DE3023404C2 - Magnetische Verstärkeranordnung, die als magnetischer Phasenschieber verwendbar ist - Google Patents

Description

— daß die Einstelleinheit ein Glied zum Einstellen des Drossel-Betrags nach Maßgabe des Ausgangs des magnetischen Verstärkers aufweist.

15. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet,

— daß die Einstelleinheit einen Funktionsgenerator (PC), der auf das Ausgangssignal des magnetischen Verstärkers anspricht, und ein Glied (Esf) zum Einstellen des Drossel-Betrags nach Maßgabe des Ausgangssignals des Funktionsgenerators (T⁷G^ aufweist.

35

Die Erfindung bezieht sich auf einen verbesserten magnetischen Verstärker, insbesondere zur Verwendung als steuernder Phasenschieber eines Thyristors od. dgl.

Wie z. B. in der US-PS 41 00 435 angegeben ist, hat ein magnetischer Phasenschieber, der einen Ausgangs-Zündwinkel eines magnetischen Verstärkers nutzt, die vorteilhafte Funktion, daß er eine Vielzahl Signale einzeln vergleicht, die Vergleichsergebnisse verstärkt und nach entsprechender Zeitverzögerung einen Ausgang erzeugt, der als Gate-Steuersignal für eine Halbleiter-Schaltvorrichtung, z. B. einen Thyristor oder einen Transistor, geeignet ist. Ferner ist er einfach und robust aufgebaut und unempfindlich gegen Störsignale; dies sind für einen magnetischen Verstärker spezifische Merkmale. Infolgedessen ist er als hochzuverlässiges Steuer- oder Regel-Bauelement bekannt.

Ein magnetischer Verstärker und ein magnetischer Phasenschieber unterscheiden sich voneinander nur in der Art und Weise, wie ein Ausgangss-gnal genutzt wird, und ihr Grundaufbau ist identisch. In der folgenden Erläuterung wird daher ein magnetischer Phasenschie= ber mit erweitertem Anwendungsgebiet erläutert, obwohl er in dieser Form als magnetischer Verstärker einsetzbar ist.

Der Grundaufbau eines magnetischen Verstärkers oder Phasenschiebers wird nachstehend unter Bezugnahme auf einen magnetischen Halbwellen-Phasenschieber erläutert Erstens umfaßt er einen sättigbaren Magnetkern, auf den eine Wechselstromwicklung (die hin und wieder als Ausgangswicklung bezeichnet wird) und eine Steuerwicklung gewickelt sind. Eine ein'-veggleichgerichtete Spannung wird an die Wechselstromwicklung angelegt. An die Steuerwicklung wird von der Wechselstromwicklung eine Gleichspannung entsprechend einem erwünschten Phasenwinkel angelegt, die eine einer elektromotorischen Kraft (EMK) entgegengesetzte Polarität hat.

Grundsätzlich ist es mit den vorgenannten Bauelementen möglich, ein Phasenwinkelsignal abzunehmen, das die an die Steuerwicklung angelegte Gleichspannung angibt, und zwar entweder an der Wechselstromwicklung oder an einem damit reihengeschaJteten Belastungswiderstand. Während der einen Halbwelle, in der die Wechselstromwicklung nicht mit einer Spannung beaufschlagt wird (diese Periode .vird als Rückstellperiode bezeichnet), wird dei Magnetkern mit der einen Polarität um einen Betrag magnetisiert, der der Giöße der an die Steuerwicklung angelegten Gleichspannung proportional ist. .vährend der nächsten Halbwelie (Steuerperiode) wird eier Magnetkern mit entgegengesetzter Polarität von der an die Wechselstromwicklung angelegten Spannung magnetisiert. Die Zeit, die erforderlich ist, bis der Magnetkern den Sätt'gungszustand erreicht, ist dem Rückstellbetrag in der vorhergehenden Rückstellperiode proportional. Infolgedessen verschwindet die Spannung an der Wechselstromwicklung mit einem Phasenwinkel, der der an die Steuerwicklung angelegten Steuer-Gleichspannung proportional ist. Diese Spannung der Wechselstromwicklung oder die Spannung am Belastungswiderstand, der mit der Wechselstromwicklung reihengeschaltet ist wird als Phasenwinkelsignal genutzt.

Zum Beispiel kann ein Thyristor, der in ein Wechselstrom-Versorgungsnetz eingeschaltet ist. das mit der an die Wechselstromwicklung angelegten einweggleichgerichteten Spannung synchron ist, mit der am Belastungswiderstand anliegenden Spannung direkt gezündet werden. Dies bildet eine Einweggleichrichteriiteuerschaltung. Durch Zusammenfassen von mehreren solchen Schaltungen kann jeder Thyristor-Stromrichter phasengeregelt werden.

Dieser Typ eines magnetischen Phasenschiebers hat eine Vielzahl von Funktionen und Vorteilen, wie einfachen und robusten Aufbau, Störsignal-Unempfindlichkeit, die Fähigkeit, jeweils einzelne Signale aus einer Vielzahl Signale herauszutrennen, Vergleichs-. Verstärkungs- und Zeitverzögerungs-Funktionen usw.

Andererseits hat der magnetische Phasenschieber den Nachteil, daß er groß und teuer ist. Derzeit besteht die Tendenz, magnetische Phasenschieber- durch HaIb-Ie et -Vorrichtungen zu ersetzen

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines kleinen und kostengüns.igen magnetischen Verstärkers.

Der magnetische Verstärker nach der Erfindung, mit einem Magnetkern, einer auf den Magnetkern gewickelten Steuerwicklung, einer auf den Magnetkern gewikkelten Ausgangswicklung, und einer Energieversorgung zur Speisung einer Reihenschaltung, die die Ausgangs= wicklung und eine Last umfaßt, ist gekennzeichnet durch eine Vorrichtung zum Drosseln der währtind der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns der Reihenschaltung von der Energieversorgung zugeführten Elektrizitätsmenge auf einen kleineren Betrag als während der Sättigungsperiode des Magnetkerns.

Die Kennlinie des magnetischen Verstärkers wird

bestimmt, bevor der Magnetkern aus dem ungesättigten Zustand in den Sättigungszustand gebracht wird, und nach Umschlagen in den Sättigungszustand wird seine Kennlinie weder durch eine hohe Spannung noch einen hohen Strom in der Ausgangswicklung beeinflußt. Durch Erfassen der Sättigung und der Nichtsältigung des Magnetkerns, so daß der magnetische Verstärker oder Phasenschieber im ungesättigten Zustand, in dem die Ausgangskennlinie des Verstärkers oder Phasen» Schiebers gesteuert wird, mit geringer Energie arbeitet Und nach Sättigung des Magnetkerns die der Ausgangswicklung und der Last zugeführte Elektrizitäismenge erhöht wird, ist es infolgedessen möglich, ein großes Ausgangssignal mit einem sehr kleinen und kostengünstigen magnetischen Verstärker zu erzeugen.

Durch die Erfindung wird also ein magnetischer Verstärker oder Phasenschieber angegeben, mit einem sättigbaren Magnetkern, einer auf diesen gewickelten Steuerwicklung, der eine Gleichspannung entsprechend einem erwünschten Phasenwinkel zugeführt wird, und mit einer auf den Magnetkern gewickelten Ausgangswicklung, die von einem Belastungswiderstand mit einer Wechselspannung beaufschlagt wird, so daß die Zündphase eines Thyristors durch eine Spannung am Belastungswiderstand einstellbar ist; dabei ist auf den sättigbaren Magnetkern eine Zusatzwicklung zum Erfassen der Sättigung des Magnetkerns durch einen schnellen Spannungsabfall an der Zusatzwicklung aufgebracht. Wenn die Sättigung erfaßt wird, wird die Größe der an die Ausgangswicklung angelegten Wechselspannung erhöht. Die Phasenwinkel-Kennlinie des magnetischen Phasenschiebers wird unter niedriger Spannung vor der Magnetkern-Sättigung bestimmt, und nach der Sättigung wird an den Belastungswiderstand eine hohe Spannung angelegt.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers nach der Erfindung,

Fig.2 Spannungsverläufe, die die Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 1 verdeutlichen,

Fig.3 und 4 Schaltbilder anderer Ausführungsbeispiele des magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers mit anders ausgebildeten Energieversorgungen,

F i g. 5 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels, das eine Abwandlung von F i g. 3 ist, wobei die Lage eines Belastungswiderstands geändert ist,

F i g. 6 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels, wobei nur ein Hauptteil mit einer abgewandelten Rückkopplungsschaltung gezeigt ist.

F i g. 7 ein Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels des magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers, der in der Phasenkennlinie eine verbesserte Linearität aufweist,

F i g. 8 ein spezielles Schaltbild eines Signalgebers in der Schaltung nach F i g. 7,

F i g. 9 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines magnetischen Vollweg-Phasenschiebers,

F i g. 10 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels, das gegenüber der Schaltung nach Fig.9 verbessert ist.

F i g. 11 ein Schaltbild eines magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers, wobei für das Tastverhältnis eine Untergrenze vorgesehen ist,

Fig. 12 eine Phasenkennlinie des magnetischen Phasenschiebers nach F i g. 11.

Fig. 13 das Schaltbild einer Motor-Steuerschaltung mit einem Thyrislofumforlner,

Fig. 14 Spannungsverläufe der Schaltung nach Fig. 13.

F i g. 15 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers mil variabler Frequenz,

Fig. 16 eine Kennlinie eines Zeichengenerators in der Schaltung nach Fig, 15,

Fig. 17 Ausgangsspannungsverläufe eines Thyristor» Zerhackers, der von der Schaltung nach Fig. 15 gesteuert wird, und

Fig. 18 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers, der kein Rückkopplungs-Steuersystem aufweist.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel des magnetischen Halbwellen-Phasenschiebers. Zuerst wird jedoch ein herkömmliches Verfahren erläutert, bei dem ein Transistor Tr normalerweise stromführend ist.

Eine Reihenschaltung aus einer Ausgangswicklung

2ö Nl, die auf einen Magnetkern Cr gewickelt ist, und einem Belastungswiderstand Rl ist mit einer Wechselspannungsversorgung Ea über eine rückwärtssperrende Diode Dd verbunden. Eine Steuerwicklung Nc ist ebenfalls auf den Magnetkern Crgewickelt und wird mit einem Steuerstrom Ic beaufschlagt. Den Wicklungen Nl und Nc benachbart gezeichnete Punkte bezeichnen die Polarität, d. h. den Beginn, der Wicklungen.

Bei der vorstehend angegebenen Ausbildung wird an die Reihenschaltung aus Ausgangswicklung Nl und Belastungswiderstand Rl während jeder Periode 772, in der die Wechselspannungsversorgung E_A positive Polarität hat. eine Spannung Ea (V) der Wechselspannungsversorgung Ea angelegt Angenommen, daß ein Spannungsabfall an der Diode Dd in bezug auf die Versorgungsspannung Ea klein genug ist und daß ein Spannungsabfall am Belastungswiderstand R_L aufgrund eines durch die Ausgangswicklung Nl während jeder Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns Cr fließenden Erregerstroms ebenfalls klein genug gegenüber der Spannung Ea ist, so wird die Ausgangswicklung Nl während der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns Cr mit einer Spannung beaufschlagt, die angenähert gleich der Spannung Ea ist.

Andererseits kann durch Ändern der Größe des Steuerstroms l_c der Rückstellbetrag des Magnetflusses des Magnetkerns Crwährend der Periode T/2, in der die Wechselspannungsversorgung E_A negative Polarität hat und die Diode Dd im Rückwärtssperrzustand ist. geändert werden. Dann gelangt der Magnetkern Cr zu einem Zeitpunkt in den Sättigungszustand, in dem sich der Magnetfluß um den dem Rückstellbetrag entsprechenden Betrag während der Periode positiver Polarität der Wechselspannungsversorgung Ea geändert hat Von diesem Zeitpunkt ab wird die Spannung Ea an die Las.

Rl angelegt Das heißt, der magnetische Phasenschieber beginnt mit der Erzeugung eines Ausgangssignals als magnetischer Phasenschieber zur Erzeugung eines Phasenwinkelsignals, das der Größe des Steuerwicklungsstroms Ic proportional ist

Um also sicherzustellen, daß der Phasenschieber-Ausgang vollständig Null ist, ist es erforderlich, daß der Magnetkern Cr auch dann nicht in den Sättigungszustand umschlägt, wenn die Spannung Ea an die Ausgangswicklung Nl während der Periode 772

angelegt wird. Zu diesem Zweck muß die folgende Beziehung erfüllt sein:

Ea ■ 772 = A ■ 25 ■ n_L

— Querschnittsbereich des Magnetkerns,
= Magnetflußdichte, und

— Windungszahl der Ausgangswicklung Λ//..

Wenn man annimmt, daß ein Thyristor Th in der Größenordnung von 50 A in einem magnetischen Pha^nschieber mil einer technischen Frequenz von 50 Hz direkt gesteuert werden soll, so ist Tgleich 20 ms. Damit ist Ea gleich 10 V. Angenommen, daß als Magnetkern 79% Nickel-Permalloymetsll verwendet wird und daß A gleich 50 ■ 10 ⁶ m² und Bgleich 0,5 Tist. so ergibt sich aus der Gleichung (1) n_L = 2000 Windungen. Selbst wenn mehrere Steuerwicklungen M vorgesehen sind, so ist deren Gesamtwindungszahl normalerweise in der Größenordnung von 1000, und das Gewicht der Anzahl Windungen der Ausgangswicklung ist hoch. Üblicherweise wird ein Toroid- oder Ringkern verwendet, um Abweichungen der magnetischen Kennlinie des Magnetkerns kleinzuhalten. Somit erfordert das Wickeln von 2000-3000 Windungen einen hohen Arbeitsaufwand, selbst wenn mit einer speziellen automatischen Wickelmaschine gearbeitet wird. Dies trägt in hohem Maß zu einer Kostensteigerung des Phasenschiebers bei. Da ferner die 2000— 3000 Windungen durch die öffnung des Ringkerns gewickelt werden müssen, muß die Öffnung entsprechend groß ausgebildet sein. Dadurch ergibt sich eine gesteigerte Kerngröße und dementsprechend eine Gewichts- und eine Kostensteigerung. Da ferner die magnetische Weglänge größer wird, wird die Leistung verschlechtert, und zum Ausgleich wird ein erhöhte Windungszahl der Steuerwicklung benötigt

Zur Lösung dieses Problems wurde bereits vorgeschlagen, die Windungszahl der Ausgangswicklung, die ein hohes Gewicht hat. z. B. auf 20 Windungen zu verringern. In diesem Fall ist jedoch aus der vorstehenden Gleichung ersichtlich, daß die Spannung Ea in der Größenordnung von 0,1 V liegen muß. Mit einer so niedrigen Spannung wirkt sich jedoch der Spannungsabfall an der Diode Dd (der normalerweise bei 0.6 V liegt), der bisher problemlos war. merklich aus. und die Spannung Ea der Wechselspannungsversorgung Ei₁ muß bei 1 V liegen, um an die Ausgangswicklung Ni während der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns Cr die Spannung von 0.1 V anzulegen. Da ferner der Spannungsabfall an der Diode Dd sich infolge von Fertigungstoleranzen ändert und in Abhängigkeit von der Temperatur und dem Strom beträchtlichen Schwankungen unterliegt, ändert sich die an die Ausgangswicklung Nl angelegte Spannung merklich um 0.1 V. Infolgedessen ergibt sich eine instabile Betriebsweise des magnetischen Phasenschiebers.

Da die an die Last Rl nach der Sättigung des Magnetkerns Cr anzulegende Ausgangsspannung ebenfalls auf ca. 0.1 V abnimmt liefert sie selbstverständlich keine ausreichende Energie als Steuersignal für den Thyristor Th oder einen Transistor, so daß ein zusätzlicher Verstärker vorgesehen werden muß. wodurch der Schaltungsaufbau komplizierter wird.

Die nach der Erfindung in der Schaltung zusätzlich vorgesehenen Merkmale «sind folgende: Auf den Magnetkern Cr ist eine Erfassungswicklung Nn gewickelt: ein Stetig-Regelelement z. B. ein Transistor Tr, ist in einen von der Spannungsversorgung E« zur Reihenschaltung der AüsgaügswickJi.jng V. und des Belastungswiderstands Rl verlaufenden Speiseweg eingeschaltet: der Transistor Tr empfängt ein Basis-Ein gangssignal von einem Operationsverstärker OP, während ein nichtinvertierender Eingang des Operationsverstärkers OP ein Ausgangssignal von einem Bezügssignalgeber £si und ein invertierender Eingang ·> des Operationsverstärkers OP eine an der Erfassungswicklung Nd induzierte Spannung empfängt. So wird in bezug auf das Bezugssignal ein Rückkopplungs-Steuersystem zum Rückkoppeln der Spannung der Ausgangswicklung vorgesehen.

ίο Bei diesem Aufbau hat der Operationsverstärker OP einen im wesentlichen unendlichen Verstärkungsfaktor, solange sein Ausgang nicht gesättigt ist, und eine Steuerfunktion zur Steuerung des Spannungsabfalls des stromführenden Transistors Tr, so daß die in der Erfassungswicklung Nd induzierte Spannung gleich der Spannung des Bezugssignalgebers Es\ ist, wie dies aus der Regeltheorie bekannt ist. Wenn also die Anzahl Windungen der Erfassungswicklung Nn gleich der Anzahl Windungen der Ausgangswicklung Nl. z. B. 20 Windungen, ist und die Spannung des Bezugssignalgebers Esi gleich 0,1 V ist. so ist die induzierte Spannung der Erfassungswicklung Nd und damit die an die Ausgangswicklung Ni während der Nichtsätligungsperiode des Magnetkerns Cr angelegte Spannung 0.1 V.

Wenn in diesem Fall die Spannung Ea der Wechselspannungsversorgung Ea 10 V beträgt, so ist die Summe der Spannungsabfälle an der Diode Dd. dem Transistor Tr und dem Belastungswiderstand Rl 9,9 V. Wenn die Größe des Belastungswiderstands Ri. ausreichend klein ist, wird der größte Teil der Spannung von 9,9 V auf die Diode Dd (0,6 V) und den Transistor Tr (9.3 V) aufgeteilt, so daß der Ausgang angenähert Null ist.

Mit der Sättigung des Magnetkerns Cr wird die Gegen-EMK der Ausgangswicklung /V/. Null. Wenn der Operationsverstärker OP den vor der Sättigung des Magnetkerns Cr auftretenden Ausgangswert hält, wird an den Belastungswiderstand R_L eine Ausgangsspannung Eo\ von z. B. 0,1 V angelegt, die der Spannung des Bezugssignalgebers Es ι entspricht (vgl. die Strichlinie in

■40 Fig. 2).

Wenn jedoch der Magnetkern Cr den Sättigungszu stand erreicht, wird die induzierte Spannung der Erfassungswicklung /V_D Null, und wen der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers OP ausreichend hoch ist. wird der Ausgang des Operationsverstärkers OP durch die Spannung des Bezugssignalgebers Es ι auf den höchsten positiven Wert gesättigt. Infolgedessen wird der Spannungsabfall am Transistor Tr angenähert Null. Da bis dahin die Gegen- EMK der Ausgangswicklung Ni verschwunden ist. wird der größte Teil der Spannung der Wechselspannungsversorgung Ea an die Diode Dd !•nd den Belastungswiderstand Ri angelegt. Wenn man also annimmt daß der Spannungsabfall an der Diode Dd 0,6 V beträgt so wird an den Belastungswiderstand Rt als Phasenschieber-Ausgangssignal eine Spannung von 9.4 V angelegt (vgl. Vollinie in F i g. 2).

Bei der vorstehend erläuterten Ausführungsform kann die an die Ausgangswicklung Ni während der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns Cr angelegte Spannung in einfacher Weise als geringe Spannung aufrechterhalten werden, und selbst wenn die Spannung der Wechselspannungsversorgung Ea oder die Spannungsabfälle an der Diode Dd und dem Transistor Tr sich ändern, wird die an die Ausgangwicklung /V₁ angelegte Spannung durch die automatische Regelfunktion des Operationsverstärker«; OP «stabil gehalten Selbst wenn also die Anzahl Windungen der Ausgangs wicklung Ni auf 20 oder ungefähr 1 /100 der herkömmli-

230 225/500

chen Wicklung verringert wird, ist ein gleichmäßiger Betrieb des magnetischen Phasenschiebers zu erreichen.

Wenn der Magnetkern Cr in den Süttigungszustand gelangt, verschwindet die vorstehend erläuterte Regelfunktion für die geringe Spannung vorteilhafterweisc, und ein ausreichend hoher Spannungswert wird an den Belastungswidcrstand Rl angelegt. Infolgedessen wird, ebenso wie bei dem herkömmlichen magnetischen Phasenschieber, ein ausreichend hoher Ausgang für das Steuersignal zum Thyristor Th oder zu einem Leistungstransistor erzeugt, und der Anstieg des Ausgangssignals ist steiler als bei dem herkömmlichen Phasenschieber, und zwar aufgrund der Verstärkungsfunktion des Operationsverstärkers OP und des Transistors Tr.

Bei dem ersten Ausführungsbeispiel kann also die Windungszahl der Ausgangswicklung Nl gegenüber dem Stand der Technik stark vermindert werden, ohne daß dies in einem ungleichmäßigen Betrieb und einer w :_ λ j λ. i_:„...__ ........u:»-» η»=

TCI IU(IlUCf UIIg UCI nu3gaiI53!biaiUff5 iwuim-n. ^-u.»

Vorsehen der Erfassungswicklung N_D könnte an sich als gegenüber der Vorrichtung nach dem Stand der Technik unvorteilhaft bezeichnet werden, aber die Gesamtwindungszahl der Ausgangswicklung Nl und der Erfassungswicklung Nd beträgt höchstens 40 Windungen (vgl. das Ausführungsbeispiel). was wesentlich weniger als die 2000 Windungen der Ausgangswicklung der bekannten Vorrichtung ist. Infolgedessen wird der Arbeitsaufwand für das Wickeln der Windungen auf den Magnetkern Cr wesentlich vermindert, svodurch sich eine Kostensenkung ergibt. Zusätzlich wird durch Verringerung der Kerngröße das Gewicht verringert, was wiederum mit einer Kostensenkung verbunden ist; die Anzahl Windungen der Steuerwicklung wird aufgrund der Verkürzung der magnetischen Weglänge vermindert, und infolgedessen ergibt sich eine weitere Kostensenkung.

Man könnte das Vorsehen des Operationsverstärkers als nachteilig ansehen: dieser ist jedoch wesentlich kostengünstiger als eine Wicklung mit 2000 Windungen, da die Technik der integrierten Halbleiterschaltungen hochentwickelt ist. Infolgedessen bleiben die Vorteile des AusführungsbeispLis voll erhalten.

Es wurden zwar mehrere Vorteile des ersten Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 erläutert, der Hauptvorieil liegt jedoch darin, daß die in der Gleichung (1) definierte geringere Spannung Ea zum Erzeugen eines Ausgangs gleicher Größe wie beim Stand der Technik verwendet werden kann, so daß der Kernquerschnitt A. die Windungszahl /?; der Ausgangswicklung und die Magnetflußdichse Bim rechten Term der Gleichung (t) entsprechend innerhalb der Grenzen, die für die Erfüllung der Forderungen der Gleichung (1) gesetzt sind, vermindert werden können. Insbesondere werden mit dieser Vorrichtung Größe, Gewicht und Kosten auf 30% oder weniger dieser Parameter beim Stand der Technik vermindert.

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 3 unterscheidet sich von demjenigen nach F i g. 1 dadurch, daß anstelle des Bezugssignalgebers Es\ ein Wechselspannungs-Bezugssignalgeber Es 2 und anstelle der Wechselspannungsversorgung E₄ eine Gleichspannungsversorgung Ed vorgesehen sind.

Damit wird ebenso wie bei dem Ausführungsbeispiei nach F i g. 1 die an die Ausgangswicklung Nl während der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns Cr angelegte Spannung auf eine Ausgangs-Rechteckspannung von z. B. 0.1 V des Bezugssignalgebers Es2 geregelt, und nachdem der Magnetkern Cr den Sättigungszustand erreicht hat, wird der größte Teil der Gleichspannung von der Gleichspannungsversorgung Eo an den Belastungswiderstand Rl angelegt. Somit ist ersichtlich, daß > die gleichen Vorteile wie in F i g. 1 erzielbar sind.

Im übrigen ist die Vorrichtung nach Fig. 3 kleiner und leichter als diejenige nach Fig. 1. Die Rechtecksignal-Wechselspannungsversorgung E₄ nach F i g. 1 und der Bezugssignalgeber Es2 nach Fig. 3 werden 10' üblicherweise durch magnetische Muitivibraioren gebildet. Der magnetische Multivibrator nach Fig. 3 benötigt eine Kapazität, die ca. 1/100 derjenigen nach Fig. 1 beträgt.

Wenn der Operationsverstärker OP für sich keine ausreichende Ausgangsleistung hat, können der Transistor Tr und seine Gleichspannungsversorgung Eo entfallen (vgl. Fig.4), und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers kann direkt an die Reihenschaltung der Ausgangswicklung Nl und des Belastungs-2Q »yiderslsnds p.· übst die Diode Dd 3Ρ.^σ(?Ι?^σ* wordpn Dadurch wird der Aufbau vereinfacht, weil die Spannungsversorgung E_Di für den Operationsverstärker OP als gemeinsame Spannungsversorgung eingesetzt wird.

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 unterscheidet sich von demjenigen nach Fig. 3 dadurch, daß der Belastungswiderstand Ri an den Kollektor anstatt an den Emitter des Transistors Tr angeschlossen ist. Diese Ausbildung hat den Vorteil, daß ein Sättigungs-Aus-JO gangssignal des Operationsverstärkers OP klein sein kann. In Fig.3 ist. nachdem der Magnetkern Cr den Sättigungszustand erreicht hat, der Transistor Tr im wesentlichen vollständig stromführend, und die Spannung der Gleichspannungsversorgung Eo wird an den J5 Belastungswiderstand Rl angelegt. Infolgedessen muß an die Basis des Transistors Tr eine Spannung angelegt werden, die höher als die Spannung am Lastwiderstand Ri ist. und der Sättigungs-Ausgang des Operationsverstärkers OP muß höher als die Spannung der Gleichspannungsversorgung Ed. ζ. Β 10 V. sein. Das heißt, daß die Spannungsversorgung des Operationsverstärkers (nicht gezeigt; die Gleichspannurijsversorgung Ed ist als gemeinsame Spannungsversorgung einsetzbar) die gleiche Forderung erfüllen muß. Infolgedessen •45 ist die Vorrichtung nicht wirtschaftlich. Bei dem Ausführungsbeispiei nach Fig. 5 braucht der Opera tionsverstärker OP während der Nichtsättigungsperi· ode des Magnetkerns Cr nur ein Ausgangssignal gleich einer Summe, z. B. 05 V. des Basis-Emitter-Spannungsabfalls des Transistors Tr (ca. 0.8 V) und der Gegen-EM K der Ausgangswicklung Nl (ca. 0,1 V) zu erzeugen. Nach Erreichen des Sättigungszustands durch den Magnetkern Cr wird die Gegen-EMK der Ausgangswicklung Nl im wesentlichen Null, und der Operationsverstärker OP braucht nur ein Ausgangssignal gleich dem Basis-Emitter-Spannungsabfall (ca. 0,8 V) zu erzeugen, das zum vollständigen Einschalten des Transistors Tr erforderlich ist Jedenfalls genügt der Sättigungs-Ausgang von maximal 1 V. Infolgedessen wird die Möglichkeit der freien Wahl des Operationsverstärkers OP und dessen Spannungsversorgung erweitert, und es wird eine kostengünstigere Vorrichtung erhalten.

Dadurch, daß die Windungszahl der Erfassungswicklung Nd gleich derjenigen der Ausgangswicklung N_L gewählt wird, kann die Erfassungswickiung Nd gemeinsam mit der Ausgar.gswicktung N_L ausgeführt sein (vgL F i g. 6), wodurch eine einfachere und kostengünstigere

Il

Vorrichtung erhalten wird.

Das Ausführungsbeispiel fach Fig. 7 entspricht demjenigen nach F i g. 5, wobei jedoch der Signalgeber Espeinen Rechteckimpuls erzeugt, dessen Anstiegsiianke eine Impulsspannung überlagert ist.

Ein Magnetkern-Werkstoff für den magnetischen Phasenschieber hat bevorzugt einen kleinen Erregerstrom und eine rechteckige Magnetisierungskurve. Ein Magnetkern aus 79% Nickel-Permalloymetall hat zwar einen kleinen F.rregerstrom, jedoch keinen guten Rechteckverlauf in der Magnetisierungskurve. Wenn dieser Werkstoff mit Rechteckwellen-Erregung verwendet wird, zeigt er eine schlechte Linearität in der Phasenschieber-Kennlinie. Es wurde bereits vorgeschlagen, der Anstiegsflanke der Rechteckspannung eine Impulsspannjng zu überlagern, um die Linearität zu verbessern.

Dabei muß die Größe der Impulsspannung einige tehnrnal so hoch wie die Rechteckspannung sein, um die Linearität wirksam zu erhöhen. Bei der vorstehend •«gegebenen bekannten Vorrichtung ist, wenn die Gleichspal.nungsversorgung Ed 10 V liefert, eine Impulsspannung von mehreren hunder V mit ausreichender Leistung zum Ansteuern der Ausgangswicklung Λ7 erforderlich, und es wird eine gesonderte Einheit, etwa ein Impulstransformator, benötigt, um eine so hohe Impulsspannung zu erzeugen. Die Ausgangswicklung muß eine hohe Stehspannung haben. Dadurch wird der magnetische Phasenschieber teurer und größer. Wenn im übrigen die hohe Impulsspannung am Ausgang erscheint, kann sie das Gate des Belastungsthyristors od. dgl. durchbrechen.

Dagegen weist bei dem Ausführungsbeispiel nach Fi g. 7 der Ausgang des Signalgebers Esp die Rechteckspannung von 0,1 V, wie vorstehend angegeben, auf, der eine Impulsspannung von höchstens einigen V überlagert ist. Da dies ein Eingang zum Operationsverstärker OPist, wird nur geringe Leistung verlangt. Zum Beispiel wird nach F i g. 8 eine Rechteckwelle mit einem Spitzenwert von einigen V, die am Ausgang des herkömmlichen Signalgebers Ες erzeugt wird, von einem Spannungsteiler, bestehend aus Widerständen /?i und R₂ (deren Widerstandswerte so gewählt sind, daß ein Teilungsverhältnis RiZ(Ri + R2) gleich Eins bis einige Zehn ist) geteilt, und ein Differenzkondensator ist dem Widerstand R, parallel geschaltet. Auf diese Weise kann die Rechteckwelle in einfacher Weise in ein Rechtecksignal von ca. 0.1 V umgesetzt werden, dessen Anstiegsflanke eine Impulsspannung von einigen V überlagert ist Da die Amplitude der Impulsspannung von der gleichen Größenordnung wie die an den Belastungswiderstand Rl nach der Sättigung des Magnetkerns Cr angelegte Spannung Ed ist, braucht die Stehspannung der Ausgangswicklung nicht erhöht zu werden, und es bestsht keine Gefahr eines Durchbruchs des Gates des Lastthyristors.

Bei den bisher erläuterten Ausführungsbeispielen wurden zum leichteren Verständnis insbesondere magnetische Halbwellen-Phasenschieber erläutert. Die Erfindung ist ebenso mit magnetischen Voliweg-Phasenschiebern anwendbar, die in der Praxis häufig verwendet werden. Fig.9 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Vorrichtung nach F i g. 5 als Vollweg-Phasenschieber ausgebildet ist Mit Ausnahme einer gemeinsamen Gleichspannungsversorgung Ed werden zwei identische magnetische Phasenschieber-Einheiten nach Fig.5 verwendet Dabei sind gleiche Bezugszeichen vorgesehen, wobei diesen jeweils die entsprechende F.inheit bezeichnende Ziffern zugefügt sind. Der Bezugssignalgeber Esi erzeugt ein Ausgängssignal, das in bezug auf das Ausgangssignal des Bezugssignalgebers Es\ um 180° phasenversetzt ist.

Dabei werden die Transistoren Tn und Tr₂ abwechselnd nacheinander ein- und ausgeschaltet, und die beiden Magnetkerne Cn und Cr₂ werde.'. in gleicher Weise durch den gemeinsamen Steuerstrom /<■ gesteuert, der durch die Steuerwicklungen Art und N₍ j fließt. Dadurch werden an den Belastungswiderständcn Rl\ und Rli Phasenschiebe-Ausgarigssignale mit einer Phasendifferenz von 180° erzeugt. Die übrigen Vorteile sind dieselben wie bei dem Ausführungsbeispiel nach F ig. 5.

Bei einem mehrphasigen magnetischen Phasenschieber werden offensichtlich die gleichen Vorteile witf bei dem Vollweg-Phasenschieber erzielt, indem eine erforderliche Anzahl Halbwellen-Einheiten mit Rechtocksignalen jeweils unterschiedlicher Phase vorgesehen wird und diese durch einen gemeinsamen Steuerstrom gesteuert werden.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 ist wiederum wie dasjenige nach Fig.9 auf den magnetischen Vollweg-Phasenschieber gerichtet. Die Unterschiede gegenüber F i g. 9 sind folgende:

1) Der Transistor Tr₂ ist komplementär zum Transistor Tn ausgebildet (der Transistor Tn ist hitir ein npn- und der Transistor Tr₂ ein pnp-Transistor).

2) Der Bezugssignalgeber Es ist eine Rechtecksignal-Wechselspannungsversorgung, die den verschiedenen magnetischen Phasenschieber-Einheiten gemeinsam zugeordnet ist.

3) Die Magnetkerne Cr₁ und Cr₂ weisen Kurzschlußwicklungen JV,-1 und Ns2 auf, die über einen Widerstand Rs mit geringem Widerstandswert kurzgeschlossen sind.

4) Die Erfassungswicklungen Np 1 und No 1 sind ebenfalls kurzgeschlossen, und ihre induzierten Spannungen werden in dem gemeinsamen Operationsverstärker OP mit der Rech'eck-Wechselspannung des Signalgebers Es verglichen, und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP wird beiden Transistoren Tn und Tr₂ zugeführt.

5) Keine Diode ist mit den Transistoren T-\ und Tr₂ reihengeschaltet.

Um eine Zeitverzögerung zur Stabilisierung des Steuersystems zu erhalten, so daß zwei Halbwellen-Ausgänge unterschiedlicher Phase abgeglichen werden können und die Auswirkung der im Steuereingang induzierten Störungen beseitigt wenden kann, sind bei dem magnetischen Vollweg-Phasenschieber die Kurzschiußwicklungen Ns 1 und JVs₂ normalerweise durch den kleinen Widerstand Rs kurzgeschlossen (vgl.

Fig. 10). In diesem FaI! ist die Auswirkung des Kurzschließer der zweiten Potenz der Anzahl Windungen der Kurzschlußwicklung proportional und dem Widerstandswert des Kurzschlußwiderstands umgekehrt proportional. Wenn also die Anzahl Windungen der Erfassungswicklungen No 1 und No₂ in bezug auf die Windungszahl der Kurzschlußwicklungen JVs 1 und Ns2 ausreichend klein ist wird der Kurzschluß-Gesamteffekt auch dann nicht wesentlich beeinflußt wenn die Erfassungswicklungen A/di und JVd 2 entsprechend Fig. 10 parallel kurzgeschlossen sind. Aufgrund dieses Kurzschlußeffekts ist ersichtlich, daß die Spannungen der Ausgangswicklungen Nu und Nl 2 immer gleiche Absolutwerte haben, aber von entgegengesetzter

Polarität sind (wobei angenommen wird daß die Punkte [·] die positiven Anschlüsse bezeichnen/. Infolgedessen ist auch während des Abschaltzustands des Transistors Th und des Rückstellzustands des Magnetflusses des Magnetkerns Cr> der Absolutwert der in der Ausgangswicklung Nu induzierten Spannung gleich dem Absolutwert der an die Ausgangswicklung Nl ι durch den Transistor Tn angelegten Spannung und übersteigt Eo nicht. Bei dem Ausführungsbeispiei nach F i g. 9. das keine Kurzschlußwicklungen hat, kann die in der Ausgangswicklung während des Rückstellzustands des Magnetkerns induzierte Spannung Eo übersteigen, wenn die Impedanz der Steuerschaltung hoch ist. Wenn ilso die Dioden Dd\ und Ddi nicht vorgesehen sind.

das Ausgangs-Tastverhältnis des magnetischen Phasenschiebers nicht unter einen Wert entsprechend dem Untergrenze-Ausgangssign.il El ab. Dies ist aus der Tastverhältnis-Kennlinie tn Fig. 12 (vgl. Vollinie) ersichtlich.

Diese Kennlinie gleicht einem Obererregungszustand des Magnetkerns Cr, wobei bei dem bekannten magnetischen Phasenschieber eine übermäßig hohe Gleichspannung Eo verwendet wird.

Diese Kennlinie ist sehr nützlich, wenn das Ausgangs-Tastverhältnis auf nicht weniger als einen vorgegebenen Wert zu regeln ist, um einen Sicherheitswinkel zum Verhindern einer Polwendung sicherzustellen, wenn der magnetische Phasenschieber zur Steuerung des Gates

kann der Strom zurück zur Spannungsversorgung E_n ii eines Thyristor-Wechselrichters verwendet wird.

durch die Transistoren Tr und Tri fließen und diese zerstören. Bei dem Ausführungsbeispiei nach Fig. 10 besteht diese Gefahr nicht, so daß die Dioden entfallen können.

Da ferner die Erfassungswicklungen /Vm und Noi paraiiei geschaltet sein können, sind die beiden Transistoren Tn und Th durch den einzigen Operationsverstärker OP steuerbar, was sich kostengünstig auswirkt.

Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 11 ist im Vergleich zu F i g. 3 dargestellt, obwohl es auch in anderen Allsführungsbeispielen Anwendung finden kann. Es unterscheidet sich von F i g. 3 in folgenden Punkten:

1) Die Spannung am Bdastungswiderstand Rl wird di.m invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OPj durch ein Glättungsgüed aus einem Widerstand R und einem Kondensator Czugeführt.

2) Dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP\ wird ein Ausgangs-Begrenzungssignal zugeführt.

3) D.ts Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPi wird an den Signalgeber Es durch die Diode f>d, angelegt:

4) es wird mit der Be/ugsspanming /:_Sr> im Signalgeber Esverknupft:und

5) ein Rechtecksignal mit einem Spitzenwert gleich dieser Summe wird durch einen Rechtecksir ''erzeuger /'("''erzeugt.

Dabei ist das invertierende Eingangssignal des Operationsverstärkers OP, gleich einem Mittelwert des Ausgangs des magnetischen Phdsenschiebers, der am Belastungswuierstand R, erzeugt wird, und proportio nal dem Tastverhältnis des Ausgangs Wenn es höher als das IJntergrenze Ausgangssignal l·, ist. ist der Ausgang des Operationsverstärkers OP, negativ, so il.iß der Ausgang von der Diode Dd, Null und der Spitzenwert des Ausgangs des Signalgebers f\ gleich fs. ist. Dies entspricht im wesentlichen der Arbeitsweise des Ausfiihrungsbeispiels nach F ι g 3

Wenn dagegen das invertierende f ingangssignai des Operationsverstärkers OP,. d h das Tastverhältnis Ausgangssignal des magnetischen Phasenschiebers, eine Tendenz hat. kleiner als das I intergrenze-Ausgangssi gna! Ll iU scm. wird der Ausgang des Operattonsvcr stärkers OPj positiv und mit der Bezugsspannung Es₀ durch die Diode Ddj verknöpft. InfoIgcdesseH steigt der Spitzenwert des Ausgangs des Signalgebers Es an. "Jäher wird der Magnetkern Cr schneller gesättigt, und eine Verringerung des Ausgangs des magnetischen Phasenschiebers, der am Belastungswiderstand AV erzeugt wird. d. h. eine Verminderung des Tastverhättnis-Ausgangssignak wird verhindert. Schließlich nimmt Bei einem Einphasen-Wechselrichter nach F i g. 1Z wird der Ausgang eines Gleichstrommotors M an die Gleichstromanschlüsse eines Thyristorbriickenglieds Th durch eine Glättungsdrossel L angelegt. Die Wechsel-2n Stromanschlüsse des Thyristorbriickenglieds Th sind mit einer VVcchseispännungsvcrsörgüng L verbunden.

Bei der gezeigten Polarität der Ausgangsspannung des Gleichstrommotors M erzeugt das Thyristorbrükkenglied Th eine Ausgangsspannung Eo (vgl. Fig. 14V 2Ί Da das Thyristorbrückenglied während einer positiven Spannungsperiode entsprechend einem Sicherheitswinkel A₀ kommutiert. ist es wichtig, daß die Breite γο eines Thyristor-Steuersignals G nicht kleiner als eine vorbestimmte Impulsbreite gehalten wird, um eine in Polwendung zu vermeiden.

Wenn der magnetische Phasenschieber /ur Steuerung des Thynsior-Gatcs verwendet wird, ergibt sich bei dem herkömmlichen Obererregungs-Verfahren. bei dem eine uberr: äßig hohe Versorgungsspannung verwendet ji wird, der Nachteil, daß die Untergrenze des Ausgangs-TaMverh?! nisses sich mit einer Änderung der Magnetkern-Kcnlinie und einer Änderung der Versorgungs spannung sark ändert.

Dagegen wird bei dem Ausfuhrungsbeispiel nach Fig. il die lintergren/e de-. Ausgangs-Tastverhältnis· ses automatisch auf den vorbestimmten Wert geregek so ddt! der beim Stand der Technik auftretende Nachteil besen.Lt wird. Somit wird eine gleichmaßige Untergren-/ ·■ Kef i'iru' '-i/ieit.

j-. Hei ι incr Ihvnstordnordnung zum Steuern des Haupimoti.rs ein.-s elektrischen Fahrzeugs ist es hätilip für eine Vereinfachung des Bemrhs erforderlich, einen Anstieg des Ausjjjngs Tastvcrh^ltnisses iber einen vorbestimmten Wert zu verhindern, d. h die obere V) Grenze /;i regeln In einem solchen f all wird i!c^T invcrluvende l'ing.ing des Operationsverstärkers OP nach Fig.lt durch den nichtinvertierenden \ ιηριΐηι' ersetzt, der Ausgang der Diode Dd, wird von der Bcziigssp^nniiPji /■'., subtrahiert und oic Ausgangsatr Vi pliltide des Rci lnpcksignalgebers l(i v. ird entsprt chernl (!er Differenz bestimmt Auf diese Weise wird du-Ober^ren/e Regelung ähnlich wie «It vorher crläutcr''" I ntergrenze Regelung in einfacher Weise durchge führt

M) Das Aiisfiihrtingsheispiel nach I ig 15 unterscheid! ι sich von demjenigen nach F i g. 11 dadurch, daß das Tastverhältrtis-Signal vom Ausgang des magnetischen Phasenschiebers, das aus dem Glältungsglied aus Widerstand R und Kondensator Centnommen wird, an einen Zeichengenerator PG mit einer Ausgangskennlinie entsprechend Fig. 16 angelegt und das Ausgangssignal des Zeichengeneralors PG einem Bezugssignalgeber Esrtnk variabler Frequenz zugeführt wird, der ein

Rechtecksignal erzeugt, dessen Frequenz der Ausgangsspannung des Zeichengenerators PG proportional ist und das eine gleichbleibende Amplitude (d. h. Bezugsamplitude) hat

Bei dieser Ausbildung ist die Ausgangsfrequenz bei 0% oder 100% Tastverhältnis des Ausgangs des magnetischen Phasenschiebers am niedrigsten und bei 50% am höchsten. Wenn der Ausgang des magnetischen Phasenschiebers bei diesem Ausführungsbeispiel als Steuersignal für eine Schaltung genutzt wird, in der die Pulsation im Ausgang bei einem Tastverhältnis von 50% bei einer bestimmten Frequenz maximal ist, z. B. in einem bekannten Thyristor-Zerhacker, kann die Pulsation im Zerhacker-Ausgangssignal stark vermindert werden, so daß sie mit einer Konstantfrequenzschaltung vergleichbar ist, da die Frequenz bei einem Tastverhältnis von 50% am höchsten ist, und der Pulsationsfaktor des Zerhacker-Ausgangs kann unabhängig vom Tastverhältnis gleichbleibend gehalten werden, indem die Ein-Ausgabe-Kennlinie des Zeichengenerators PG geeignet eingestellt wird. Infolgedessen kann die Last des Zerhackers, z. B. ein Gleichstrommotor, ständig innerhalb einer annehmbaren Pulsationsfaktor-Grenze betrieben werden, und eine Vergrößerung der Glättungsdrossel für den Motonarom wird somit vermieden.

Fig. 17 zeigt die mit der vorgenannten Zerhacker-Regelung erhaltenen Zerhacker-Ausgangsspannungen. Die Vollinien zeigen die Zerhacker-Ausgangsspannungen vor der Glättung, und die Strichlinien zeigen sie nach der Glättung. Aus Fig. 17 ist ersichtlich, daß die Frequenz gleich ist, wenn das Zerhacker-Tastverhältnis γ entweder klein ist oder nahe 100% liegt, und die Pulsationsfaktoren der geglätteten Ausgangsspannung.;n sind niedrig und in beiden Fällen im wesentlichen gleich.

Wenn dagegen die Zerhacker-Regelung mit einem Tastverhältnis von ca. 50% bei gleicher Frequenz erfolgt, erhöht sich der Pulsationsfaktor der geglätteten Ausgangsspannung [vgl. F ι g. 17(D)]. Der Pulsationsfaktor kann verringert werden, indem die Zerhackerfrequenz erhöht wird [vgl. F i g. 17(B)].

In der vorstehenden Erläuterung wird die Spannun.g der Ausgangswicklung auf dem Bezugspegel durch das Rückkopplungs-System gehallen, das eine Gegenkopplung der Spannung der Ausgangswicklung des magnetischen Phasenschiebers bewirkt. Dabei kann während der Sätiigungsdauer des Magnetkerns ein großer Ausgang erzeugt werden, während die an die Ausgangswicklung angelegte Spannung nur während der Nichtsattigungsdauer des Magnetkerns gedrosselt wird. Die Erfindung ist nicht auf das vorstehend erläuterte System beschränkt, aber ein Grundgedanke der Erfindung liegt in der Schaffung von Mitteln zur Drosselung der von der Energieversorgung an die Reihenschaltung der Ausgangswicklung und der Belastung während der Nichtsäuigungsperiode des Magnetkerns zugeführten Elektrizitätsmenge auf einen Betrag, der kleiner als derjenige *im Sättigungszustand des

ίο Magnetkerns ist.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 18 basiert ebenfalls auf dieser Lehre; es ist im Vergleich mit Fig. 1 dargestellt und unterscheidet sich von dieser dadurch, daß ein Schmitt-Glied Sh zwischen die Erfassungswicklung No und den Operationsverstärker OP geschaltet ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Sättigung oder NichtSättigung des Magnetkerns erfaßt, um die Versorgungsspannung während der Nichth. itigungsdauer zu vermindern. Es umfaßt kein Gegenkopplungs-Regelsystem. Während der Nichtsäuigungsperiode des Magnetkerns Cr wird in der Ausgangswicklung Nl und damit in der Erfassungswicklung No eine Spannung bestimmter Größe erzeugt. Diese wird von dem Schmitt-Glied erfaßt, das eine Konstantspannung erzeugt, die von der Spannung des Bezugsspannungsgebers Es\ subtrahiert wird. Durch geeignete Wahl der Beziehung zwischen diesen Faktoren kann die Elektrizitätsmenge, die der Reihenschaltung der Ausgangswicklung Nl und des Belastungswiderstands Rl durch den Transistor Tr zugeführt wird, auf einen kleinen Wert vermindert werden. Die Genauigkeit dieser Vorrichtung ist jedoch viel geringer als diejenige des Rückkopplungs-Regelsystems. Infolgedessen eignet sich dieses Ausführungsbeispiel nicht zum Einsatz bei der Drosselung der Elektrizitätsmenge auf einen kleinen Betrag, der mit einem Spannungsabfall in Durchlaßrichtung der Diode Oc/vergleichbar ist, aber wenn eine hohe Ausgangsspannung für den Belastungswiderstand Ri erforderlich ist, kann die Elektrizitätsmenge auf einen kleinen Betrag vermindert werden, der mit demjenigen in der Sättigungsperiode vergleichbar ist, in der die hohe Ausgangsspannung verlangt wird. In der Sättigungsperiode ist die Spannung der Erfassungswicklung Np minimal, und das Schmitt-Glied Sh erzeugt kein Ausgangssignal. Somit erzeugt der Operationsverstärker OP den Sättigungs-Ausgang, und die Versorgungsspannung Ea wird direkt an den Belastungswiderstand R, geführt.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

230 225/500

Claims (14)

10

Patentansprüche:

J, Magnetische Verstärkeranordnung, die als magnetischer Phasenschieber verwendbar ist, mit

— einem Magnetkern,

— einer auf den Magnetkern gewickelten Steuerwicklung,

— einer auf den Magnetkern gewickelten Ausgangswicklung, und

— einer Energieversorgung zur Speisung einer Reihenschaltung, die die Ausgangswicklung und eine Last umfaßt,

gekennzeichnet durch is

— eine Vorrichtung zum Drosseln der während der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns (Cr) der Reihenschaltung (Nl, Rl) von der Energieversorgung (Ea) ZLgeführten Eiektrizitätemenge auf einen kleineren Betrag als während dsr Sättigungsperiode des Magnetkerns (Cr).

2. Magnetische Verstärkeranordnung nach An- »pruch 1, dadurch gekennzeichnet,

— daß die Drossel-Vorrichtung einen Bezugssignalgeber (E>n) und eine Gegenkopplungs-Regeleinheit (OP, N_D) zum Gegenkoppeln der Elektrizitätsmenge der Ausgangswicklung (Nl) zum Bezugssignal für die Steuerung der Elekt.^zitätsmenge aufweist

3. Magnetische '-'erstär jranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,

— daß die Elektrizitatsmen^e eine Spannung ist.

4. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,

— daJ3 die Drossel-Vorrichtung ein Halbleiter-Bauelement (TR) umfaßt, das in einen geschlossenen Stromkreis, der die Energieversorgung (Ea) und die Reihenschaltung (Nl. Rl) umfaßt, eingeschaltet ist.

5. Magnetische Verstärkeranordnung nach Antpruch 2, dadurch gekennzeichnet.

— daß die Energieversorgung eine Gleichspannungsversorgung (freist, und

— daß der Bezugssignalgeber einen Wechselspannungs-Signalgeber (Es 2) aufweist (Fig. 3).

6. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet,

— daß die Gegenkopplungs-Regeleinheit einen Operationsverstärker (OP) aufweist, der die Elektrizitätsmenge der Ausgangswicklung (Nl) mit dem Bezugssignal vergleicht.

7. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 6. gekennzeichnet durch

— ein Stetig-Regelelement (Tr), das in einen die Ausgangswicklung (Nl) und die Last (Rl) umfassenden geschlossenen Stromkreis eingeschaltet und durch das Ausgangssignal des Operationsverstärkers (OP) steuerbar ist.

8. Magnetische Verstärkeranordnung nach An* spruch 6, dadurch gekennzeichnet,

20

25

30

35

50

60

65

— daß die Energieversorgung (Eo) eine gemeinsame, auch den Operationsverstärker (OP) speisende Energieversorgung ist (F i g. 5).

9. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,

— daß das Halbleiter-Bauelement ein Transistor (Tr) und die Last (Rl) an den Kollektor dieses Transistors (Tr)angeschlossen ist.

10. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

— daß der Wechselspannungs-Signalgeber (Esp) nahe einer Anstiegsflanke des Ausgangssignals ein größeres Signal als in einer anderen Periode erzeugt(Fig. 7).

11. Magnetische Verstärkeranordnung, die als magnetischer Phasenschieber verwendbar ist, mit

— einem Paar Magnetkerne,

— einem Paar Steuerv/icklungen, die je auf einen der Magnetkerne gewickelt und miteinander reihengeschaltet sind,

— einem Paar Ausgangswicklungen, die je auf einen der Magnetkerne gewickelt sind.

— einem Paar Lasten, die je mit einer der Ausgangs wicklungen reihengeschaltet sind, und

— einer Energieversorgung, die jeweils einem Paar Reihenschaltungen, deren jede eine Ausganirswicklung und die zugehörige Last umfaßt, Halbwellen-Wechselspannungen mit gegensinniger Phase zuführt,

dadurch gekennzeichnet,

— daß ein Paar Drossel-Vorrichtungen vorgesehen ist, deren jede die von der Energieversorgung (Ed) der zugehörigen Reihenschaltung (Nl ι, Rn bzw. Ni 2. Rl 2) während der Nichtsättigungspenode ies zugehörigen Magnetkerns (Cn bzw. Co) zugeführten Spannungen auf einen kleineren Wert als denjenigen während der Sättigungsperiode des zugehörigen Magnetkerns (Cn bzw. Co) drosselt (F ig. 9).

12. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet.

— daß die Energieversorgung umfaßt:

— eine Gleichspannungsquelle (Eo).

— ein Paar Stetig-Regelelemente (Tn. Tn). die je in einen eines Paars von geschlossenen Stromkreisen eingeschaltet sind, deren jeder die Energieversorgung (Eo) und die zugeordnete Ausgangswicklung (Nl bzw. N, 2) umfaßt, und

— einen Wechselspannungs-Signalerzeuger (Es/der die Stetig-Regelelemente Tn. Γο) abwechselnd nacheinander stromführend macht, und

— daß das Paar Drossel-Vorrichtungen einen gemeinsamen Operationsverstärker (OP) aufweist, der in einen vom Wechselspannungs-Signalgeber (Es) zu den Stetig-Regelelementen (Tn, To) verlaufenden Signalüberlragungsweg eingeschaltet ist (F ig. 10).

13. Magnetische Verslärkeranordnung, die als magnetischer Phasenschieber verwendbar ist, mit

IQ

— einem Magnetkern,

— einer auf den Magnetkern gewickelten Steuerwicklung,

— einer auf den Magnetkern gewickelten Ausgangswicklung, und

— einer Energieversorgung, die eine die Ausgangswicklung und eine Last umfassende Reihenschaltung speist,

gekenn7eichnet durch

— eine Drossel-Vorrichtung zum Drosseln der von der Energieversorgung zu der Reihenschaltung (Nu Rl) während der Nichtsättigungsperiode des Magnetkerns (Cr)zugeführten Elektrizitätsmenge auf einen Betrag, der kleiner als die Elektrizitätsmenge während der Sättigungsperiode des Magnetkerns (Cr) ist, und

— eine Einheit zum Einstellen des Drossel-Betrags.

14. Magnetische Verstärkeranordnung nach Anspruch 13 dadurch Gekennzeichnet