DE2220176A1

DE2220176A1 - Transistorschaltregler

Info

Publication number: DE2220176A1
Application number: DE19722220176
Authority: DE
Inventors: Clarence Gilbert Red Hook N.Y. Gerbitz (V.St.A.)
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1971-04-30
Filing date: 1972-04-25
Publication date: 1972-11-09
Also published as: FR2134353A1; JPS489215A; FR2134353B1; GB1387486A; US3697852A

Description

PATB NTAHWAI-T

ing. B. HOLZEK

AÜQ8BÜKG

I. 149

Augsburg, den 20. April 1972

International Business Machines Corporation, Armonk, N.Y. 10 504, V.St.A.

Transistorsehaltregler

Die Erfindung betrifft Transistorschaltregler.

Bei derartigen Reglern, welche allgemein in Netzgeräten zur Spannungsregelung verwendet werden, wir'd eine Gleichspannung in eine Wechselspannung zum Betreiben eines Transformators zerkackt, an welcheneine Lastschaltung angeschlossen ist.

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ORIGINAL INSPECTED

Transistorschaltregler dieser allgemeinen Bauart, welche beispielsweise aus der Druckschrift "RCA Silicon Power Circuit Manual" 1967, Seiten 147 bis 161, bekannt sind, ermöglichen in erwünschter VJeise das Regeln einer Ausgangsgleichspannung durch Anwendung einer Gleich-Wechsel-Gleichspannungs-Doppelumwandlung, bei welcher der Wechselspannungsteil zur Regelung der Ausgangsgleichspannung mit veränderlichem Tastverhältnis betrieben wird. Bei einer Reglerbauart, welche als Grenzkurvenregler bekannt ist, wird ein mit dem Gleichrichter direkt in Reihe geschalteter Schalttransistor verwendet, üblicherweise wird jedoch ein Transformator verwendet, dessen Primärwicklung über die Schaltanordnung erregt wird und dessen Sekundärwicklung mit dem Gleichrichter verbunden ist. Die Verwendung des Transformators ist von Vorteil, weil mehrfache Ausgänge mit verschiedenen Spannungs- und Stromwerten günstig vorgesehen werden können und weil es möglich ist, eine" Hochspannungsquelle zur Versorgung einer Niederspannungsbelastung oder umgekehrt zu verwenden. Außerdem können die Spezifikationen des Reglers zur Anpassung an die Charakteristiken der Verbindungsschaltung und zur Maximierung der Wirtschaftlichkeit bei der Bauelementauswahl beim Entwurf der Schaltung geändert werden.

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Wenn ein Transistorschaltregler direkt am Netz betrieben wird, müssen die Schaltelemente"in der Lage sein, verhältnismäßig hohe Spannungen auszuhalten. Beispielsweise ergibt eine Wechselspannung von 230 nach dem Gleichrichten eine Gleichspannung von etwa 300 V. Im übrigen ist es bei transformatorgekoppelten Transistorreglerschaltungen erforderlich, daß das Transformatorprimärwicklungsschaltelement eine Spannung aushält, welche beträchtlich höher ist als die Eingangsquellenspannung E. , da sich während des Ausschaltabschnittes des Schaltzyklus an der Primärwicklung des Transformators die Summe aus E^_n und der Rücksteilspannung V_r ausbildet. Damit der Transformator schnell zurückgestellt werden kann, ist es erwünscht, daß die Rückstellspannung V_r im wesentlichen und vorzugsweise in der gleichen Größenordnung wie die Eingangsquellenspannung E- liegt, so daß E- + V typischerweise gleich 2 · E. ist. Außerdem ist es erforderlich, daß das Schaltelement die Verlustleistung aushält, welche beim Abschalten desselben auftritt, während noch ein Strom fließt; die hohe Rückstellspannung bildet sich an dem Schaltelement aus. Diese Forderungen an das Schaltelement haben bislang die Herstellung eines zuverlässigen, billigen, an der Netzspannung betriebenen Schaltreglers verhindert.

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Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, einen Transistorschaltregler so zu verbessern, daß zu dessen Aufbau Niederspannungsbauelemente in einer Hochspannungsschaltung verwendet werden können und in dem Transistorschaltkreis sowohl während des Einschaltzustandes als auch während des Abschaltens eine minimale Verlustleistung auftritt.

Im Sinne der Lösung dieser Aufgabe beinhaltet die Erfindung einen Transistorschaltregler, welcher durch eine Eingangsspannungsquelle, ferner durch ein induktives Lastschaltungselement und weiter durch eine Schalteinrichtung gekennzeichnet ist, welche sämtlich in Reihe geschaltet sind, wobei die Schalteinrichtung einen Schalttransistor und einen mit diesem in Reihe geschalteten Steuertransistor, außerdem eine zyklisch arbeitende Steuereinrichtung, welche mit der Basis des Steuertransistors verbunden ist und diesen zwischen seinem Sperrbereich und seinem leitenden Bereich betreibt, sowie eine mit der Basis des Schalttransistors verbundene Vorspannungsquelle aufweist, welche den Schalttransistor jeweils dann, wenn der Steuertransistor leitend ist, in seinem leitenden Bereich betreibt und dadurch bewirkt, daß fast

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die gesamte Eingangsspannung an dem induktiven Lastschaltungselement anliegt und dadurch in den Transistoren nur eine geringe Leistung verbraucht wird, und wobei die Vorspannungsquelle den Schalttransistor beim Abschalten in seinem geöffneten Emitterzustand betreibt, wenn der Steuertransistor gesperrt wird, und dadurch den Steuertransistor von an dem induktiven Lastschaltungselement auftretenden Spannungsstoßen trennt, so daß der Schalttransistor nach seiner Kollektor-Basis-Durchbruchsspannungscharakteristik ausgewählt werden kann.

Die Schalteinrichtung des erfindungsgemäßen Reglers ist in der Lage, hohen Spannungen standzuhalten und so schnell umzuschalten, daß in der Schalteinrichtung eine minimale Verlustleistung entsteht.

Gemäß der Erfindung ist der Schalttransistor in der Schalteinrichtung an seiner Basis mit einer Vorspannung versehen, während sein Emitter mit der Emitter-Kollektor-Strecke des Steuertransistors verbunden ist, so daß sich der Schalttransistor beim Abschalten des Steuertransistors im geöffneten Emitterzustand befindet. Das gestattet die Verwendung der geöffneten Emitter-Durchbruchsspannungs-

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charakteristik BV , des Schalttransistors als Auslegungsgrenze für den Betrieb der Schalteinrichtung, welche dadurch bei minimaler .Verlustleistungserzeugung schnell umschaltbar ist.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Transistorschaltreglers nach der Erfindung ist eine Reihenschaltung aus einer ungeregelten Gleichspannungsquelle, einer Transformatorprimärwicklung, einem Schalttransistor und einem Steuertransistor vorgesehen, wobei der Emitter des Schalttransistors mit dem Kollektor des Steuertransistors verbunden ist, sofern die Transistoren dem gleichen Leitfähigkeitstyp angehören, bzw. mit dem Emitter des Steuertransistors verbunden ist, sofern die Transistoren von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp sind. Die Gleichvorspannung ist mit der Basis des Schalttransistors verbunden, um diesen in bzw. fast in Sättigung zu betreiben, wenn der Steuertransistor eingeschaltet ist. Wenn beide Transistoren in bzw. fast in Sättigung sind, liegt beinahe die gesamte Versorgungsgleichspannung an der Transformatorprimärwicklung an und es wird in den Transistoren nur sehr wenig Verlustleistung erzeugt.

Wenn der Steuertransistor in bzw. fast in Sättigung

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ist, ist die zur Sättigung des Schalttransistors erforderliche Vorspannung nur die Summe der Spannungen an dem Steuertransistor und an der Basis-Emitter-Schaltung des Schalttransistors. Diese Vorspannung kann so gewählt werden, daß sichergestellt ist, daß der Schalttransistor beim Einschalten des Steuertransistors schnell in die Sättigung getrieben wird.

Sogar dann, wenn der Steuertransistor in seinem aktiven Bereich betrieben wird, um den Emitterstrom in dem Schalttransistor beim Einschalten zu begrenzen, ist der Spannungsabfall an dem Steuertransistor nie größer als einige Volt und beim Abschalten wird fast die gesamte Spannung von dem Schalttransistor geführt, wobei von dessen BV . -Charakteristik Gebrauch gemacht wird. Da sich der gesamte Spannungsabfall auf den Schalttransistor konzentriert, sind in den Basistreiberschaltungen keine Spannungsverteilungsschaltungen mit den diese begleitenden Zeitverzögerungen erforderlich. Auf diese Weise wird ein schnelles Umschalten mit geringer Verlustleistungserzeugung erzielt.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher

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beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 _t eine Schaltung einer bevor-

zugten Ausführungsform des Transistorschaltreglers nach der Erfindung,

Fig. 2 Diagramme von typischen Wellen- "

formen zur Erläuterung des Betriebes der in Fig. 1 dargestellten Schaltung,

die Fig. 3 und 4 andere Ausführungsformen von bei

der in Fig. 1 dargestellten Schaltung verwendeten Schalt- und Steuerelementen nach der Erfindung,

Fig. 5 eine bevorzugte Ausführungsform

eines als Gegentaktschaltung aufgebauten Spannungsreglers nach der Erfindung, und

Fig. 6 eine weitere bevorzugte Ausführungs

form des in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Transistorschaltreglers.

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Bei der in Pig. I dargestellten Schaltung soll aus einer ungeregelten' hohen Versorgungsgleichspannung an einer Klemme 6 eine geregelte Ausgangsgleichspannung an Klemmen 4 und 5 erzeugt werden. Bei dem vorliegenden Beispiel beträgt die Spannung an der Klemme 6, welche mit E. bezeichnet wird, zwar etwa 300 V, sie kann sich jedoch zwischen 240 V und 380 V ändern.

Der Spannungsregler nach der Erfindung weist einen Leistungstransformator 1 mit einer Primärwicklung 2 und einer Sekundärwicklung 3 auf. Die Versorgungsspannung E. , die Primärwicklung 2, ein Schaltelement 20 und ein Steuerelement 10 bilden eine Reihentreiberschaltung, so daß, wenn die Elemente 20 und 10 leitend sind, ein Strom in die Schaltung hineinfließt und an der Primärwicklung ein Potential erzeugt, welches etwa gleich E. ist. Im folgenden wird noch näher erläutert, daß dann, wenn das Steuerelement 10 durch Impulse aus einer Steuereinheit leitend gemacht worden ist, das Schaltelement 20 ebenfalls leitend ist, und daß dann, wenn das Steuerelement nichtleitend ist, das Schaltelement 20'ebenfalls nichtleitend ist. Das Potential an der Primärwicklung 2 bleibt deshalb im wesentlichen auf E. , solange das

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Steuerelement 10 eingeschaltet ist. Wenn das Steuerelement 10 geöffnet wird, schaltet das Schaltelement 20 ebenfalls ab und das in der Primärwicklung 2 aufgebaute Feld beginnt zusammenzubrechen und erzeugt an einer Klemme 8 und an den Kollektoren von Transistoren 11 und eine Rückstellspannung V . ·

Die Primärwicklung 2 bildet aus der ihr aufgeprägten Wechselspannung den zeitlichen Mittelwert, so daß die Spannungs-Zeitdauer-Flächen oberhalb und unterhalb einer Bezugsachse von E. und V gleich sind. Wenn die Polarität der Wicklungen 2 und 3 so, wie in Fig. 1 durch Punkte angedeutet ist, erscheint an der Sekundärwicklung 3 ein pulsierendes Signal mit einem Stromfluß in zur Richtung des Stromflusses in der Primärwicklung 2 entgegengesetzter Richtung. Eine Diode 23» welche als Einweggleichrichter wirkt, wird durch Stromimpulse in der Sekundärwicklung leitend und liefert Energie in eine aus einer Spule 25 und einem Kondensator 28 gebildete Glättungsschaltung. Eine sogenannte Freilaufdiode 24 bildet zwischen den genannten Leistungsimpulsen einen Pfad für den Strom durch die Spule 25. An die Klemmen 4 und 5 ist eine nicht dargestellte Nutzlast angeschlossen. Ein Widerstand 26, welcher ebenfalls einen Teil der Belastungsschaltung

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bildet, stellt sicher, daß auch im unbelasteten Zustand immer eine Belastung vorhanden ist. Eine Serienschaltung aus einem Kondensator 27 und einem Widerstand 29 bzw. einem Kondensator 97 und "einem Widerstand 99 welche einer Diode 23 bzw. 24 parallelgeschaltet ist, dient zur Unterdrückung von hochfrequentem Rauschen an den Dioden. Die Wirkungsweise des Einweggleichrichters und der Glättungsschaltung ist bekannt und braucht deshalb nicht erläutert zu werden.

Die beim Abschalten der Schalttransistoren 11 und 12 in der Primärwicklung 2 induzierte Spannung addiert sich zu der Versorgungsspannung E. und bildet eine Spannungsspitze an den Kollektoren der Schalttransistoren. Diese Spannung könnte die zulässige Kollektor-Basis-Durchbruchsspannung BV . der Schalttransistoren übersteigen. Um das zu verhindern, ist eine Regeleinrichtung HO zu der Primärwicklung parallelgeschaltet. Außerdem ist in der Basisschaltung eine Diode 19 vorgesehen, welche einen P3asis sperr strom zur möglichst schnellen Verschiebung des Arbeitspunktes des Transistors durch den Bereich hoher Verlustleistung hindurch erzeugt.

Die Regeleinrichtung 40 weist einen an eine Klemme 9

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der Primärwicklung 2 angeschlossenen Spitzendetektor auf, welcher einen Kondensator J>k, Dioden 38 und 39 und einen Kondensator 35 umfaßt. Wenn derjenige Teil des Potentials an dem Kondensator 35j welcher an einem Potentiometer 37 abgegriffen wird, den ZenerSpannungsabfall an einer Zenerdiode 32 übersteigt, fließt ein Strom durch das Potentiometer 37 und durch die Zenerdiode 32 hindurch und Transistoren 30 und 31 werden eingeschaltet. Der Kondensator 35 lädt sich auf ein Prozent der Spannungsauslenkung an der Klemme 9 (und damit der Klemme 8) in bezug auf die Klemme 7 auf, um den leitenden Zustand der Transistoren 30 und 31 und damit die Geschwindigkeit, mit welcher die Regeleinrichtung 40 Energie verbraucht, zu ändern. Die Transistoren 30 und 31, welche mit einer Diode 33 eine Reihenschaltung zwischen den Klemmen 7 und 8 der Primärwicklung 2 bilden, verhindern zusammen mit einem Kondensator 36, daß die Spannung an der Klemme 8 einen bestimmten Wert überschreitet.

Eine Steuereinheit 22 liefert zur Betätigung des Steuerelementes 10 Rechteckimpulse mit veränderlichem Tastverhältnis. Die Breite der Impulsekann, wie in Fig. 1 angedeutet, entsprechend Änderungen in der unge-

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regelten Versorgungsspannung oder in der geregelten Ausgangsspannung verändert werden. Vorzugsweise wird eine Rückkopplung von dem geregelten Ausgang mit einem Bezugspotential verglichen. Die Differenz wird abgefühlt und an eine Impulsbreitensteuerschaltung angelegt, welche einen Rechteckwellenoszillator treibt. Schaltungen dieser Art sind bekannt, beispielsweise aus einem Artikel von R. Bruce in Electronic Products Magazine, 10. Januar 1971» Seiten 33 bis 37. Ein in Fig. 4, Seite 3¹*, dieser Druckschrift dargestellter Impulsgenerator für. Impulse mit veränderlicher Breite und fester Frequenz gibt eine Impulsfolge der in Fig. 1 dargestellten Art ab.

Das Steuerelement 10 weist gemäß Fig. 1 eine Verbundschaltung aus zwei parallelen Transistoren 15 und 16 und einem Transistor. 17 in Emitter-Basis-Schaltung auf. Es ist bekannt, daß durch eine derartige Verbundschaltung die Stromverstärkung des Schalters erhöht wird. Zu Erläuterungszwecken können die Transistoren 15» 16 und 17 als ein einzelner Transistor aufgefaßt werden; im folgenden werden sie deshalb als Steuerelement 10 bezeichnet bzw. es wird ohne Erläuterung der Transistoren 15 und 16 auf den Transistor 17 Bezug genommen. Das Steuerelement 10 weist vorzugsweise Niederspannungstransistoren

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auf, welche schnell umschalten können. Sie werden durch die großen Spannungsstöße in der Primärwicklung nicht beeinflußt, sondern sind nur Spannungsänderungen von wenigen Volt ausgesetzt.

Das Schaltelement 20 weist vorzugsweise zwei parallel geschaltete Hochspannungstransistoren 11 und 12 auf. Durch diese Art der Schaltung wird das Strom- und Leistungsverhalten der Hochspannungstransistoren verbessert. Die Transistoren sind vorzugsweise einander angepaßt, damit sich ein gleicher Kollektorstromfluß ergibt. Emitterwiderstände 13 und sorgen ebenfalls für einen gleichen Stromfluß und damit für Temperaturstabilität. Die Diode 19 bildet mit einem Widerstand 18 eine Parallelschaltung zwischen einer Vorspannungsquelle 21 und den Basen der Transistoren 11 und Die Diode 19 hat die Aufgabe, beim Abschalten an der Basis der Transistoren 11 und 12 eine konstante Vorspannung aufrechtzuerhalten. Der Widerstand 18 dient als Vorspannungsbegrenzer an der Basis beim Einschalten. Die Hochspannungstransistoren werden jeweils an ihrem Emitter eingeschaltet, wenn das Steuerelement 10 einschaltet. Die Transistoren 11 und 12 arbeiten vorzugsweise in Sättigung und der Transistor 17 arbeitet in der Nähe der Sättigung, so daß beim Einschalten praktisch die

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gesamte Spannung E. an der Klemme 6 an der Primärwicklung 2 abfällt. * .

Wenn der Transistor 17 abgeschaltet wird, werden die Transistoren 11 und 12 ebenfalls abgeschaltet. Das Abschalten der Transistoren 11 und 12 in der Sättigung erfolgt verhältnismäßig schnell, da sie über die Diode tatsächlich in Basis-Schaltung angeordnet sind. Darüberhinaus befinden sich die Transistoren 11 und 12 beim Abschalten in offener Emitter-Schaltung und die gesamte Rückstellspannung an der Klemme 8 liegt an den Kollektor-Basis-Übergangszonen der Transistoren 11 und 12„ Da somit die Durchbruchsauslegung der Transistoren durch ihre BV . -Charakteristik bestimmt wird, können normale Hochspannungstransistoren verwendet werden. Diese Vorteile treten bei der Betrachtung der Wirkungsweise der in Pig. I dargestellten Schaltung noch deutlicher hervor.

Die Betriebsweise der bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transistorschaltreglers läßt sich am besten unter Bezugnahme auf Fig. 2 in Verbindung mit Fig. 1 erläutern.

Günstigerweise wird davon ausgegangen, daß die

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Wellenform aus der Steuereinheit 22 am Steuerelement bei Beginn auf'ihrem negativen Potential ist. In diesem Zustand sind der Steuertransistor 17 und die Schalttransistoren 11 und 12 jeweils gesperrt und es fließt praktisch kein Strom aus' der Versorgungsquelle 6 durch die Primärwicklung 2 hindurch. Das Potential an den Kollektorklemmen der Schalttransistoren 11 und 12, welches

mit V ,c . ,.% bezeichnet ist, ist im wesentlichen c(Schalt)

gleich E_in, vgl. Fig. 2a. Die Spannung E^_n an der Klemme 6 ist ungeregelt und kann sich beträchtlich ändern, beispielsweise zwischen 2¹JO V und 380 V. Zur Erläuterung wird angenommen, daß E. zur Zeit t^ gleich +300 V ist.

Wenn an der Basis der Transistoren 15 und 16 ein positiver Rechteckimpuls erscheint, werden diese Transistoren leitend und es fließt ein Strom zur Basis des Steuertransistors 17. Der Transistor 17 wird leitend, da sein Basis-Emitter-Potential V, ,„. _N von einem

b^bteuer;

negativen Abschaltpegel auf einen positiven Pegel zur Zeit t₁ ansteigt, vgl. Fig. 2d. In einer typischen Schaltung beträgt ^vv>(steuer) ^efcwa * ^v* ^Be^ eingeschaltetem Transistor 17 sinkt das Potential an den Emittern der

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Transistoren 11 und 12 ah, wodurch eine, leitende Verbindung zwischen der Klemme 21, an welcher eine konstante Vorspannung von etwa 20 V angelegt ist, dem Vorspannungsbegrenzungswiderstand 18, den Basis-Emitter-übergangszonen der Transistoren 11 und 12, der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 17 und Erde hergestellt wird. Ein Strom, welcher mit ¹^(Schalt) ^zeichnet ist, vgl. Fig. 2e, fließt und bewirkt, daß die Transistoren 11 und 12 etwa zur Zeit t^ einschalten.

Das Potential ^v _c(g_Chalt) ^fällt schnell von 300 V auf 0 V ab, vgl. Fig. 2a. In der Primärwicklung 2 des Transformators 1 fließt ein Strom, vgl. Fig. 2c. Dieser Strom, welcher mit Ip_r^_m«_r bezeichnet ist, hat in einer typischen Schaltung anfangs einen Wert von etwa 5 A. Dieser Strom induziert in der Sekundärwicklung 3 einen Stromfluß in entgegengesetzter Richtung, welcher außerdem durch die Diode 23, die Glättungsschaltung und die Belastung an den Klemmen 4 und 5 hindurchfließt.

In diesem Zeitpunkt, sind die Schalttransistoren und 12 leitend, vorzugsweise in Sättigung, dar. Steuerelement 10 ist eingeschaltet und es besteht zwischen den

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Emittern und Kollektoren der Sehalttransistoren im wesentlichen ein Kurzschluß. Der Transistor 17 ist zwar nicht gesättigt, arbeitet jedoch aufgrund der durch die Verbundschaltung der Transistoren 15, 16 und 17 bewirkten Begrenzung im aktiven Bereich. Der Transistor ist trotzdem im wesentlichen kurzgeschlossen, so daß an ihm nur ein minimaler Spannungsabfall auftritt. Der Widerstand 18 paßt das an den Basen der Transistoren 13 und 14 tatsächlich vorhandene Potential dem Betrieb der Schaltung an.

Wenn für das Steuerelement 10 keine Verbundschaltung verwendet werden würde, d.h. wenn die Transistoren 15 und l6 nicht vorhanden wären und die Basis des Transistors 17 durch die Steuereinheit 22 direkt erregt werden würde, könnte der Transistor 17 in Sättigung betrieben werden,

FJei beiden genannten nöglichen Schaltungen uird der Spannungsabfall, an dem Steuerelement 10 auf einem flinimun gehalben. Beim Abschalten steigt dieser Spannungsabfall etwa auf den Uerfc der Verisorgum;;? spannung an der Klemme plus dem Uarfc /on etwaigen opanriingem aufgrund von

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Ausgleichsvorgängen in den Halbleitern an. Somit wird beim Abschalten fast die gesamte Spannung von den Schalttransistoren 11 und 12 geführt.

Betrachtet man nun wieder die Fig. 1 und 2, so ist ersichtlich, daß zur Zeit t₂ der Rechteckimpuls aus der Steuerschaltung 22 auf etwa -6 V abfällt. Die Basis-Emitter-Spannung des Steuertransistors 17, ^Vh(Steuer)' nimmt schnell von etwa +1 V auf -5 V ab·, vgl. Fig. 2d, wodurch die Vorspannung an der Basis-Emitter-Übergangszone über die Diode 60 in Sperrichtung gepolt wird. Der Transistor 17 wird dadurch nichtleitend gemacht und abgeschaltet. Sein Kollektorpotential steigt etwa auf den Pegel der Vorspannung an der Versorgungsklemme an. Das ist die größte Potentialänderung, die der Steuertransistor erfährt, da er niemals den von der Primärwicklung 2 beim Abschalten hervorgerufenen Spannungsstößen ausgesetzt ist.

Wenn der Transistor 17 abschaltet, hat das zur Folge, daß die Schalttransistoren 11 und 12 ebenfalls abschalten. Der Strom **,( sehalt)· welcher von der Vorspannungsklemme 21 über die Emitter der Schalttransistoren 11

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und 12 fließt, nimmt schnell ab und kehrt sich um; der Basisstrom erreicht kurz danach zur Zeit t-, etwa -5 A, vgl. Fig. 2e.

Wenn die Transistoren 11 und 12 abschalten, springt

das Potential ^v _c(schalt) ^{an der Klemme} ^ ^der Primärwicklung 2 von etwa 20 V zur Zeit t^ auf eine Spitzenrückstellspannung von 600 V zwischen den Zeitpunkten tu und tf-> vgl. Fig. 2a. Diese sehr große Spannungsspitze, welche durch die in der Primärwicklung 2 gespeicherte Energie verursacht wird, würde theoretisch unendlich groß werden, wenn nicht die Pegelhaltewirkung der Regeleinrichtung 4o vorhanden wäre. Das Potential der Spannungsspitze liegt vollständig an der Vorspannung, der Basis und dem Kollektor der Schalttransistoren, weil in diesem Zeitpunkt die Emitter der Schalttransistoren geöffnet sind. Diese Tatsache führt auf zwei praktische und wichtige Resultate. Zum einen ist, wie oben bereits erläutert, das Steuerelement 10 vollständig von dem Spannurigsstoß V ,„ . .. » getrennt, und zum anderen besteht für die Schalttransistoren keine Gefahr des Durchbruches, weil die zulässige Durchbruchsspannung BV . nicht überschritten wird. Bei einem Hochspannungstransistor kann die Durchbruchsspannung BV . beispielsweise größer

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als 800 V sein. '

Diese Resultate seien kurz mit einer typischen Schaltung herkömmlicher Bauart verglichen. Bei der bekannten Schaltung werden die Rechteckimpulse direkt an die Basis der Schalttransistoren 11 und 12 angelegt* Das Steuerelement 10 ist nicht vorhanden. Bei dieser Art von Schaltung stellt die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung BV das Auslegungskriterium dar, da das

C* fc* %J

Potential beim Abschalten .an der Kollektor-Emitter^· Übergangszone liegt. Der Wert für BV ist typischerweise halb so groß wie der Wert für BV_cbo· Aber auch eine solche Auslegung reicht nicht aus, weil der Transistor bereits bei weniger als BV "sperren" wird. Diese Sperrspannung, welche mit BV _/nn > bezeichnet wird, ist geringer

ce\sus)

als BV und kann bei einem Hochspannungstransistor

CSO

etwa 325 V betragen.

, Danach ist klar, daß bei der erfindungsgemäßen Schaltung billige, leicht verfügbare Hochspannungstransistoren als Schaltelemente verwendet werden können. Speziell ausgelegte Bauelemente sind nicht erforderlich.

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Wenn das Rückstellpotential an der Klemme 8 der Primärwicklung 2 in Fig. 1 die Versorgungsspannung E. übersteigt, hält die Regeleinrichtung 40 das Rückstellpotential auf etwa 600 V zur Zeit tj- fest, vgl. Fig. 2a. Bei dem gewählten Beispiel ist ein Potential von etwa 300 V aus dem vorhergehenden Betriebszyklus durch den Kondensator 36 gespeichert, welches die Diode 33 gesperrt hält. Wenn jedoch das Rückstellpotential an der Klemme 600 V zu .Übersteigen beginnt, wird die Diode 33 leitend und es fließt ein. Strom in den Kondensator 36 hinein. Ein Teil der Differenz zwischen dem Rückstellpotential und der Versorgungsspannung wird zwischen den Klemmen 7 und 9 der Primärwicklung 2 abgefühlt. Der Kondensator 3*f und die Dioden 38 und 39 speichern auf dem Kondensator eine Ladung, welche der Spitze-zu-Spitze-Spannungsauslenkung an der Klemme 9 proportional ist. Diese Spannungsauslenkung ist ihrerseits proportional zu E. plus dem genannten Rückstelldifferenzpotential. Das Potentiometer ist so eingestellt, daß es über die Zenerdiode 32 eine Vorspannung an die Basis des Transistors 30 anlegt; die Transistoren 30 und 31 werden deshalb in Abhängigkeit von E. plus dem Potential zwischen den Klemmen 7 und 8 beim Rückstellen leitend. Durch das Leiten der Transistoren und 31 wird deshalb das Potential am Kondensator 36 und

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die Sperrvorspannung an der Diode 33 auf den gewünschten Schwellenwert eingestellt, wenn sich die Betriebszustände ändern. Fig. 2b zeigt den zwischen den Zeitpunkten t,- und t,-durch die Diode 33 der Regeleinrichtung 40 fließenden Strom, welcher mit I_TT _. bezeichnet ist. Wenn I_TT _.

Halte Halte

durch die Primärwicklung 2 vernichtet wird, wird vgl. Fig. 2c, zur Zeit tg beinahe gleich Null und V /gehalt} kehrt nach und nach auf den Wert des Versorgungspotentials E. zurück. Damit ist ein vollständiger Zyklus des Schaltungsbetriebes abgeschlossen.

In Fig. 3 ist eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Spannungsreglers nach der Erfindung dargestellt, bei welchem an der Basis eines Schalttransistors 51 Dioden zum Begrenzen der Sättigung verwendet werden. Transistor 5¹* ist der Steuertransistor. Die übrige Schaltung und deren Wirkungsweise stimmt mit der in Fig. dargestellten Schaltung überein.

Dioden 56, 57 und 58 verursachen von einer Vorspannungsklemme 53 zur Basis des Transistors 51 einen Spannungsabfall, welcher sicherstellt, daß die Basisspannung niedriger ist als die Spannung an der Kathode

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einer Diode 55· Der Kollektor wird deshalb niemals in Vorwärtsrichtung betrieben. Die Diode 55 leitet jeglichen Strom, welcher größer ist als der Basisstrom, der erforderlich ist, um den Transistor 51 an den Rand der Sättigung zu bringen, um dessen Basis herum. Eine Diode 59 verhindert, daß die Vorspannung an der Basis des Schalttransistors den Wert der Vorspannung an der Versorgungsklemme 53 beim Abschalten überschreitet. Der Steuertransistor 54 wird zwischen seinem aktiven Bereich und seinem Sperrzustand betrieben, um den Basis-Emitter-Strom des Transistors 51 zu begrenzen.

Fig. 4 zeigt noch eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Reglers nach der Erfindung, bei welchem Steuer- und Schalttransistoren von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp verwendet werden.

Ein Steuertransistor 46 ist ein pnp-Transistor, welcher dann leitend wird, wenn ein Rechteckimpuls aus einer Steuereinheit 47 auf V₁ ist. Der Transistor 46 wird gesperrt, wenn der Rechteckimpuls einen höheren Wert V₂ hat.

Ein Schälttransistor 44 entspricht dem Transistor

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bzw. 12 in Pig. 1. Der Einfachheit halber ist in Fig. nur ein Schalttransistor 44 dargestellt, obwohl eine Parallelschaltung wie in Fig. 1 verwendet werden kann. Vorspannungswiderstand 49, Vorspannungsdiode 48 und Vorspannungsversorgung 50 entsprechen jeweils den Bauelementen 19, 18 und 21 in Fig. 1. Der übrige Teil der in Fig. 4 dargestellten Schaltung kann gleich der in Fig. 1 dargestellten Schaltung sein und ist deshalb so dargestellt. Bei einer typischen Schaltung hat die Vorspannung an der Klemme 50 einen Wert von 10 V, V₁ beträgt 5 V und V₂ beträgt 30 V.

Bei der in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform der Erfindung geht der Steuertransistor 46 in Sättigung, wenn V₁ aus der Steuereinheit 47 angelegt wird. Zur Begrenzung des Stromes im Emitter des Schalttransistors beim Einschalten ist ein Widerstand 45 in der Emitterschaltung angeordnet. Eine Diode 45a schützt die Emitter-Basis-Übergangszonen der Transistoren 44 und 46 vor einem Durchbruch in Sperrichtung. Praktisch kann der Widerstand 45 weggelassen werden, wenn V₁ so gewählt wird, daß der Transistor 46 zwar in seinen aktiven Bereich, jedoch nicht in Sättigung getrieben wird.

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Es ist ein wichtiges Merkmal, daß, wie bei der in Pig.l dargestellten Schaltung, sowohl der Steuertransistor 46 als auch der Schalttransistor 44 sich in ihrem Sperrzustand befinden, wenn sie abgeschaltet werden. Unter diesen Umständen arbeitet der Schalttransistor 44 in einem Zustand mit geöffnetem Emitter, so daß der Transistor 44 für seine BV , -Charakteristik ausgelegt

QuO

werden kann. Wenn der Schalttransistor 44 abschaltet, hält die Diode 48 seine Basis auf der Vorspannung an der Klemme 50 und der Steuertransistor 46 bleibt von den großen Spannungsstößen, welche an der Klemme 8 auftreten, getrennt.

In Fig. 5 ist noch eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Spannungsreglers nach der Erfindung in Form eines Gleichspannungsumsetzers dargestellt, bei welchem zwei Gruppen von Steuer- und Schalttransistoren in Gegentaktschaltung verwendet werden. Diese Schaltung ist zwar nicht so wirtschaftlich herstellbar wie die in Fig. dargestellte Schaltung, jedoch ist mit der Gegentaktschaltung ein höherer Wirkungsgrad und eine bessere Regelung erzielbar.

Eine Quelle 66, welche die ungeregelte Gleichspannung

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liefert, ist an eine Mittelanzapfung 69 der Primärwicklung eines Transformators 61 angeschlossen. Transistoren 70 und 71s bei welchen es sich um Hochspannungsschalttransistoren handelt, sind an ihren Basen über Vorspannungsbegrenzungswiderstände 76 und 77 jeweils.mit einer Vorspannungsversorgung 75 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren 70 und 71 sind mit den äußeren Klemmen der Primärwicklung des Transformators 61 verbunden. Die Emitter der Schalttransistoren 70 und Jl sind jeweils mit den Kollektoren von Steuertransistoren 73 und 7^ in Reihe geschaltet. Die Steuertransistoren 73 und 7 4 sind Niederspannungstransistoren, welche durch an ihre Basen über Leitungen 78 und 79 angelegte Steuersignale jeweils umgeschaltet werden. Die Steuereinheit 72 liefert auf Ausgangssignalleitungen 78 und 79 Rechteckausgangsimpulse, welche gegeneinander um I80 phasenverschoben sind und dadurch die Steuertransistoren phasenverschoben aus- und einschalten,

Eine mit der Sekundärwicklung des Transformators 61 verbundene Gleichrichterstufe weist Dioden 62 und 63 sowie einen in herkömmlicher Weise zu Belastungsklemmen 6k und parallelgeschalteten Glattungskondensator 68 auf.

Im Betrieb schaltet ein Impuls aus der Steuereinheit

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einen der Steuertransistoren, beispielsweise den Transistor 73, ein. Der Transistor 7^ ist nicht leitend, da das Signal an seiner Basis gegen, das Signal an der Basis des Transistors 73 phasenverschoben ist. Wenn der Transistor 73 leitet, treibt er den Emitter des Schalttransistors 70 und bewirkt, daß die Basis-Emitterübergangszone leitet. Der Transistor 70 schaltet sodann ein und es fließt ein Strom von der ungeregelten Spannungsquelle 66 über die obere Hälfte der Primärwicklung des Transformators 61 über die Transistoren 70 und 73 nach Erde. Der in der Sekundärwicklung des Transformators 6l induzierte Strom wird zur Erzeugung einer Gleichspannung an den Belastungsklemmen 64 und 65 gleichgerichtet und geglättet.

Wenn das Signal aus der Steuereinheit 72 auf der Leitung 78 nach -V^ zurückkehrt, schaltet der Transistor ab und sperrt dadurch den Transistor 70. An dieser Stelle wird das gleiche Prinzip, welches mit Bezug auf die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform der Erfindung bereits erläutert worden ist, in Fig. 5 beim Abschalten verwendet, denn der Schalttransistor befindet sich aufgrund der konstanten Vorspannung 75 an seiner Basis in dem Zustand

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mit geöffnetem Emitter. Polglich ist die Durchbruchsspannung, für welche der Transistor 70 ausgelegt werden kann, die Spannung BV .. Außerdem ist der Steuertransistor 73 vpllständig von dem hohem Spannungsstoß an dem Kollektor des Transistors 70 getrennt.

Der Betrieb der Transistoren 71 und 7^ ist beim Einschalten durch einen Impuls auf der Leitung 79 aus der Steuereinheit 72 der gleiche wie bei den Transistoren und 73.

Es kann vor Vorteil sein, an den Kollektorklemmen der Schalttransistoren 70 und 71 eine Einrichtung vorzusehen, welche die Kollektorspannung festhält. Obgleich der größte Teil der Transformatorkernmagnetisierungsenergie durch die Wirkung des Zweiwegbelastungsstromes absorbiert wird, ist eine Spannungshaltung erforderlich, wenn die Schalttransistoren allein nicht in der Lage sind, den beim Abschalten durch die Streuinduktivität induzierten Strom zu absorbieren. Eine einfache bekannte Spannungshalteschaltung weist eine Diode an dem Kollektor jedes Transistors auf, welche durch eine Halteversorgungsspannung in Sperrichtung betrieben wird, deren Wert gleich der Maximalspannung ist, für welche die Schalttransistoren

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ausgelegt sind. Bei einer typischen Schaltung, wie sie in Fig. 5 dargestellt ist, ist die Anode einer Diode mit dem Kollektor des Transistors 70 verbunden. Ihre Kathode ist mit einer Halteversorgungsspannungsquelle von beispielsweise 760 V verbunden, Vielehe unterhalb der Durchbruchsspannung BV , von 800 V liegt. Vfenn sich der Transistor 70 im eingeschalteten Zustand, befindet und im wesentlichen einen Kurzschluß darstellt, hat die Diode keinen Einfluß auf die Schaltung, da sie in Sperrichtung betrieben wird. Wenn der Transistor 70 abgeschaltet wird und die Spannung an seinem Kollektor 760 V zu überschreiten versucht, wird die Diode leitend und hält die Spannung V ,„ . ,,* auf etwa 760 V fest. Eine gleiche Schaltung ist mit dem Kollektor des Schalttransistors 71 in Fig. 5 verbunden.

In Fig. 6 ist eine billigere Ausführungsform einer Regeleinrichtung zur Vernichtung des Spannungsstoßes in der Schaltung in Fig. 1 an der Klemme 8 der Primärwicklung dargestellt, welcher beim Abschalten der Schalttransistoren 11 und 12 auftritt. Gemäß Fig. 6 ersetzt eine Regeleinrichtung 80 die in Fig. 1 dargestellte Regeleinrichtung 40 an den Klemmen 7 und 8 der Primär-

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wicklung 2. Der übrige Teil der Schaltung in Fig. 6 ist mit der in Pig. I dargestellten Schaltung identisch.

Wenn im Betrieb beim Abschalten der Transistoren und 12 das Potential an der klemme 8 das Potential an der Kathode einer Diode 8l übersteigt, fließt ein Strom durch diese Diode 81; die Ladung aufgrund des Spannungsstoßes wird anschließend in einem Kondensator 82 gespeichert. Die in dem Kondensator 82 gespeicherte Energie fließt sodann über einen Widerstand 83 zur -Erde hin ab. Der Kondensator 82 und der Widerstand 83 werden derart bemessen, daß eine ausreichende Energieabnahme erfolgt, bevor das nächste Abschalten des Schalttransistors erfolgt, um den nächsten Rückstellspannungsstoß aufnehmen zu können.

In der folgenden Tabelle sind die Kennwerte bzw. Bezeichnungen bestimmter Bauelemente angegeben, welche bei einer praktischen Ausführungsform des in Fig. 1 dargestellten Transistorschaltreglers nach der Erfindung verwendet worden sind. Die Angaben in der Tabelle sollen lediglich zur Unterstützung bei der praktischen Ausführung der Erfindung dienen; sie bedeuten keine Ein-

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schränkung der Erfindung.

Bauelement Bezeichnung oder Wert

Motorola MJ 9000 2N 3W
.2N 3725
9ß , 30 W

1 A, 30 V yj RCA 2N 4240 10 V, 0,25 W IA, 600 V 0,5 A, 150 V O,l//P, 50 V

0,22 ZiP, 600 V 's 0

Im Rahmen der Erfindung bietet sich dem Fachmann über die beschriebenen Ausführungsbeispiele hinaus selbstverständlich eine Vielzahl von Vereinfachungs- und Verbesserungsmöglichkeiten sowohl hinsichtlich des Aufbaues der erfindungsgemäßen Schaltung als auch der Art der in dieser verwendeten Bauelemente.

11,	12
17
15,	16
18
19
30,	31
32
33
38,	39
35
36

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Claims

222017$ 33

Patentansprüche

( 1.JTransistorschaltregler, gekennzeichnet durch eine Eingangsspannungsquelle (β), ferner durch ein induktives Lastschaltungselement (2) und weiter durch eine Schalteinrichtung (1Oj 20), welche sämtlich in Reihe geschaltet sind, wobei die Schalteinrichtung einen Schalttransistor (11, 12; 44, 52) und einen mit diesem in Reihe geschalteten Steuertransistor (175 46; 54), außerdem eine zyklisch arbeitende Steuereinheit (22, 47; 52), welche mit der Basis des Steuertransistors verbunden ist und diesen zwischen seinem Sperrbereich und seinem leitenden Bereich betreibt, sowie eine mit der Basis des Schalttransistors verbünde Vorspannungsquelle (21; 50; 53) aufweist, welche den Schalttransistor jeweils dann, wenn der Steuertransistor leitend ist, in seinem leitenden Bereich betreibt und dadurch bewirkt, daß fast die gesamte Eingangsspannung an dem induktiven Lastschältungselement anliegt und dadurch in den Transistoren nur eine geringe Leistung verbraucht wird, und wobei die Vorspannungsquelle den Schalttransistor beim Abschalten in seinem geöffneten Emitter-

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zustand betreibt, wenn der Steuertransistor gesperrt wird, und dadurch den Steuertransistor von an dem induktiven Lastschaltungselement auftretenden Spannungsstößen trennt,, so daß der Schalttransistor nach seiner Kollektor-Basis-Durchbruchspannungscharakteristik ausgewählt werden kann.
2. Regler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der S.chalttransistor (11, 12; 44; 51) zwischen Sperrzustand und Sättigungszustand betrieben wird.
3. Regler .nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuertransistor (17; 46; 54) zwischen Sperrzustand und mindestens nahe des Sättigungszustandes betrieben wird.
4. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine Regeleinrichtung (40; 8o) zum Pesthalten der durch das induktive Lastschaltungselement (2) an dem Schalttransistor (11, 12; 44; 51) beim Abschalten des letzteren gebildeten Spannung.
5. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch

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gekennzeichnet, daß die Steuer- und Schalttransistoren dem gleichen Leitfähigkeitstyp angehören und daß der Emitter des Schalttransistors (11, 12; 51) mit dem Kollektor des Steuertransistors (17; 54;) verbunden ist.
6. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer- und Schalttransistoren (44, 46) von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp sind und daß der Emitter des Schalttransistors (44) mit dem Emitter des Steuertransistors (46) verbunden ist.
7. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Lastschaltungselement eine Transformatorprimärwicklung (2) ist und daß eine TransformatorSekundärwicklung (3) sowie eine zu dieser parallelgeschaltete Einweggleichrichtersehaltuhg (23) vorgesehen sind, welch letztere die durch die Primärwicklung in der Sekundärwicklung induzierte Spannung gleichrichtet und mit dieser gleichgerichteten Spannung eine Belastung versorgt.
8. Regler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Kollektor des Schalttransistors eine

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Spannungshalteschaltung (Pig. 1) verbunden ist, welche während der Rückstellung der Kernmagnetisierung des Transformators.(1) aus letzterem Energie aufnimmt und während dieser Rückstellung das Potential am Kollektor des Schalttransistors (11, 12) begrenzt.
9. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die VorSpannungsquelle (21; 50;

53) eine Einrichtung (18; 48; 56, 57, 58), welche bei leitendem Steuertransistor (17; 46; 54) den Schalttransistor (11, 12; 44; 51) in die Sättigung treibt, und eine weitere Einrichtung (19; 59) aufweist, welche beim Abschalten des Schalttransistors einen niederohmigen Betrieb desselben mit geerdeter Basis bewirken.
10. Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß dieser als Gegentaktschaltung (Fig. 5) aufgebaut ist, daß ferner zwei Schalteinrichtungen (70, 73 bzw. 71» 74) vorgesehen sind, welche mit der Eingangsgleichspannungsquelle (66) verbunden und über das induktive Lastschaltungselement (61) mit einer Ausgangsbelastung gekoppelt sind, und daß endlich die zyklisch arbeitende Steuereinrichtung (72) abwechselnd die Schalteinrichtungen, welche jeweils einen Schalttransistor (70

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bzw. 71) und einen mit diesem in Reihe geschalteten Steuertransistor (73 bzw. 74) aufweisen, phasenverschoben zueinander ein- und ausschaltet und dadurch die Versorgungsspannung intermittierend an die Belastung legt.

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