DE69434615T2

DE69434615T2 - Leistungsschaltung

Info

Publication number: DE69434615T2
Application number: DE69434615T
Authority: DE
Inventors: Masashi Ochiai
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-11-15
Filing date: 1994-11-15
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2014-11-16
Also published as: KR950015942A; JPH07143751A; US5581451A; DE69420672T2; EP0837546A3; DE69420672D1; JP3260024B2; EP0653831B1; EP0837546B1; EP0653831A1; DE69434615D1; DE69434449T2; EP0837546A2; EP0837547A3; EP0837547A2; EP0837547B1; KR100221705B1; DE69434449D1

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung die Wechselstrom in Gleichstrom umsetzt, und insbesondere eine Stromversorgungsschaltung, die den Wechselstrom mit einem besseren Wirkungsgrad in Gleichstrom umsetzt.
Stromversorgungsschaltungen werden in zahlreichen Anwendungen eingesetzt, beispielsweise als Schaltungen, die Wechselstrom in Gleichstrom umsetzen oder als Schaltungen, die Gleichstrom in Gleichstrom umsetzen, usw. In die Entwicklung dieser Schaltungen ist der Umsetz-Wirkungsgrad, der Energie-Wirkungsgrad usw. bei solchen Anwendungen eingegangen. Für Einrichtungen mit hohem Energieverbrauch verwendet man hauptsächlich Stromversorgungen mit Schaltregler. Stromversorgungen mit Längsregler verwendet man dagegen für andere Vorrichtungen, die eine präzise Ausgangsspannung benötigen. Bei Stromversorgungen mit Schaltregler muss man die Schaltgeschwindigkeiten, die Welligkeitsfaktoren usw. beachten. Bei Stromversorgungen mit Längsregler muss man die Verluste in den Schaltungsbauteilen, den Übertragungs-Wirkungsgrad usw. untersuchen. Die Wirkleistungen in den Wechselstromschaltungen werden durch die Phasen zwischen den Spannungen und Strömen ermittelt. Das phasenabhängige Verhalten wird allgemein durch einen Leistungsfaktor ausgedrückt.
1 zeigt eine herkömmliche Stromversorgungsschaltung.
In 1 ist eine Doppelweg-Gleichrichterschaltung DB1 an eine Wechselspannungsquelle PS1 angeschlossen. Die Doppelweg-Gleichrichterschaltung DB1 liefert ihr gleichgerichtetes Ausgangssignal nach der Glättung in einem Glättungskondensator C5 an einen Schaltregler. d. h. an die Lastschaltung der Brückengleichrichter-Schaltung DB1. Dieser Schaltregler enthält einen Transformator T1 und einen Schalttransistor Q1. Eine Anlaufschaltung, die aus einer Einweg-Gleichrichterdiode D1 und einem Kondensator C2 besteht, ist ebenfalls an den Schaltregler angeschlossen, und zwar über einen Widerstand R2 an die Rückführleitung in der Einphasen-Wechselstromschleife der Brücken-Gleichrichterschaltung DB1.
In eine Spannungsregelschaltung IC1 wird ein Gleichspannungs-Ausgangssignal VCC aus einer Einweg-Gleichrichterschaltung D2 eingespeist, die an eine Tertiärwicklung L4 des Transformators T1 angeschlossen ist, und zwar nach der Glättung in einem Glättungskondensator C3. Das Ausgangssignal der Spannungsregelschaltung IC1 wird an die Basis des Transistors Q1 angelegt.
Der Kollektor des Transistors Q1 ist an eine Seite der Primärwicklung LP des Transformators T1 angeschlossen. Die andere Seite der Primärwicklung LP liegt am Glättungskondensator C5 und der Gleichrichterschaltung DB1.
Eine in der Sekundärwricklung L2 des Transformators T1 induzierte Wechselspannung wird in einer Diode D3 gleichgerichtet. Anschließend wird die von der Diode D3 gleichgerichtete Spannung nach der Glättung in einem Kondensator C4, der zwischen die Kathode der Diode D3 und die Bezugspotentialleitung geschaltet ist, am Ausgangsanschluss 1 der Stromversorgungsschaltung als stabilisierte Ausgangsspannung ausgegeben.
Ein Fehlerverstärker IC2, der Schwankungskomponenten der Ausgangsspannung erkennt, ist an die Kathode der Diode D3 angeschlossen. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers IC2 liegt an der Kathode einer Steuerdiode A1, die einen Teil eines Optokopplers bildet. Die Anode der Steuerdiode A1 ist über den Widerstand R5 an den Ausgangsanschluss 1 angeschlossen. Der Emitter eines Transistors Q2, der den anderen Teil des Optokopplers bildet, ist mit dem Steueranschluss einer Spannungsregelschaltung I_C1 verbunden. Der Kollektor ist über einen Widerstand R4 an den Gleichspannungsausgang VCC der Einweg-Gleichrichterschaltung D2 angeschlossen.
Es wird nun die Arbeitsweise der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung in 1 beschrieben. Dabei werden die in 3(a) bis 3(e) dargestellten Betriebskurvenverläufe verwendet.
Da der Glättungskondensator C5 vorhanden ist, fließt während der Periode τ, siehe 3(a), wenn die Eingangswechselspannung VAC größer ist als die gleichgerichtete Ausgangsspannung E_i, anders ausgedrückt in der Periode, in der die gleichgerichtete Ausgangsspannung E_i kleiner ist als die Eingangswechselspannung VAC, die der Addierschaltung zugeführt wird, ein pulsierender Wechselstrom, siehe 3(b) durch die Gleichrichterdiode DB1 und bringt die Diode DB1 in den leitenden Zustand. 3(c) zeigt zudem den Kollektorstrom des Transistors Q1.
Wegen der Welligkeit der Ausgangsspannung EB des Schaltreglers darf man generell die Kapazität des Glättungskondensators C5 nicht zu gering bemessen. Damit wird in diesem Fall die Einschaltdauer τ der Gleichrichterdiode außerordentlich gering.
Bei einer Messung erhält man für einen Wert von 470 μF für C1 und eine Ausgangsleistung von 80 Watt eine Einschaltdauer von ungefähr 2 bis 2,5 Millisekunden.
Damit beträgt für die Schaltung in 1 der Leistungsfaktor lediglich 0,6 (60 Prozent), und der Gehalt an Stromharmonischen im pulsierenden Strom der Wechselspannungsquelle ist hoch. Will man den Leistungsfaktor vergrößern und die Stromharmonischen verringern, so muss man die Einschaltdauer τ der Diode erhöhen. Beschreibt man den Strom i(t) allgemein durch eine Fourierreihe, so erhält man die folgende Gleichung 1 [Gleichung 1]
Ist i(t) eine Einheitssprungfunktion, siehe 4, so erhält man einen Gleichanteil a₀ und Wechselkomponenten a_n, b_n gemäß der folgenden Gleichung 2 [Gleichung 2]
Bezeichnet man den Effektivwert des Grundschwingungsstroms für n = 1 mit i₁, den Effektivwert eines Oberschwingungsstroms mit i_n, und den Effektivwert von i(t) mit i_rms, so erhält man den Zusammenhang zwischen i₁, i_n und i_rms aus Gleichung 3. [Gleichung 3]
Wird die Einschaltdauer τ₂ der Diode in Gleichung 3 größer, so nimmt der Grundschwingungsstrom i₁ zu und der Leistungsfaktor nimmt ebenfalls zu. Im Gegensatz dazu nimmt der Oberschwingungsstrom i_n ab.
Die Stromversorgungsschaltung in 2 ist dafür ausgelegt, den Leistungsfaktor zu verbessern. Die Stromversorgungsschaltung in 2 ist ein Beispiel, in dem ein MOSFET-Schalttransistor Q3 verwendet wird. Die anderen Teile sind mit Ausnahme des Glättungskondensators C5, der nach dem Gleichrichter nicht verwendet wird, identisch mit der Schaltung in 1. Die Stromversorgungsschaltung in 2 ist auch ein Beispiel, in dem der Leistungsgrad durch den Betrieb einer spannungsgesteuerten Vorrichtung verbessert wird, wobei für die meisten Betriebsmerkmale, beispielsweise die Schaltgeschwindigkeit usw. eine gleichgerichtete pulsierende Spannung verwendet wird.
Nach dem Gleichrichten der Wechselspannung ist kein Glättungskondensator C5 vorhanden. Der Schaltregler wird direkt mit Wechselspannung betrieben.
Da in diesem Fall der Schalttransistor Q3 während der gesamten Periode T arbeitet, erhöht sich entsprechend die Einschaltdauer der Gleichrichterdiode auf T/2, und man erzielt einen Leistungsfaktor von mehr als 0,9.
Neben der Verbesserung des Leistungsfaktors entstehen jedoch auch Nachteile, die im Weiteren erklärt werden.
Zunächst sei der Drain-Source-Strom i_DS, der durch einen Schalttransistor fließt, beispielsweise den MOSFET-Schalttransistor Q3 bei Betrieb, in 3(d) dargestellt. Die Stromhüllkurve ist sinusförmig, und damit wird der Drain-Source-Strom i_DS in Zeitintervallen klein, in denen die Wechselspannung niedrig ist, und er wird groß, wenn die Wechselspannung einen Spitzenwert annimmt.
Der Kollektorstrom i_CP des Transistors Q1 in 1 wird vom Glättungskondensator geglättet, siehe 3(c). Vergleicht man diesen Kollektorstrom mit dem Drain-Source-Strom i_DS des Transistors Q3 bei gleicher Last (dem gleichen mittleren Strom), so wird der Drain-Source-Strom i_DS des Transistors Q3 doppelt so groß wie der Kollektorstrom i_CP oder noch größer. Dadurch muss man den Transistor Q3 (MOSFET) stark bemessen, und man muss den Schalttransformatorkern wegen der Sättigung mit großen Abmessungen auslegen. Dadurch nehmen die Kosten zu.
Die Schaltung in 2 ist ein Beispiel, bei dem ein stromgesteuerter Bipolartransistor gegen einen spannungsgesteuerten Bipolartransistor ausgetauscht wurde. Die Eigenschaften einer Stromversorgungsschaltung mit einem MOSFET-Schalttransistor Q3 sind hinsichtlich der Merkmale Schaltgeschwindigkeit, Eingangsimpedanz usw. besser. Betrachtet man die Kosten, so ist nachteilig, dass die Kosten zunehmen, weil man das elektrische Leistungsvermögen überdimensionieren muss, und weil man hinsichtlich des größten Betriebsbereichs verglichen mit dem Bipolartransistor Teile mit großen Abmessungen verwenden muss.
Da die gleichgerichtete Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Schaltreglers zum Zweiten eine Welligkeit mit sinusförmiger Hüllkurve aufweist, siehe 3(e), wird es erforderlich, sekundärseitig einen Schaltregler mit Längsregelung oder eine Drosselspule bereitzustellen.
Drittens ist die Überbrückungszeit bei einem kurzen Ausfall der Wechselstromversorgung zu gering, da kein Glättungskondensator vorhanden ist. Es tritt also die Schwierigkeit auf, dass die Ausgangsspannung EB durch Schwankungen auf der Versorgungsleitung oder durch kurzzeitiges äußeres Rauschen stark einbricht, und dass auf dem Bildschirm Verzerrungen erscheinen, wenn man die Spannung an ein Fernsehgerät anlegt. Dadurch wird das Produktverhalten verschlechtert.
Da viertens der durch den Schalttransistor fließende Strom eine sinusförmige Hüllkurve aufweist, siehe die Beschreibung des ersten Nachteils, so muss, falls man einen stromgesteuerten Bipolartransistor als Schaltbauteil verwendet, der Basisstrom (der Steuerstrom) ebenfalls mit einer sinusförmigen Hüllkurve moduliert werden.
Es ist jedoch in der Tat schwierig, einen stromgesteuerten Transistor zu verwenden, und zwar wegen unterschiedlicher Ein- und Ausschaltzeiten oder wegen Beschränkungen bei der Schaltgeschwindigkeit eines stromgesteuerten Transistors mit PN-Übergang, und man muss einen spannungsgesteuerten MOSFET verwenden.
Eine herkömmliche Schaltung hat wie beschrieben die Nachteile, dass der Leistungsfaktor gering ist und dass der Leistungsgrad schlechter ist. Verwendet man einen spannungsgesteuerten FET als Schaltelement, so kann man den Leistungsgrad durch Eigenschaften wie die Schaltgeschwindigkeit, die Eingangsimpedanz usw. verbessern. Andererseits tritt die Schwierigkeit auf, dass die Kosten anwachsen, dass die Anzahl zusätzlicher Schaltungen und Komponententeile zunimmt, und dass die Abmessungen der Schaltung groß werden.
US-4,524,411 offenbart eine geregelte Schalt-Stromversorgung für ein Fernsehgerät, das einen Transformator besitzt, dessen Primärwicklung mit einer ungeregelten Spannungsquelle verbunden ist, und dessen Sekundärwicklung mit einer Lastschaltung verbunden ist, und der auch eine Hilfstransformatorwicklung aufweist, die über eine Diode an Masse liegt und magnetisch mit der Primärwicklung gekoppelt ist, und die dazu dient, zusätzliche Energie in die Lastschaltungen zu übertragen.
In US-4,524,411 wird der gleichgerichtete Strom für die Horizontalablenkschaltung direkt eingespeist, ohne dass er irgendeine Regulierung durch den Schaltregler erfährt. Dadurch unterscheiden sich die Leitzeiten der Brückengleichrichterdioden nicht von der herkömmlichen Schaltung. Damit ist die Schaltung nach US-4,524,411 nicht in der Lage, die höheren Harmonischen in der herkömmlichen Schaltung zu unterdrücken.
Im Einzelnen offenbart US-A-4,524,411 eine Stromversorgungsschaltung für ein Fernsehgerät, umfassend:

– eine Eingabevorrichtung 10, die eine Versorgungs-Wechselspannung aus einer Wechselstromleitung aufnimmt;
– eine mit der Eingabevorrichtung verbundene Gleichrichterschaltung 11, die die Versorgungs-Wechselspannung gleichrichtet und so betreibbar ist, dass sie die gleichgerichtete Spannung an einem Ausgangsanschluss abgibt;
– einen Zeilentransformator 14 (Wicklung 35), der mindestens eine Wicklung enthält, die eine erste Seite und eine zweite Seite aufweist;
– eine Spannungsstabilisierschaltung 12, die eine stabilisierte Spannung aus der gleichgerichteten Spannung erzeugen kann, die am Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung ausgegeben wird;
– Mittel, die die stabilisierte Spannung aus der Spannungsstabilisierschaltung an die erste Seite 13 der Wicklung 16 des Zeilentransformators anlegen;
– einen Ausgabetransistor 20, der mit der zweiten Seite der (Primär-)Wicklung 16 des Zeilentransformators verbunden ist (und wenn er leitend gemacht wird, einen Strom durch die Wicklung des Zeilentransformators fließen lässt);
– einen Treibertransformator 43, bei dem eine Eingabewicklung für die Aufnahme von periodischen Horizontal-Ansteuerimpulsen bereitgestellt ist, und der eine erste und eine zweite Ausgabewicklung aufweist, die das Schalten des Ausgabetransistors 20 steuern, wodurch Pulse erzeugt werden, die die Basis-Emitter-Spannung des Ausgabetransistors 20 erhöhen.

Die Erfindung zielt darauf ab, eine Stromversorgungsschaltung bereitzustellen, die kostengünstig ist und einen hohen Leistungsfaktor erzielen kann.
Gemäß der Erfindung wird eine Stromversorgungsschaltung für ein Fernsehgerät bereitgestellt, wobei die Schaltung umfasst:
eine Eingabevorrichtung, die eine Wechselstrom-Versorgungsspannung aus einem Wechselstromnetz aufnimmt;
eine Gleichrichterschaltung, die mit der Eingabevorrichtung verbunden ist und die Wechselstrom-Versorgungsspannung gleichrichtet, und die so betreibbar ist, dass sie eine gleichgerichtete Spannung über einen Ausgangsanschluss ausgibt;
einen Zeilentransformator, der mindestens eine Wicklung umfasst, die ein erstes Ende und ein zweites Ende aufweist;
eine Spannungsstabilisierschaltung, die zum Erzeugen einer stabilisierten Spannung betreibbar ist, die aus der gleichgerichteten Spannung stammt, die am Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung ausgegeben wird;
eine Vorrichtung, die die stabilisierte Spannung von der Spannungsstabilisierschaltung dem ersten Ende der Primärwicklung des Zeilentransformators zuführt;
einen Zeilenausgangstransistor, der an das zweite Ende der Wicklung des Zeilentransformators angeschlossen ist;
einen Ansteuertransformator, der eine Eingabewicklung aufweist, die der Aufnahme periodischer Zeilenansteuerimpulse dient, und eine erste und eine zweite Ausgabewicklung, wobei die erste Ausgabewicklung dafür vorhanden ist, das Schalten des Ausgangstransistors zu steuern;
einen Impulstransformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung induktiv mit der zweiten Ausgabewicklung des Ansteuertransformators verbunden ist, das erste Ende der Sekundärwicklung mit dem Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und das zweite Ende der Sekundärwicklung über einen Glättungskondensator an einem Bezugspotential liegt;
einen Spannungsgenerator, der einen Glättungskondensator enthält, der zum Erzeugen eines Wechselsignals in Abhängigkeit von den Ansteuerimpulsen an der Wicklung des Impulstransformators betreibbar ist,
so dass der stabilisierten Stromversorgungsschaltung elektrische Energie vom Glättungskondensator über die Sekundärwicklung des Impulstransformators oder vom Ausgang der Gleichrichterdiode zugeführt wird.
Die Erfindung wird nunmehr zur besseren Darstellung und um zu zeigen, wie sie ausgeführt werden kann, beispielhaft mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
Es zeigt:
1 einen Schaltplan einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung, in der ein bipolares Bauteil verwendet wird;
2 einen Schaltplan einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung, in der ein MOSFET verwendet wird;
3(a) bis 3(e) Diagramme zum Erklären des Zusammenhangs zwischen der Wechselspannung und dem Wechselstrom einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung mit Schalttransistoren (bipolarer Transistor und MOSFET);
4(a) und 4(b) Diagramme zum Erklären des Zusammenhangs zwischen einer Stromkurve in Form eines Einheitssprungs, dem Grundschwingungsstrom i₁ und dem harmonischen Strom i_n beim gleichwertigen Beschreiben des Wechselstroms in 3(a) bis 3(e) durch Fourier-Reihen;
5 einen Schaltplan einer Stromversorgungsschaltung;
6(a) bis 6(d) Diagramme zum Erklären der Ein- und Ausschaltvorgänge des Schalttransistors in 5;
7(a) eine Ersatzschaltung, die gilt, wenn sich der in 6(a) bis 6(d) dargestellte Schalttransistor im sperrenden Zustand befindet, und 7(b) die Wechselspannungskurve V3, die in einer Tertiärwicklung induziert wird;
8(a), 8(b) und 8(c) Kurvenverläufe in Teilen der Schaltung in 5;
9 einen Schaltplan einer Abwandlung der Stromversorgungsschaltung in 5;
10 eine Ausführungsform, in der die Stromversorgungsschaltung der Erfindung in einer Horizontalablenkschaltung eines Fernsehempfängers eingesetzt wird;
11 einen Schaltplan einer weiteren Stromversorgungsschaltung;
12(a) und 12(b) Diagramme zum Erklären der Ein- und Ausschaltvorgänge des Schalttransistors in 11;
13(a) bis 13(d) Betriebskurven der primär- und sekundärseitigen Ströme und der Kollektorspannung eines Schalttransistors;
14(a) und 14(b) Diagramme zum Erläutern des Ladestroms, der in den Kon densator C1 fließt;
15 eine Abwandlung der Stromversorgungsschaltung in 11;
16 eine erklärende Skizze zum Betrieb der Schaltung in 15;
17 eine weitere Abwandlung der Stromversorgungsschaltung in 11; und
18(a), 18(b) und 18(c) Skizzen der Betriebskurven der Wechselströme in 11, 15 und 17.
In den Zeichnungen werden zur Vereinfachung der Beschreibung die Bezugszeichen in 1 bis 4 dazu verwendet, ähnliche oder gleichwertige Elemente zu bezeichnen.
5 zeigt den Schaltplan einer Stromversorgungsschaltung.
In 5 werden zur Vereinfachung der Beschreibung die Bezugszeichen aus 1 dazu verwendet, ähnliche oder gleichwertige Elemente zu bezeichnen.
In 5 ist eine Wechselspannungsquelle PS1 an eine Brückengleichrichter-Schaltung DB1 angeschlossen. Der Ausgang der Brückengleichrichter-Schaltung DB1 ist an einen Kondensator C5 angeschlossen, der eine geringe Kapazität aufweist und Rauschen entfernen soll, und an eine Seite einer Primärwicklung LP eines Transformators T1. Die andere Seite der Primärwicklung LP des Transformators T1 ist an den Kollektor eines Transistors Q1 angeschlossen, der als Schaltbauteil dient. Ein Einweg-Gleichrichter, der aus einer Diode D1 und einem Kondensator C2 besteht, ist an eine einphasige Wechselspannungs-Rückführleitung der Wechselspannungsquelle PS1 und in der folgenden Stufe an eine Spannungsregelschaltung IC1 angeschlossen. Der Ausgang dieser Spannungsregelschaltung IC1 ist an die Basis des Transistors Q1 gelegt, damit der Stromweg der Primärwicklung des Transformators T1 und die sekundärseitige Ausgangsspannung EB reguliert werden.
Eine Tertiärwicklung L1 ist mit einer Seite der Primärwicklung LP und über einen Kondensator C1 mit dem Bezugspotential verbunden.
Eine Sekundärwicklung L2 ist mit einer Einweg-Gleichrichterschaltung verbunden, die aus einer Diode D4 und einem Glättungskondensator C4 besteht und eine stabilisierte Spannung EB an einen Anschluss 1 ausgibt. Die Schwankung der Ausgangsspannung EB am Anschluss 1 wird von einem Fehlerverstärker IC2 erfasst. Dessen Er fassungsergebnis wird als Rückführsignal in die Spannungsregelschaltung IC1 eingegeben.
Das Rückführsignal wird hinsichtlich der Rauscheigenschaften mit einem Optokoppler zurückgeführt. Der Optokoppler enthält eine Steuerdiode A1 und einen Transistor Q2. Die Ansteuerspannung für die Spannungsregelschaltung und den Optokoppler gewinnt man durch das Gleichrichten der Ausgangsspannung, die in einer vierten Wicklung L4 des Transformators T1 induziert wird, mit einer Einweg-Gleichrichterdiode D2 und anschließender Glättung in einem Glättungskondensator C3.
Die Arbeitsweise der in 5 dargestellten Stromversorgungsschaltung wird nun anhand von 6, 7 und 8 beschrieben.
Die Wechselspannungsquelle PS1 liegt über die Gleichrichterdiode DB1 direkt am Verbindungsknoten der Tertiärwicklung L1 mit der Primärwicklung LP des Transformators T1. Das Schalten des Schalttransistors Q1 wird vom Ausgang der Spannungsregelschaltung IC1 gesteuert. Die Steuerspannung erhält man durch das Erfassen der sekundärseitigen gleichgerichteten Ausgangsspannung EB durch den Fehlerverstärker IC2; sie wird über einen Optokoppler Q2 zurückgeführt, damit man die Ausgangsspannung EB auf einen konstanten Pegel regeln kann. Ferner wird der Spannungsregelschaltung IC1 eine gleichgerichtete Spannung von einer Startschaltung aus D1 und C1 zugeführt, wenn Wechselspannung eingegeben wird. Nachdem die Schaltung ihren stationären Zustand erreicht hat, wird die Spannung VCC, die man durch das Gleichrichten der Spannung gewinnt, die in der Wicklung L4 des Schalttransformators induziert wird, als Versorgungsspannung zugeführt. Die Schaltung in 5 enthält insgesamt einen Zeilen-Schaltregler (stabilisierte Stromversorgung). Damit erhält man die sekundärseitig gleichgerichtete Ausgangsspannung EB während der Zeilenrücklaufperiode des Schalttransistors, der in diesem Intervall sperrt.
Die Betriebszustände des Transistors Q1 und der Diodenbrücke DB1 werden anhand der folgenden vier Modi erklärt, siehe 6(a), 6(b), 6(c) und 6(d).

6(a) --- Q1 leitet, DB1 sperrt;
6(b) --- Q1 sperrt, DB1 sperrt;
6(c) --- Q1 leitet, DB1 leitet; und
6(d) --- Q1 sperrt, DB1 leitet.

Jeder obige Status entspricht einem Betriebszustand in den vier Modi. Im Weiteren werden die in 6(a), 6(b), 6(c) und 6(d) dargestellten Modi als Modus A, Modus B, Modus C und Modus D bezeichnet.
Die Modi A und B sind von den vier Modi die Betriebszustände, in denen sich die Gleichrichterdiode DB1 im Sperrzustand befindet. Ist der Schalttransistor Q1 leitend, so wird der Primärstrom i₁ vom Glättungskondensator C1 zur Primärwicklung LP und zur Tertiärwicklung L1 geleitet; dies ist der Modus A. Sperrt der Schalttransistor Q1, so wird die während der Einschaltdauer im Schalttransformator T1 gespeicherte elektromagnetische Energie als Sekundärstrom freigesetzt, und man erhält die Ausgangsspannung EB. Eine Ersatzschaltung für die Wechselspannungsquelle, die Gleichrichterdiode DB1 und die Tertiärwicklung L1 ist in 7(a) dargestellt. Die in der Tertiärwicklung L1 induzierten Wechselspannungskurven mit den Spitzenwerten V31 und V32 sind in 7(b) dargestellt. 8(a), 8(b) und 8(c) zeigen die Wechselspannungskurve, die Stromkurve und die Spannung V3, die in der Tertiärwicklung induziert wird.
Bezeichnet man die Gleichspannung, die am Glättungskondensator C1 erzeugt wird, mit E_i, die in der Tertiärwicklung L1 des Schalttransformators induzierte Spannung mit V3, die negative Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt, siehe 7(a) und 7(b), mit V31 und die Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalttransistor Q1 leitet, mit V32, so hat die Wechselspannung VAC eine sinusförmige Hüllkurve, die mit der Zeit anwächst. Damit wird zum Zeitpunkt t1 in 8(a), 8(b) und 8(c), wenn gilt VAC + V31 ≥ E_i, die Gleichrichterdiode DB1 zum ersten Mal leitend, wogegen der Schalttransistor Q1 sperrt. Dadurch fließt der Gleichrichterstrom i_d und lädt den Glättungskondensator C1 auf, siehe dem Modus D.
Wird nun das Schaltelement Q1 leitend, so entlädt sich der Glättungskondensator C1 mit dem Primärstrom i₁ in die Tertiärwicklung L1 und die Primärwicklung LP. Im Gegensatz zum obigen Fall wird eine positive Spannung V32 in der Tertiärwicklung L1 induziert. Diese Spannung ist der Leitrichtung der Gleichrichterdiode DB1 entgegengerichtet.
Nun ist VAC – V32 kleiner als E_i (d. h., VAC – V32 < E_i), und die Gleichrichterdiode DB1 leitet nicht, und der Betrieb gleicht dem Status im Modus A.
Ist daher über die gesamte Periode VAC – V32 kleiner als E_i, so tritt der Status des Modus C nicht auf. Die Gleichrichterdiode DB1 wird wieder leitend und der Glättungskondensator C1 wird geladen. Da diese Abläufe für die Perioden von t1 bis t6 wiederholt werden, wird die Einschaltdauer der Diode DB1 gleich der Periode von t1 bis t6.
Nun wird die Einschaltdauer τ der Gleichrichterdiode DB1 einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung, siehe 3, mit der Einschaltdauer der Stromversorgungsschaltung in 5 verglichen.
Im stationären Zustand gilt die in Durchlassrichtung der Gleichrichterdiode DB1 anliegende Spannung für die Dauer, in der die Spannungsbeziehung VAC – E_i bei einer herkömmlichen Stromversorgungsschaltung richtig ist. In dem Intervall, in dem der Schalttransistor Q1 sperrt, gilt die Spannungsbeziehung VAC + V31 – E_i in der Stromversorgungsschaltung nach 5.
Damit wird die Vorspannung der Gleichrichterdiode DB1 in Durchlassrichtung bei der gleichen Wechselspannung in der Stromversorgungsschaltung nach 5 größer. Zudem wird der Zeitpunkt t1, zu dem die Gleichrichterdiode DB1 leitend wird, in der Schaltung der Erfindung schneller erreicht.
Wird ferner der Schalttransistor Q1 leitend gehalten, so bleibt die Gleichrichterdiode DB1 gesperrt. Bleibt das Verhältnis der Sperrdauer zur Einschaltdauer des Schalttransistors Q1 auf dem Wert 1:1, so erhöht sich dementsprechend die Breite um den Faktor zwei oder mehr.
Dadurch verlängert sich in der Stromversorgungsschaltung nach 5 bezogen auf eine herkömmliche Stromversorgungsschaltung die leitende Zeitspanne der Gleichrichterdiode DB1, der Leistungsfaktor nimmt zu, und der harmonische Strom i_n nimmt ab.
Nimmt zu diesem Zeitpunkt die in der Sperrzeit des Schalttransistors Q1 erzeugte Spannung V31 zu, indem man die Windungszahl der Tertiärwicklung L1 erhöht, so wird der Zeitpunkt vorverlegt, zu dem die Gleichrichterdiode DB1 leitend wird, und der Leistungsfaktor nimmt nochmals zu. Wird die relative Einschaltdauer des Schalttransistors Q1 verändert, so kann man die äquivalente Leitdauer τ der Gleichrichterdiode verlängern, wenn man die Einschaltzeit des Schalttransistors Q1 länger macht als die Sperrzeit.
Da der Glättungskondensator C1 als wesentliche Komponente bereitgestellt wird, hat die Stromversorgungsschaltung den Vorzug, dass der Kollektorstrom des Schalttransistors Q1 einen mittleren Wert annimmt. Man kann einen billigen stromgesteuerten Schalttransistor Q1 verwenden, und es ist nicht nötig, die Bemessung des Schalttransformators und des Schalttransistors stark zu vergrößern.
Zudem hat die Stromversorgungsschaltung verglichen mit einer spannungsgesteuerten Schaltung aufgrund der Zeitkonstante eines Kondensators eine bessere Wirkung gegen kurzzeitige Ausfälle und Spannungsschwankungen des Wechselstromnetzes. Damit kann man eine stabilisierte Spannung erzielen, bei der einer Schwankung nicht sofort eine Schwankung der Ausgangsspannung folgt.
Da die Leitdauer τ der Gleichrichterdiode DB1 länger ist als bei der Schaltung in 1, nimmt die Spannungswelligkeit am Glättungskondensator C1 ab, und man kann seine Kapazität klein bemessen.
So wie die Tertiärwicklung L1 gewickelt ist, siehe 5, ist die in der Tertiärwicklung L1 während der Sperrdauer des Schalttransistors Q1 induzierte negative Spannung V31 proportional zur gleichgerichteten Ausgangsspannung EB der Spannung, die in der Sekundärwicklung induziert wird. Da sie andererseits vom Fehlersignal aus dem Fehlerverstärker IC2 geregelt wird, damit die gleichgerichtete Ausgangsspannung EB konstant bleibt, wird die negative Spannung ebenfalls konstant gehalten.
In einem Status, in dem durch einen Abfall der Eingangswechselspannung der Laststrom zunimmt (Zunahme der harmonischen Komponenten), d. h. im Überlaststatus, wird es möglich, die Schwankungen des Leistungsfaktors und das Auftreten von harmonischen Komponenten zu unterdrücken, weil eine negative Spannung entsprechend der Zunahme des Laststroms anwächst und Schwankungskomponenten in den Eingangssignalen auf konstante Pegel geregelt werden.
Die Leitdauer τ der Gleichrichterdiode DB1 verlängert sich entsprechend, wenn man die negative Spannung V31 der Tertiärwicklung L1 verwendet. Es ist daher möglich, eine Stromversorgungsschaltung, die einen hohen Leistungsfaktor hat, mit einer einfachen Schaltungsstruktur bereitzustellen.
9 zeigt einen Vorwärts-Schaltregler, der mit einer Stromversorgungsschal tung der Erfindung ausgerüstet ist. Dabei ist eine Drosselspule L5 und eine Diode D5 aufgenommen, die mit der Sekundärseite des Transformators T1 verbunden sind. In 9 erhält man die sekundärseitige gleichgerichtete Spannung EB, indem der Strom i_ON während der Einschaltdauer des Schalttransistors Q1 in Richtung der durchgezogenen Linie durch die Drosselspule L5 fließt, und während der Sperrdauer der Strom i_OFF in Richtung der gestrichelten Linie.
10 zeigt eine Schaltung der Erfindung, die eine Horizontalablenkschaltung eines Fernsehempfängers enthält.
Zunächst wird der Aufbau der Schaltung in 10 erklärt.
Die Einphasen-Wechselstromleitung der Wechselstromversorgung PS1 wird mit der Brückengleichrichter-Schaltung DB1 verbunden. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 ist mit einem Längsregler 10 verbunden, der einen Transistor Q11 mit der Basis an Masse enthält.
Weiterhin ist der Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 über den Kondensator C1 und die Sekundärwicklung L12 des Transformators T3 mit dem Bezugspotential verbunden.
Der Längsregler 10 besteht aus einer Fehlererfassungsschaltung 11, einem Rückführwiderstand R11, Einstellwiderständen R12, R13, R14 und R15 und einem Einstellkondensator C11. Ein Glättungskondensator C12 ist am Ausgang parallel zum Längsregler 10 geschaltet.
Der Transformator T2 ist ein Zeilenansteuertransformator. Zeilenansteuerimpulse aus einer Zeilenoszillatorschaltung (nicht dargestellt) werden der Basis eines Transistors Q7 zugeführt. Die Eingabewicklung LD1 des Transformators T2 wird vom Kollektorausgang des Transistors Q7 angesteuert.
In einer Zeilenablenkschaltung 20 werden Zeilenansteuerimpulse einem Ausgabetransistor Q21 über eine Ausgangswicklung LD2 des Ansteuertransformators T2 zugeführt. Eine Zeilendiode D21, ein Resonanzkondensator C21 und eine Ablenkspule Ly in Reihe zu einem s-förmigen Korrekturkondensator CS sind parallel zueinander geschaltet.
Die Spannung vom Ausgangsanschluss 1 des Längsreglers wird den Transformatoren T2 und T4 als Betriebsspannung zugeführt.
Ferner ist eine Sekundärwicklung L10, die als Ausgangswicklung L10 des Transformators T2 mit der Primärwicklung L11 des Impulstransformators T3 verbunden ist, magnetisch mit der Ausgangswicklung L10 des Ansteuertransformators T2 gekoppelt.
Im Folgenden wird die Arbeitsweise der Schaltung in 10 erklärt.
Der Impulstransformator T3 ist zwischen die Gleichrichterdiode DB1 und den Glättungskondensator C1 geschaltet. Der stabilisierten Stromversorgungsschaltung 10 wird elektrische Energie vom Verbindungsknoten einer Sekundärwicklung L12 des Impulstransformators T3 und dem Ausgang der Gleichrichterdiode DB1 zugeführt.
Die Ausgangswicklung L10 des Ansteuertransformators T2 ist mit der Primärwicklung L11 des Impulstransformators T3 verbunden. Die in dieser Wicklung L10 induzierte Rechteckimpulsspannung ist an der Sekundärwicklung L12 des Impulstransformators T3 vorhanden.
Die Rechteckimpulsspannung hat den gleichen Verlauf, der in 7(a) und 7(b) dargestellt ist.
Diese Spannung spannt die Diode DB1 in der Gleichrichterschaltung in Sperr- oder Durchlassrichtung vor. Damit fließt der gleichgerichtete Strom i_d wie in 10 dargestellt. Wie bereits erklärt wird der Laststrom i₁ dem Längsregler während der Periode zugeführt, in der eine positive Spannung V32 erzeugt wird. Das Wiederholen dieses Vorgangs macht es möglich, die Leitdauer der Gleichrichterdiode DB1 zu verlängern und den Leistungsfaktor zu erhöhen.
11 zeigt eine weitere Stromversorgungsschaltung.
In 11 werden die gleichen Elemente wie in 1 anhand der gleichen Bezugszeichen wie in 1 erklärt.
Die Wechselspannungsquelle PS1 ist über die Brückengleichrichterschaltung DB1 mit einem Kondensator C5 verbunden, der eine kleine Kapazität hat und Rauschen entfernt. Die Drosselspule L6 ist an den Ausgang der Gleichrichterschaltung DB1 angeschlossen. Die Drosselspule L6 ist auch mit der Anode der Gleichrichterdiode D6 verbunden. Die Kathode dieser Gleichrichterdiode D6 ist an die Primärwicklung LP des Transformators T1 und an den Kollektor des Transistors Q1 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q1 liegt am Bezugspotential, und in die Basis des Transistors Q1 wird ein Steuersignal aus dem Spannungsregler IC1 eingegeben.
Die andere Seite der Primärwicklung LP des Transformators T1 liegt über den Kondensator C1 am Bezugspotential. Die Sekundärwicklung L2 des Transformators T1 gibt über die Gleichrichter- und Glättungsschaltungen D4 bzw. C4 Spannung an den Ausgangsanschluss 1 ab. Der Ausgang der Gleichrichter- und Glättungsschaltungen D4 bzw. C4 ist mit dem Fehlerverstärker IC2 verbunden. Dem Optokoppler, der zwischen den Fehlerverstärker IC2 und den Ausgang geschaltet ist, wird ein Fehlersignal zugeführt. Der Optokoppler enthält eine Diode A1 und einen Transistor Q2. Der Ausgang des Transistors Q2 ist an die Spannungsregelschaltung IC1 angeschlossen. Der Basis des Transistors Q1 wird ein Steuersignal zum Regeln des Ausgangsspannungswerts EB zugeführt.
Der Spannungsregelschaltung IC1 wird über die Gleichrichterschaltung D1 ein Startsignal aus der Einphasen-Wechselstrom-Rückführleitung zugeleitet. Die Versorgungsspannung VCC für den Transistor Q2 des Optokopplers und die Spannungsregelschaltung IC1 wird aus dem gleichgerichteten Signal einer Tertiärwicklung L4 des Transformators über die Gleichrichterdiode und den Glättungskondensator C3 zugeführt. Die Versorgungsspannung VCC und das Startsignal werden über eine gemeinsame Leitung in die Spannungsregelschaltung IC1 eingegeben.
Die Arbeitsweise der Schaltung in 11 wird nun anhand von 12(a), 12(b), 13(a), 13(b) und 13(c) erklärt.
12(a) zeigt den Schalttransistor Q1 im leitenden Zustand. 12(b) zeigt den Schalttransistor Q1 im sperrenden Zustand.
Sperrt der Schalttransistor Q1, so lädt der Primärstrom i_L1 den Kondensator C1 über die Drosselspule L6. Der Glättungskondensator C1 glättet die pulsierende Wechselspannungskurve, und die Ausgangsspannung E_i des Glättungskondensators C1 und die Wechselspannung VAC bringen die Gleichrichterdiode DB1 zum Leiten.
Fließt der Strom in Durchlassrichtung der Dioden DB1 und D6, so wird die Änderung der Spannung, die der zeitlichen Änderung des Stroms folgt, von der Drosselspule L6 verursacht. Diese Zeitabhängigkeit ist ein linearer Zusammenhang und wird durch das Laden bzw. Entladen der elektromagnetisch induzierten Energie verursacht, die durch die Ein- und Ausschaltvorgänge des Schalttransistors Q1 entsteht.
Der während der Sperrphase zum Kondensator C1 fließende Strom erzeugt durch das Laden des Kondensators C1 eine Spannung. Diese Spannung hat die Form rechteckiger Impulse und wird an den Kollektor des Transistors Q1 angelegt.
Nun sei der über die Drosselspule L6 durch die Primärwicklung LP des Transformators T1 fließende Strom mit i_L1 bezeichnet, und der Strom, der durch die Entladung des Kondensators C1 fließt, sei mit i₁ bezeichnet.
Der sekundärseitige Strom i₂ wird durch die Polarität der Diode und den Strom der Primärwicklung in der Einweggleichrichter-Schaltung D4 bestimmt.
Die Arbeitsweise der Schaltung wird nun anhand der Betriebskurven im Einzelnen dargestellt.
Schaltet der Schalttransistor Q1 durch, so fließt der Strom i_L1 von der Wechselspannungsquelle PS1 über die Drosselspule L6. Durch die Spannung E_i, die vorher im Glättungskondensators C1 aufgebaut wurde, fließt der Strom i₁ zur Primärwicklung des Schalttransformators. Die Kurven der Betriebsströme in diesem Zeitintervall sind in 13(a), 13(b) und 13(c) dargestellt. Die Ströme i_L1 und i₁ ändern sich in Abhängigkeit von der Zeit nahezu linear. Damit wird während der Zeit, zu der Q1 leitet, in den Induktivitäten L6 bzw. Lp die elektromagnetische Energie nach Gleichung 4 gespeichert. [Gleichung 4]
Hat die Wechselspannungsquelle VAC den Verlauf Em sin(ωt + ø), und ist die Spannung am Glättungskondensator E_i mit einem Anfangswert 0, so erhält man die Ströme i_L1 und i₁ während der Einschaltdauer von Q1 aus den Gleichungen 5. [Gleichungen 5]
Ist in 13(a), 13(b) und 13(c) der Zeitpunkt t1 erreicht, so sperrt der Schalttransistor Q1. Damit wird die vorher in der Primärwicklung LP des Schalttransformators T1 gespeicherte elektromagnetische Energie als Strom i₂ in der Sekundärwicklung freigesetzt. Dieser wird gleichgerichtet und geglättet, siehe 12(a) und 12(b), so dass man die Ausgangsspannung EB erhält.
Zudem wird die in der ersten Drosselspule L6 gespeicherte Energie als Strom i_L1 freigesetzt, der von der ersten Drosselspule L6 durch die Diode D2 und die Primärwicklung LP zum Glättungskondensator C1 fließt und den Kondensator C1 lädt.
Betrachtet man den in 13(a), 13(b) und 13(c) angegebenen Zeitpunkt t1 als Bezugszeit 0 (Koordinatenursprung), und bezeichnet man die zum Zeitpunkt t1 durch die Schaltung fließenden Ströme (Anfangsbedingungen) mit i_L1(0) und i₁(0), so ist der Strom i_L1(TOFF), der durch die erste Spule LP fließt, wenn Q1 sperrt, anders ausgedrückt der Strom i_C1, der in den Glättungskondensator C1 fließt, durch die folgende Gleichung 6 gegeben. Dabei gilt für die Wechselspannungsquelle Em sin ω (t + T_ON + ø/ω), und die Kapazität des Glättungskondensators C1 ist so groß, dass man ihn für Wechselstrom als Kurzschluss betrachten kann. Em stellt eine sinusförmig umhüllte Amplitude dar. ω bezeichnet eine Kreisfrequenz. T_ON bezeichnet die Einschaltdauer des Transistors. ø stellt eine Anfangsphase dar. [Gleichung 6]
Der erste Term in Gleichung 6 oben bezeichnet den Ladestrom aus der Wech selspannungsquelle. Auch der zweite Term bezeichnet den Ladestrom aufgrund des Anfangsstroms, der zum Zeitpunkt t1 durch die Schaltung fließt. Der dritte Term bezeichnet den Strom, der vom Glättungskondensator zurück zur Spannungsquelle fließt. Aus Gleichung 6 erhält man die Ströme i_L1(0) und i1(0) gemäß der folgenden Gleichungen 7 [Gleichungen 7]
Ist die leitende Periode T_ON des Schalttransistors Q1 verglichen mit der Periode von 20 Millisekunden (Wechselspannungsfrequenz 50 Hz) der Wechselspannungsquelle PS1 ausreichend kurz, so gilt die Näherung gemäß der folgenden Gleichung 8. [Gleichung 8]
Daraus erhält man die folgende Gleichung 9. [Gleichung 9]
Den Kollektorstrom i_C1(t1) zum Zeitpunkt (t = t1), zu dem der Schalttransistor gesperrt wird, und den Kondensatorladestrom i_C1(t) zum Zeitpunkt (t = t2), zu dem der Schalttransistor eingeschaltet wird, erhält man wie unten dargestellt, indem man t = 0 bzw. t = T_OFF in Gleichung 9 einsetzt und den Kondensatorladestrom i_C1 berechnet. [Gleichung 10]
In Gleichung 10 stellt der erste Term den Ladestrom des Glättungskondensators dar, wenn der Schalttransistor Q1 sperrt, und der zweite Term stellt den Entladestrom dar. Wird zu einem Zeitpunkt, zu dem die Wechselspannungsquelle eine große Spannung hat, der Wert des ersten Terms größer als der Wert des zweiten Terms, so werden die Dioden DB1 und D6 leitend, und der Ladestrom fließt in den Glättungskondensator C1. Die Bedingungen für das Leiten der Dioden DB1 und D6 zu diesem Zeitpunkt erhält man aus den Gleichungen 11. [Gleichungen 11]
In der Periode, in der die Anfangsphase von einer Periode 2π von der Anfangsphase ø/ω abgezogen wird, siehe die obige Gleichung, d. h. in der Periode von t1 bis t2 in 18(a), 18(b) und 18(c), sind die Dioden DB1 und D6 leitend. Der gleichgerichtete Strom fließt von der Wechselspannungsquelle in den Glättungskondensator. Dieser Status ist in 18(a), 18(b) und 18(c) dargestellt.
Die Spannung am Glättungskondensator C1 zu diesem Zeitpunkt hängt vom Zu sammenhang mit der Spannung ab, wenn der Schalttransistor Q1 abgeschaltet wird, und nimmt nahezu den gleichen Wert an wie bei einer herkömmlichen Brückengleichrichter-Schaltung.
In 12(a) und 12(b) ist die Spannung, die am Knoten G in der Sperrzeit des Schalttransistors Q1 erscheint, gegeben durch VA = Em/TOFF.
Die in der Primärwicklung LP des Schalttransformators T1 induzierte Spannung nimmt dagegen den Wert VLP = V1 = (T_ON/T_OFF) an.
Hat das Einschaltdauerverhältnis des Ein/Ausschaltbetriebs des Schalttransistors Q1 den Wert 1:1, so gilt VA = 2VAC und VLP = v1 = E_i. Für die Schaltung in 12(a) und 12(b) nimmt die Vorspannung der Gleichrichterdiode in Durchlassrichtung mit VAC zu und verringert sich mit V1.
Wegen des Zusammenhangs Em > V1 der Amplitude der Wechselspannungsquelle (VAC = Em sin ω t), wächst die Spannung E_i am Glättungskondensator geringfügig höher als bei einer herkömmlichen Schaltung. Ist der Laststrom gering, so ist diese Differenz jedoch kleiner als 10 Volt. Daher nimmt die Spannung E_i am Glättungskondensator C1 der Schaltung, siehe 1, nahezu den gleichen Wert an wie in der Schaltung in 11.
Durch die beschriebenen Vorgänge wird die Zeitdauer τ des gleichgerichteten Stroms lang, und man kann den Leistungsfaktor fördern und hochfrequente Ströme verringern. 14(a) und 14(b) zeigen Skizzen der Kurven des Kollektorstroms iC1, den man in den Ein- und Ausschaltzeiten des Schalttransistors Q1 beobachtet, und der in der Zeitspanne (dem Anfangszustand) in den Glättungskondensator C1 fließt, in der der durch die erste Drosselspule L6 fließende Strom i_L1 klein ist, und in der Zeitspanne, in der der Strom seinen größten Wert annimmt.
Solange der Schalttransistor Q1 im leitenden Zustand gehalten wird, fließt der Strom i_L1 durch die Drosselspule L1. Man kann sehen, dass der Gleichpegel des Kollektorstroms i_C1 größer wird und der Glättungskondensator C1 geladen wird, wenn der durch die Drosselspule L1 fließende Strom groß wird. Aufgrund der Vorspannungsbedingung der Gleichrichterdiode DB1 wird die Ansteuerfähigkeit der zweiten Seite verbessert.
Anhand von 15 und 17 werden nun Abwandlungen der Stromversorgungsschaltung beschrieben.
In 15 ist die Diode 6 zwischen die Drosselspule L6 geschaltet, die mit dem Ausgang der Brückengleichrichter-Schaltung verbunden ist, und die Primärwicklung LP des Transformators T1, siehe 11. Eine Reihenschaltung aus der Drosselspule L7 und der Diode D7 liegt parallel zu der Diode D6 und der Primärwicklung LP. Das andere Ende dieser Reihenschaltung ist über den Kondensator C1 mit dem Bezugspotential kurzgeschlossen. Der andere Teil der Schaltungsanordnung unterscheidet sich nicht von 11, und gleichen Elementen sind für die Erklärung die gleichen Bezugszeichen zugewiesen.
Die Arbeitsweise dieser Schaltung wird anhand von 16 erklärt.
Gleichung 12 unten erhält man, wenn man für die Eingangswechselspannung VAC ansetzt VAC = Em sin ω (t + TON + ø/ω). [Gleichung 12]
Befindet sich in der Schaltung in 16 der Schalttransistor Q1 in der Sperrphase, so fließt der durch die erste Drosselspule L6 fließende Strom i_L1 über die Primärwicklung LP des Schalttransformators auch in den Glättungskondensator C1. Zudem ändert sich der Spitzenwert dieses Stroms i_L1 mit der gleichen Frequenz wie die Wechselspannungsquelle. Ist der sekundärseitige Ausgangsstrom (negativer Strom) groß, so wird der Strom i_L1 ebenfalls groß, und die Welligkeit der Versorgungsspannungsperiode kann in manchen Fällen in der Ausgangsspannung auftreten.
Ferner kann man Gleichung 9 entnehmen, dass bei großem negativen Strom ein entsprechender Ladestrom von der Wechselspannungsquelle zunimmt. Daher muss man den Wert der ersten Drosselspule L6 verkleinern. In diesem Fall ist ein Schalttransistor Q1 erforderlich, der hinsichtlich des Stroms, der Spannung usw. elektrisch ausreichend bemessen ist. Der Strom i_L6, der bei sperrendem Schalttransistor Q1 durch die erste Drosselspule L6 fließt, verzweigt sich in den Strom i_L7, der zur zweiten Drosselspule fließt, und in den Strom i_L1, der zur Primärwicklung fließt. Da man eine Stromänderungsgröße in der Primärwicklung durch Verzweigung des Stroms verhindern kann, kann man den Welligkeitsfaktor durch einen Induktivitätswert verringern. Dieser Effekt wird im Weiteren anhand von Gleichung 12 quantitativ erklärt.
Die Induktivität L im Nenner des ersten Terms von Gleichung 12 ist der Wert, der durch die Parallelschaltung der zweiten Drosselspule L7 und der Induktivität der Primärwicklung LP entsteht. Damit wird auch im Fall des gleichen Werts für LP der Nenner klein, und man kann eine Lastzunahme verkraften, ohne den Wert von LP zu verringern und die Kennwerte des Schalttransistors Q1 zu vergrößern.
Die Schaltung in 15 ist Beispiel, das sich für eine Lastzunahme eignet. Damit ist es möglich, eine derartige Stromversorgungsschaltung aufzubauen, ohne die Schaltungsbauteile zu verwenden, die sonst für eine Lastzunahme erforderlich sind, nämlich Induktivitäten und größer bemessene Schaltelemente.
17 zeigt eine andere Abwandlung des Beispiels in 15, in dem weitere Elemente zugefügt sind, um den Phasenwinkel der Einschaltdauer zu vergrößern. In 17 erzielt man die Erweiterung des Phasenwinkels der Einschaltdauer dadurch, dass man den Kondensator C7 parallel zur Diode D7 der Reihenschaltung anschließt. Mit dem Beispiel in 17 kann man einen gleichgerichteten Wechselstrom (siehe 18(c)) über die ganze Periode erhalten, und zwar unabhängig von der Polarität der Diode.
In den Schaltungen nach 11 und 15 ist eine Periode ø/ω vorhanden, in der kein gleichgerichteter Strom fließt, siehe 18(b). Man kann den gleichgerichteten Strom jedoch auch in dieser Periode erhalten, siehe 18(c), indem man einen Kondensator parallel zu einer Diode schaltet.
Die Erfindung kann wie beschrieben eine ganz besonders bevorzugte Stromver sorgungsschaltung bereitstellen, bei der der Wirkungsgrad der Wechselspannungs-Gleichspannungs-Umsetzung höher ist, weil der Leistungsfaktor der Wechselspannungsquellen besser wird. D. h., harmonische Komponenten werden durch das Verlängern der leitende Zeitspanne von Gleichrichterdioden unterdrückt.

Claims

Stromversorgungsschaltung für ein Fernsehgerät, wobei die Schaltung umfasst: eine Eingabevorrichtung (PS1), die eine Wechselstrom-Versorgungsspannung aus einem Wechselstromnetz aufnimmt; eine Gleichrichterschaltung (DB1), die mit der Eingabevorrichtung (PS1) verbunden ist und die Wechselstrom-Versorgungsspannung gleichrichtet, und die so betreibbar ist, dass sie eine gleichgerichtete Spannung über einen Ausgangsanschluss ausgibt; einen Zeilentransformator (T4), der mindestens eine Wicklung umfasst, die ein erstes Ende und ein zweites Ende aufweist; eine Spannungsstabilisierschaltung (10), die zum Erzeugen einer stabilisierten Spannung (EB) betreibbar ist, die aus der gleichgerichteten Spannung stammt, die am Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung (DB1) ausgegeben wird; eine Vorrichtung, die die stabilisierte Spannung (EB) von der Spannungsstabilisierschaltung dem ersten Ende der Primärwicklung des Zeilentransformators (T4) zuführt; einen Zeilenausgangstransistor (Q21), der an das zweite Ende der Wicklung des Zeilentransformators (T4) angeschlossen ist; einen Ansteuertransformator (T2), der eine Eingabewicklung (LD1) aufweist, die der Aufnahme periodischer Zeilenansteuerimpulse dient, und eine erste (LD2) und eine zweite (L10) Ausgabewicklung, wobei die erste Ausgabewicklung (LD2) dafür vorhanden ist, das Schalten des Ausgangstransistors (Q21) zu steuern; einen Impulstransformator (T3), der eine Primärwicklung (L11) und eine Sekundärwicklung (L12) aufweist, wobei die Primärwicklung (L11) elektrisch mit der zweiten Ausgabewicklung (L10) des Ansteuertransformators (T2) verbunden ist, das erste Ende der Sekundärwicklung (L12) mit dem Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung (DB1) verbunden ist, und das zweite Ende der Sekundärwicklung (L12) über einen Glättungskondensator (C1) an einem Bezugspotential liegt, und der Glättungskondensator (C1) und die Sekundärwicklung (L12) des Impulstransformators (T3) bewirken, dass ein Wechselspannungssignal abhängig von den Ansteuerimpulsen an der Primärwicklung (L11) des Impulstransformators (T3) erzeugt wird, so dass der stabilisierten Stromversorgungsschaltung (10) elektrische Energie vom Glättungskondensator (C1) über die Sekundärwicklung (L12) des Impulstransformators (T3) oder vom Ausgang der Gleichrichterdiode (DB1) zugeführt wird.