DE1254202B - Transformatorloser Gleichspannungswandler - Google Patents
Transformatorloser GleichspannungswandlerInfo
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Description
BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. Cl.:
H02m
Deutsche Kl.: 21 a4 - 35/11
Nummer: 1254 202
Aktenzeichen: G37811IXd/21 a4
Anmeldetag: 61 V.
Auslegetag: 3 #
Die Erfindung betrifft einen transformatorlosen Gleichspannungswandler mit einem eine Induktivität
an eine Gleichstromquelle anschließenden Schalter, der den das Magnetfeld der Induktivität aufbauenden
Strom steuert.
Bei vielen elektrischen Versorgungseinrichtungen verlangt man eine Ausgangsspannung, die die verfügbare
Netzspannung übersteigt. Das übliche Verfahren, eine höhere Ausgangsspannung zu erhalten,
besteht darin, innerhalb des Spannungswandlers eine Aufwärtstransformation vorzunehmen. Bei vielen
Einrichtungen, beispielsweise bei Netzgeräten in Flugzeugen und Raumfahrzeugen, bei denen eine
leichte Bauweise und eine schnelle Regelung von höchster Bedeutung sind, ist die Verwendung eines
Transformators für diese Aufwärtstransformation unerwünscht. Weiterhin ist bei einem solchen Transformator
das Übersetzungsverhältnis nicht genau einstellbar, sondern auf eine endliche Zahl von Stufen
begrenzt. Schließlich kann man den Transformator nicht für Wechselstrom- und Gleichstromschaltungen
verwenden. Man benötigt daher einen Gleichspannungswandler, der ohne die Verwendung eines Transformators
eine Erhöhung der Ausgangsspannung vornimmt.
Es sind Dioden-Impulsverstärker bekanntgeworr den, deren Wirkungsweise auf der Speicherung von
Ladungsträgern im pn-übergang einer Halbleiterdiode beruht. Durch Ergänzung dieser bekannten
Verstärker durch Tiefpaßfilter können auch kontinuierliche Signale verstärkt werden. Solche Diodenverstärker
gehören jedoch einem anderen Gattungsbegriff an, da die Induktivitäten der Tiefpaßfilter nicht
zur Energiespeicherung dienen und da zusätzlich eine besondere Treiberquelle benötigt wird.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe liegt in der Schaffung eines solchen Gleichspannungswandlers.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung gelöst.
Eine zweckmäßige Weiterbildung besteht darin, die Induktivität als angezapfte Drossel auszubilden und
den Schalter mit dem Abgriffpunkt zu verbinden, so daß die Spannung am Schalter herabgesetzt ist.
Gegenüber den Gleichspannungswandlern nach dem Stand der Technik zeichnet sich der erfindungsgemäße
Gleichspannungswandler durch eine außerordentliche Einfachheit aus und benötigt wesentlich
weniger Bauelemente. Von besonderer Bedeutung ist das dadurch bedingte geringe Gewicht. Ferner werden
keine elektromechanischen Bauteile benötigt. Die Schaltfrequenzen des Schalters in dem erfindungsgemäßen
Gleichspannungswandler können verhält-Transformatorloser Gleichspannungswandler
Anmelder:
General Electric Company,
Schenectady, N. Y. (V. St. A.)
Schenectady, N. Y. (V. St. A.)
Vertreter:
Dr.-Ing. W. Reichel, Patentanwalt,
Frankfurt/M. 1, Parkstr. 13
Als Erfinder benannt:
Burnice Doyle Bedford, Scotia, N. Y. (V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:
V. St. ν. Amerika vom 25. Mai 1962 (197 626) - -
nismäßig hoch gewählt werden, was zu einer weiteren räumlichen Verkleinerung führt. Wird der Gleichspannungswandler
in einer mit Wechselstrom betriebenen Anlage eingesetzt, was häufig der Fall ist, so
ist seine Auslegung von der Frequenz des zur Verfügung stehenden Wechselstroms unabhängig, da der
Wechselstrom gleichgerichtet wird, bevor er dem Gleichspannungswandler zugeführt wird.
Im folgenden soll die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen
im einzelnen beschrieben werden.
F i g. 1 zeigt ein vereinfachtes schematisches Schaltbild
eines Gleichspannungswandlers, der mit der Erfindung übereinstimmt; die Schalteinrichtung ist
durch einen mechanischen Schalter dargestellt;
F i g. 2 ist eine schematische Darstellung der Schaltung von F i g. 1, wobei eine Ausführungsart der
Schalteinrichtung im einzelnen dargestellt ist;
F i g. 3. zeigt bei konstanter Netzspannung die Abhängigkeit der Ausgangsspannung von einem Steuerstrom,
der dem Eingang der in F i g. 2 dargestellten Schalteinrichtung zugeführt wird;
Fig.4 ist eine schematische Darstellung des
Gleichspannungswandlers von Fig. 1, der eine andere Ausführungsart der Schalteinrichtung zeigt;
Fig. 5 zeigt ein vereinfachtes schematisches Schaltbild
eines Gleichspannungswandlers, mit dem man eine höhere Ausgangsspannung erreichen kann als
mit der Schaltung von F i g. 1.
Der in F i g. 1 dargestellte Gleichspannungswandler besitzt ein Eingangsklemmenpaar 1, 2, das mit
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einer Spannungsquelle verbunden werden kann und der Schaltung die Eingangs- oder Speisespannung Es
zuführt. Die Ausgangsspannung E1 für den Verbraucher
3 entnimmt man den Ausgangsklemmen 4, 5. Eine lineare Magnetkernspule 6, wie man
sie in Siebschaltungen für Netzgeräte verwendet, und eine Sperrdiode 7 liegen zwischen der Eingangsklemme 1 und der Ausgangsklemme 4 in Reihe. Die
verbleibenden Klemmen 2 und 5 sind miteinander verbunden und bilden den gemeinsamen Bezugspunkt.
Eine Schalteinrichtung 8, die als mechanischer Schalter dargestellt ist, hat eine Klemme gemeinsam
mit der Spule 6 und der Diode 7. Die andere Klemme ist mit dem gemeinsamen Bezugspunkt verbunden.
Ein Siebkondensator 9 liegt zwischen den Klemmen 4 und 5 parallel zum Verbraucher 3. Obwohl in dieser
vereinfachten schematischen Darstellung die Schalteinrichtung zur besseren Veranschaulichung als
mechanischer Schalter dargestellt wird, ist die Schalteinrichtung 8 in Wirklichkeit eine gesteuerte Schaltung,
die die Durchlaß- und Sperrzeit eines Schaltelementes regelt, wie später beschrieben wird. Die
Spule 6 und die Schalteinrichtung 8 bilden zusammen mit den Eingangsklemmen 1 und 2 eine Eingangsschaltung,
die es erlaubt, elektrische Energie von der Spannungsquelle in der Spule 6 aufzuspeichern,
wenn die Schalteinrichtung 8 geschlossen ist. Die Schalteinrichtung 8 und die mit ihr in Reihe
liegende Diode 7 bilden zusammen mit dem Verbraucher 3 und dem ihm parallelgeschalteten Kondensatoren
9 eine Ausgangsschaltung, die die gespeicherte elektrische Energie von der Spule 6 dem Kondensator
9 und dem Verbraucher 3 zuführt, wenn die Schalteinrichtung 8 geöffnet ist. Wird die Schalteinrichtung
8 in schneller Folge geöffnet und geschlossen oder in den leitenden und nichtleitenden Zustand
versetzt, dann fließt von den Eingangsklemmen 1 und 2 über die Siebspule 6 und den Siebkondensator
9 ein geglätteter Strom zum Verbraucher 3.
Um die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers verstehen zu können, seien
noch einmal die Voraussetzungen klargestellt, auf denen diese Wirkungsweise beruht. Notwendige Voraussetzung
ist, daß die Zeitkonstante L/R der die elektromagnetische Energie speichernden Induktivitat
6 und die Zeitkonstante RC des Verbraucherkreises groß gegenüber den Schließ- und Öffnungszeiten
des Schalters 8 sind. Unter diesen Voraussetzungen können alle Strom- und Spannungsänderungen, die
durch das Öffnen und Schließen des Schalters bedingt sind, ohne großen Fehler als lineare Änderungen
betrachtet werden, da man bei der Reihenentwicklung der an und für sich nach einer Exponentialfunktion
verlaufenden Änderungen nach dem ersten, dem linearen Glied abbrechen kann. Dann ist es möglich,
die Spannungserhöhung in dem erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler auf folgende Weise durch
eine einfache Energiebetrachtung abzuleiten:
Wird der Schalter 8 geschlossen, so wird in der Induktivität 6 elektromagnetische Energie gespeichert.
Ist der Schalter 8 dagegen geöffnet, so gibt die Induktivität elektromagnetische Energie an den Verbraucher
3 ab. Ist der Gleichspannungswandler eingeschwungen, befindet er sich also im Gleichgewicht,
so ist die in der Induktivität bei geschlossenem Schalter gespeicherte Energiemenge gleich der bei geöffnetem
Schalter an den Verbraucher abgegebenen Energiemenge.
Die bei geschlossenem Schalter 8 gespeicherte Energiemenge β berechnet sich zu
= Es7ts
(1)
Hierin bedeutet Es die Eingangsspannung, also die
Spannung an der Induktivität 6, 7 den mittleren Strom in der Induktivität und tsc die Zeitspanne, während
der der Schalter 8 geschlossen ist. Es sei daran erinnert, daß deswegen mit dem mittleren Strom 7 gerechnet
werden darf, weil die Zeitkonstante der Induktivität so groß ist, daß Stromänderungen während
der Zeitspanne, in der der Schalter 8 geschlossen ist, vernachlässigbar klein sind.
Die Energiemenge Q, die während der Zeitspanne an den Verbraucher abgegeben wird, während der der
Schalter 8 geöffnet ist, berechnet sich wie folgt:
= (EL-Es)lts
(2)
Dabei bedeutet EL die am Verbraucher anliegende
Spannung und iso die Zeitspanne, während der der
Schalter 8 geöffnet ist. Es sei noch einmal daran erinnert, daß auch ts0 klein gegenüber den Zeitkonstanten
der Induktivität und im Verbraucherkreis ist.
Gleichsetzen dieser beiden Energiebeträge führt
auf folgenden Ausdruck:
= (EL-Es)ltSi
(3)
Nach Kürzung durch 7 und Auflösung nach EL
ergibt sich folgender Ausdruck:
EL = Es + Es (tsc/tso) .
(4)
Wie man dem Ausdruck (4) entnehmen kann, ist die Verbraucherspannung nur dann gleich der Eingangsspannung,
wenn der Schalter 8 immer geöffnet bleibt. Hierbei ist jedoch vorausgesetzt, daß die Verluste
in der Induktivität vernachlässigbar klein sind. Wird jedoch der Schalter 8 hin- und hergeschaltet,
so wird das Verhältnis tsc/ts0 größer als Null, und die
Verbraucherspannung wächst über die Eingangsspannung an.
Die Verbraucherspannung ist also vom Verhältnis tsc/ts0 abhängig". Ein Schaltkreis, mit dem dieses
Verhältnis und damit die Verbraucherspannung eingestellt werden kann, wird später noch beschrieben.
Es ist günstig, wenn die Schließzeit tsc von tsc = 0
bis isc = tso eingestellt werden kann. Dann ändert
sich die Verbraucherspannung EL von EL = Es
bis Eι = 2ES, wie es in der F i g. 3 gezeigt ist. Man
kann den Schalter 8 jedoch auch so steuern, daß das Verhältnis tsc/tso größer als Eins wird, so daß die
Verbraucherspannung noch über 2ES ansteigt. In
einem solchen Fall sind jedoch die auftretenden Verluste größer als in üblichen Konverterschaltungen mit
Transformatoren, so daß die in den Fig. 2, 1 und 4 dargestellten Schaltungen im allgemeinen nur für
solche Gleichspannungswandler verwendet werden sollten, bei denen die Ausgangsspannungen das Doppelte
der Eingangsspannung nicht übersteigen.
Die Verluste in den Bauelementen von F i g. 1 bewirken, daß die Ausgangsspannung EL etwas kleiner
ist, als es vorn gesagt wird. Der kleinste Induktivitätswert der Spule 6 wird durch die Schalteinrichtung
8 bestimmt, da bei zu kleiner Induktivität die Welligkeit des Stromse is zu groß wird und ein richtiges
Arbeiten der Schalteinrichtung 8 verhindert.
Der Kondensator 9 vermindert die Welligkeit des Verbraucherstromes. Die Diode 7 bewirkt, daß der
Kondensator 9 sich nur über den Verbraucherkreis entlädt. Die Spule 6 dient zur Glättung des Stromes
und zur Erhöhung der Ausgangsspannung. Der geglättete Strom hat eine wirksame Entkopplung zwischen
der Eingangsspannungsquelle und dem Leistungsverstärker zur Folge, wobei alle Störungen, die
von der einen Schaltung in die andere gelangen könnten, vermindert werden.
F i g. 2 zeigt eine Ausführung der Schalteinrichtung
8, die durch verschiedene Schaltungen verwirklicht werden kann. Die Anforderungen an solch eine
Schaltung sind, daß sie während vorher bestimmter Zeiten isc und tso vollständig leitend oder nichtleitend
ist und daß die Schaltvorgänge widerspruchsfrei erfolgen. Außerdem muß die Schalteinrichtung den
Leitungsstrom is einschalten und unterbrechen können.
Ein in einer Richtung leitendes Schaltelement, dessen Durchlaß- und Sperrzeit genau einstellbar
sind, kann zur Durchführung der Schaltvorgänge verwendet werden. Gut geeignet ist ein gesteuerter Siliziumgleichrichter
10, der eine Steuerelektrode 11, eine Kathode und eine Anode besitzt. Ein üblicher
gesteuerter Siliziumgleichrichter ist ein pnpn-Halbleiterschalter.
Er besitzt ähnliche Eigenschaften wie ein gasgefülltes Thyratron oder Ignitron, bei denen
die Steuerelektrode ihre Steuerfähigkeit verliert, sobald durch ein kleines Steuersignal an der Steuerelektrode
das Schaltelement in den leitenden Zustand versetzt wurde. Bei einem kürzlich entwickelten
Gleichrichter behält die Steuerelektrode ihre Steuerfähigkeit.
Der gesteuerte Gleichrichter 10 wird durch das Signal einer Steuerspannungsquelle 12 in den leitenden
Zustand versetzt. Die von' der Steuerspannungsquelle 12 erzeugten Steuerimpulse werden mit einer
festen Folgefrequenz der Steuerelektrode 11 zugeführt. Die Steuerspannungsquelle 12 kann aus irgendeinem
Rechteck- oder Impulsgenerator bestehen, der in der Lage ist, die Steuerimpulse mit einer konstanten
Frequenz, z. B. 2000 Hz, zu erzeugen, und dessen Impulslänge ausreicht, um den gesteuerten Gleichrichter
10 in den leitenden Zustand zu versetzen. Die Steuerspannungsquelle kann auch ein üblicher Unijunctiontransistor-Oszillator
sein.
Der gesteuerte Gleichrichter 10 wird durch eine Steuerschaltung gesperrt, die dem Gleichrichter
parallel geschaltet ist. Der Ladekondensator 13 und die sättigungsfähige Spule 14, die in Reihe geschaltet
sind, bilden einen Teil der Steuerschaltung und dienen zur Sperrung des Gleichrichters. Die Durchlaßzeit
des Gleichrichters 10 wird durch eine Schaltung gesteuert, die einen sättigungsfähigeh Eisenkerntransformator
besitzt, der eine Primärwicklung 15 und eine Sekundärwicklung 16 hat. Das eine Ende der
Sekundärwicklung ist über eine Sperrdiode 17 mit der sättigungsfähigen Spule 14 und dem Ladekondensator
13 verbunden. Die Spule 14 und der Transformator 15, 16 haben im wesentlichen eine rechteckige
Hystereseschleife. Der Primärwicklung 15 des Transformators wird ein Steuerstrom Ic zugeführt.
Die Steuerschaltung bewirkt, daß regelmäßig eine Sperrspannung vom Kodensator 13 an den gesteuerten
Gleichrichter 10 gelegt wird, um dessen Stromrichtung umzukehren und ihn zu sperren. Im folgenden
wird die Betriebsperiode für den Steuerstrom Ic — 0 betrachtet. Kurz bevor der gesteuerte Gleichrichter
10 durch einen Impuls von der Steuerspannungsquelle 12 geöffnet wird, ist das Potential des
Ladekondensators an seinem punktierten Ende negativ, und die Spule 14 und der Transformator 15, 16
sind durch die vorangegangenen Betriebsperioden remanent negativ bzw. positiv gesättigt. Sobald der
Gleichrichter 10 geöffnet ist, wird die Spannung des Kondensators 13 an die Spule 14 und an die Sekundärwicklung
16 des Transformators gelegt. Dabei fließt ein kleiner Magnetisierungsstrom, der die Spule
14 in die positive Sättigung bringt. Sobald die Spule positiv gesättigt ist, dreht sich die Spannung am
Kondensator 13 um und versucht, die Spule in die negative Sättigung zu treiben. Dies beruht auf der
Schwingfähigkeit des Kondensators 13 und der gesättigten Induktivität der Spule 14. Beim Erreichen der
negativen Sättigung wird die Spannung des Kondensators fast vollständig an die Anode des gesteuerten
Gleichrichters 10 gelegt, da die Impedanz der gesättigten Spule 14 vernachlässigbar klein ist. Diese
Spannung bewirkt eine Umkehrung der Stromrichtung im Gleichrichter 10. Dadurch wird der Gleichrichter gesperrt. Die Durchlaßzeit des gesteuerten
Gleichrichters wird bestimmt durch die Zeit, die benötigt wird, um die Spule 14 von der negativen in die
positive Sättigung und dann wieder zurück in die negative Sättigung zu bringen. Dieser Zeitraum ist
genau festgelegt und beruht auf den Kenngrößen der sättigungsfähigen Spule.
Zur Steuerung der Durchlaßzeit des gesteuerten Gleichrichters 10 dient der sättigungsfähige Transformator
15, 16 und die Sperrdiode 17. Führt man der Primärwicklung 15 des Transformators den
Höchstwert des Steuerstromes Ic von etwa 150 mA zu, dann wird die Sekundärwicklung 16 des Transformators
von der negativen Sättigung fast bis in die positive Sättigung gebracht, während die Spule 14
von der negativen in die positive Sättigung übergeht, wie es vorn beschrieben wird. Sobald die Spule 14
positiv gesättigt ist, kehrt die Spannung am Kondensator 13 ihre Richtung um und bewirkt, daß die Spule
14 sofort wieder der negativen Sättigung zustrebt, wie es oben beschrieben ist. Diese plötzliche Richtungsumkehr
betrifft jedoch nicht die Sekundärwicklung 16 des Transformators, da die Sperrdiode 17 eine Stromrichtungsumkehr
verhindert. Die Sekundärwicklung 16 muß durch den Steuerstrom Ic in die negative
Sättigung zurückgebracht werden.
F i g. 3 zeigt die Abhängigkeit der Ausgangsspannung EL von dem Steuerstrom Ic des in F i g. 2 dargestellten
Leistungsverstärkers. Der Kennlinie kann man entnehmen, daß bei einer Verminderung des
Steuerstromes Ic auf irgendeinen Zwischenwert, z. B.
20 mA, die Schaltung auf dem abfallenden Teil der Kennlinie arbeitet und die Ausgangsspannung EL-proportional
vermindert wird. Die Verminderung der Ausgangsspannung ist darauf zurückzuführen, daß
der kleinere Steuerstrom, der der Primärwicklung 15 des Transformators zugeführt wird, die Sekundärwicklung
16 nicht mehr bis in die negative Sättigung bringen kann, bevor durch die Steuerspannungsquelle
12 die nächste Betriebsperiode eingeleitet wird. Eine Folge hiervon ist, daß, sobald der gesteuerte Gleichrichter
10 durch die Steuerspannungsquelle 12 in.den leitenden Zustand versetzt ist, der Ladestrom wesentlich
schneller die Sekundärwicklung 16 in die positive Sättigung bringt und der Kondensator bereits ungeladen
ist, bevor die Spule die positive Sättigung er-
reicht. Die Umkehr der Spannung am Kondensator 13 bewirkt sofort einen Stromwechsel in der Spule
14, so daß die Spule wieder in die negative Sättigung zurückkehrt. Dabei wird eine kleinere Hystereseschleife
durchlaufen. Sobald die Spule 14 negativ gesättigt ist, wird die Spannung des Kondensators 13
an den gesteuerten Gleichrichter 10 gelegt. Dabei kehrt sich seine Stromrichtung um, und der Gleichrichter
wird gesperrt, wie es vorn beschrieben ist. Die Sperrung des Gleichrichters erfolgt nun früher, da
die Spule 14 nur eine kleine Hystereseschleife durchläuft. Die kürzere Durchlaßzeit (kleineres Verhältnis
tsc/tSo) bewirkt, daß weniger elektrische Energie
in der Spule 6 gespeichert wird. Dadurch wird auch weniger elektrische Energie dem Verbraucher 3 zügeführt
und die Ausgangsspannung EL auf etwa 200 V vermindert. Der Kennlinie kann man entnehmen, daß
dieser Spannung ein Steuerstrom von 20 mA entspricht. Der sättigungsfähige Transformator 15, 16
steuert somit die Länge der Zeit, die die Spule 14 benötigt, um in die negative Sättigung zu gelangen.
Während dieser Zeit ist der gesteuerte Gleichrichter gesperrt.
Die in F i g. 4 gezeigte Erfindung zeigt eine andere
Schaltung, die man für die Schalteinrichtung 8 in F i g. 1 verwenden kann. Bei der in F i g. 4 gezeigten
Schaltung ist die Durchlaßzeit des gesteuerten Gleichrichters 10 festgelegt und die Schaltfrequenz einstellbar.
Die Steuerspannungsquelle 12 ist in F i g. 4 als Steuerschaltung dargestellt, während die Schaltung,
die den Gleichrichter sperrt, aus festen Bauelementen aufgebaut ist, nämlich aus dem Kondensator 13 und
der sättigungsfähigen Spule 14. Die Schaltung von F i g. 4 besitzt daher einen regelbaren Unijunctiontransistor-Frequenzoszillator.
Die festgesetzte Durchlaßzeit des Gleichrichters wird durch den Kondensator 13 und die Spule 14 bestimmt. Der Vorteil dieser
Schaltung ist, daß man mit Hilfe der veränderlichen Frequenz des Transistoroszillators noch bei
sehr tiefen Frequenzen arbeiten kann. Die Regelung der Ausgangsspannung EL ist dabei genauer, insbesondere
bei Verhältnissen EJE5, die sich Eins nähern. Diese genaue Regelung bei kleinen Verhältnissen
EJE5 kann man mit der Steuerschaltung von F i g. 2 nicht erreichen, da man eine gewisse Zeit
benötigt, um den Gleichrichter zu sperren, und das Verhältnis tsc/tso nicht hinreichend klein gemacht
werden kann.
Die veränderliche Steuerspannungsquelle 12 besitzt einen Unijunctiontransistor 18. Sie arbeitet wie ein
üblicher Impulsoszillator, der Steuersignale für die Steuerelektrode 11 des gesteuerten Gleichrichters 10
liefert. Der Gleichrichter wird dabei zu vorher festgelegten Zeiten geöffnet, die durch die Frequenz des
Unijunctiontransistor-Oszillators festgelegt sind. Die Frequenz wird bestimmt durch den Widerstand 19
und den Kondensator 20, die in Reihe geschaltet sind. Der Verbindungspunkt dieser beiden Bauelemente
ist mit dem Emitter des Unijunctiontransistors 18 verbunden. Die Reihenschaltung mit dem Transistor
21, dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstandes 19 verbunden ist, und mit der
Diode 22, die mit dem Emitter des Transistors 21 verbunden ist, bestimmt die vorher festgesetzte
Stromaufnahme des Kondensators 20, wobei die Frequenz des Unijunctiontransistor-Oszillators genau
festgelegt wird. Durch diese genaue Steuerung kann die Oszillatorfrequenz von 0 bis 3 kHz eingestellt
werden. Man erhält dabei einen beträchtlichen Regelbereich der Ausgangsspannung gegenüber der Versorgungsspannung.
Der mit dem Widerstand 24 in Reihe liegende Transistor 23, dessen Kollektor mit der Basis des
Transistors 21 verbunden ist, arbeitet als Potentiometer und legt den Arbeitspunkt des Transistors 21
fest. Eine Steuerspannung Ec wird über einen Strombegrenzungswiderstand
25 an die Basis des Transistors 23 gelegt. Diese Steuerspannung stellt den Arbeitspunkt des Transistors 23, der dann den Arbeitspunkt
des Transistors 21 bestimmt, wodurch die Frequenz der Unijunctiontransistor-Oszillatorschalttung
festgelegt wird. Wenn die Steuerspannung EC = Q ist, dann sind die Transistoren 23 und 21 gesperrt,
und die Frequenz der Transistor-Oszillatorschaltung ist Null. Die Ausgangsspannung EL ist
dann gleich der Speisespannung E5. Die Diode 22 bewirkt, daß der Transistor 21 bei der Steuerspannung
Eq = Q stets gesperrt ist, unabhängig von irgendwelchen Temperaturänderungen innerhalb der
Schaltung. Steigt die Steuerspannung Ec in positive
Richtung an, dann werden die Transistoren 23 und 21 immer mehr leitend, und die Frequenz des Unijunctiontransistor-Oszillators
nimmt zu. Auf diese Weise regelt die Steuerspannung Ec die Frequenz des
Oszillators, der dann wiederum die Ausgangsspannung E1 steuert. Ein Spannungsteiler mit den Widerständen
26 und 27, der zwischen den Eingangsklemmen 1 und 2 liegt, versorgt die Transistorschaltung
mit der notwendigen Speisespannung. Der Widerstand 28 ist mit dem einen Basisanschluß des Unijunctiontransistors
18 verbunden und begrenzt dessen Basisstrom. Die Ausgangsspannung des Oszillators
fällt am Widerstand 29 ab, der mit dem anderen Basisanschluß des Unijunctiontransistors 18 und mit
der Steuerelektrode 11 des Gleichrichters 10 verbunden ist.
F i g. 5 zeigt eine Abänderung 'der vereinfachten
Schaltung von F i g. 1. Mit der abgeänderten Schaltung kann man eine Ausgangsspannung EL erhalten,
die wesentlich größer als die Speisespannung Es ist.
Obwohl man mit der Schaltung von Fig. 1 Ausgangsspannungen herstellen kann, die mehr als zweimal
so groß sind wie die Speisespannung, ist diese Schaltung für so hohe Spannungen nicht geeignet, da
an der Schalteinrichtung 8 die gesamte Ausgangsspannung liegt und dabei die maximalen Spitzenspannungen
der Halbleiterbauelemente überschritten werden können. Durch einen Abgriff an der Spule 6
kann man die Spannung an der Schalteinrichtung 8 vermindern. Die Ausgangsspannung kann dann ein
Mehrfaches der Speisespannung betragen. Durch eine Spule mit Abgriff kann man bei einer Eingangsspannung
von 125 V sehr leicht eine Ausgangsspannung von 750 V herstellen.
Claims (4)
1. Transformatorloser Gleichspannungswandler mit einem eine Induktivität an eine Gleichstromquelle
anschließenden Schalter, der den das Magnetfeld der Induktivität aufbauenden Strom
steuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (8) einen steuerbaren Gleichrichter (10)
enthält, der in vorgegebenen Zeitintervallen von einer Steuereinrichtung (12) einschaltbar und von
einer Umschalteinrichtung (13 bis 17) ausschaltbar ist, und daß die Zeitkonstante LIR der In-
duktivität (6) und die Zeitkonstante RC des Verbrauchers
(3) groß gegenüber den Schaltzeiten des Schalters (8) sind.
2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (6)
als angezapfte Drossel (F i g. 5) ausgebildet ist und der Schalter (8) mit dem Abgriffpunkt verbunden
ist, so daß die Spitzenspannung am Schalter (8) herabgesetzt wird.
3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Glättungskondensator
(9) parallel zum Verbraucher (3) und ein Gleichrichter (7) in Serie zwischen die
Induktivität (6) und den Verbraucher geschaltet ist.
IO
4. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die Umschalteinrichtung (13 bis 17) eine sättigbare, in Serie zwischen die Induktivität (6) und
den Umschaltkondensator (13) geschaltete Drossel (14) enthält, deren Mittelanzapfung mit dem
steuerbaren Gleichrichter (10) verbunden ist (Fig. 4).
In Betracht gezogene Druckschriften:
»IRE Transactions on Electron Devices«, 1959, S. 341 bis 346.
In Betracht gezogene ältere Patente:
Deutsches Patent Nr. 1 203 838.
Deutsches Patent Nr. 1 203 838.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
709 688/137 11.67 © Bundesdruckerei Berlin
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US197626A US3263099A (en) | 1962-05-25 | 1962-05-25 | Power amplifier circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1254202B true DE1254202B (de) | 1967-11-16 |
Family
ID=22730128
Family Applications (1)
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