgeladen, der durch die an die Spannung V₁ angeschlossene Reihenschaltung aus einer Zener-Diode D₇ und einem Widerstand R„ grossen Wertes fliesst. Der Widerstand Rq kann als Stromquelle betrachtet werden. Als Entladungselement für den Kondensator C. dient ein durch zwei komplementäre Transistoren Tr, und Tr₇ auf bekannte Weise ausgebildeter Thyristor, der leitend wird, wenn die Spannung am Kondensator C. etwa den nahezu konstanten Wert der Spannung an der Reihenschaltung aus einem Widerstand Rl und einer Zener-Diode D„ erreicht. Das Anodentor des Thyristors Tr^, Tr _ ist über einen Widerstand Rg an eine Spannung V.. gelegt, während das Kathodentor über einen Widerstand R₇ mit der negativen Klemme der Quelle V₁ verbunden ist. Die Entladung endet wenn die Spannung am Kondensator Cl auf etwa den nahezu konstanten Wert der Spannung an einem RC-Parallelnetzwerk R_, C_ in der Kathodenleitung des Thyristors verringert ist.

An der Diode D_, die durch einen spannungsabhängigen Widerstand ersetzt werden kann, ist eine nahezu konstante Spannung vorhanden, die von der Spannung V₁ subtrahiert wird.

Der Spannungsabfall am Widerstand R„ und daher auch der durch denselben hindurch fliessende Ladestrom des Kondensators

030011/0912

¹⁶·⁵·⁷⁹ -45Γ 2935β11 ^ΡΗΝ921β

Cr erfährt eine relative Änderung, die grosser ist, als es beim Fehlen der Diode D₇ der Fall wäre. Die relative Änderung der Periode der am Kondensator Cl erzeugten sägezahnförmigen Spannung konstanter Amplitude ist daher grosser als die der Spannung V₁. Dabei ist die Entladezeit des Kondensators C. sehr kurz, da der Entladestrom durch den Ämitter des Transistors Tr^, d.h. eine niederohmige Strecke, fliesst. Durch eine geeignete Wahl der Elemente D-, R» und C. kann, die gewünschte Änderung der Periode T als Funktion der Spannung V₁ erhalten werden. In dem genannten Beispiel wurde gewählt: R_ = 100 k JL , C. = 10 nF, die Spannung an der Diode D_ etwa 1^5 V. Es sei bemerkt, dass der beschriebene Sägezahnoszillator auch in dem Falle der Kurve a in Fig. verwendet werden kann, insofern die Diode D₇ durch einen Kurzschluss erzetzt wird.

Die am Kondensator C. vorhandene sägezahnförmige Spannung wird über einen Emitterfolgertransistor Tr^, der als Trennstufe wirksam ist, der Basis des Treibertransistors Tr „ zugeführt, der die Sägezahnform in eine Blockform umwandelt. Dadurch ist die Reihenschaltung aus einer Anzahl Dioden, beispielsweise zwei Dioden Dq und D₁₀, und einem Widerstand Rg, welche Reihenschaltung durch einen Entkopplungskondensator C^ überbrückt ist, in die Emitterleitung des Transistors Tr„ aufgenommen. Am Emitter gibt es eine nahezu konstante Schwellenspannung.¹ Der Transistor Tr„ gelangt in den Sättigungszustand, sobald die Basisspannung etwas höher wird als die Schwellenspannung. Der Widerstand Rq ist einstellbar, damit kann die relative Leitungsdauer ο auf einen konstanten Wert eingestellt werden.

Über den Transformator T₁ wird das erhaltene blockförmige Signal den Basiselektroden der Transistoren Tr₁ und Tr₂ zugeführt, wobei der Transistor Tr₁ gesperrt ist während der Transistor Tr₂ in dem Intervall leitend ist, in dem. der Transistor Tr„ leitend ist. Mit der primären Seite sowie der sekundären Seite des Transformators T₁ sind Dämpfungsnetzwerke verbunden. Parallel zur Diode D_ ist ein Kondensator C_ vorgesehen, wodurch während der Übergänge die Neigung der Spannung am Punkt A verringert wird, wodurch

030011/0912

Schaltverluste gewissermassen verringert werden. Die Induktivität L wird durch die Streuinduktivität des Transformators Tp gebildet. Obenstehend ist die Kapazität des Kondensators C als sehr gross vorausgesetzt. In der Praxis wird dazu ein derartiger Wert gewählt, dass das Reihennetzwerk C, L unter s. allen Umständen eine induktive Impedanz hat, was bedeutet, dass die Reihenresonanz des genannten Netzwerkes niedriger ist als die minimale Schaltfrequenz, d.h. als die Frequenz, die der minimalen Eingangsspannung entspricht. Für die bereits genannte Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist gewählt worden: C = 1 /uF und C_ = 1,5 nF.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen ist ausser der Reihenregelschaltung mit dem Transistor Tr^ keine Rückkopplung, z.B. eine Rückführung der Ausgangsspannung an die Regelstufe, angewandt. Es dürfte einleuchten, dass man auf diese Reihenregelung verzichten kann, wenn eine Rückkopplung aus beispielsweise der Spannung am Kondensator C angewandt wird, welche Rückkopplung mit der beschriebenen Vorwärtsregelung zum Erhalten einer Ausgangskennlinie kombiniert wird, die mindestens zwischen den Werten I ₁ und I „ des Ausgangsstromes horizontaler ist als die obenstehend beschriebenen Parabeln. Durch die Rückkopplung wird beispielsweise eine von der Spannung am Kondensator C„ abhängige Änderung der Oszillatorfrequenz erhalten. In diesem letzteren Fall wird beispielsweise die an einer mit der Wicklung L „ gekoppelten Sekundärwicklung vorhandene Spannung mit einer Bezugsspannung verglichen. Eine von dem gemessenen Unterschied zwischen den genannten Spannungen abhängige Information steuert einen Transistor, der einen veränderlichen Widerstand darstellt und zwischen den Kollektor des Transistors Tr_ und die negative Klemme der Spannungsquelle V₁ aufgenommen ist. Dadurch wird die Frequenz des Schaltsignals beeinflusst. Auch kann eine Triggerwirkung auf eine der Torelektroden des Thyristors Tr/-, Tr _ ausgeübt werden. Weil die Vorwärtsregelung ohne Trägheit wirkt, hat die Frequenz unmittelbar den durch die Eingangsspannung bestimmten Wert. Die entgegengesetzte, gegenkoppelnde Regelung

030011/0912

-η-

wird etwas später wirksam und regelt die Frequenz nach. Dazu wird keine zu verwickelte Schaltungsanordnung benötigt, und die Schleifenverstärkung braucht nicht zu gross zu sein, was eine !Instabilität herbeiführen könnte. δ

030011/0912 ORIGINAL ΙΝ

Claims

16.5.1979 ** PHN 9218 PATENTANSPRÜCHE

1.) Geschalteter Wandler zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung mit einem Generator, der ein periodisches blockförmiges Signal, dessen Amplitude von der Eingangsspannung abhängig ist, einem induktiven Netzwerk abgibt, mit dem ein Gleichrichter und ein Glättungskondensator gekoppelt sind, an welchem Kondensator eine geglättete Spannung vorhanden ist, gekennzeichnet durch eine Regelung der Frequenz des blockförmigen Signals in Abhängigkeit von der Eingangsgleichspannung (V^).

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des blockförmigen Signals der Eingangsgleichspannung (V₁) direkt proportional ist.

3. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Stromes durch einen Kurzschluss am Glättungskondensator (C„) von der Eingangsgleichspannung (V..) unabhängig ist.

h. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Periode des blockförmigen Signals abnimmt wenn die Eingangsgleichspannung (V₁) ansteigt und zunimmt wenn die Eingangsspannung absinkt, wobei die relative Anderuifg der Periode grosser ist als die der Eingangsspannung. 5· Wandler nach Anspruch k, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Stromes durch einen Kurzschluss am Glättungskondensator (C„) abnimmt, wenn die Eingangsspannung

ORIGINAL INSPECTED

030011/0912

16.5.79 2 PHN 9218

(V ) zunimmt und zunimmt wenn die Eingangsspannung abnimmt.

6. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Belastung parallel zum Glättungskondensator (C₂) liegt, wobei die geglättete Spannung zugleich die Ausgangsspannung

S (V ) ist, und dass der Strom (i ) durch die Belastung (R) nahezu konstant ist.

7. Wandler nach Anspruch 2 und h, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Glättungskondensator (Cp) und einer Belastung (r) ein Reihenregeltransistor (Tr.) angeordnet ist,

to an welcher Belastung die Ausgangsspannung (V ) vorhanden ist und mit .Hilfe des Reihenregeltransistors nahezu konstant gehalten wird.

8. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das,Verhältnis (b) des Zeitintervalls, in dem das blockförmige Signal einen bestimmten Wert annimmt, zu der Periode nahezu konstant ist.

9. Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das genannte Verhältnis (ά) etwa gleich 0,5 ist.

10. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das blockförmige Signal mit Hilfe einer sägezahnförmigen und einer Schwellenspannung erzeugt wird, welche sägezahnförmige Spannung an einem Kondensator entsteht, dessen Ladestrom von einer Stromquelle herrührt und der periodisch entladen wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Ladestrom durch einen an die Eingangsgleichspannung (V₁) gelegten Widerstand (R_) fliesst.

11. Wandler nach Anspruch k und 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Element, das eine nahezu konstante Spannung liefert, beispielsweise eine Zener-Diode (υ-) mit dem Widerstand (R~) in Reihe liegt.

12. Wandler nach Anspruch 8 und 10, dadurch gekennzeichnet, dass die sägezahnförmige Spannung eine konstante Amplitude hat,

13. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Glättungskondensator (Cp) eine Belastung (R) liegt, wobei die geglättete Spannung zugleich die Ausgangsspannung (V ) ist und dass die Frequenz des blockförmigen Signals in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung geregelt wird.

030011/0912 ORIGINAL INSPECTED