DE1960472C2

DE1960472C2 - Leistungssteuerkreis

Info

Publication number: DE1960472C2
Application number: DE19691960472
Authority: DE
Inventors: Masahiko Itami Hyogo Akamatsu
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1968-12-02
Filing date: 1969-12-02
Publication date: 1987-01-22
Also published as: DE1966791C2; FR2025056A1; DE1966791A1; DE1960472A1; GB1296043A

Description

Die Erfindung betrifft einen Leistungssteuerkreis mit zwei Gleichstromeingangsklemmen und einer ein veränderliches Potential abgebenden Ausgangsklemme sowie zwei zwischen den Gleichstromeingangsklemmen und der Ausgangsklemme angeordneten Thyristoren, welche im Ein- und Aus-Betrieb gesteuert werden, mit zwei zwischen der Ausgangsklemme und den jeweiligen Gleichstromeingangsklemmen angeordneten und mit den jeweiligen Thyristoren in Reihe geschalteten Drosseln, mit einem Kommutierungstransformator mit wenigstens zwei Wicklungen, mit zwei Kommutierungskondensatoren und mit Kommutierungszweigen, von denen jeder eine Reihenschaltung aus einer der Kommutierungstransformatorwicklungen und einem der Kondensatoren bildet, wobei die Kommutierungszweige jeweils parallel zu den Thyristoren geschaltet sind und an einem Ende mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des mit der Drossel in Reihe geschalteten Thyristors verbunden sind.
Ein solcher Leistungssteuerkreis ist aus der AT-PS 2 54 989 bekannt. Eine Ausführungsform dieses bekannten Leistungssteuerkreises ist in Fig. 1 dargestellt und wird im folgenden beschrieben.
Der Leistungssteuerkreis ist über den Anschluß P mit dem positiven Pol einer Gleichspannungsquelle und über den Anschluß N mit dem negativen Pol dieser Gleichspannungsquelle verbunden. Mit O ist der Ausgang dieses Leistungssteuerkreises bezeichnet. An diesen Anschluß O ist eine Last anschließbar. Zwei Thyristoren sind mit 2 a und 2 b bezeichnet. Die Thyristoren 2 a und 2 b sind mit je einer Drossel 1 a und 1 b in Reihe geschaltet. Im Serienstromkreis, bestehend aus der Drossel 1 a bzw. 1 b und dem zugehörigen Thyristor 2 a bzw. 2 b, befindet sich eine in Stromflußrichtung gepolte Diode 5 a bzw. 5 b. Die Drosseln 1 a und 1 b und die zugehörigen Dioden 5 a bzw. 5 b bilden einen Zweig, welcher parallel zu einem Kommutierungstansformator 8 angeordnet ist, welcher zwei Wicklungen 8 a und 8 b aufweist.
Des weiteren sind zwei in Reihe geschaltete Kommutierungskondensatoren 3 a und 3 b vorgesehen. Ihr gemeinsamer Abgriff ist mit dem Mittenabgriff des Kommutierungstransformators verbunden. Der erste Kommutierungskondensator 3 a ist parallel zur Reihenschaltung aus dem ersten Thyristor 2 a und der ersten Wicklung 8 a geschaltet. Der zweite Kommutierungskondensator 3 b ist parallel zur Reihenschaltung aus dem zweiten Thyristor 2 b und der zweiten Wicklung 8 b geschaltet. Parallel zum ersten und zweiten Kommutierungskondensator 3 a bzw. 3 b ist jeweils eine Diode 4 c bzw. 4 d in Gegenrichtung gepolt angeordnet.
Der erste Kommutierungskondensator 3 a und die erste Wicklung 8 a bilden den ersten Kommutierungszweig, während der zweite Kommutierungskondensator 3 b und die zweite Wicklung 8 b den zweiten Kommutierungszweig bilden.
Des weiteren ist die Ausgangsklemme O des Leistungssteuerkreises über eine in Gegenrichtung gepolte Diode 4 a mit der positiven Eingangsklemme P und über eine ebenfalls in Gegenrichtung gepolte Diode 4 b mit der negativen Eingangsklemme N verbunden.
Wenn der Thyristor 2 a gezündet wird, fließt ein Strom über die positive Eingangsklemme P, den Thyristor 2 a, die Drossel 1 a, die Diode 5 a zur Ausgangsklemme O. Von dort fließt der Strom in nicht-dargestellter Weise über die angeschlossene Last und einen entsprechend aufgebauten Schaltungszweig sowie von dort zurück zur Eingangsklemme N.
Der Thyristor 2 b ist gesperrt. Demzufolge ist der Kommutierungskondensator 3 b auf das Potential der Versorgungsspannung aufgeladen. Der Kommutierungskondensator 3 a ist entladen.
Wird nun der Thyristor 2 b gezündet, so wird der erste Thyristor 2 a in den Sperrzustand überführt, denn nach dem Zünden des zweiten Thyristors 2 b liegt die Spannung des zuvor aufgeladenen Kommutationskondensators 3 b an der zweiten Wicklung 8 b des Kommutierungstransformators 8. Infolge der Transformationswirkung des Kommutierungstransformators 8 liegt etwa die gleiche Spannung auch an der ersten Wicklung 8 a, durch die der erste Thyristor 2 a in Sperrichtung vorgespannt und demzufolge nachfolgend gelöscht wird.
Danach beginnt die Ladung des Kommutierungskondensators 3 a. Der Thyristor 2 b führt nun den Laststrom. Dies bedeutet, daß die beiden Thyristoren 2 a und 2 b sich in der Stromführung ablösen.
Durch das Vorsehen des zweiten Zweiges, bestehend aus der Drossel 1 a und der Diode 5 a bzw. der Drossel 1 b und der zugehörigen Drossel 5 b, ist der Laststromkreis vom Kommutierungskreis entkoppelt. Das bedeutet, daß der Kommutierungstransformator 8 keinen Laststrom zu führen braucht. Die Dioden 5 a und 5 b verhindern eine Entladung der Kondensatoren 3 a und 3 b dann, wenn Laststöße, insbesondere kurz vor dem Umschaltzeitpunkt, auftreten, da sonst der Kommutierungsvorgang verlängert würde.
Führt z. B. der erste Thyristor 2 a Strom und ist demzufolge der zweite Thyristor 2 b gesperrt, dann ist der Kommutierungskondensator 3 b auf die Versorgungsspannung aufgeladen. Dies bedeutet, daß der Anschluß zwischen dem ersten Thyristor 2 a und der zugehörigen Drossel 1 a im wesentlichen das Potential der positiven Eingangsklemme P aufweist. Der Kommutierungskondensator 3 b, der auf die Spannung der Batterie aufgeladen ist, könnte sich allenfalls über die zweite Wicklung 8 b sowie die Drossel 1 b bei Auftreten von Laststößen entladen, wenn nicht die in umgekehrter Richtung gepolte Diode 5 b vorgesehen wäre. Demzufolge bleibt die Spannung am Kommutierungskondensator 3 b auch bei Laststößen für den Kommutierungsvorgang erhalten.
Die beiden Drosseln 1 a und 1 b verhindern einen Kurzschluß des Kommutierungstransformators während des Kommutierungsvorganges dann, wenn diese jeweils eine ausreichende Impedanz aufweisen. Die beiden Drosseln 1 a und 1 b können entweder auf getrennten Kernen oder aber auf einem gemeinsamen Kern gewickelt sein.
Wenn der Thyristor 2 a gezündet und der Thyristor 2 b gesperrt ist, ist die dem ersten Thyristor 2 a zugeordnete Drossel 1 a bestromt, während die zweite Drossel 1 b nicht bestromt ist. Beim Zünden des zweiten Thyristors 2 b wird nun die im Kondensator 3 b gespeicherte Ladung der Wicklung 8 b des Kommutierungstransformators 8 zugeführt, so daß an der ersten Wicklung 8 a eine Spannung induziert wird. Diese Spannung bewirkt die Umschaltung des ersten Thyristors 2 a in den Sperrzustand. Eine erste Stromschleife bildet sich ausgehend vom zweiten Kommutierungskondensator 3 b über die zweite Wicklung 8 b des Kommutierungstransformators 8 sowie über den durchgesteuerten Thyristor 2 b. Gleichzeitig wird der erste Kommutierungskondensator 3 a über die zweite Wicklung 8 b des Kommutierungstransformators 8 sowie über den Thyristor 2 b aufgeladen.
Der aus der AT-PS 2 54 989 bekannte Leistungssteuerkreis weist daher den Nachteil auf, daß infolge von Spannungsspitzen während der Kommutierung die verwendeten Thyristoren beschädigt oder gar zerstört werden können. Auch ist es nachteilig, daß bei der Kommutierung Schwingungen auftreten, wodurch die Kommutierung verschlechtert wird.
Aus der US-PS 33 03 406 ist eine Inverterschaltung bekannt, die einen Kommutierungstransformator mit einer Mittenanzapfung enthält, welche mit dem Verbindungspunkt zwischen zwei Kommutierungskondensatoren verbunden ist. Diese bekannte Inverterschaltung enthält außerdem zwei Thyristoren, welche jeweils durch eine Diode in Antiparallelschaltung überbrückt sind. Diese bekannte Schaltungsanordnung enthält jedoch keine Drosseln, so daß der Kommutierungstransformator abhängig von dem maximal zulässigen Laststrom dimensioniert werden muß, damit dieser beim normalen Kommutierungsbetrieb nicht in den gesättigten Bereich gelangen kann, in dem bekanntlich die Induktionswirkung verringert ist. Bei dieser Inverterschaltung ist auf dem Kommutierungstransformator eine weitere Wicklung mit einer in Reihe geschalteten Diode angeordnet, um die in dem Kommutierungstransformator gespeicherte Energie wieder zurückzugewinnen. Diese Diode weist insbesondere die Aufgabe auf, für den jeweils aufzuschaltenden Thyristor eine umgekehrte Vorspannung zu erzeugen, um damit den Sperrvorgang zu beschleunigen.
Aus der FR-PS 15 29 736 ist eine Wechselrichterschaltung bekannt, die bei einer Ausführungsform mit zwei Thyristoren mindestens vier Kondensatoren und einen vergleichsweise komplizert aufgebauten Transformator enthält. Dieser ist mehrfach mitten angezapft und muß so groß dimensioniert werden, daß er auch bei dem größten zu erwartenden Laststrom nicht in den Sättigungsbereich gelangen kann.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Leistungssteuerkreis der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem die jeweiligen Thyristoren gegen eine zu große Spannung geschützt sind, bei dem eine Rückstellung des magnetischen Flusses beschleunigt und ohne Schwingungsneigung erfolgen kann und bei dem ferner die Umschaltverluste klein gehalten sind, wobei ein Betrieb bei höheren Frequenzen möglich sein soll.
Diese Aufgabe wird ausgehend vom Leistungssteuerkreis der eingangs genannten Art gemäß einem ersten Lösungsvorschlag erfindungsgemäß durch die Kombination der folgenden Merkmale gelöst:

a) Zu den Thyristoren sind Dioden antiparallel geschaltet;
b) eine aus einer Halbleiterdiode und einem Widersind bestehende Reihenschaltung ist parallel zu den in Reihe geschalteten Drosseln geschaltet, welche als sättigbare Drosseln ausgebildet sind;
c) es ist eine magnetische Kopplungseinrichtung zur Verkettung der beiden Transformatorwicklungen des Kommutierungstransformators und den Wicklungen der beiden sättigbaren Drosseln vorgesehen;
d) die magnetische Kopplungseinrichtung besteht aus einem magnetischen Kern mit drei Schenkeln, wobei die Wicklungen der sättigbaren Drosseln auf den beiden äußeren Schenkeln und die beiden Wicklungen des Kommutierungstransformators auf dem mittleren Schenkel angeordnet sind.

Die vorgenannte Aufgabe wird auch gemäß einem zweiten Lösungsvorschlag erfindungsgemäß durch die Kombination der folgenden Merkmale gelöst:

a) Zu den Thyristoren sind Dioden antiparallel geschaltet;
b) der Kommutierungstransformator oder die Drosseln weist oder weisen eine an die beiden Gleichstromklemmen geschaltete Reihenschaltung auf, die aus einer weiteren Wicklung und einer dritten Halbleiterdiode besteht;
c) es ist eine magnetische Kopplungseinrichtung zur Verkettung der beiden Transformatorwicklungen des Kommutierungstransformators und den Wicklungen der beiden sättigbaren Drosseln vorgesehen;
d) die magnetische Kopplungseinrichtung besteht aus einem magnetischen Kern mit drei Schenkeln, wobei die Wicklungen der sättigbaren Drossel auf den beiden äußeren Schenkeln und die beiden Wicklungen des Kommutierungstransformators auf dem mittleren Schenkel angeordnet sind.

In vorteilhafter Weise weist die magnetische Kopplungseinrichtung die Form von Toroiden aufweisende magnetische Kerne auf, welche in axialer Richtung übereinander angeordnet sind. Die Wicklungen der sättigbaren bzw. nichtlinearen Drosseln sind auf je einem der magnetischen Kerne angeordnet, während die beiden Wicklungen des Kommutierungstransformators auf beiden magnetischen Kernen vorgesehen sind.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von in den Fig. 2 bis 5 dargestelllte Ausführungsbeispiele beschrieben. Es zeigt
Fig. 2 eine schematische Schaltung einer ersten Ausführungsform mit Merkmalen der Erfindung;
Fig. 3 eine schematische Schaltung einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungssteuerkreises;
Fig. 4 eine schematische Schaltung eines Leistungssteuerkreises mit einem Speichertransformator und
Fig. 5 eine perspektivische geschnittene Darstellung einer abgewandelten Ausführungsform des Speichertransformators von Fig. 3.
Beim ersten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 sind die den Teilen gemäß Fig. 1 entsprechenden Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die beiden Drosseln 1 a und 1 b sind als nicht lineare sättigbare Drosseln ausgebildet, was bedeutet, daß sie bei einer bestimmten Größe des sie durchfließenden Stroms bzw. bei einer bestimmten Größe der magnetischen Feldstärke in den Sättigungsbereich gelangen, in dem die Permeabilität und damit die Induktivität in zunehmendem Maße abnimmt.
Der Kommutierungstransformator 8 mit seinen beiden Wicklungen 8 a und 8 b und die beiden sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b sind magnetisch durch eine Kopplungseinrichtung miteinander verbunden. Diese Kopplungseinrichtung 12 ist eine gemeinsame Kernanordnung, die drei getrennte Kernschenkel 12 a, 12 b und 12 c aufweist. Die genaue Ausbildung diese magnetischen Kopplungseinrichtung wird in Verbindung mit Fig. 4 näher beschrieben.
Die beiden sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b sind direkt ohne Zwischenschaltung von Dioden miteinander verknüpft, was den Vorteil hat, daß der durch die nicht-dargestellte Last fießende Strom von der jeweiligen sättigbaren Drossel zum Ausgang O und umgekehrt fießt. Der Hauptstromkreis bzw. Laststromkreis ist daher nicht durch zusätzliche Halbleiterelemente belastet.
Parallel zur Reihenschaltung der beiden sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b ist eine Dämpfschaltung angeordnet, die aus einer Halbleiterdiode 10 und einem Dämpfungswiderstand 11 besteht. Die Halbleiterdiode 10 weist eine umgekehrte Polung auf wie der erste Thyristor 2 a. In diesem Leistungssteuerkreis bewirkt die Rückstellspannung an der sättigbaren Drossel 1 a während der Rückstellung, daß die an dem ersten Thyristor 2 a befindliche Spannung höher ist als die Spannung der Spannungquelle. Das Potential an der Kathode dieses Thyristors fällt unter das Potential, welches die Eingangsspannungsklemme N aufweist. Somit kann der Kommutierungskondensator 3 b mit umgekehrter Polarität aufgeladen werden, was zu einer entgegengesetzten Spannung am Kommutierungstransformator 8 führt. Ist dies der Fall, wird die Halbleiterdiode 10 leitend, so daß der Dämpfungswiderstand 11 in einer wirksamen Reihenschaltung mit den Wicklungen der beiden sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b liegt. Dies hat den Vorteil, daß eine umgekehrt gepolte Rückstellspannung unterdrückt wird. Auf diese Weise werden die sättigbaren nichtlinearen Drosseln 1 a und 1 b ohne Schwingungen von ihrem gesättigten Zustand in ihren ungesättigten Zustand überführt. Dies hat den Vorteil, daß der Leistungssteuerkreis sehr schnell seinen stationären Zustand erreicht.
Antiparallel zum ersten Thyristor 2 a ist eine Diode 6 a geschaltet.
Ebenso ist antiparallel zum zweiten Thyristor 2 b eine Diode 6 b angeordnet. Beide Dioden 6 a und 6 b bewirken, daß Spannungsspitzen, welche am Thyristor 2 a bzw. 2 b in umgekehrter Stromflußrichtung, d. h. in Sperrichtung, auftreten, abgebaut werden, welche vom Kommutierungstransformator 8 und/oder von anderen Schaltungsteilen herrühren können.
Die Wirkungsweise der Schalteranordnung nach Fig. 2 ist wie folgt:
Es wird angenommen, daß der Thyristor 2 b sich im leitenden Zustand befindet, so daß der Kommutierungskondensator 3 b entladen werden kann. Während der Entladung des Kommutierungskondensators 3 b fließt ein Ladungsstrom durch die zweite Wicklungshälfte 8 b des Kommutierungstransformators 8 sowie über den durchgesteuerten Thyristor 2 b. Dieser Entladungsstrom bewirkt eine Induktionsspannung in der ersten Wicklungshälfte 8 a des Kommutierungstransformators mit der Folgewirkung, daß diese Spannung den Thyristor 2 a in entgegengesetzter Richtung vorspannt. Hieraus ergibt sich ein Stromfluß über eine erste Stromschleife, die aus der ersten Wicklung 8 a, der sättigbaren Drossel 1 a der Ausgangsklemme O der nicht-dargestellten Last, der Eingangsklemme N der nicht-dargestellten Batterie, der Eingangsklemme P und dem Kommutierungskondensator 3 a besteht. Eine zweite Stromschleife verläuft über die erste Wicklung 8 a des Kommutierungstransformators, die Überbrückungsdiode 6 a und den Kondensator 3 a. Der Stromverlauf kann in dieser Weise erfolgen, da der Kondensator 3 a zuvor nicht aufgeladen war. Die Verwendung von sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b weist den Vorteil auf, daß bei einem bestimmten Stromwert bzw. bei einer bestimmten magnetischen Feldstärke der Sättigungswert der magnetischen Induktion erreicht wird. Auf diese Weise kann durch Begrenzung der magnetischen Induktion die gespeicherte magnetische Energie dieser Drosseln gering gehalten werden. Je nachdem, welcher der beiden Thyristoren 2 a oder 2 b durchgesteuert ist, befinden sich entweder die eine Drossel 1 a oder die andere Drossel 1 b im Sättigungszustand. Bekanntlich weist eine gesättigte Drossel eine geringe Induktivität gegenüber einer ungesättigten Drossel auf, so daß der Wechselstromwiderstand einer gesättigten Drossel entsprechend niedriger ist.
Die Dämpfungsschaltung 10, 11 wird, wie bereits zuvor erwähnt, immer dann wirksam, wenn entweder am Kommutierungstransformator 8 oder an den beiden sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b Spannung in umgekehrter Richtung gegenüber der Flußrichtung der Thyristoren 2 a und 2 b auftreten, so daß solche Spannungsspitzen im Sinne einer Dämpfung schnell abgebaut werden können.
In Durchflußrichtung weisen die Dioden 6 a, 6 b und 10 bekanntlich einen geringen ohmschen Widerstand auf, so daß ein schneller Spannungsspitzenabbau und demzufolge ein schneller Abbau gespeicherter magnetischer Energie während der Kommutierung gewährleistet ist. Die jeweils nicht-gesättigte Drossel, die gegenüber der jeweils gesättigten Drossel eine entsprechend hohe Induktivität aufweist, bildet demzufolge für den zugeordneten Kommutierungskondensator, der während des Kommutierungsvorganges entladen wird, einen entsprechend höheren Wechselstromwiderstand. Wenn z. B. die sättigbare Drossel 1 b aus ihrem gesättigten Zustand in den ungesättigten Zustand gebracht wird, verändert sich ihr Wechselstromwiderstand von einem entsprechend niedrigen Wert zu einem entsprechend höheren Wert. Demzufolge kann die betrachtete ungesättigte Drossel 1 b mit Hilfe eines kleinen Stromes erregt gehalten werden. Während der Rückstellung der einen oder anderen sättigbaren Drossel 1 a oder 1 b ist der durch die Diode 10 und den Widerstand 11 fließende Strom ungefähr gleich der Größe des Erregerstromes. Der Widerstand 11 kann innerhalb bestimmter Grenzen so gewählt werden, daß die Rückstellgeschwindigkeit des magnetischen Flusses sowie das Anlegen der Spannung an dem betreffenden Thyristor in gewünschter Weise mit einem bestimmten Größenwert erfolgt.
Bei durchgeführter Kommutierung mit durchgesteuertem Thyristor 2 b und gesperrtem Thyristor 2 a fließt der Laststrom von der Ausgangsklemme O über die dann gesättigte Drossel 1 b und den Thyristor 2 b zur Eingangsklemme N. Hierbei ist der Kommutierungskondensator 3 a auf Batteriespannung aufgeladen, während der Kommutierungskondensator 3 b entladen ist. Die Drossel 1 a ist dann nicht gesättigt. Lastschwankungen am Ausgang O, die dazu führen, daß das Potential am Ausgang O negativ wird gegenüber dem Potential an der Eingangsklemme N, werden durch die Dämpfungsanordnung 11, 10 abgebaut.
Beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 sind die den Teilen von Fig. 1 entsprechenden Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Der Kommutierungstransformator 8 ist mit einem Paar von in Reihe hintereinander angeordneten sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b verbunden und weist darüber hinaus eine Sekundärwicklung 8 s auf, die mit einer Halbleiterdiode 10 in Reihe geschaltet ist. Diese Reihenschaltung, bestehend aus Sekundärwicklung 8 s und 10, ist mit den Eingangsklemmen P und N verbunden, wobei die Halbleiterdiode 10 bezogen auf die Thyristoren 2 a und 2 b in umgekehrter Richtung gepolt ist.
Bei dieser Ausführungsform wird die zur Zurückstellung des magnetischen Flusses notwendige Leistung wieder zurückgeführt. Diese Leistung ist entsprechend gering, so daß die Energieverluste klein gehalten werden können. Somit kann das mit einer vorgegebenen Zeitkonstante erfolgende Zurückstellen des magnetischen Flusses (Kommutierung) besonders schnell erfolgen.
Im Bedarfsfalle können die sättigbaren Drosseln 1 a und 1 b mit entsprechenden Sekundärwicklungen versehen sein, welche dann jeweils über eine Diode mit den Eingangsklemmen P und N zu verbinden wären. In diesem Falle könnte die sogenannte Umschaltewicklung 8 s des Kommutierungstransformators 8 fortgelassen werden. Diese Sekundärwicklungen der sättigbaren Drosseln wären über die jeweilige Diode in Serie an die Eingangsklemmen P und N anzuschließen.
Die zuvor beschriebenen Maßnahmen bewirken eine Erhöhung der Änderung des magnetischen Flusses mit der Folge einer sehr schnellen Rückstellung oder Umschaltung des magnetischen Flusses, ohne daß die Thyristorspannung hierbei erhöht wird und ohne daß hohe Leistungsverluste in Kauf genommen werden müssen. Aufgrund der geringen Induktivitäten der gesättigten Drosseln sowie aufgrund der niederohmigen Widerstandswerte der in Durchlaßrichtung betriebenen Dioden ergeben sich die Möglichkeiten für den Betrieb des Leistungssteuerkreises auch bei höheren Frequenzen. Im Vergleich zu einem Leistungssteuerkreis, welcher keine Einrichtung zur Erhöhung der Änderung des magnetischen Flusses aufweist, ergibt sich im vorliegenden Falle eine Erhöhung der Betriebsfrequenz um den Faktor 2 oder 3 bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 und um einen Faktor von 4 bis 5 bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3. Obwohl die Leistungsverluste bei normaler Netzfrequenz praktisch unabhängig von dem Vorhandensein derartiger Einrichtungen ist, ergibt sich bei Frequenzen zwischen 200 und 500 Hz ein um ein Vielfaches betragender Unterschied für die Unterdrückung des Flusses.
Damit nun der Leistungssteuerkreis einfach und preiswert hergestellt werden kann bei gleichzeitiger Verbesserung seiner Eigenschaften sind auch zur Verhinderung von größeren Fertigungstoleranzen die sättigbaren Drosseln 1 a, 1 b und der Kommutierungstransformator 8 aus einer einheitlichen Struktur hergestellt, wie dies aus Fig. 4 ersichtlich ist. Gemäß Fig. 4 ist ein magnetischer Kern 12 vorgesehen, der mit zwei äußeren Schenkeln 12 a und 12 b versehen ist, auf dem die beiden Drosselwicklungen 1 a und 1 b vorgesehen sind. Auf dem mittleren Schenkel 12 c des Kernes 12 sind die beiden Wicklungen 8 a und 8 b des Kommutierungstransformators 8 aufgewickelt. Im Bedarfsfalle kann der mittlere Schenkel Sekundärwicklungen zur Unterdrückung der Rückstellgeschwindigkeit des magnetischen Flusses oder Sekundärwicklungen gemäß Fig. 3 aufweisen. Auch ist es denkbar, daß der mittlere Schenkel 12 c eine Gleichstromvorspannungswicklung aufweist.
Fig. 5 zeigt einen Transformator mit einem Paar von aufgebrachten Magnetkernen 12 a und 12 b, die die Form eines Toroids aufweisen, wobei die Wicklungen 1 a und 1 b auf dem Kern 12 a und 12 b vorgesehen sind. Die Wicklungen 8 a und 8 b des Kommutierungstransformators sind um die Wicklung 1 a und 1 b angeordnet. Außerdem ist eine Gleichstromvorspannungswicklung 13 auf den Wicklungen 8 a und 8 b vorgesehen. Der toroidförmige Kern ist aus einem geeigneten magnetischen Material mit hohen magnetischen Eigenschaften hergestellt. Seine Verwendung führt zu einer Abnahme der Umschaltverluste und ermöglicht einen Betrieb auch bei höheren Frequenzen. Aufgrund der Tatsache, daß der Kern kontinuierlich ist, ergibt sich der Vorteil einer Verringerung des Brummens. Ein derartiger Kern kann eine vollkommen rechteckige Hysteresisschleife aufweisen, so daß die Restinduktivität (Remanenz) und die hierdurch bedingte Neigung zu Schwingungen entsprechend vermindert ist. Bei einer rechteckigen Hysteresisschleife dient die Vorspannungswicklung dazu, den magnetischen Fluß im Kern zurückzustellen.
Somit werden wenigstens zwei in Serie mit sättigbaren Drosseln angeordnete Thyristoren abwechslungsweise ein- und ausgeschaltet, so daß die Spannung des jeweiligen Kommutierungskondensators entgegengesetzt, das heißt mit umgekehrter Richtung, dem zuvor leitenden Thyristor über den nun leitenden Thyristor zugeführt wird. Der magnetische Fluß wird in der betreffenden sättigbaren Drossel während einer Zeitspanne zurückgestellt, während der der mit dieser Drossel verbundene Thyristor sich in seinem nichtleitenden Zustand befindet. Durch die gezeigten Maßnahmen erfolgt eine schnelle schwingungsfreie Kommutierung.

Claims

1. Leistungssteuerkreis mit zwei Gleichstromeingangsklemmen und einer ein veränderliches Potential abgebenden Ausgangsklemme sowie zwei zwischen den Gleichstromeingangsklemmen und der Ausgangsklemme angeordneten Thyristoren, welche im Ein- und Aus-Betrieb gesteuert werden, mit zwei zwischen der Ausgangsklemme und den jeweiligen Gleichstromeingangsklemmen angeordneten und mit den jeweiligen Thyristoren in Reihe geschalteten Drosseln, mit einem Kommutierungstransformator mit wenigstens zwei Wicklungen, mit zwei Kommutierungskondensatoren und mit Kommutierungszweigen, von denen jeder eine Reihenschaltung aus einer der Kommutierungstransformatorwicklungen und einem der Kondensatoren bildet, wobei die Kommutierungszweige jeweils parallel zu den Thyristoren geschaltet sind und an einem Ende mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des mit der Drossel in Reihe geschalteten Thyristors verbundden sind, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

a) Zu den Thyristoren (2 a, 2 b) sind Dioden (6 a, 6 b) antiparallel geschaltet;

b) eine aus einer Halbleiterdiode (10) und einem Widerstand (11) bestehende Reihenschaltung ist parallel zu den in Reihe geschalteten Drosseln (1 a, 1 b) geschaltet, welche als sättigbare Drosseln ausgebildet sind;

c) es ist eine magnetische Kopplungseinrichtung zur Verkettung der beiden Transformatorwicklungen (8 a, 8 b) des Kommutierungstransformators (8) und den Wicklungen der beiden sättigbaren Drosseln (1 a, 1 b) vorgesehen; und

d) die magnetische Kopplungseinrichtung besteht aus einem magnetischen Kern (12) mit drei Schenkeln (12 a, 12 b, 12 c), wobei die Wicklungen der sättigbaren Drosseln (1 a, 1 b) auf den beiden äußeren Schenkeln (12 a, 12 b) und die beiden Wicklungen (8 a, 8b) des Kommutierungstransformators (8) auf dem mittleren Schenkel (12 c) angeordnet sind.

2. Leistungssteuerkreis mit zwei Gleichstromeingangsklemmen und einer ein veränderliches Potential abgebenden Ausgangsklemme sowie zwei zwischen den Gleichstromeingangsklemmen und der Ausgangsklemme angeordneten Thyristoren, welche im Ein- und Aus-Betrieb gesteuert werden, mit zwei zwischen der Ausgangsklemme und den jeweiligen Gleichstromeingangsklemmen angeordneten und mit den jeweiligen Thyristoren in Reihe geschalteten Drosseln, mit einem Kommutierungstransformator mit wenigstens zwei Wicklungen, mit zwei Kommutierungskondensatoren und mit Kommutierungszweigen, von denen jeder eine Reihenschaltung aus einer der Kommutierungstransformatorwicklungen und einem der Kondensatoren bildet, wobei die Kommutierungszweige jeweils parallel zu den Thyristoren geschaltet sind und an einem Ende mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des mit der Drossel in Reihe geschalteten Thyristors verbunden sind, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkamale:

b) der Kommutierungstransformator (8) oder die Drosseln (1 a, 1 b) weist oder weisen eine an den beiden Gleichstromklemmen (P, N) geschaltete Reihenschaltung auf, die aus einer weiteren Wicklung (8 s) und einer dritten Halbleiterdiode (10) besteht;

c) es ist eine magnetische Kopplungseinrichtung zur Verkettung der beiden Transformatorwicklungen (8 a, 8b) des Kommutierungstransformators (8) und den Wicklungen der beiden sättigbaren Drosseln (1 a, 1 b) vorgesehen, und

d) die magnetische Kopplungseinrichtung besteht aus einem magnetischen Kern (12) mit drei Schenkeln (12 a, 12 b, 12 c), wobei die Wicklungen der sättigbaren Drossseln (1 a, 1 b) auf den beiden äußeren Schenkeln (12 a, 12 b) und die beiden Wicklungen (8 a, 8 b) des Kommutierungstransformators (8) auf dem mittleren Schenkel (12 c) angeordnet sind.