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Die
Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung die Wechselstrom
in Gleichstrom umsetzt, und insbesondere eine Stromversorgungsschaltung,
die den Wechselstrom mit einem besseren Wirkungsgrad in Gleichstrom
umsetzt.
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Stromversorgungsschaltungen
werden in zahlreichen Anwendungen eingesetzt, beispielsweise als Schaltungen,
die Wechselstrom in Gleichstrom umsetzen oder als Schaltungen, die
Gleichstrom in Gleichstrom umsetzen, usw. In die Entwicklung dieser
Schaltungen ist der Umsetz-Wirkungsgrad, der Energie-Wirkungsgrad
usw. bei solchen Anwendungen eingegangen. Für Einrichtungen mit hohem Energieverbrauch
verwendet man hauptsächlich
Stromversorgungen mit Schaltregler. Stromversorgungen mit Längsregler
verwendet man dagegen für
andere Vorrichtungen, die eine präzise Ausgangsspannung benötigen. Bei
Stromversorgungen mit Schaltregler muss man die Schaltgeschwindigkeiten,
die Welligkeitsfaktoren usw. beachten. Bei Stromversorgungen mit
Längsregler
muss man die Verluste in den Schaltungsbauteilen, den Übertragungs-Wirkungsgrad
usw. untersuchen. Die Wirkleistungen in den Wechselstromschaltungen
werden durch die Phasen zwischen den Spannungen und Strömen ermittelt.
Das phasenabhängige
Verhalten wird allgemein durch einen Leistungsfaktor ausgedrückt.
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1 zeigt
eine herkömmliche
Stromversorgungsschaltung.
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In 1 ist
eine Doppelweg-Gleichrichterschaltung DB1 an eine Wechselspannungsquelle
PS1 angeschlossen. Die Doppelweg-Gleichrichterschaltung DB1 liefert
ihr gleichgerichtetes Ausgangssignal nach der Glättung in einem Glättungskondensator
C5 an einen Schaltregler. d. h. an die Lastschaltung der Brückengleichrichter-Schaltung
DB1. Dieser Schaltregler enthält
einen Transformator T1 und einen Schalttransistor Q1. Eine Anlaufschaltung,
die aus einer Einweg-Gleichrichterdiode D1 und einem Kondensator
C2 besteht, ist ebenfalls an den Schaltregler angeschlossen, und
zwar über
einen Widerstand R2 an die Rückführleitung
in der Einphasen-Wechselstromschleife der Brücken-Gleichrichterschaltung
DB1.
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In
eine Spannungsregelschaltung IC1 wird ein Gleichspannungs-Ausgangssignal
VCC aus einer Einweg-Gleichrichterschaltung D2 eingespeist, die
an eine Tertiärwicklung
L4 des Transformators T1 angeschlossen ist, und zwar nach der Glättung in
einem Glättungskondensator
C3. Das Ausgangssignal der Spannungsregelschaltung IC1 wird an die
Basis des Transistors Q1 angelegt.
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Der
Kollektor des Transistors Q1 ist an eine Seite der Primärwicklung
LP des Transformators T1 angeschlossen. Die andere Seite der Primärwicklung
LP liegt am Glättungskondensator
C5 und der Gleichrichterschaltung DB1.
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Eine
in der Sekundärwricklung
L2 des Transformators T1 induzierte Wechselspannung wird in einer Diode
D3 gleichgerichtet. Anschließend
wird die von der Diode D3 gleichgerichtete Spannung nach der Glättung in
einem Kondensator C4, der zwischen die Kathode der Diode D3 und
die Bezugspotentialleitung geschaltet ist, am Ausgangsanschluss 1 der
Stromversorgungsschaltung als stabilisierte Ausgangsspannung ausgegeben.
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Ein
Fehlerverstärker
IC2, der Schwankungskomponenten der Ausgangsspannung erkennt, ist
an die Kathode der Diode D3 angeschlossen. Das Ausgangssignal des
Fehlerverstärkers
IC2 liegt an der Kathode einer Steuerdiode A1, die einen Teil eines
Optokopplers bildet. Die Anode der Steuerdiode A1 ist über den
Widerstand R5 an den Ausgangsanschluss 1 angeschlossen.
Der Emitter eines Transistors Q2, der den anderen Teil des Optokopplers
bildet, ist mit dem Steueranschluss einer Spannungsregelschaltung
IC1 verbunden. Der Kollektor ist über einen
Widerstand R4 an den Gleichspannungsausgang VCC der Einweg-Gleichrichterschaltung
D2 angeschlossen.
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Es
wird nun die Arbeitsweise der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung
in 1 beschrieben. Dabei werden die in 3(a) bis 3(e) dargestellten
Betriebskurvenverläufe
verwendet.
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Da
der Glättungskondensator
C5 vorhanden ist, fließt
während
der Periode τ,
siehe 3(a), wenn die Eingangswechselspannung
VAC größer ist
als die gleichgerichtete Ausgangsspannung Ei,
anders ausgedrückt
in der Periode, in der die gleichgerichtete Ausgangsspannung Ei kleiner ist als die Eingangswechselspannung
VAC, die der Addierschaltung zugeführt wird, ein pulsierender
Wechselstrom, siehe 3(b) durch die
Gleichrichterdiode DB1 und bringt die Diode DB1 in den leitenden
Zustand. 3(c) zeigt zudem den Kollektorstrom
des Transistors Q1.
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Wegen
der Welligkeit der Ausgangsspannung EB des Schaltreglers darf man
generell die Kapazität des
Glättungskondensators
C5 nicht zu gering bemessen. Damit wird in diesem Fall die Einschaltdauer τ der Gleichrichterdiode
außerordentlich
gering.
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Bei
einer Messung erhält
man für
einen Wert von 470 μF
für C1
und eine Ausgangsleistung von 80 Watt eine Einschaltdauer von ungefähr 2 bis
2,5 Millisekunden.
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Damit
beträgt
für die
Schaltung in
1 der Leistungsfaktor lediglich
0,6 (60 Prozent), und der Gehalt an Stromharmonischen im pulsierenden
Strom der Wechselspannungsquelle ist hoch. Will man den Leistungsfaktor
vergrößern und
die Stromharmonischen verringern, so muss man die Einschaltdauer τ der Diode
erhöhen.
Beschreibt man den Strom i(t) allgemein durch eine Fourierreihe,
so erhält
man die folgende Gleichung 1 [Gleichung
1]
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Ist
i(t) eine Einheitssprungfunktion, siehe
4,
so erhält
man einen Gleichanteil a
0 und Wechselkomponenten
a
n, b
n gemäß der folgenden
Gleichung 2 [Gleichung
2]
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Bezeichnet
man den Effektivwert des Grundschwingungsstroms für n = 1
mit i
1, den Effektivwert eines Oberschwingungsstroms
mit i
n, und den Effektivwert von i(t) mit
i
rms, so erhält man den Zusammenhang zwischen
i
1, i
n und i
rms aus Gleichung 3. [Gleichung
3]
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Wird
die Einschaltdauer τ2 der Diode in Gleichung 3 größer, so
nimmt der Grundschwingungsstrom i1 zu und
der Leistungsfaktor nimmt ebenfalls zu. Im Gegensatz dazu nimmt
der Oberschwingungsstrom in ab.
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Die
Stromversorgungsschaltung in 2 ist dafür ausgelegt,
den Leistungsfaktor zu verbessern. Die Stromversorgungsschaltung
in 2 ist ein Beispiel, in dem ein MOSFET-Schalttransistor
Q3 verwendet wird. Die anderen Teile sind mit Ausnahme des Glättungskondensators
C5, der nach dem Gleichrichter nicht verwendet wird, identisch mit
der Schaltung in 1. Die Stromversorgungsschaltung
in 2 ist auch ein Beispiel, in dem der Leistungsgrad
durch den Betrieb einer spannungsgesteuerten Vorrichtung verbessert
wird, wobei für
die meisten Betriebsmerkmale, beispielsweise die Schaltgeschwindigkeit
usw. eine gleichgerichtete pulsierende Spannung verwendet wird.
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Nach
dem Gleichrichten der Wechselspannung ist kein Glättungskondensator
C5 vorhanden. Der Schaltregler wird direkt mit Wechselspannung betrieben.
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Da
in diesem Fall der Schalttransistor Q3 während der gesamten Periode
T arbeitet, erhöht
sich entsprechend die Einschaltdauer der Gleichrichterdiode auf
T/2, und man erzielt einen Leistungsfaktor von mehr als 0,9.
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Neben
der Verbesserung des Leistungsfaktors entstehen jedoch auch Nachteile,
die im Weiteren erklärt
werden.
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Zunächst sei
der Drain-Source-Strom iDS, der durch einen
Schalttransistor fließt,
beispielsweise den MOSFET-Schalttransistor Q3 bei Betrieb, in 3(d) dargestellt. Die Stromhüllkurve ist sinusförmig, und
damit wird der Drain-Source-Strom iDS in
Zeitintervallen klein, in denen die Wechselspannung niedrig ist,
und er wird groß,
wenn die Wechselspannung einen Spitzenwert annimmt.
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Der
Kollektorstrom iCP des Transistors Q1 in 1 wird
vom Glättungskondensator
geglättet,
siehe 3(c). Vergleicht man diesen
Kollektorstrom mit dem Drain-Source-Strom
iDS des Transistors Q3 bei gleicher Last
(dem gleichen mittleren Strom), so wird der Drain-Source-Strom iDS des Transistors Q3 doppelt so groß wie der
Kollektorstrom iCP oder noch größer. Dadurch
muss man den Transistor Q3 (MOSFET) stark bemessen, und man muss
den Schalttransformatorkern wegen der Sättigung mit großen Abmessungen
auslegen. Dadurch nehmen die Kosten zu.
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Die
Schaltung in 2 ist ein Beispiel, bei dem
ein stromgesteuerter Bipolartransistor gegen einen spannungsgesteuerten
Bipolartransistor ausgetauscht wurde. Die Eigenschaften einer Stromversorgungsschaltung
mit einem MOSFET-Schalttransistor Q3 sind hinsichtlich der Merkmale
Schaltgeschwindigkeit, Eingangsimpedanz usw. besser. Betrachtet
man die Kosten, so ist nachteilig, dass die Kosten zunehmen, weil man
das elektrische Leistungsvermögen überdimensionieren
muss, und weil man hinsichtlich des größten Betriebsbereichs verglichen
mit dem Bipolartransistor Teile mit großen Abmessungen verwenden muss.
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Da
die gleichgerichtete Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des
Schaltreglers zum Zweiten eine Welligkeit mit sinusförmiger Hüllkurve
aufweist, siehe 3(e), wird es erforderlich,
sekundärseitig
einen Schaltregler mit Längsregelung
oder eine Drosselspule bereitzustellen.
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Drittens
ist die Überbrückungszeit
bei einem kurzen Ausfall der Wechselstromversorgung zu gering, da
kein Glättungskondensator
vorhanden ist. Es tritt also die Schwierigkeit auf, dass die Ausgangsspannung EB
durch Schwankungen auf der Versorgungsleitung oder durch kurzzeitiges äußeres Rauschen
stark einbricht, und dass auf dem Bildschirm Verzerrungen erscheinen,
wenn man die Spannung an ein Fernsehgerät anlegt. Dadurch wird das
Produktverhalten verschlechtert.
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Da
viertens der durch den Schalttransistor fließende Strom eine sinusförmige Hüllkurve
aufweist, siehe die Beschreibung des ersten Nachteils, so muss,
falls man einen stromgesteuerten Bipolartransistor als Schaltbauteil
verwendet, der Basisstrom (der Steuerstrom) ebenfalls mit einer
sinusförmigen
Hüllkurve
moduliert werden.
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Es
ist jedoch in der Tat schwierig, einen stromgesteuerten Transistor
zu verwenden, und zwar wegen unterschiedlicher Ein- und Ausschaltzeiten
oder wegen Beschränkungen
bei der Schaltgeschwindigkeit eines stromgesteuerten Transistors
mit PN-Übergang,
und man muss einen spannungsgesteuerten MOSFET verwenden.
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Eine
herkömmliche
Schaltung hat wie beschrieben die Nachteile, dass der Leistungsfaktor
gering ist und dass der Leistungsgrad schlechter ist. Verwendet
man einen spannungsgesteuerten FET als Schaltelement, so kann man
den Leistungsgrad durch Eigenschaften wie die Schaltgeschwindigkeit,
die Eingangsimpedanz usw. verbessern. Andererseits tritt die Schwierigkeit
auf, dass die Kosten anwachsen, dass die Anzahl zusätzlicher
Schaltungen und Komponententeile zunimmt, und dass die Abmessungen
der Schaltung groß werden.
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US-4,524,411
offenbart eine geregelte Schalt-Stromversorgung für ein Fernsehgerät, das einen
Transformator besitzt, dessen Primärwicklung mit einer ungeregelten
Spannungsquelle verbunden ist, und dessen Sekundärwicklung mit einer Lastschaltung
verbunden ist, und der auch eine Hilfstransformatorwicklung aufweist,
die über
eine Diode an Masse liegt und magnetisch mit der Primärwicklung
gekoppelt ist, und die dazu dient, zusätzliche Energie in die Lastschaltungen
zu übertragen.
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In
US-4,524,411 wird der gleichgerichtete Strom für die Horizontalablenkschaltung
direkt eingespeist, ohne dass er irgendeine Regulierung durch den
Schaltregler erfährt.
Dadurch unterscheiden sich die Leitzeiten der Brückengleichrichterdioden nicht
von der herkömmlichen
Schaltung. Damit ist die Schaltung nach US-4,524,411 nicht in der
Lage, die höheren
Harmonischen in der herkömmlichen
Schaltung zu unterdrücken.
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Im
Einzelnen offenbart US-A-4,524,411 eine Stromversorgungsschaltung
für ein
Fernsehgerät,
umfassend:
- – eine Eingabevorrichtung 10,
die eine Versorgungs-Wechselspannung aus einer Wechselstromleitung
aufnimmt;
- – eine
mit der Eingabevorrichtung verbundene Gleichrichterschaltung 11,
die die Versorgungs-Wechselspannung gleichrichtet und so betreibbar
ist, dass sie die gleichgerichtete Spannung an einem Ausgangsanschluss
abgibt;
- – einen
Zeilentransformator 14 (Wicklung 35), der mindestens
eine Wicklung enthält,
die eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist;
- – eine
Spannungsstabilisierschaltung 12, die eine stabilisierte
Spannung aus der gleichgerichteten Spannung erzeugen kann, die am
Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung ausgegeben wird;
- – Mittel,
die die stabilisierte Spannung aus der Spannungsstabilisierschaltung
an die erste Seite 13 der Wicklung 16 des Zeilentransformators
anlegen;
- – einen
Ausgabetransistor 20, der mit der zweiten Seite der (Primär-)Wicklung
16 des Zeilentransformators verbunden ist (und wenn er leitend gemacht
wird, einen Strom durch die Wicklung des Zeilentransformators fließen lässt);
- – einen
Treibertransformator 43, bei dem eine Eingabewicklung für die Aufnahme von
periodischen Horizontal-Ansteuerimpulsen bereitgestellt ist, und
der eine erste und eine zweite Ausgabewicklung aufweist, die das
Schalten des Ausgabetransistors 20 steuern, wodurch Pulse
erzeugt werden, die die Basis-Emitter-Spannung des Ausgabetransistors 20 erhöhen.
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Die
Erfindung zielt darauf ab, eine Stromversorgungsschaltung bereitzustellen,
die kostengünstig
ist und einen hohen Leistungsfaktor erzielen kann.
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Gemäß der Erfindung
wird eine Stromversorgungsschaltung für ein Fernsehgerät bereitgestellt,
wobei die Schaltung umfasst:
eine Eingabevorrichtung, die eine
Wechselstrom-Versorgungsspannung aus einem Wechselstromnetz aufnimmt;
eine
Gleichrichterschaltung, die mit der Eingabevorrichtung verbunden
ist und die Wechselstrom-Versorgungsspannung gleichrichtet, und
die so betreibbar ist, dass sie eine gleichgerichtete Spannung über einen
Ausgangsanschluss ausgibt;
einen Zeilentransformator, der mindestens
eine Wicklung umfasst, die ein erstes Ende und ein zweites Ende aufweist;
eine
Spannungsstabilisierschaltung, die zum Erzeugen einer stabilisierten
Spannung betreibbar ist, die aus der gleichgerichteten Spannung
stammt, die am Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung ausgegeben
wird;
eine Vorrichtung, die die stabilisierte Spannung von
der Spannungsstabilisierschaltung dem ersten Ende der Primärwicklung
des Zeilentransformators zuführt;
einen
Zeilenausgangstransistor, der an das zweite Ende der Wicklung des
Zeilentransformators angeschlossen ist;
einen Ansteuertransformator,
der eine Eingabewicklung aufweist, die der Aufnahme periodischer
Zeilenansteuerimpulse dient, und eine erste und eine zweite Ausgabewicklung,
wobei die erste Ausgabewicklung dafür vorhanden ist, das Schalten
des Ausgangstransistors zu steuern;
einen Impulstransformator,
der eine Primärwicklung
und eine Sekundärwicklung
aufweist, wobei die Primärwicklung
induktiv mit der zweiten Ausgabewicklung des Ansteuertransformators
verbunden ist, das erste Ende der Sekundärwicklung mit dem Ausgangsanschluss
der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und das zweite Ende der
Sekundärwicklung über einen
Glättungskondensator
an einem Bezugspotential liegt;
einen Spannungsgenerator, der
einen Glättungskondensator
enthält,
der zum Erzeugen eines Wechselsignals in Abhängigkeit von den Ansteuerimpulsen
an der Wicklung des Impulstransformators betreibbar ist,
so
dass der stabilisierten Stromversorgungsschaltung elektrische Energie
vom Glättungskondensator über die Sekundärwicklung
des Impulstransformators oder vom Ausgang der Gleichrichterdiode
zugeführt
wird.
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Die
Erfindung wird nunmehr zur besseren Darstellung und um zu zeigen,
wie sie ausgeführt
werden kann, beispielhaft mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen
beschrieben.
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Es
zeigt:
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1 einen
Schaltplan einer herkömmlichen
Stromversorgungsschaltung, in der ein bipolares Bauteil verwendet
wird;
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2 einen
Schaltplan einer herkömmlichen
Stromversorgungsschaltung, in der ein MOSFET verwendet wird;
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3(a) bis 3(e) Diagramme
zum Erklären
des Zusammenhangs zwischen der Wechselspannung und dem Wechselstrom
einer herkömmlichen
Stromversorgungsschaltung mit Schalttransistoren (bipolarer Transistor
und MOSFET);
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4(a) und 4(b) Diagramme
zum Erklären
des Zusammenhangs zwischen einer Stromkurve in Form eines Einheitssprungs,
dem Grundschwingungsstrom i1 und dem harmonischen
Strom in beim gleichwertigen Beschreiben
des Wechselstroms in 3(a) bis 3(e) durch Fourier-Reihen;
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5 einen
Schaltplan einer Stromversorgungsschaltung;
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6(a) bis 6(d) Diagramme
zum Erklären
der Ein- und Ausschaltvorgänge
des Schalttransistors in 5;
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7(a) eine Ersatzschaltung, die gilt, wenn sich
der in 6(a) bis 6(d) dargestellte
Schalttransistor im sperrenden Zustand befindet, und 7(b) die Wechselspannungskurve V3, die in einer
Tertiärwicklung
induziert wird;
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8(a), 8(b) und 8(c) Kurvenverläufe in Teilen der Schaltung
in 5;
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9 einen
Schaltplan einer Abwandlung der Stromversorgungsschaltung in 5;
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10 eine
Ausführungsform,
in der die Stromversorgungsschaltung der Erfindung in einer Horizontalablenkschaltung
eines Fernsehempfängers
eingesetzt wird;
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11 einen
Schaltplan einer weiteren Stromversorgungsschaltung;
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12(a) und 12(b) Diagramme
zum Erklären
der Ein- und Ausschaltvorgänge
des Schalttransistors in 11;
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13(a) bis 13(d) Betriebskurven
der primär-
und sekundärseitigen
Ströme
und der Kollektorspannung eines Schalttransistors;
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14(a) und 14(b) Diagramme
zum Erläutern
des Ladestroms, der in den Kon densator C1 fließt;
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15 eine
Abwandlung der Stromversorgungsschaltung in 11;
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16 eine
erklärende
Skizze zum Betrieb der Schaltung in 15;
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17 eine
weitere Abwandlung der Stromversorgungsschaltung in 11;
und
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18(a), 18(b) und 18(c) Skizzen der Betriebskurven der Wechselströme in 11, 15 und 17.
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In
den Zeichnungen werden zur Vereinfachung der Beschreibung die Bezugszeichen
in 1 bis 4 dazu verwendet, ähnliche
oder gleichwertige Elemente zu bezeichnen.
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5 zeigt
den Schaltplan einer Stromversorgungsschaltung.
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In 5 werden
zur Vereinfachung der Beschreibung die Bezugszeichen aus 1 dazu
verwendet, ähnliche
oder gleichwertige Elemente zu bezeichnen.
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In 5 ist
eine Wechselspannungsquelle PS1 an eine Brückengleichrichter-Schaltung DB1 angeschlossen.
Der Ausgang der Brückengleichrichter-Schaltung
DB1 ist an einen Kondensator C5 angeschlossen, der eine geringe
Kapazität
aufweist und Rauschen entfernen soll, und an eine Seite einer Primärwicklung LP
eines Transformators T1. Die andere Seite der Primärwicklung
LP des Transformators T1 ist an den Kollektor eines Transistors
Q1 angeschlossen, der als Schaltbauteil dient. Ein Einweg-Gleichrichter,
der aus einer Diode D1 und einem Kondensator C2 besteht, ist an
eine einphasige Wechselspannungs-Rückführleitung der Wechselspannungsquelle
PS1 und in der folgenden Stufe an eine Spannungsregelschaltung IC1
angeschlossen. Der Ausgang dieser Spannungsregelschaltung IC1 ist
an die Basis des Transistors Q1 gelegt, damit der Stromweg der Primärwicklung
des Transformators T1 und die sekundärseitige Ausgangsspannung EB
reguliert werden.
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Eine
Tertiärwicklung
L1 ist mit einer Seite der Primärwicklung
LP und über
einen Kondensator C1 mit dem Bezugspotential verbunden.
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Eine
Sekundärwicklung
L2 ist mit einer Einweg-Gleichrichterschaltung verbunden, die aus
einer Diode D4 und einem Glättungskondensator
C4 besteht und eine stabilisierte Spannung EB an einen Anschluss 1 ausgibt.
Die Schwankung der Ausgangsspannung EB am Anschluss 1 wird
von einem Fehlerverstärker
IC2 erfasst. Dessen Er fassungsergebnis wird als Rückführsignal
in die Spannungsregelschaltung IC1 eingegeben.
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Das
Rückführsignal
wird hinsichtlich der Rauscheigenschaften mit einem Optokoppler
zurückgeführt. Der
Optokoppler enthält
eine Steuerdiode A1 und einen Transistor Q2. Die Ansteuerspannung
für die
Spannungsregelschaltung und den Optokoppler gewinnt man durch das
Gleichrichten der Ausgangsspannung, die in einer vierten Wicklung
L4 des Transformators T1 induziert wird, mit einer Einweg-Gleichrichterdiode
D2 und anschließender
Glättung
in einem Glättungskondensator
C3.
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Die
Arbeitsweise der in 5 dargestellten Stromversorgungsschaltung
wird nun anhand von 6, 7 und 8 beschrieben.
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Die
Wechselspannungsquelle PS1 liegt über die Gleichrichterdiode
DB1 direkt am Verbindungsknoten der Tertiärwicklung L1 mit der Primärwicklung
LP des Transformators T1. Das Schalten des Schalttransistors Q1
wird vom Ausgang der Spannungsregelschaltung IC1 gesteuert. Die
Steuerspannung erhält
man durch das Erfassen der sekundärseitigen gleichgerichteten
Ausgangsspannung EB durch den Fehlerverstärker IC2; sie wird über einen
Optokoppler Q2 zurückgeführt, damit
man die Ausgangsspannung EB auf einen konstanten Pegel regeln kann.
Ferner wird der Spannungsregelschaltung IC1 eine gleichgerichtete
Spannung von einer Startschaltung aus D1 und C1 zugeführt, wenn
Wechselspannung eingegeben wird. Nachdem die Schaltung ihren stationären Zustand
erreicht hat, wird die Spannung VCC, die man durch das Gleichrichten
der Spannung gewinnt, die in der Wicklung L4 des Schalttransformators
induziert wird, als Versorgungsspannung zugeführt. Die Schaltung in 5 enthält insgesamt
einen Zeilen-Schaltregler
(stabilisierte Stromversorgung). Damit erhält man die sekundärseitig
gleichgerichtete Ausgangsspannung EB während der Zeilenrücklaufperiode
des Schalttransistors, der in diesem Intervall sperrt.
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Die
Betriebszustände
des Transistors Q1 und der Diodenbrücke DB1 werden anhand der folgenden vier
Modi erklärt,
siehe 6(a), 6(b), 6(c) und 6(d).
- 6(a) --- Q1 leitet, DB1 sperrt;
- 6(b) --- Q1 sperrt, DB1 sperrt;
- 6(c) --- Q1 leitet, DB1 leitet;
und
- 6(d) --- Q1 sperrt, DB1 leitet.
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Jeder
obige Status entspricht einem Betriebszustand in den vier Modi.
Im Weiteren werden die in 6(a), 6(b), 6(c) und 6(d) dargestellten Modi als Modus A, Modus B,
Modus C und Modus D bezeichnet.
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Die
Modi A und B sind von den vier Modi die Betriebszustände, in
denen sich die Gleichrichterdiode DB1 im Sperrzustand befindet.
Ist der Schalttransistor Q1 leitend, so wird der Primärstrom i1 vom Glättungskondensator
C1 zur Primärwicklung
LP und zur Tertiärwicklung
L1 geleitet; dies ist der Modus A. Sperrt der Schalttransistor Q1,
so wird die während
der Einschaltdauer im Schalttransformator T1 gespeicherte elektromagnetische
Energie als Sekundärstrom
freigesetzt, und man erhält
die Ausgangsspannung EB. Eine Ersatzschaltung für die Wechselspannungsquelle,
die Gleichrichterdiode DB1 und die Tertiärwicklung L1 ist in 7(a) dargestellt. Die in der Tertiärwicklung
L1 induzierten Wechselspannungskurven mit den Spitzenwerten V31
und V32 sind in 7(b) dargestellt. 8(a), 8(b) und 8(c) zeigen die Wechselspannungskurve, die Stromkurve
und die Spannung V3, die in der Tertiärwicklung induziert wird.
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Bezeichnet
man die Gleichspannung, die am Glättungskondensator C1 erzeugt
wird, mit Ei, die in der Tertiärwicklung
L1 des Schalttransformators induzierte Spannung mit V3, die negative
Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt,
siehe 7(a) und 7(b),
mit V31 und die Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalttransistor
Q1 leitet, mit V32, so hat die Wechselspannung VAC eine sinusförmige Hüllkurve,
die mit der Zeit anwächst.
Damit wird zum Zeitpunkt t1 in 8(a), 8(b) und 8(c),
wenn gilt VAC + V31 ≥ Ei, die Gleichrichterdiode DB1 zum ersten
Mal leitend, wogegen der Schalttransistor Q1 sperrt. Dadurch fließt der Gleichrichterstrom
id und lädt
den Glättungskondensator
C1 auf, siehe dem Modus D.
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Wird
nun das Schaltelement Q1 leitend, so entlädt sich der Glättungskondensator
C1 mit dem Primärstrom
i1 in die Tertiärwicklung L1 und die Primärwicklung
LP. Im Gegensatz zum obigen Fall wird eine positive Spannung V32
in der Tertiärwicklung
L1 induziert. Diese Spannung ist der Leitrichtung der Gleichrichterdiode DB1
entgegengerichtet.
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Nun
ist VAC – V32
kleiner als Ei (d. h., VAC – V32 < Ei),
und die Gleichrichterdiode DB1 leitet nicht, und der Betrieb gleicht
dem Status im Modus A.
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Ist
daher über
die gesamte Periode VAC – V32
kleiner als Ei, so tritt der Status des
Modus C nicht auf. Die Gleichrichterdiode DB1 wird wieder leitend
und der Glättungskondensator
C1 wird geladen. Da diese Abläufe
für die
Perioden von t1 bis t6 wiederholt werden, wird die Einschaltdauer
der Diode DB1 gleich der Periode von t1 bis t6.
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Nun
wird die Einschaltdauer τ der
Gleichrichterdiode DB1 einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung,
siehe 3, mit der Einschaltdauer der
Stromversorgungsschaltung in 5 verglichen.
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Im
stationären
Zustand gilt die in Durchlassrichtung der Gleichrichterdiode DB1
anliegende Spannung für
die Dauer, in der die Spannungsbeziehung VAC – Ei bei
einer herkömmlichen
Stromversorgungsschaltung richtig ist. In dem Intervall, in dem
der Schalttransistor Q1 sperrt, gilt die Spannungsbeziehung VAC
+ V31 – Ei in der Stromversorgungsschaltung nach 5.
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Damit
wird die Vorspannung der Gleichrichterdiode DB1 in Durchlassrichtung
bei der gleichen Wechselspannung in der Stromversorgungsschaltung
nach 5 größer. Zudem
wird der Zeitpunkt t1, zu dem die Gleichrichterdiode DB1 leitend
wird, in der Schaltung der Erfindung schneller erreicht.
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Wird
ferner der Schalttransistor Q1 leitend gehalten, so bleibt die Gleichrichterdiode
DB1 gesperrt. Bleibt das Verhältnis
der Sperrdauer zur Einschaltdauer des Schalttransistors Q1 auf dem
Wert 1:1, so erhöht sich
dementsprechend die Breite um den Faktor zwei oder mehr.
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Dadurch
verlängert
sich in der Stromversorgungsschaltung nach 5 bezogen
auf eine herkömmliche
Stromversorgungsschaltung die leitende Zeitspanne der Gleichrichterdiode
DB1, der Leistungsfaktor nimmt zu, und der harmonische Strom in nimmt ab.
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Nimmt
zu diesem Zeitpunkt die in der Sperrzeit des Schalttransistors Q1
erzeugte Spannung V31 zu, indem man die Windungszahl der Tertiärwicklung
L1 erhöht,
so wird der Zeitpunkt vorverlegt, zu dem die Gleichrichterdiode
DB1 leitend wird, und der Leistungsfaktor nimmt nochmals zu. Wird
die relative Einschaltdauer des Schalttransistors Q1 verändert, so
kann man die äquivalente
Leitdauer τ der
Gleichrichterdiode verlängern,
wenn man die Einschaltzeit des Schalttransistors Q1 länger macht
als die Sperrzeit.
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Da
der Glättungskondensator
C1 als wesentliche Komponente bereitgestellt wird, hat die Stromversorgungsschaltung
den Vorzug, dass der Kollektorstrom des Schalttransistors Q1 einen
mittleren Wert annimmt. Man kann einen billigen stromgesteuerten
Schalttransistor Q1 verwenden, und es ist nicht nötig, die
Bemessung des Schalttransformators und des Schalttransistors stark
zu vergrößern.
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Zudem
hat die Stromversorgungsschaltung verglichen mit einer spannungsgesteuerten
Schaltung aufgrund der Zeitkonstante eines Kondensators eine bessere
Wirkung gegen kurzzeitige Ausfälle
und Spannungsschwankungen des Wechselstromnetzes. Damit kann man
eine stabilisierte Spannung erzielen, bei der einer Schwankung nicht
sofort eine Schwankung der Ausgangsspannung folgt.
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Da
die Leitdauer τ der
Gleichrichterdiode DB1 länger
ist als bei der Schaltung in 1, nimmt
die Spannungswelligkeit am Glättungskondensator
C1 ab, und man kann seine Kapazität klein bemessen.
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So
wie die Tertiärwicklung
L1 gewickelt ist, siehe 5, ist die in der Tertiärwicklung
L1 während
der Sperrdauer des Schalttransistors Q1 induzierte negative Spannung
V31 proportional zur gleichgerichteten Ausgangsspannung EB der Spannung,
die in der Sekundärwicklung
induziert wird. Da sie andererseits vom Fehlersignal aus dem Fehlerverstärker IC2
geregelt wird, damit die gleichgerichtete Ausgangsspannung EB konstant
bleibt, wird die negative Spannung ebenfalls konstant gehalten.
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In
einem Status, in dem durch einen Abfall der Eingangswechselspannung
der Laststrom zunimmt (Zunahme der harmonischen Komponenten), d.
h. im Überlaststatus,
wird es möglich,
die Schwankungen des Leistungsfaktors und das Auftreten von harmonischen
Komponenten zu unterdrücken,
weil eine negative Spannung entsprechend der Zunahme des Laststroms
anwächst
und Schwankungskomponenten in den Eingangssignalen auf konstante
Pegel geregelt werden.
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Die
Leitdauer τ der
Gleichrichterdiode DB1 verlängert
sich entsprechend, wenn man die negative Spannung V31 der Tertiärwicklung
L1 verwendet. Es ist daher möglich,
eine Stromversorgungsschaltung, die einen hohen Leistungsfaktor
hat, mit einer einfachen Schaltungsstruktur bereitzustellen.
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9 zeigt
einen Vorwärts-Schaltregler,
der mit einer Stromversorgungsschal tung der Erfindung ausgerüstet ist.
Dabei ist eine Drosselspule L5 und eine Diode D5 aufgenommen, die
mit der Sekundärseite
des Transformators T1 verbunden sind. In 9 erhält man die
sekundärseitige
gleichgerichtete Spannung EB, indem der Strom iON während der
Einschaltdauer des Schalttransistors Q1 in Richtung der durchgezogenen Linie
durch die Drosselspule L5 fließt,
und während
der Sperrdauer der Strom iOFF in Richtung
der gestrichelten Linie.
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10 zeigt
eine Schaltung der Erfindung, die eine Horizontalablenkschaltung
eines Fernsehempfängers
enthält.
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Zunächst wird
der Aufbau der Schaltung in 10 erklärt.
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Die
Einphasen-Wechselstromleitung der Wechselstromversorgung PS1 wird
mit der Brückengleichrichter-Schaltung
DB1 verbunden. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 ist mit
einem Längsregler 10 verbunden,
der einen Transistor Q11 mit der Basis an Masse enthält.
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Weiterhin
ist der Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 über den Kondensator C1 und
die Sekundärwicklung
L12 des Transformators T3 mit dem Bezugspotential verbunden.
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Der
Längsregler 10 besteht
aus einer Fehlererfassungsschaltung 11, einem Rückführwiderstand
R11, Einstellwiderständen
R12, R13, R14 und R15 und einem Einstellkondensator C11. Ein Glättungskondensator C12
ist am Ausgang parallel zum Längsregler 10 geschaltet.
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Der
Transformator T2 ist ein Zeilenansteuertransformator. Zeilenansteuerimpulse
aus einer Zeilenoszillatorschaltung (nicht dargestellt) werden der
Basis eines Transistors Q7 zugeführt.
Die Eingabewicklung LD1 des Transformators T2 wird vom Kollektorausgang
des Transistors Q7 angesteuert.
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In
einer Zeilenablenkschaltung 20 werden Zeilenansteuerimpulse
einem Ausgabetransistor Q21 über eine
Ausgangswicklung LD2 des Ansteuertransformators T2 zugeführt. Eine
Zeilendiode D21, ein Resonanzkondensator C21 und eine Ablenkspule
Ly in Reihe zu einem s-förmigen
Korrekturkondensator CS sind parallel zueinander geschaltet.
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Die
Spannung vom Ausgangsanschluss 1 des Längsreglers wird den Transformatoren
T2 und T4 als Betriebsspannung zugeführt.
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Ferner
ist eine Sekundärwicklung
L10, die als Ausgangswicklung L10 des Transformators T2 mit der Primärwicklung
L11 des Impulstransformators T3 verbunden ist, magnetisch mit der
Ausgangswicklung L10 des Ansteuertransformators T2 gekoppelt.
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Im
Folgenden wird die Arbeitsweise der Schaltung in 10 erklärt.
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Der
Impulstransformator T3 ist zwischen die Gleichrichterdiode DB1 und
den Glättungskondensator C1
geschaltet. Der stabilisierten Stromversorgungsschaltung 10 wird
elektrische Energie vom Verbindungsknoten einer Sekundärwicklung
L12 des Impulstransformators T3 und dem Ausgang der Gleichrichterdiode DB1
zugeführt.
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Die
Ausgangswicklung L10 des Ansteuertransformators T2 ist mit der Primärwicklung
L11 des Impulstransformators T3 verbunden. Die in dieser Wicklung
L10 induzierte Rechteckimpulsspannung ist an der Sekundärwicklung
L12 des Impulstransformators T3 vorhanden.
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Die
Rechteckimpulsspannung hat den gleichen Verlauf, der in 7(a) und 7(b) dargestellt
ist.
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Diese
Spannung spannt die Diode DB1 in der Gleichrichterschaltung in Sperr- oder Durchlassrichtung vor.
Damit fließt
der gleichgerichtete Strom id wie in 10 dargestellt.
Wie bereits erklärt
wird der Laststrom i1 dem Längsregler
während
der Periode zugeführt,
in der eine positive Spannung V32 erzeugt wird. Das Wiederholen
dieses Vorgangs macht es möglich,
die Leitdauer der Gleichrichterdiode DB1 zu verlängern und den Leistungsfaktor
zu erhöhen.
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11 zeigt
eine weitere Stromversorgungsschaltung.
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In 11 werden
die gleichen Elemente wie in 1 anhand
der gleichen Bezugszeichen wie in 1 erklärt.
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Die
Wechselspannungsquelle PS1 ist über
die Brückengleichrichterschaltung DB1
mit einem Kondensator C5 verbunden, der eine kleine Kapazität hat und
Rauschen entfernt. Die Drosselspule L6 ist an den Ausgang der Gleichrichterschaltung
DB1 angeschlossen. Die Drosselspule L6 ist auch mit der Anode der
Gleichrichterdiode D6 verbunden. Die Kathode dieser Gleichrichterdiode
D6 ist an die Primärwicklung
LP des Transformators T1 und an den Kollektor des Transistors Q1
angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q1 liegt am Bezugspotential,
und in die Basis des Transistors Q1 wird ein Steuersignal aus dem
Spannungsregler IC1 eingegeben.
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Die
andere Seite der Primärwicklung
LP des Transformators T1 liegt über
den Kondensator C1 am Bezugspotential. Die Sekundärwicklung
L2 des Transformators T1 gibt über
die Gleichrichter- und Glättungsschaltungen
D4 bzw. C4 Spannung an den Ausgangsanschluss 1 ab. Der
Ausgang der Gleichrichter- und Glättungsschaltungen D4 bzw. C4
ist mit dem Fehlerverstärker
IC2 verbunden. Dem Optokoppler, der zwischen den Fehlerverstärker IC2
und den Ausgang geschaltet ist, wird ein Fehlersignal zugeführt. Der
Optokoppler enthält
eine Diode A1 und einen Transistor Q2. Der Ausgang des Transistors
Q2 ist an die Spannungsregelschaltung IC1 angeschlossen. Der Basis
des Transistors Q1 wird ein Steuersignal zum Regeln des Ausgangsspannungswerts
EB zugeführt.
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Der
Spannungsregelschaltung IC1 wird über die Gleichrichterschaltung
D1 ein Startsignal aus der Einphasen-Wechselstrom-Rückführleitung
zugeleitet. Die Versorgungsspannung VCC für den Transistor Q2 des Optokopplers
und die Spannungsregelschaltung IC1 wird aus dem gleichgerichteten
Signal einer Tertiärwicklung
L4 des Transformators über
die Gleichrichterdiode und den Glättungskondensator C3 zugeführt. Die
Versorgungsspannung VCC und das Startsignal werden über eine
gemeinsame Leitung in die Spannungsregelschaltung IC1 eingegeben.
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Die
Arbeitsweise der Schaltung in 11 wird
nun anhand von 12(a), 12(b), 13(a), 13(b) und 13(c) erklärt.
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12(a) zeigt den Schalttransistor Q1 im leitenden
Zustand. 12(b) zeigt den Schalttransistor
Q1 im sperrenden Zustand.
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Sperrt
der Schalttransistor Q1, so lädt
der Primärstrom
iL1 den Kondensator C1 über die Drosselspule L6. Der
Glättungskondensator
C1 glättet
die pulsierende Wechselspannungskurve, und die Ausgangsspannung
Ei des Glättungskondensators C1 und die
Wechselspannung VAC bringen die Gleichrichterdiode DB1 zum Leiten.
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Fließt der Strom
in Durchlassrichtung der Dioden DB1 und D6, so wird die Änderung
der Spannung, die der zeitlichen Änderung des Stroms folgt, von
der Drosselspule L6 verursacht. Diese Zeitabhängigkeit ist ein linearer Zusammenhang
und wird durch das Laden bzw. Entladen der elektromagnetisch induzierten
Energie verursacht, die durch die Ein- und Ausschaltvorgänge des
Schalttransistors Q1 entsteht.
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Der
während
der Sperrphase zum Kondensator C1 fließende Strom erzeugt durch das
Laden des Kondensators C1 eine Spannung. Diese Spannung hat die
Form rechteckiger Impulse und wird an den Kollektor des Transistors
Q1 angelegt.
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Nun
sei der über
die Drosselspule L6 durch die Primärwicklung LP des Transformators
T1 fließende Strom
mit iL1 bezeichnet, und der Strom, der durch
die Entladung des Kondensators C1 fließt, sei mit i1 bezeichnet.
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Der
sekundärseitige
Strom i2 wird durch die Polarität der Diode
und den Strom der Primärwicklung
in der Einweggleichrichter-Schaltung D4 bestimmt.
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Die
Arbeitsweise der Schaltung wird nun anhand der Betriebskurven im
Einzelnen dargestellt.
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Schaltet
der Schalttransistor Q1 durch, so fließt der Strom i
L1 von
der Wechselspannungsquelle PS1 über
die Drosselspule L6. Durch die Spannung E
i,
die vorher im Glättungskondensators
C1 aufgebaut wurde, fließt
der Strom i
1 zur Primärwicklung des Schalttransformators.
Die Kurven der Betriebsströme
in diesem Zeitintervall sind in
13(a),
13(b) und
13(c) dargestellt.
Die Ströme
i
L1 und i
1 ändern sich
in Abhängigkeit
von der Zeit nahezu linear. Damit wird während der Zeit, zu der Q1 leitet,
in den Induktivitäten
L6 bzw. Lp die elektromagnetische Energie nach Gleichung 4 gespeichert. [Gleichung
4]
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Hat
die Wechselspannungsquelle VAC den Verlauf Em sin(ωt + ø), und
ist die Spannung am Glättungskondensator
E
i mit einem Anfangswert 0, so erhält man die Ströme i
L1 und i
1 während der
Einschaltdauer von Q1 aus den Gleichungen 5. [Gleichungen
5]
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Ist
in 13(a), 13(b) und 13(c) der Zeitpunkt t1 erreicht, so sperrt der
Schalttransistor Q1. Damit wird die vorher in der Primärwicklung
LP des Schalttransformators T1 gespeicherte elektromagnetische Energie
als Strom i2 in der Sekundärwicklung
freigesetzt. Dieser wird gleichgerichtet und geglättet, siehe 12(a) und 12(b),
so dass man die Ausgangsspannung EB erhält.
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Zudem
wird die in der ersten Drosselspule L6 gespeicherte Energie als
Strom iL1 freigesetzt, der von der ersten
Drosselspule L6 durch die Diode D2 und die Primärwicklung LP zum Glättungskondensator
C1 fließt und
den Kondensator C1 lädt.
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Betrachtet
man den in
13(a),
13(b) und
13(c) angegebenen Zeitpunkt t1 als Bezugszeit 0
(Koordinatenursprung), und bezeichnet man die zum Zeitpunkt t1 durch
die Schaltung fließenden
Ströme (Anfangsbedingungen)
mit i
L1(0) und i
1(0),
so ist der Strom i
L1(TOFF), der durch die
erste Spule LP fließt,
wenn Q1 sperrt, anders ausgedrückt
der Strom i
C1, der in den Glättungskondensator
C1 fließt,
durch die folgende Gleichung 6 gegeben. Dabei gilt für die Wechselspannungsquelle
Em sin ω (t
+ T
ON + ø/ω), und die Kapazität des Glättungskondensators
C1 ist so groß,
dass man ihn für
Wechselstrom als Kurzschluss betrachten kann. Em stellt eine sinusförmig umhüllte Amplitude
dar. ω bezeichnet
eine Kreisfrequenz. T
ON bezeichnet die Einschaltdauer
des Transistors. ø stellt
eine Anfangsphase dar. [Gleichung
6]
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Der
erste Term in Gleichung 6 oben bezeichnet den Ladestrom aus der
Wech selspannungsquelle. Auch der zweite Term bezeichnet den Ladestrom
aufgrund des Anfangsstroms, der zum Zeitpunkt t1 durch die Schaltung
fließt.
Der dritte Term bezeichnet den Strom, der vom Glättungskondensator zurück zur Spannungsquelle
fließt.
Aus Gleichung 6 erhält
man die Ströme
i
L1(0) und i1(0) gemäß der folgenden Gleichungen
7 [Gleichungen
7]
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Ist
die leitende Periode T
ON des Schalttransistors
Q1 verglichen mit der Periode von 20 Millisekunden (Wechselspannungsfrequenz
50 Hz) der Wechselspannungsquelle PS1 ausreichend kurz, so gilt
die Näherung
gemäß der folgenden
Gleichung 8. [Gleichung
8]
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Daraus
erhält
man die folgende Gleichung 9. [Gleichung
9]
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Den
Kollektorstrom i
C1(t1) zum Zeitpunkt (t
= t1), zu dem der Schalttransistor gesperrt wird, und den Kondensatorladestrom
i
C1(t) zum Zeitpunkt (t = t2), zu dem der
Schalttransistor eingeschaltet wird, erhält man wie unten dargestellt,
indem man t = 0 bzw. t = T
OFF in Gleichung
9 einsetzt und den Kondensatorladestrom i
C1 berechnet. [Gleichung
10]
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In
Gleichung 10 stellt der erste Term den Ladestrom des Glättungskondensators
dar, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt, und der zweite Term stellt
den Entladestrom dar. Wird zu einem Zeitpunkt, zu dem die Wechselspannungsquelle
eine große
Spannung hat, der Wert des ersten Terms größer als der Wert des zweiten
Terms, so werden die Dioden DB1 und D6 leitend, und der Ladestrom
fließt
in den Glättungskondensator C1.
Die Bedingungen für
das Leiten der Dioden DB1 und D6 zu diesem Zeitpunkt erhält man aus
den Gleichungen 11. [Gleichungen
11]
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In
der Periode, in der die Anfangsphase von einer Periode 2π von der
Anfangsphase ø/ω abgezogen wird,
siehe die obige Gleichung, d. h. in der Periode von t1 bis t2 in 18(a), 18(b) und 18(c), sind die Dioden DB1 und D6 leitend. Der
gleichgerichtete Strom fließt
von der Wechselspannungsquelle in den Glättungskondensator. Dieser Status
ist in 18(a), 18(b) und 18(c) dargestellt.
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Die
Spannung am Glättungskondensator
C1 zu diesem Zeitpunkt hängt
vom Zu sammenhang mit der Spannung ab, wenn der Schalttransistor
Q1 abgeschaltet wird, und nimmt nahezu den gleichen Wert an wie bei
einer herkömmlichen
Brückengleichrichter-Schaltung.
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In 12(a) und 12(b) ist
die Spannung, die am Knoten G in der Sperrzeit des Schalttransistors Q1
erscheint, gegeben durch VA = Em/TOFF.
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Die
in der Primärwicklung
LP des Schalttransformators T1 induzierte Spannung nimmt dagegen
den Wert VLP = V1 = (TON/TOFF)
an.
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Hat
das Einschaltdauerverhältnis
des Ein/Ausschaltbetriebs des Schalttransistors Q1 den Wert 1:1,
so gilt VA = 2VAC und VLP = v1 = Ei. Für die Schaltung
in 12(a) und 12(b) nimmt
die Vorspannung der Gleichrichterdiode in Durchlassrichtung mit
VAC zu und verringert sich mit V1.
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Wegen
des Zusammenhangs Em > V1
der Amplitude der Wechselspannungsquelle (VAC = Em sin ω t), wächst die
Spannung Ei am Glättungskondensator geringfügig höher als
bei einer herkömmlichen
Schaltung. Ist der Laststrom gering, so ist diese Differenz jedoch
kleiner als 10 Volt. Daher nimmt die Spannung Ei am
Glättungskondensator
C1 der Schaltung, siehe 1, nahezu den gleichen Wert
an wie in der Schaltung in 11.
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Durch
die beschriebenen Vorgänge
wird die Zeitdauer τ des
gleichgerichteten Stroms lang, und man kann den Leistungsfaktor
fördern
und hochfrequente Ströme
verringern. 14(a) und 14(b) zeigen
Skizzen der Kurven des Kollektorstroms iC1, den man in den Ein-
und Ausschaltzeiten des Schalttransistors Q1 beobachtet, und der
in der Zeitspanne (dem Anfangszustand) in den Glättungskondensator C1 fließt, in der der
durch die erste Drosselspule L6 fließende Strom iL1 klein
ist, und in der Zeitspanne, in der der Strom seinen größten Wert
annimmt.
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Solange
der Schalttransistor Q1 im leitenden Zustand gehalten wird, fließt der Strom
iL1 durch die Drosselspule L1. Man kann
sehen, dass der Gleichpegel des Kollektorstroms iC1 größer wird
und der Glättungskondensator
C1 geladen wird, wenn der durch die Drosselspule L1 fließende Strom
groß wird.
Aufgrund der Vorspannungsbedingung der Gleichrichterdiode DB1 wird
die Ansteuerfähigkeit
der zweiten Seite verbessert.
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Anhand
von 15 und 17 werden
nun Abwandlungen der Stromversorgungsschaltung beschrieben.
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In 15 ist
die Diode 6 zwischen die Drosselspule L6 geschaltet, die mit dem
Ausgang der Brückengleichrichter-Schaltung
verbunden ist, und die Primärwicklung
LP des Transformators T1, siehe 11. Eine Reihenschaltung
aus der Drosselspule L7 und der Diode D7 liegt parallel zu der Diode
D6 und der Primärwicklung
LP. Das andere Ende dieser Reihenschaltung ist über den Kondensator C1 mit
dem Bezugspotential kurzgeschlossen. Der andere Teil der Schaltungsanordnung
unterscheidet sich nicht von 11, und
gleichen Elementen sind für
die Erklärung
die gleichen Bezugszeichen zugewiesen.
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Die
Arbeitsweise dieser Schaltung wird anhand von 16 erklärt.
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Gleichung
12 unten erhält
man, wenn man für
die Eingangswechselspannung VAC ansetzt VAC = Em sin ω (t + TON
+ ø/ω). [Gleichung
12]
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Befindet
sich in der Schaltung in 16 der
Schalttransistor Q1 in der Sperrphase, so fließt der durch die erste Drosselspule
L6 fließende
Strom iL1 über die Primärwicklung
LP des Schalttransformators auch in den Glättungskondensator C1. Zudem ändert sich
der Spitzenwert dieses Stroms iL1 mit der
gleichen Frequenz wie die Wechselspannungsquelle. Ist der sekundärseitige
Ausgangsstrom (negativer Strom) groß, so wird der Strom iL1 ebenfalls groß, und die Welligkeit der Versorgungsspannungsperiode kann
in manchen Fällen
in der Ausgangsspannung auftreten.
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Ferner
kann man Gleichung 9 entnehmen, dass bei großem negativen Strom ein entsprechender
Ladestrom von der Wechselspannungsquelle zunimmt. Daher muss man
den Wert der ersten Drosselspule L6 verkleinern. In diesem Fall
ist ein Schalttransistor Q1 erforderlich, der hinsichtlich des Stroms,
der Spannung usw. elektrisch ausreichend bemessen ist. Der Strom
iL6, der bei sperrendem Schalttransistor
Q1 durch die erste Drosselspule L6 fließt, verzweigt sich in den Strom
iL7, der zur zweiten Drosselspule fließt, und
in den Strom iL1, der zur Primärwicklung
fließt.
Da man eine Stromänderungsgröße in der
Primärwicklung
durch Verzweigung des Stroms verhindern kann, kann man den Welligkeitsfaktor
durch einen Induktivitätswert
verringern. Dieser Effekt wird im Weiteren anhand von Gleichung
12 quantitativ erklärt.
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Die
Induktivität
L im Nenner des ersten Terms von Gleichung 12 ist der Wert, der
durch die Parallelschaltung der zweiten Drosselspule L7 und der
Induktivität
der Primärwicklung
LP entsteht. Damit wird auch im Fall des gleichen Werts für LP der
Nenner klein, und man kann eine Lastzunahme verkraften, ohne den Wert
von LP zu verringern und die Kennwerte des Schalttransistors Q1
zu vergrößern.
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Die
Schaltung in 15 ist Beispiel, das sich für eine Lastzunahme
eignet. Damit ist es möglich,
eine derartige Stromversorgungsschaltung aufzubauen, ohne die Schaltungsbauteile
zu verwenden, die sonst für eine
Lastzunahme erforderlich sind, nämlich
Induktivitäten
und größer bemessene
Schaltelemente.
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17 zeigt
eine andere Abwandlung des Beispiels in 15, in
dem weitere Elemente zugefügt sind,
um den Phasenwinkel der Einschaltdauer zu vergrößern. In 17 erzielt
man die Erweiterung des Phasenwinkels der Einschaltdauer dadurch,
dass man den Kondensator C7 parallel zur Diode D7 der Reihenschaltung
anschließt.
Mit dem Beispiel in 17 kann man einen gleichgerichteten
Wechselstrom (siehe 18(c)) über die
ganze Periode erhalten, und zwar unabhängig von der Polarität der Diode.
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In
den Schaltungen nach 11 und 15 ist
eine Periode ø/ω vorhanden,
in der kein gleichgerichteter Strom fließt, siehe 18(b). Man kann den gleichgerichteten Strom jedoch
auch in dieser Periode erhalten, siehe 18(c),
indem man einen Kondensator parallel zu einer Diode schaltet.
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Die
Erfindung kann wie beschrieben eine ganz besonders bevorzugte Stromver
sorgungsschaltung bereitstellen, bei der der Wirkungsgrad der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umsetzung
höher ist,
weil der Leistungsfaktor der Wechselspannungsquellen besser wird.
D. h., harmonische Komponenten werden durch das Verlängern der
leitende Zeitspanne von Gleichrichterdioden unterdrückt.