NL7809226A

NL7809226A - Geschakelde spanningsomzetter.

Info

Publication number: NL7809226A
Application number: NL7809226A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1978-09-11
Filing date: 1978-09-11
Publication date: 1980-03-13
Also published as: ES483999A1; JPS5541193A; IT7925590A0; FR2435850B1; US4353112A; FR2435850A1; AU5067879A; DE2935811A1; GB2029989B; IT1122540B; GB2029989A; BE878700A

Description

X * ί

MINC/CS

ΡΗΝ 9218_______________ N.V. Philips· Gloeilampenfabrieken te Eindhoven "Geschakelde spanningsomzetter”

De uitvinding heeft betrekking op een geschakelde omzetter voor het omzetten van een ingangsgelijkspanning in een ui tgangs geli jkspanning, bevattende een ge-; nerator die een periodiek blokvormig signaal waarvan de 5 amplitude afhankelijk is van de ingangs spanning aan een in- duktief netwerk afgeeft waarmede een gelijkrichter en een afvlakkondensator gekoppeld zijn, over welke kondensator een afgevlakte spanning aanwezig is.

Een dergelijke spanningsomzetter is bekend 10 uit de Nederlandse Octrooiaanvrage 7706010'. In deze beken de schakeling bevat een impulsgenerator een aantal schakelaars met behulp waarvan een blokvormig signaal aan de serieschakeling van een smoorspoel, de primaire wikkeling van een transformator en een scheidingskondensator wordt 15 geleverd. De uitgangsgelijkspanning van de schakeling wordt verkregen door het gelijkrichten van de aan de sekundaire zijde van de transformator aanwezige spanning. De uitgangs-spanning wordt gestabiliseerd door middel van een impuls-duurmodulatie van de stuurimpulsen die de schakelaars beur-20 telings in de geleidings- en in de spertoestand brengen, waarbij de duur van deze impulsen afhankelijk is van het te regelen uitgangssignaal. Door de smoorspoel wordt in een deel van de periode energie opgealagen en in een ander deel overgedragen, terwijl spannings·* en stroompieken onder-25 drukt worden.

De vermelde regeling is vrij duur: zij vergt immers behalve de modulator een vergelijkingstrap waarin een van het uitgangssignaal afgeleide spanning met een referentie spanning wordt vergeleken terwijl de flanken van de 30 impulsen voldoende steil moeten zijn, zodat de uitgangs- 7809226 - 2 - PHN 9218_______________________________________________ spanning goed afgevlakt moet worden en maatregelen tegen een ongewenste hoogfrekwente straling genomen moeten worden. Een dergelijke regeling is derhalve ekonomisch gerechtvaardigd slechts bij apparaten waarin een nagenoeg konstante 5 voedingsspanning een vereiste is en waarvan het afgenomen vermogen vrij groot is. Dit geldt bijvoorbeeld voor niet-draagbare kleuren televisie-ontvangers met groot beeldformaat.

De uitvinding berust op het inzicht dat de be-10 kende omzetter ook zonder deze impulsduurregeling bruikbaar is mits een eenvoudige en derhalve goedkope regeling toegepast wordt, met welke regeling het rendement aanzienlijk verbeterd wordt. Daartoe wordt de geschakelde omzetter volgens de uitvinding gekenmerkt door een regeling van de fre-15 kwentie van het blokvormige signaal in afhankelijkheid van de ingangsgelijkspanning.

Een dergelijke regeling is een voorwaartse regeling en heeft derhalve de bekende voordelen hiervan, te weten het feit dat veranderingen van de ingangsspanning 20 traagloos worden doorgegeven en dat de schakeling vanwege de afwezigheid van terugkoppeling stabiel is. Deze regeling kan zodanig zijn dat de frekwentie van het blokvormige signaal recht evenredig is met de ingangsgelijkspanning of dat de periode van het blokvormige signaal afneemt wanneer de 25 ingangsgelijkspanning toeneemt en toeneemt wanneer de in gangsspanning afneemt, waarbij de relatieve variatie van de periode groter is dan die van de ingangsspanning.

In dit laatste geval kan de omzetter volgens de uitvinding het kenmerk vertonen dat een belasting paral-30 lel staat aan de afvlakkondensator, waarbij de afgevlakte spanning tevens de uitgangsspanning is, en dat de stroom door de belasting nagenoeg konstant is. ’

In het eerste geval en/of wanneer de uitgangs-stroom een niet geringe variatie heeft kan de omzetter vol-35 gens de uitvinding het kenmerk vertonen dat een serieregel- transistor tussen de afvlakkondensator en een belasting op- 78 0 9 2 2 6 - 3 - PHN 9218___;_:_____________ ; ________________;____________________________________________________________________________________ genomen is, over welke belasting de uitgangsspanning aanwezig is en met behulp van de serieregeltransistor nagenoeg konstant wordt gehouden. Omdat de bekende omzetter een geringe eigen dissipatie heeft, kan een dergelijke 5 kombinatie hiervan met een serieregelschakeling een aan trekkelijke oplossing bieden voor de voeding van apparaten met een middelgroot vermogen, dat wil zeggen apparaten die tussen ongeveer 30 en 60 V verbruiken, bijvoorbeeld zwartwitte televisie-ontvangers met groot beeldformaat en kleine 10 kleuren televisie-ontvangers. Voor hogere vermogens is een dergelijke kombinatie vanwege de dissipatie in de serieregeltransis tor niet ekonomisch verantwoord.

In een voorkeursuitvoering van de omzetter volgens de uitvinding is de verhouding van het tijdsinterval 15 waarin het blokvormige signaal een bepaalde waarde aanneemt tot de periode nagenoeg konstant is. De dissipatie is nog verder verlaagd indien de genoemde verhouding ongeveer gelijk is aan 0,5·

Het blokvormig signaal kan worden opgewekt 20 met behulp van een zaagtandvormige en een drempelspanning, welke zaagtandvormige spanning over een kondensator ontstaat waarvan de laadstroom van een stroombron afkomstig is en die periodiek wordt ontladen, waarbij de laadstroom door een aan de ingangsgeli jkspanning gelegde weerstand 25 vloeit en waarbij in het bovengenoemde tweede geval een nagenoeg konstante-spanningselement, bijvoorbeeld een zener diode , in serie staat met de weerstand.

De uitvinding zal aan de hand van de bijgaan- nader de figuren bij wijze van voorbeeld/worden verklaard, waar- 30 in fig. 1 de bekende omzetter echter zonder regeling toont, fig. 2 een vervangingsschema hiervan toont, fig. 3 golfvormen toont die daarin optreden, 35 fig. U de uitgangskarakteristiek hiervan toont, fig. 5 de kombinatie van de bekende omzetter 7809226 - 4 - PHN 9218 _______________________________________ met een serieregelschakeling toont, fig. 6 uitgangskarakteristieken toont van de omzetter volgens de uitvinding en fig. 7 een uitvoeringsvoorbeeld toont van de 5 omzetter volgens de uitvinding.

De schakeling van fig. 1 is van bekende soort. Twee npn-schakeltransistoren Tr^ en Tr^ staan in serie tussen de klemmen van een gelijks panningsbron . Parallel aan de kollektor-emitterweg van transistor Tr^ respektie-10 velijk Tr^ en met de hieraan tegengestelde geleidingsrich- ting is een diode D^ respectievelijk aangebracht. De basis van een drijvertransistor Tr^» die eveneens van het npn-type is, krijgt in bedrijf impulsen toegevoerd die van een oscillator OSC afkomstig zijn. Oscillator OSC alsmede 15 transistor Tr^ worden door bron van voedingsenergie voorzien. De primaire wikkeling van een drijvertrans-formator T.j is in de kollektorleiding van transistor Tr^ opgenomen. Een sekundaire wikkeling L 1 respectievelijk S 1 L „ van transformator T„ is tussen de basis en de emitter s2 1 20 van transistor Tr^ respektievelijk Tr^ opgenomen, waarbij de wikkelzinnen van de genoemde wikkelingen zodanig zijn gekozen dat transistoren Tr^ en Tr^ beurtelings in de ge-leidings- en in de spertoestand worden gebracht. Spanning V.j wordt door middel van een gelijkrichter D^ en een af-25 vlakkondensator van het elektrische net afgeleid.

De emitter van transistor Tr^ en de kollektor van transistor Tr^ zijn met elkaar verbonden. Tussen het gevormde verbindingspunt A en de negatieve klem van bron V.j staat de serie schakeling van een scheidingskondensator 30 C, een zelfinduktie L en de primaire wikkeling L p van een transformator T^. Het ene uiteinde van een sekundaire wikkeling L „ van transformator T„ is verbonden met de anode S d d van een gelijkrichter terwijl het andere uiteinde van wikkeling Lg2 met de anode van een gelijkrichter D^ ver-35 bonden is. Tussen de doorverbonden katoden van gelijkrich- ters D^ en D^ en de middenaftakking van wikkeling Lg^ zijn 7809226 - 5 - ' _ PHN .9218.__________________________________...__________________ een afvlakkondensator Cg en een belasting, die als een weerstand R beschouwd kan worden, opgenomen. In bedrijf staat over kondensator Cg en belasting R een gelijkspanning Vq en vloeit door belasting R een gelijkstroom Iq.

5 De negatieve klem van spanningsbron Vq ligt aan massa en kan met de negatieve klem van bron verbonden zijn.

In het tegengestelde geval vormt transformator Tg een galvanische scheiding tussen de massa en het elektrische net.

In fig. 2 is een vervangingsschema van de scha-10 keling van fig. 1 weergegeven. Hierin zijn elementen Tr-j» D1 en Tr2» D2 door twee ideale schakelaars en Sg vervangen. Door middel hiervan wordt bereikt dat punt A beurtelings de potentiaal 0 en de potentiaal Vj aanneemt. De kapaciteit van kondensator C wordt oneindig groot veronder-15 steld terwijl transformator Tg en zelfinduktie L door een parallelzelfinduktie Lg met een oneindig grote waarde en een eindige seriezelfinduktie worden vervangen, in welke zelfinduktie L.j met de spreidingszelfinduktie van transformator Tg rekening is gehouden. De symmetrie aan de se-20 kundaire zijde van transformator Tg wordt in het vervangings- schema van fig. 2 hersteld door de dubbelzijdige gelijk-richter D^, D^ door een Graetz-gelijkrichter D^, D1^, D^, D‘j. te vervangen.

In fig. 3a is voor de stationaire toestand de 25 variatie als funktie van de tijd van de spanning v^ over zelfinduktie Lg en in fig. 3h is de variatie van de stroom i door zelfinduktie in dezelfde fig. geschetst.

Transistor Tr1 geleidt gedurende een deel £t van de periode T van het signaal van oscillator OSC, ter—

30 wijl transistor Trg gedurende het resterende deel (1- i)T

van periode T geleidt. Over kondensator C staat een gelijkspanning V waarvan de waarde kan worden bepaald met be- 'w* hulp van de voorwaarde dat geen gelijkspanning kan bestaan over zelfinduktie Tg. Uit fig. 3a blijkt derhalve dat 35 V = S V-, · De variatie van stroom i gedurende één periode

c I

T wordt voorgesteld door vier rechte lijnstukken, waarbij 7809226 _ 6 -

V

—ΡΗΗ_9.2.1δ_____________________________________________ een tijdsverschuiving voor de nuldoorgang van stroom i aan het begin van interval £T en een tijdsverschuiving 12 voor de nuldoorgang van stroom i aan het begin van interval (1-&)t optreedt ten opzichte van spanning v^. Onder 5 deze omstandigheden kan het verloop van stroom i analytisch worden bepaald en kunnen t^ en t2 als funktie van verhouding i en van spanningen en Vq worden berekend. Het blijkt dat zowel het interval jT-t +t2 waarin gelijkrich-ters D^ en D’^ geleiden als het interval (1-i)T-t2+t^ waar- 10 in gelijkrichters D en D* geleiden beide gelijk zijn aan D 0 de helft van periode T.

Door zelfinduktie vloeit een gelijkstroom die door kondensator C niet en door zelfinduktie L2 wel kan vloeien. Stroom IT is gelijk aan de gemiddelde 15 waarde van stroom i in fig. 3b.

Men vindt:

V T

IL = — (l-2i) (1) 4l, 20 waarin de waarde voorstelt van zelfinduktie in fig.

2.

Stroom I is gelijk aan de gemiddelde waarde van het resultaat van de gelijkrichting van stroom i in fig. 3b.

25 Men vindt:

ν,Τ Γ ? V J

"o = (2) 30 Uit betrekking (1) blijkt dat stroom 1^ nul wordt indien t = 0,5· In dit geval vloeit door wikkeling L in fig.

1 geen gelijkstroom zodat de verliezen in transformator T9 minimaal zijn. De uitdrukking (2) voor stroom I varieert weinig wanneer verhouding t waarden tussen 0,3 en 0,7 aan- 35 neemt, dat wil zeggen de geleidingsduur van transistor Tr^ respectievelijk Tr2 heeft weinig invloed op uitgangsstroom 7809226 'Ή» -7 - ΡΗΝ 9218_' _____________________________________________________________ I in een breed gebied om de waarde heen die met de sym-o metrische sturing van de transistoren overeenkomt. Het gedrag van de schakeling kan derhalve met een goede benadering voor de waarde $ = 0,5 worden beschouwd. Voor Sa .0,5 5 blijkt dat de maximale waarde i1 van de stroom door gelijk- richters en D’^ (zie fig. 3b) gelijk is aan de maximale waarde i^ van de stroom door gelijkrichters D,. en D·^. de tijd $T-tj vloeit stroom i door transistor Tr^, in de tijd t2 vloeit hij door diode Dg, in de tijd (l-i)T-t2 10 vloeit hij door transistor Tr2 en in de tijd t1 vloeit hij door diode D.j.

Stroom Iq is een kwadratische funktie van spanning Vq. Deze funktie wordt voor i= 0,5 vereenvoudigd in de volgende: 15 V,T Γ V 2 (3)

Funktie (3) is in fig. 4 uitgezet, in welke fig. Xq langs de horizontale as van het koördinatenstelsel varieert, 20 terwijl Vq langs de vertikale as varieert. De verkregen kromme is een parabool waarvan de symmetrie-as met de horizontale as samenvalt. Zonder belasting geldt 1=0 zodat V = 0,5 V, terwijl spanning V nul wordt voor O I o

V„T

25 I = -L. (4) ° max 16L1 wat de waarde is van de kortsluitstroom.

Fig» 4 geeft aan dat de uitgangsspanning een variatie ondergaat van een waarde VQ^ naar een waarde Vq2 wanneer de uitgangsstroom tussen een waarde en een waarde I ' varieert bij een konstant gebleven ingangsspan-o d ning. Uit betrekking (3) kan worden afgeleid dat de inwendige weerstand van de schakeling gelijk is aan 2V^L| 35 o

Hieruit blijkt dat de inwendige weerstand toeneemt bij 7809226 - 8 - PHN 9218________________________________________________________________ toenemende I en oneindig groot wordt bij kortgesloten uitgang. Het zal duidelijk zijn dat soortgelijke uitkomsten ook bij andere waarden van verhouding $ verkregen zullen worden.

5 De gestreepte paraboolvormige kromme in fig. 4 geeft de variatie aan van spanning Vq voor een waarde V’ van spanning V die hoger is dan de zojuist beschouwde waarde. Varieert de ingangsspanning tussen de waarden en V* , dan blijkt uit fig. 4 dat de uitgangsspanning bij 10 variërende uitgangsstroom tussen de waarden V* . en V’ _ o 1 o2 varieert. Voor vele toepassingen is een dergelijke variatie ontoelaatbaar zodat een stabilisatie toegepast moet worden.

In fig. 5 wordt de omzetter van fig. 1, met dezelfde verwijzingssymbolen voor dezelfde elementen, in 15 kombinatie met een stabilisatieschakeling weergegeven. Tus sen kondensator en belasting R is een serietransistor Tr^ van het pnp-type opgenomen waarvan de inwendige weerstand in afhankelijkheid van de spanning Vq over de belasting op bekende wijze wordt geregeld. Hiervoor, wordt 20 door een npn-transistor Tr^ een door middel van een weer stands spannings de Ier R , R2 van spanning Vq afgeleide spanning met de referentiespanning van een zenerdiode D^ vergeleken. De kollektorstroom van transistor Tr^, die tevens de basisstroom van transistor Tr^ is, hangt van het 25 verschil tussen de vergeleken spanningen af. Parallel aan belasting R staat een afvlakkondensator en onder dezelfde omstandigheden als in fig. 1 vloeit door belasting R nagenoeg dezelfde stroom I als in fig. 1 het geval is.

In het theoretische geval dat alle elementen 30 ideaal zijn en bij ζ = 0,5, dissipeert de schakeling in fig.

1 met uitzondering van de belasting geen vermogen. Wordt de serieregeling van fig. 5 toegepast, dan ontstaat wel een verlies, te weten in hoofdzaak de door de spanningsval over transistor Tr^ veroorzaakte dissipatie. Deze kan minimaal 35 worden gehouden indien in fig. 4 de uitgangskarakteristiek wordt gekozen die door het punt P, waarvoor Iq = I en 7809226 * *,···-%. - 9 - _J?HN.....52-18_______________________________________......................_................................................................. .

V = V „ geldt, heen gaat, waarbij V „ de waarde is van de o o2 o2 nagenoeg konstante uitgangsspanning terwijl I ^ de maximaal te verwachten uitgangsstroom is. In dit punt is de genoemde dissipatie immers nul. De dissipatie is niet nul bij 5 konstant gebleven ingangsspanning V1 voor andere waarden van de uitgangsstroom en in het bijzonder voor de minimaal te verwachten uitgangsstroom I ^, waarvoor de uitgangsspan-ning nog steeds de waarde heeft terwijl de spanning over kondensator C2 in fig. 5 gelijk is aan VQl. Neemt 10 de ingangsspanning van de waarde Vy naar V’^ toe, dan is de spanningsval over transistor Tr^ voor Iq = I ^ gelijk aan V* _ - V _ en voor I = I „ is deze spanningsval ge-o2 o2 o oi lijk aan V’ „ - V De dissipatie kan derhalve aanzien-lijk zijn.

15 Het voorgaande kan verduidelijkt worden aan de hand van een getallenvoorbeeld. Stel dat men een konstante

uitgangsspanning 25 V wil bij een tussen 0,8 en 1,2 A

variërende uitgangsstroom, dat is een nuttig vermogen Wq van 20 tot 30 W. De ingangsspanning V.J varieert van 230 20 naar 345 V. Men kiest £= 0,5 en een primaire stroom van I = 0,5 I voor V; = 230 V. Uit betrekkingen (3) en o2 o max 1 (4) volgt dat de spanning aan de primaire zijde van transformator T^:

2W

9·- V 0 = 0,353 x V = 81,2 V is en dat I = 21 _ = = 25 o2 1 o max o2 V-_ o2 0,74 A zodat Iq2 = 0,37 A. De transformatieverhouding van transformator T„ is derhalve 3? - o,31. Wordt gekozen

161 L

voor L1 = 0,9 mH, dan wordt verkregen —- = 30 ï 46,2 yus, hetgeen met een frekwentie van 21,65 kHz overeenkomt.

Neemt nu de uitgangsstroom de waarde 0,8 A aan, dan is de primaire stroom Iq1 = 0,8 x 0,31 = 0,25 A. Met 35 behulp van de vergelijking van de parabool van fig. 4 wordt verkregen = 93,9 V. De dissipatie in de schakeling is dus (0,25 x 93,9) - 20 = 3,5 W.

7809226 -10 - PHN 9218_______________________________________________________________

Voor de gestreepte paraboolvormige karakteristiek van fig. 4 worden de volgende resultaten gevonden: 1« = 0,74 x - 1 n A, V = 140,9 V en V - = o max 230 o2 o1 ^ 152, 1 V. De dissipatie in de schakeling is in het eerste geval (140,9 x 0,74) - 30 = 22,1 ¥ in het tweede geval (152,1 x 0,25) - 20 = 18 ¥. Uit het voorgaande is het duidelijk dat de schakeling een slecht rendement heeft. Bovendien neemt kortsluitstroom I toe bij toenemende in- o max .jq gangsspanning, wat zware eisen stelt aan transistoren Tr^ en Tr^.

In het voorgaande is stilzwijgend aangenomen dat de frekwentie van het schakelsignaal konstant en derhalve onafhankelijk van de ingangsspanning is. Het is een ^ inzicht van de uitvinding dat het rendement aanzienlijk kan worden ver-beterd indien een voorwaartse regeling van de frekwentie wordt toegepast waardoor de frekwentie in afhankelijkheid van de ingangsspanning varieert.

In fig. 6 worden de karakteristieken van fig.

4, doch voor het vermelde getallenvoorbeeld opnieuw weergegeven. Fig. 6 geeft ook de kromme a aan die bij een konstant produkt V^T van de ingangsspanning door de periode T van het schakelsignaal wordt verkregen. Uit formule (4) blijkt dat de kortsluitstroom konstant blijft, terwijl de uitgangsspanning in onbelaste toestand de waarde 0,5V' blijft behouden voor een ingangsspanning van Uit fig.

6 blijkt dat de waarden van de uit gangs spanning voor kromme a steeds lager zijn dan voor de gestreepte kromme. Door een dergelijke regeling wordt dus een konstante kortsluit-stroom, wat een·beveiliging betekent en gunstig is voor transistoren Tr en Tr9, en een verlaging van de dissipa- 1 Λ tie bereikt. Met hetzelfde voorbeeld dan hierboven geldt: T* = = 30,8 yus, wat met een fre kwentie van 32,47 kHz overeenkomt. Voor I _ vindt men V = o2 o 35 122 V, wat een dissipatie in de schakeling van 15,1 ¥ in plaats van 22,1 ¥ voor de gestreepte kromme veroorzaakt, 7809226 « " ·ψ+ .

-11- ΡΗΝ 9218________________________________________ en voor Iq1 vindt men V = 140,8 V, wat een dissipatie in de schakeling van 14,7 W in plaats van 18 W inhoudt.

Een oscillator, die een signaal opwekt waarvan de periode omgekeerd evenredig is met de ingangsspan-5 ning en die derhalve geschikt is voor het sturen van tran sistor Tr^, kan als volgt op eenvoudige wijze worden uitgevoerd. Een kondensator wordt door een stroombron gela-* den, waarbij de stroom rechtstreeks van spanning V1 afgeleid wordt. Over de kondensator neemt de spanning lineair 10 toe. Bereikt deze spanning een voorbepaalde waarde, dan wordt de kondensator snel ontladen. Zodoende wordt een zaagtandvormige spanning opgewekt waarvan de helling gedurende de stijgende flank evenredig is met spanning Y1.

Wordt spanning met een bepaalde faktor vermenigvuldigd, 15 dan wordt de laadtijd van de kondensator door dezelfde fak- tor gedeeld. Het produkt V^T is dus konstant en de frekwen- tie f = is evenredig aan spanning V^. Oscillatoren die volgens dit principe werken, zijn bekend in de literatuur.

Het opgewekte zaagtandvormige signaal wordt vervolgens op 20 bekende wijze in een blokvormig signaal omgezet.

Een verdere verbetering ten opzichte van de gestreepte kromme van fig. 6 wordt verkregen met een schakeling waarvan de uitgangskarakteris tiek door kromme b wordt voorgesteld. In deze schakeling varieert de frekwen- 25 tie van het schakelsignaal op zodanige wijze dat kromme b door punt P heen gaat. Omdat de punten van kromme b aan vergelijking (3) moeten voldoen, is deze kromme een parabool die de vertikale as in hetzelfde punt snijdt als de gestreepte parabool en kromme a. Hieruit blijkt dat de 30 kortsluitstroom I afneemt met toenemende ingangsspan- o max ning en dat de dissipatie in de serieregelschakeling nog verder is verlaagd ten opzichte van het geval van kromme a. In het reeds vermelde uitvoeringsvoorbeeld wordt gevonden dat I voor V„ = 345 V is gelijk aan 35 0 max 1 _ β*- o,48 A waaruit volgt dat V = f**· = ,-M·^)2 ...........................................°' 2 V °’,,e 4 7809226 -12 - PHN . 921.8_____________________________________________________________ 119»4 V, wat met een dissipatie van slechts 9»5 W overeenkomt, terwijl de minimale dissipatie, dat is op punt P, nul is.

In deze schakeling snijden alle karakteristieken 5 elkaar in het punt P. Varieert de naar de belasting vloeien de stroom I niet, dan is geen enkele stabilisatie nodig, en kan de belasting rechtstreeks parallel aan kondensator worden aangesloten. Bij een geringe variatie van deze stroom kan bijvoorbeeld een shuntregeling van bekend type 10 worden toegepast: een transistor staat parallel aan weer stand R en wordt geregeld opdat de som van de stroom hier-doorheen en van de stroom door R konstant blijft. Bij variaties van spanning V blijft het werkpunt in punt P. Nu vormen weerstand R en de shunttransistor samen de belasting 15 op de omzetter.

Uit fig. 6 blijkt bovendien dat de uitgangs- spanning voor punt P geen van de netspanning afkomstige rimpelspanning bevat. Bij een niet te grote variatie van stroom I is de rimpelspanning aan de uitgang zeer ver-o 20 zwakt ten opzichte van de gevallen vein de gestreepte krom me en kromme a. Zij kan met behulp van een shuntregeling nog verder worden verzwakt. Kondensator C^, alsmede kondensator voor het geval dat een serieregeling wordt toegepast, mogen derhalve een kleine kapaciteit hebben, hier-25 door hoeven slechts komponenten met de schakelfrekwentie en harmonischen hiervan opgeheven te worden.

De variatie van de frekwentie volgt uit betrekking (3)· Gevonden wordt: T = 19,8 /US, zodat f = / _o 50,5 kHz. Het produkt V^T varieert tussen 230 x 46,2 = 10 Jx10,6

_ Q

30 en 345 x 19,8= 6,8 x 10 . In het geval van de bekende schakeling neemt dit produkt toe bij toenemende ingangs-spanning terwijl het konstant blijft in het geval a. In het geval b neemt het af. Uit de gevonden getallen blijkt dat de relatieve variatie van T ca. 57$ behaagt terwijl 35 die van ca. -33# is, of met woorden: de periode neemt sneller af dan de ingangsspanning toeneemt. Neemt spanning 7809226 -13 - .

%: -* _PHN 9218 _______________............................._....................................

in tegendeel vanaf een bepaalde waarde af, dan neemt het produkt V^T toe en neemt periode T ook toe en wel met een grotere relatieve variatie dan die van .

Fig. 7 geeft een komplete schakeling weer waar-5 in dezelfde elementen als in fig. 1 en 5 met dezelfde ver- wijzingssymbolen aangeduid zijn en waarin de oscillator ; aan de zojuist gestelde voorwaarde voldoet. Een kondensa-tor wordt geladen door een stroom die door de op spanning V.j aangesloten serieschakeling van een zenerdiode D^ 10 en een weerstand R_ van grote waarde vloeit. Weerstand R_ 3 3 kan worden beschouwd als een stroombron. Als ontlaadelement voor kondensator dient een met behulp van twee transis-toren van komplementaire typen Tr^ ep Tr^ op bekende wijze uitgevoerde thyristor die in geleiding komt wanneer de 15 spanning over kondensator ongeveer de nagenoeg konstante waarde van de spanning over de serieschakeling van een weerstand R^ en een zenerdiode Dg bereikt. De anodepoort van thyristor Tr^, Tr^ is via een weerstand R^ aan spanning V.j gelegd terwijl de katodepoort via een weerstand R^ met 20 de negatieve klem van bron verbonden is. De ontlading houdt op wanneer de spanning over kondensator tot ongeveer de nagenoeg konstantë waarde van de spanning over een RC-parallelenetwerk R_, C_ in de katodeleiding van de j j thyristor verlaagd is.

25 Over diode D^, die door een spaxmingsafhanke lijke weerstand vervangen kan worden, staat een nagenoeg konstantë spanning die in mindering komt van spanning Vj.

De spanningsval over weerstand R^ en derhalve ook de hier— doorheen vloeiende laadstroom van kondensator ondergaat 30 een relatieve variatie die groter is dan bij afwezigheid van diode D^ het geval zou zijn. De relatieve variatie van de periode van de over kondensator opgewekte zaagtandvormige spanning van konstantë amplitude is derhalve groter dan die van spanning V^. Hierbij is de ontlaadtijd van 35 kondensator zeer kort daar de ontlaadstroom door de emitter van transistor Trg, dit is een laagohmige weg, 7809226 -14- PHN 9218________________________________________________________________________ vloeit. Door een geschikte keuze van elementen D^, en kan de gewenste variatie van periode T als funktie van spanning worden verkregen. In het vermelde voorbeeld werd gekozen: = 100 kö, = 10 nF, spanning over diode 5 D^ ca.145 V. Het zal worden opgemerkt dat de beschreven zaagtandoscillator ook in het geval van kromme a in fig.

6 toegepast kan worden mits diode D^ door een kortsluiting wordt vervangen.

De over kondensator aanwezige zaagtandvormige 10 spanning wordt via een emittervolgertransistor Trg, welke als scheidingstrap dient, toegevoerd aan de basis van drij-vertransistor Tr^ die de zaagtand- in een blokvorm omzet. Hiervoor is de serieschakeling van een aantal dioden, bijvoorbeeld twee dioden D^ en ©n een weerstand Rg, wel- 15 ke serieschakeling door een ontkoppelkondensator over brugd is, in de emitterleiding van transistor Tr^ opgenomen. Aan de emitter is een nagenoeg konstante drempel-spanning aanwezig. Transistor Tr^ komt in de verzadigings-toestand zodra zijn basisspanning iets hoger wordt dan de-20 ze drempelspanning. Weerstand Rg is instelbaar, hiermede kan de relatieve geleidingsduur S op een konstante waarde worden ingesteld.

Via transformator wordt het verkregen blokvormige signaal aan de bases van transistoren Tr en Tr I Λ 25 toegevoerd, waarbij transistor Tr^ gesperd is terwijl tran sistor Tr^ geleidt in het interval waarin transistor Tr^ geleidt. Zowel aan de primaire als aan de sekundaire zijde van transformator zijn dempnetwerken aangebracht. Parallel aan diode D2 is een kondensator C^ aangebracht 30 waardoor tijdens de overgangen de helling van de spanning aan punt A verkleind wordt, waardoor schakelverliezen enigszins gereduceerd worden. Zelfinduktie L wordt gevormd door de spreidingszelfinduktie van transformator T^. In het voorgaande is de kapaciteit van kondensator C zeer groot 35 verondersteld. In de praktijd zal hiervoor een zodanige waarde worden gekozen dat het serienetwerk C, L onder alle 7809226 % ' il**" -15- PHN _9_2J 8___________________......_ ,...................................................................

omstandigheden een induktieve impedantie heeft, hetgeen inhoudt dat de serieresonantie van het genoemde netwerk lager is dan de minimale schakelfrekwentie, dat is de frekwentie die met de minimale ingangsspanning overeenkomt. Voor de 5 reeds vermelde uitvoering van de schakeling is gekozen: C = 1 yUF en C? = 1,5 nF.

In de beschreven uitvoeringen is behalve in de serieregelschakeling met transistor Tr^ geen terugkoppeling toegepast. Het zal duidelijk zijn dat men van deze 10 serieregeling af kan zien indien een terugkoppeling van uit bijvoorbeeld de spanning over kondensator wordt toegepast, welke terugkoppeling met de beschreven voorwaartse regeling wordt gekombineerd voor het verkrijgen van een uitgangskarakteristiek die tenminste tussen de waarden IQ^ 15 en I van de uitgangsstroom meer horizontaal is dan de hierboven beschouwde parabolen. Door de terugkoppeling wordt bijvoorbeeld een van de spanning over kondensator C2 afhankelijk variatie van de oscillatorfrekwentie verkregen. In dit laatste geval wordt bijvoorbeeld de over 20 een met wikkeling L _ vast gekoppelde sekundaire wikkeling S £ aanwezige spanning met een referentiespanning vergeleken.

Een van het gemeten verschil tussen de genoemde spanningen afhankelijke informatie stuurt een transistor die een variabele weerstand vertegenwoordigt en die tussen de kol-25 lektor van transistor Tr^ en de negatieve klem van span ningsbron opgenomen is. Hierdoor wordt de frekwentie van het schakelsignaal beïnvloed. Ook kan een trekkerwer-king op een van de poortelektroden van thyristor Tr^, Tr^ worden uitgeoefend. Omdat de voorwaartse regeling zonder 30 traagheid werkt, heeft de frekwentie onmiddellijk de door de ingangsspanning bepaalde waarde. De tegenwaartse regeling treedt iets later in werking en regelt de frekwentie bij. Hiervoor is derhalve geen te gekompliceerde schakeling nodig en behoeft de lusversterking niet te groot te zijn, 35 wat een instabiliteit zou kunnen veroorzaken.

Conclusies: 7809226

Claims

1. Geschakelde omzetter voor het omzetten van een ingangsgelijkspanning in een uitgangsgelijkspanning, bevattende een generator die een periodiek blokvormig signaal waarvan de amplitude afhankelijk is van de ingangs- 5 spanning aan een induktief netwerk afgeeft waarmede een gelijkrichter en een afvlakkondensator gekoppeld zijn, over welke kondensator een afgevlakte spanning aanwezig is, gekenmerkt door een regeling van de frekwentie van het blokvomrige signaal in afhankelijkheid van de ingangsge-10 lijkspanning.

2. Omzetter volgens conclusie 1, met het kenmerk dat de frekwentie van het blokvormige signaal recht evenredig is met de ingangsgelijkspanning.

3· Omzetter volgens conclusie 2, met het kenmerk 15 dat de waarde van de stroom door een kortsluiting over de afvlakkondensator onafhankelijk is van de ingangsgelijkspanning.

4. Omzetter volgens conclusie 1, met het kenmerk dat de periode van het blokvormige signaal afneemt wanneer 20 de ingangsgeli jkspanning toeneemt en toeneemt wanneer de ingangsspanning afneemt, waarbij de relatieve variatie van de periode groter is dan die van de ingangsspanning.

5. Omzetter volgens conclusie 4, met het kenmerk dat de waarde van de stroom door een kortsluiting over de 25 afvlakkondensator afneemt wanneer de ingangsspanning toe neemt en toeneemt wanneer de ingangsspanning afneemt.

6. Omzetter volgens conclusie 4, met het kenmerk dat een belasting parallel staat aan de afvlakkondensator, waarbij de afgevlakte spanning tevens de uitgangsspanning 30 is, en dat de stroom door de belasting nagenoeg konstant is.

7* Omzetter volgens conclusies 2 en 4, met het kenmerk dat een serieregeltransistor tussen de afvlakkondensator en een belasting opgenomen is, over welke belas-35 ting de uitgangsspanning aanwezig is en met behulp van de serieregeltransistor nagenoeg konstant wordt gehouden. 7809226 -17- .. PHN.........9218 ............................_................................................................................

8. Omzetter volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk dat de verhouding van het tijdsinterval waarin het blokvormige signaal een bepaalde waarde aanneemt tot de periode nagenoeg konstant is. 5

9· Omzetter volgens conclusie 8, met het kenmerk dat de genoemde verhouding ongeveer gelijk is aan 0,5.

10. Omzetter volgens één der voorgaande conclusies, waarbij het blokvormige signaal met behulp van een zaagtandvormige en een drempelspanning opgewekt wordt, welke 10 zaagtandvormige spanning over een kondensator ontstaat waarvan de laadstroom van een stroombron afkomstig is en die periodiek wordt ontladen, met het kenmerk dat de laadstroom door een aan de ingangsgelijkspanning gelegde weerstand vloeit.

11. Omzetter volgens conclusies 4 en 10, met het kenmerk dat een nagenoeg konstante-spanningselement, bijvoorbeeld een zenerdiode, in serie staat met de weerstand»

12. Omzetter volgens conclusie 8 en 10, met het kenmerk dat de zaagtandvormige spanning een konstante am- 20 plitude heeft.

13. Omzetter volgens conclusie 1, met het kenmerk dat een belasting parallel staat aan de afvlakkondensator, waarbij de afgevlakte spanning texens de uitgangsspanning is, en dat de frekwentie van het blokvormige signaal in 25 afhankelijkheid van de Uitgangsspanning geregeld wordt. 7809226