DE1802901A1 - Rueckgekoppelter Halbleiter-Gegentaktoszillator - Google Patents

Rueckgekoppelter Halbleiter-Gegentaktoszillator

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DE1802901A1
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Pasciutte Edward R
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National Aeronautics and Space Administration NASA
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Description

Aktenzeichen: Neuanmeldung Anmelder: National Aeronautic and Space Administration Washington, D.O, United States of America
9.10.1968
Rückgekoppelter HaIbIeiter-GegentaktosziIlator
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen rückgekoppelten HaIbleiter-Gegentaktoszillator mit Speicherzeitverzögerung, insbesondere GegentaktosziIlator mit Schalttransistoren, in denen in einer Periode Basis-, Emitter- und Kollektorströme fließen, mit einem Ausgangsübertrager, einem Koppe !übertrager und einer RUckkopplungsverbindung zwischen den beiden Übertragern sowie einem frequenzbestimmenden Netzwerk, das eine erste Wicklung auf dem Ausgangsübertrager und eine zweite Wicklung auf dem Koppe !übertrager enthält. Derartige Oszillatoren können der Umwandlung eines Gleichstromes in einen Wechselstrom oder aber der Umwandlung eines Gleichstromes mit einem ersten Spannungspegel in eine
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Wechse!spannung und anschließender Umwandlung dieser Wechselspannung in eine Gleichspannung mit einem anderen Spannungspegel dienen.
Bisher bekannte Schaltungen von Halbleiter-Gegentaktoszillatoren, die als Spannungswandler verwendet wurden, ergaben Schwierigkeiten durch Überlappung der Durchlaßzeiten der Halbleiter bzw. beim Umschalten von einem Halbleiter auf den anderen, die sich aus dem gleichzeitigen Leiten der Schalttransistoren ergaben. Dies führte zu einer Reihe von unerwünschten Wirkungen in solchermaßen aufgebauten Stromversorgungsgeräten, wie z.B. erhöhte Verluste des Wandlers, höhere Brummanteile der Spannungen und Ströme, verringerter Wirkungsgrad der Stromversorgungsteile und verringerte Zuverlässigkeit der Transistoren. Es sind bereits zahlreiche Versuche unternommen worden, um die Überlappung der Durchlaßzeiten bei solchen Oszillatoren in Transistorspannungswandlern zu beseitigen. Im allgemeinen hat man sich dabei einer rohen aber sehr wirksamen Methode bedient, indem man die Ladungsträger aus dem Basisbereich der gerade abschaltenden Transistoren herausgedrückt hat. Bekannte Verfahren arbeiteten mit dem Anlegen einer anfänglich hohen Sperrspannung an den abzuschaltenden Transistor und/oder dem Anlegen einer anfänglich hohen Durchlaßspannung an den einzuschaltenden Transistor. Zum Stand der Technik gehört auch ein Verfahren, bei dem die Energie in einem induktiven Schaltelement gespeichert wird, so daß dann, wenn der Steuerstrom an der Basis seine Polarität umkehrt, die induktive Spannung ebenfalls ihr Vorzeichen umkehrt, woraus sich eine Vereinigung der Vorteile beider bisher bekannter Verfahren ergibt. Dabei wird also eine Sperrspannungsspitze dem abzuschaltenden Transistor zugeführt und außerdem für einen kurzen Zeitraum eine hohe Durchiaßspannungsspitze an den einzuschaltenden Transistor angelegt. Obgleich diese etwas gewaltsamen Methoden die Schaltzeit des Transistors
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vwrkUrzen, konnten durch sie die schwierigen Probleme, die beim gleichzeitigen Leiten beider Transistoren auftreten, insbesondere in folgenden Fällen nicht gelöst werden, wenn nämlich mit veränderter Last gerechnet werden muß, wenn die Spannung der Quelle sich ändert oder aber wenn hohe Sperrspannungen an Halbleitervorrichtungen angelegt werden.
In einem mit SpannungsrUckkopplung arbeitenden GegentaktosziIlator ergeben sich wegen der Speicherzeit beim Abschalten oder Sperren des eingeschalteten Transistors ein Übergangszustand beim Übergang von einem zum anderen Transistor, wenn die beiden Transistorkollektorströme im Ausgangsübertrager einander entgegengerichtet sind, so daß sich für die Dauer dieses gemeinsamen Leitzustandes der Transistoren eine Kurzschlußbedingung ergibt. Dann fließt ein sehr hoher Strom, der nur durch die Impedanz zwischen Kollektor und Emitter und durch die Impedanz der Stromquelle begrenzt ist. Da es jetzt nicht nur möglich sondern auch aus Gründen der Zuverlässigkeit sehr erwünscht ist, eine Batterie mit nur einer einzelnen Zelle geringen Innenwiderstandes und hoher STromdichte als sekundäre Stromquelle zu verwenden, hat die nahezu unbegrenzte Strom kapazität dieser nur eine Zeile enthaltenden Stromquellen bei jeder Art Kurzschluß die zusätzliche Gefahr von katastrophal hohen Strömen oder hohen Leistungsverlusten zur Folge gehabt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das Umschaltverhalten von Transistoren mit Speicherzeit in derartigen Gegentaktspannungswandlern durch Verwendung einer neuen frequenzbestimmendeη Schaltungsanordnung ganz wesentlich verbessert, die sich besonders gut im Zusammenwirken mit einem rückgekoppelten Spannungswandler eignet, der als Gegentakt-Oszillator mit Schalttransistoren aufgebaut ist. Gemäß der Er findung wird in.dem
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frequenzbestimmenden Netzwerk dieser Schaltung ein induktives Schaltelement in Kombination mit einer Reaktanz mit einem sättigbaren Kern verwendet.
Eine besonders vorteilhafte Anordnung ergibt sich, wenn zusätzlich Steuermittel vorgesehen werden, die die Induktivität des induktiven Schaltelementes umgekehrt proportional zur Größe der Kollektorströme der Halbleiterschalter steuern.
Vorzugsweise ist die Anordnung dabei so getroffen, daß das induktive Schaltelement aus zwei Kernen mit je zwei darauf angebrachten Wicklungen besteht, und je eine Wicklung der beiden Kerne gleichsinnig in Reihe zwischen einem Pol der Spannungsquelle und der Mittelanzapfung des Ausgangsübertrager liegt, während die beiden anderen Wicklungen gegensinnig gewickelt in Reihe mit der sättigbaren Reaktanz und den Koppelwicklungen geschaltet sind.
Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung besteht darin, dfcaß der Rückkopplungsweg eine mittenangezapfte Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers, ein Wicklungspaar auf dem KoppeIübertrager enthält derart, daß die freien Enden der Sekundärwicklung mit jeweils einem Ende der paarweise vorgesehenen Wicklungen verbunden sind, während die anderen Enden des Wicklungspaares und die Mittelanzapfung an einer Gleichrichterschaltung angeschlossen sind.
Die Erfindung wird nunmehr in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben . Dabei zeigt:
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Fig. 1 die Schaltung eines Spannungswandlers gemäß der Erfindung; Fig. 2 die Wellenform der Strom parameter der AusfUhrungsform nach
Fig. 1;
Fig. 3 ein Diagramm, in dem die Abhängigkeit der Spannungswandler
periode von der Größe des Basissteuerstromes dargestellt ist;
Fig. 4 die gegenläufigen Wirkungen der Induktivität und des ßasis-
steuerstromes auf die Umschaltperiode;
Fig. 5 ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schal
tung, bei der die Frequenz von der Größe des Laststromes unabhängig ist und
Fig. 6 die Schaltung eines Stromversorgungsteiles gemäß der Erfin
dung, das eine Energiequelle niedrigen Innenwiderstandes verwendet.
In der nachfolgenden Beschreibung wird eine AusfUhrungsform mit SrromrUckkopplungssteuerung in einzelnen beschrieben. Es ist dabei selbstverständlich, daß das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip in gleicher Weise vorteilhaft in einer Schaltung mit SpannungsrUckkoppiung anwendbar ist.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung eines Spannungswandlers enthält einen erste η Transistor Ql mit Emitter 21, Basis 22 und Kollektor 23 sowie einen zweiten Transistor Q2 mit einem Emitter 25, einer Basis 20 und einem Kollektor 27. Die Kollektoren beider Transistoren sind zu einem gemeinsamen
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Punkt 28 geführt, der am negativen Pol einer Gleichspannungsquelle 29 angeschlossen ist. Der positive Pol der GEeichspannungsquelle 29 liegt an der MitteIanzapfung 30 der Primärwicklung des Ausgangsübertrager ΤΊ. Beide übertrager Fl und Koppel transformator V 2 weisen vorzugsweise für einen hohen Wirkungsgrad einen Kern aus sättigbarem Material auf. Demgemäß muß der Magnetisierungsstrom durch besondere Maßnahmen zur Vermeidung der Sättigung begrenzt werden. Das obere Ende der Primärwicklung von T'l bei 31 ist an die .Wicklung 34 des Übertragers T'2 angeschlossen. Das untere Ende der Wicklung 34 mit der Windungszahl NI ist mit der Wicklung 36 von V2 mit N3 Windungen und dem Emitter 21 verbunden. Die gegenüberliegende Seite der Wicklung 36 liegt an der Basis 22. Entsprechend dem genau symmetrischen Aufbau ist das untere Ende der Primärwicklung des Ausgangsübertragers T' 1 am Punkt 32 mit der Wicklung 33 mit NI Windungen des Übertragers V 2 verbunden. Das obere Ende der Wicklung 33 ist sowohl mit der Wicklung 35 von V 2 mit N3 Windungen als auch mit dem Emitter 25 verbunden. Das andere Ende der Wicklung 35 ist an der Basis 26 angeschlossen.
Ein frequenzbestimmendes Netzwerk 40 ist vorgesehen und besteht aus einem induktiven Schaltelement in Reihenschaltung mit einer Reaktanz mit sättigbarem Kern und liegt in Reihe mit der Wicklung 43 des Übertragers V 1 und der Wicklung 44 des Übertragers V2 mit N2 Windungen. Lediglich zur Erläuterung der Wirkungsweise ist eine mittelangezapfte Ausgangswicklung mit einer oberen Wicklungshälfte 50 und einer unteren Wicklungshälfte 51 auf dem Ausgangsübertrager T'l dargestellt und mit einer Gleichrichterund Filterschaltung 52 verbunden, die ausgangssei tig an eine überlastgeschützte Regelschaltung 53 angeschlossen ist, die eine Last 54 mit Strom versorgt. Außerdem ist auf dem Ausgangsübertrager T'l eine Wicklung 55 vorgesehen,
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* j M
an die eine Last 56 angeschlossen ist, die keine geregelte Gleichspannung erfordert.
Arbeitsweise der Schaltung
Die Arbeitsweise der Ausfuhrungsform der Erfindung gemäß Fig. 1 wird in Verbindung mit dem Diagramm der Fig. 2 erläutert. In dem frequenzbestimmenden Netzwerk 40 ist die Spannung vl die RUckkopplungsspannung Über der Wicklung 43 und ν2 die in der Wicklung 44 induzierte Spannung. Durch geeignete Auswahl der Windungszahlen der Wicklungen 43 und 44 wird vl wesentlich höher festgelegt als v2, wodurch die Arbeitsfrequenz im wesentlichen nur noch von der Größe der Spannung der Spannungsquelle 29 abhängt, wie im folgenden noch erläutert wird.
Intervall TO- Tl (Fig. 2)
Angenommen, d|/faß anfangs der Transistor Ql leitet und die sättigbare Reaktanz 42 nicht gesättigt ist, dann ist die Impedanz des frequenzbestimmenden Netzwerkes groß. Demgemäß hat der Strom i. in der frequenzbestimmenden Schleife einen vernachlässigbar kleinen Wert als Magnetisierungsstrom (i...) und der Basisstrom (L) verhält sich zum Kollektorstrom LM Β
wie folgt:
• -· N1 1Bl "1Cl N3~
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Intervall TI T2 (Fig. 2)
Während des vorangegangenen Intervalls waren die Spannungen vl und v2 in Phase und bewirken eine Sättigung der sättigbaren Reaktanz 42 zum Zeitpunkt Tl, die dann eine vernachlässigbare Impedanz besitzt. Während dieses Intervalles steigt der Strom in der frequenzbestimmenden Schleife an, wobei die Anstiegsgeschwindigkeit von der Impedanz der Induktivität 41 gemäß der folgenden Gleichung abhängt:
T2 > t > Tl
wobei Tl = Sättigungszeit der sättigbaren Reaktanz,
T2 = Umschaltzeitpunkt des Wandlers, L= ursprünglicher Magnetiserüngsstrom der sättigbaren LM
Reaktanz,
L = Induktivität des induktiven Schaltelementes 41 bedeutet.
Da der Kollektorstrom i durch die Last festgelegt ist, verteilt sich der KoI-lektorstrom i auf die Windungen N2 und N3 des Übertragers T7 2 gemäß der folgenden Beziehung:
i = i Nl_ - i N2 (3)
01 *-' N3 L N3
Daher ergibt sich sofort, daß jedes Ansteigen von i. gemäß Gleichung 2 in diesem Intervall eine Verringerung des Basisstromes i„, zur Folge hat.
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-9-
Μαη sieht, daß der Strom i. in der frequenzbestimmenden Schleife ein Maximum annimmt,
i (max) = I Nl (4)
L c"5
wobei i durch die Last festgelegt ist. Zum Zeitpunkt T2, wenn der Strom i. sein Maximum erreicht, wird L. zu Null, wie man aus Fig. 2 ersieht und aus Gleichung 3 ableiten kann. Zum Zeitpunkt T2 kann i. nicht weiter zunehmen und die Spannung Über der Wicklung 44.mit N2 Windungen kehrt ihre Polarität um, wodurch umgekehrte Polaritäten Über den Emitter-Basisstrekken der Transistoren Ql und Q2 angelegt werden, die die Umschaltung einleiten. Da der Basisstrom L. zum Zeitpunkt des Beginns der Umschaltung (T2) im wesentlichen Null war, werden die Einwirkungen der in der Basis gespeicherten Ladungsträger auf einem absoluten Minimum gehalten.
Intervall T2 - T3
Wenn der Transistor Ql leitet, dann ist die Energiequelle in der Schaltung der Kollektorstrom i_..
Das Ansteigen von i. während des Intervalls TI bis T2 ergibt eine Speicherung von Energie, in dem magnetischen Feld des induktiven Schaltelementes 41. Ein Teil dieser gespeicherten Energie steht an der Wicklung 44 von T'2 zur Verfugung, während der verbleibende Teil der gespeicherten Energie auf der Wicklung 43 des Übertragers T#l abgenommen wird. (Es war der Energieabzug durch Windungen N2 der Wicklung 44 von T'2 von der Energiequelle NI T'2 des Intervalls Tl bis T2, welche die in dem Basiskreis des Transistors Ql verfügbare Energie verminderte). Die in dem induktiven Schaltelement
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- io-
41 gespeicherte Energie wird in dem Intervall T2 bis T3 wieder gewonnen. Ein Teil der Wiedergewonnenen Energie wird dem gerade eingeschalteten Transistor Q2 zugeführt und bewirkt eine Übersteuerung durch den Basisstrom während des Intervalles T2 bis T3, Der verbleibende Teil der wiedergewonnenen gespeicherten Energie wird der Wicklung 43 des Ausgangsübertragers T7I zugeführt und der Last zugeleitet.
Zum Zeitpunkt T2 wurde die Einschaltung des Transistors Q2 eingeleitet. Während des Intervalls T2 bis T3 wird der normale RUckkopplungsstrom gemäß Gleichung 1 zur Steuerung der Basis 26 zugeführt, da der Kollektorstrom i _ in der Wicklung 33 des Ausgangsübertragers T2 fließt. Zusätzlich wird Energie zur Übersteuerung der Basis aus der wiedergewonnenen gespeicherten Energie in dem induktiven Schaltelement 41 abgeleitet und wird durch die Wicklung 44 mit N2 Windungen des Übertragers T2 abgegeben. Diese zusätzliche Steuerung ist i. N2 . Demgemäß wird der Transistor Q2 rasch
L-N3
voll in Durchlaßrichtung durchgeschaltet, wobei die gesamte Ansteuerung
der Basis sich ergibt als
i N2 (5) L N3
Zum Zeitpunkt T3, wenn i. zu einem sehr kleinen Wert i... geworden ist, nimmt die sättigbare Reaktanz 42 wiederum eine hohe Impedanz an und es folgt ein identischer Halbzyklus mit dem Transistor Q2 als dem leitenden Element.
Die Arbeitsfrequenz der Ausführungsform nach Fig. 2 hängt von der Spannung der Spannungsquelle 29, dem Laststrom i und der Induktivität des
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- li -
induktiven Schaltelementes 41 ab. Die Quellenspannung 29 wirkt auf die Größe der induzierten Spannung vi ein, und da die Sättigung der sättigbaren Reaktanz 42 im wesentlichen eine Funktion der Spannung vl, die in der Wicklung 43 von V 2' induziert wird, ist, kann gezeigt werden, daß bei Zunahme der Spannung der Quelle die Umschaltfrequenz wegen der rascher erfolgenden Sättigung der Reaktanz zunimmt. Zusätzlich zu der erhöhten Schaltfrequenz verbleibt das Zeitintegral der Spannung in dem übertrager T' 1 relativ konstant, was ein Arbeiten bei optimalen Grüßen- und Gewichtsverhältnissen ohne Gefahr einer Sättigung aufgrund von Spannungsschwankungen der Spannungsquelle gestattet.
Die Abhängigkeit der Frequenz des mit StromrUckkopplung arbeitenden Wandlers gemäß Fig. 1 von der Induktivität des induktiven Schaltelementes 41 und dem Laststrom i ist in den Diagrammen der Fig. 3 und 4 gezeigt. Die Fig. zeigt den.Basisstromverlauf L und man sieht, daß eine Vergrößerung der
Inverterperiode durch eine Erhöhung des Laststromes i bewirkt wird. (L
c Β
ist eine Funktion des lastabhängigen Wertes von i , wie es durch die Gleichung in Fig. 4 definiert ist). Dagegen wird die Induktivität des induktiven Schaltelementes 41 fUr richtige Arbeitsweise für alle zu erwartenden Lastzustände mit einem konstanten Wert gewählt. Diese Tendenz zur Abnahme der Arbeitsfrequenz bei zunehmender Last kann unerwünscht sein, weil dies zu einer Sättigung des Ausgangsübertrager fuhren kann. Demgemäß kann man die schematisch in Fig. 5 gezeigte Schaltung verwenden, die den Auswirkungen von Laststromschwankungen durch entgegengesetzte Änderung der Induktivität entgegenwirkt. Fig. 5 zeigt eine Schaltung mit Mitteln zur Veränderung der Induktivität in dem frequ«nzbestimmenden Netzwerk durch Veränderung der Permeabilität des Kernes der Spule umgekehrt zur Änderung des Laststromes. Dieses induktive Schaltelement mit
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variabler Induktivität besteht aus einem ersten Kern und darauf angebrachten Wicklungen 61 und 62 sowie einem zweiten Kern mit darauf angebrachten Wicklungen 63 und 64. Die Wicklung 62 ist zwischen dem positiven Pol der Spannungsquelle 29 und der Wicklung 64 eingeschaltet. Das andere Ende der Wicklung 64 liegt an der Mittelanzapfung der Primärwicklung des Ausgangsübertragers Tl, so daß der lastabhängige Strom i durch beide diese
Wicklungen fließt. Die Wicklungen 61 und 63 sind an einem gemeinsamen Punkt 65 angeschlossen und sind gegensinnig gewickelt, so daß die in diesen Wicklungen induzierten Spannungen von entgegengesetzter Polarität sind. Das andere Ende der Wicklung 61 ist mit der sättigbaren Reaktanz 42 verbunden, während das andere Ende der Wicklung 63 an der Wicklung 44 des Übertragers T'2 liegt.
Unter Beziehung auf die Gleichung 2 sieht man, daß der Strom i. in dem frequenzbestimmenden Netzwerk umgekehrt proportional der Größe der Induktivität L ist. Demgemäß wird eine Abnahme der Induktivität L die Neigung des Stromanstieges des STromes i. vergrößern. Die Wirkung einer Vergrößerung in der Neigung des Stromanstieges des Stromes i. auf die Neigung des Stromanstieges des Basisstromes iD kann durch Lösung der Gleichungen 1,
3 und 5 bestimmt werden. Fig. 4 zeigt, warum eine Vergrößerung in der Neigung des Anstieges des Basisstromes L die Periode der Wandlerschwin-
gungen verringern kann. Damit werden aber durch die Schaltung gemäß Fig. 5 die Wirkungen eines zunehmenden Laststromes auf die Schaltfrequenz sehr klein gehalten und die Schaltfrequenz bleibt damit proportional der Spannung der Spannungsquelle 29.
Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Spannungswandlers zur Verwendung mit einer Spannungsquelle von niedrigem Innenwiderstand und hoher
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Stromdichte. Diese AusfUhrungsform schützt durch ihren Aufbau insbesondere gegen die Gefahren eines Kurzschlusses in der Last oder einer Sättigung des Ausgangsübertragers, während die Vorteile der Erfindung erhalten bleiben. Falls in dem Ausgangsübertrager T'l eine Sättigung des Magnetkernes eintritt, wird in den Sekundärwicklungen 50 und 51 keine Spannung induziert, so daß der Strom in diesen Wicklungen auf Null fällt. Wenn der Ausgangsstrom zu Null wird, dann wird auch der lastabhängige Basissteuerstrom, der in den Wicklungen 35 und 36 von T'2 induziert wird, zu Null, wodurch der Transistor gesperrt wird. Durch Vorsehen einer StromrUckkopplung von der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers anstatt von der Primärwicklung werden die gesamte innere Wandlerschaltung und die Stromquelle dagegen geschützt, daß sich durch Ruckkopplung zur Zerstörung führende Ströme aufbauen können. Außerdem wird man den Wirkungen von Kurzschlüssen in der angeschlossenen Last durch übliche Überlasr-Schutzschaltungen begegnen.
Wie man weiterhin aus Fig. 6 erkennt, ist der Ausgangsübertrager T'l mit seiner Wicklung 50 an einem Ende mit der Wicklung 34 des Übertragers T'2 verbunden. Die andere Seite der Wicklung 34 ist mit der ausgangsseitig angeordneten Gleichrichterschaltung 52 verbunden.
Die untere Halbwicklung 51 des AusgangsUbertragers T'l ist in symmetrischer Weise mit der Wicklung 33 des Übertragers T' 2 verbunden und von dort in der gleichen Weise an dem ausgangsseitigen Gleichrichter 52 angeschlossen. Die übrigen Bauelemente der Schaltung nach Fig.6 sind in der üblichen Gegentaktschal rung miteinander verbunden. Die Verwendung einer Sekundärwicklung des Übertragers für Laststromrückkopplung trennt den Magnetisierungsstrom des AusgangsUbertragers T' 1 von dem Rückkopplungsweg des Laststromes. Tritt in dem Ausgangsübertrager T' 2 eine Sättigung auf, dann wird die Stromrückkopplung
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Über die Sekundärwicklung gemäß Fig. 6 zu Null.
Damit wird aber bei magnetischer Sättigung des Ausgangsübertrager der Rückkopplungs-Basissteuerstrom von dem leitenden Transistor dadurch abgeschaltet, daß der innere Überlastschutzmechanismus der Stromrückkopplung von der Sekundärseite ausgenutzt wird. Um ein vollständiges Stromversorgungssystem mit einem Überlastschutz gegen Kurzschlüsse in der Last darzustellen, kann der Regler 53 eine Strombegrenzungssteuerschaltung enthalten, die sowohl die Quelle als auch den Wandler und die Last vor Kurzschlüssen in der Last schützt, bei denen der Strom bei Verwendung einer Stromquelle geringen Innen Widerstandes sonst rasch zu Zerstörungen fuhrende Stromstärken annehmen könnte.
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Claims (4)

PATENTANSPRÜCHE
1. Rückgekoppelter Halbleiter-Gegentakroszi Ilator mit Speicherzeit-Verzögerung, insbesondere GegentaktosziIlator mit Schalttransistoren, in denen in einer Periode Basis-TEmitter- und KoIlektorströme fließen, mit einem Ausgangsübertrager, einem KoppeIÜbertrager und einer RUckkopplungsverbindung zwischen den beiden Übertragern sowie einem frequenzbestimmenden Netzwerk, des eine erste Wicklung auf dem Ausgangsübertrager und eine zweite Wicklung auf dem Koppel Übertrager enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine sttttigbare Reaktanz (42) und ein induktives Schaltelement (41; 61 bis 64) in Reihenschaltung in dem frequenzbestimmenden Netzwerk (40, 60) eingeschaltet sind, wodurch sich der Kollektorstrom zwischen den Basis-Emitter-Strecken und dem frequenzbestimmenden Netzwerk aufteilt, derart, daß mit zunehmendem Strom in dem frequenzbestimmenden Netzwerk der Basisstrom abnimmt.
2. Oszillator gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Steuermittel vorgesehen sind, die die Induktivität des induktiven Schaltelementes (61 bis 64) umgekehrt proportional zur Größe der Kollektorströme der Halbleiterschalter (Ql, Q2) steuern.
3. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Schaltelement aus zwei Kernen mit je zwei darauf angebrachten Wicklungen (61, 62, bzw. 63, 64) besteht, und je eine Wicklung der beiden Kerne gleichsinnig in Reihe zwischen einem Pol der Spannungsquelle (29) und der Mittelanzapfung (30) des Ausgangsübertragers liegt, während die beiden anderen Wicklungen (61, 63) gegensinnig gewickelt in Reihe mit
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der sättigbaren Reaktanz (42) und den Koppelwicklungen (43, 44) geschaltet sind·
4. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
Rückkopplungsweg eine mittenangezapfte Sekundärwicklung (50, 51) des-AusgangsUbertragers (TM) ein Wicklungspaar (33, 34) auf dem KoppeIübertrager (T'2) enthält derart, daß die freien Enden der Sekundärwicklung (50, 51) mit jeweils einem Ende der paarweise vorgesehenen Wicklungen (33, 34) verbunden sind, während die anderen Enden des Wicklungspaares (33, 34) und die Mittelanzapfung (57) an einer Gleichrichterschaltung (52) angeschlossen sind.
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