DE2556119A1

DE2556119A1 - Stabilisierungsanordnung

Info

Publication number: DE2556119A1
Application number: DE19752556119
Authority: DE
Inventors: Patrick L Hunter
Original assignee: North Electric Co
Current assignee: North Electric Co
Priority date: 1974-12-13
Filing date: 1975-12-12
Publication date: 1976-06-24
Also published as: GB1509598A; US3988662A; CA1043872A

Description

N(HTH ELECTRIC COMPANY
553 South Market Street
Galion, Ohio 44855 / V.St.A.

Unser Zeichen: N 640

Stab il is ier ungsanor dnung

Die Erfindung bezieht sich auf ferroresonante Spannungsstabil isierungsschaltungen und betrifft insbesondere Schaltungen, welche eine einstellbare Ausgangsspannung oder geschlossene Rückkopplungsschleifen haben.

Ferroresonante Stabilisatoren finden gegenwärtig eine weitverbreitete Anwendung auf dem Gebiet der Stromversorgung. Einer der vielen Vorteile eines Stabilisators dieser Art ist die Tatsache, daß es sich um einen Stabilisatortransformator kreis handelt, welcher eine Spannungstrennung schafft und das Einstellen des Ausgangsspannungswertes gestattet. Darüberhinaus ist ein Stabilisator dieser Art zuverlässig, kostet relativ wenig, hat einen einfachen Aufbau und eine

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geringe Größe, sorgt für eine ausgezeichnete Spannungsregelung bei statischen und dynamischen Eingangsnetzspannungschwankungen, hat einen Eigenkurzschlußschutz, hat einen guten Wirkungsgrad und einen guten Eingangsleistungsfaktor, hat Ausgangseigenschaften, welche Gleichrichter schützen, erfordert ein kleineres Filter
als andere Arten von Spannungsquellen und bietet die Möglichkeit, Mehrfachausgänge vorzusehen. Zusammenfassend kann festgestellt
werden, daß eine mit einem ferroresonanten Stabilisator ausgerüstete Stromversorgungseinrichtung die einfachste, billigste und zuverlässigste Stromversorgungseinrichtung ist, die gegenwärtig zur Erzeugung großer Mengen von geregelter Gleichstrom- oder Wechselstromausgangsleistung einer Wechselstromquelle zur Vei— fügung steht.

Ferroresonante Spannungsstabilisatoren enthalten grundsätzlich
eine lineare Induktionsspule, eine sättigbare Induktionsspule, die üblicherweise als magnetischer Verstärker oder Sättigungsdrossel bezeichnet wird, und einen Kondensator. Die lineare Induktionsspule liegt in Reihe mit der Eingangsleitung an dem Spannungs— stabilisator und die Sättigungsdrossel Hegt parallel an dem Ausgang. Der Kondensator, der häufig als ferroresonanter Kondensator oder einfacher als Ferrokondensator bezeichnet wird, ist der Sättigungsdrossel parallelgeschaltet und gewöhnlich auf die Nähe der
Resonanz mit der linearen Induktionsspule abgestimmt. Sowohl
die lineare Induktionsspule als auch die Sättigungsdrossel können auf einen einzigen Transformator kern gewickelt sein, mit elektrisch getrenntem Eingang und Ausgang, in welchem Fall die Eingangswicklung sich auf einem nichtsättigbaren Teil des Transformatorkerns

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und die Ausgangswicklung auf einem sättigbaren Teil befindet. In jeder Halbperiode eines Wechselstromeingangssignals wird der sättigbare Kern gesättigt und die Impedanz der sättigbaren Wicklung sinkt. Der Kondensator schwingt in Resonanz mit der niedrigen, gesättigten Induktivität, um die sättigbare Wicklung schnell zu entladen und mit der entgegengesetzten Polarität wieder aufzuladen. Der Kern verläßt daraufhin den Sättigungszustand, so daß eine weitere gedämpfte Schwingung nicht auftritt. Das Wechselstromausgangssignal, das gleichgerichtet werden kann, um ein Gleichstromausgangssignal zu erzeugen, wird an dem Ferrokondensator abgenommen. Wenn sich die Ferrokondensatorspannung umkehrt, kehrt sich deshalb die Ausgangsspannung um und die Ausgangssignalhalbperiode ist beendet. Ein sättigbarer Kern erfordert jedoch eine feste Spannung,Zeit—Fläche der Kennlinie seiner sättigbaren Wicklung, um in Sättigung zu gehen. Demzufolge wird, wenn die Eingangsspannung ansteigt oder abnimmt, der Kern in der" unmittelbaren Halbperiode früher oder später gesättigt, aber das Spannung-Zeit-Produkt jeder Halbperiode der Ausgangsspannung ist konstant. Wenn die Eingangsfrequenz konstant ist, muß deshalb zur Schaffung eines konstanten stationären Spannung-Zeit-Mittelwertes pro Ausgangssignalhalbperiode die Ausgangsspannung konstant sein. Infolgedessen haben Schwankungen der Eingangsspannung eine geringe Auswirkung auf die Ausgangsspannung und dadurch wird die Stabilisierung gegenüber Eingangsspannungsschwankungen erzielt.

Für eine gegebene Konstruktion ist es bekannt, daß die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Quellenfrequenz ist, da die Spannung,Zeit-Fläche über dem Kern konstantgehalten wird. Es ist außerdem bekannt, daß sich die Ausgangsspannung mit der

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Temperatur ändert, weil die Sättigungsflußdichte temperaturabhängig ist. Außerdem verursachen die Impedanzen in der Belastungswicklung und in dem Belastungskreis Änderungen der Ausgangsspannung, wenn der Belastungsstrom geändert wird. Herstellungstoleranzen in dem Transformator kreis und Toleranzen in der Sättigungsflußdichte des Materials des magnetischen Kerns verursachen Änderungen der Ausgangsspannung für eine bestimmte Konstruktion. Es gibt keinen geeigneten Weg zur Einstellung der Ausgangsspannung oder zur Steuerung der Ausgangsspannung, um Veränderliche zu korrigieren, wenn die Konstruktion erst einmal hergestellt worden ist.

Es sind bereits viele Methoden bei dem Versuch angewendet worden, einen gewissen Grad an Einstellbarkeit oder Steuerbarkeit auf dem Gebiet der ferroresonanten Stabilisatoren zu erreichen. Einige bekannte Methoden sind in der US-PS 3 739 257 beschrieben. Diese Patentschrift beschreibt ebenfalls einen ferroresonanten Spannungsstabilisator mit einstellbarer Flußrückstellung, welcher vereinfachte Einstell- oder Steuermöglichkeiten bietet und außerdem verbesserte Ausgangsregelkennlinien hat. Der Aufbau enthält einen einzelnen Transformator oder ein einzelnes magnetisches Bauteil, welches zwei getrennte sättigbare Kernteile hat, die beide \/on der Quelle durch getrennte magnetische Nebenschlußeinrichtungen entkoppelt sind, wobei der ferroresonante Kondensator zu den Wicklungen auf beiden sättigbaren Teilen parallelgeschaltet ist. Die Schaltung ist thyristorgesteuert, und zwar mit einem getrennten Thyristor parallel zu der Wicklung jedes sättigbaren Kernteiles, wobei ein Thyristor durch eine Steuerschaltung während der ersten Halbperiode freigegeben wird, um den Kondensator mit dem anderen sättigbaren Kernteil in Reihe zu schalten, damit der Kondensator in Resonanz

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entladen und umgekehrt aufgeladen wird, und wobei der andere Thyristor während der anderen Halbperiode wahlweise freigegeben wird. In der genannten US-Patentschrift ist eine thyristorgesteuerte ferroresonante Spannungsstabilisatorschaltung beschrieben, bei welcher die Ausgangsspannung dadurch einstellbar ist, daß der Rückstellwert j edes der beiden parallelen Magnetkernwege, auf welche die Belastungswicklungen gewickelt sind, veränderbar ist. Ein Magnetkernweg wird während einer Halbperiode der Ausgangsschwingung hart in die magnetische Sättigung getrieben und der zweite Magnetkernweg wird auf einem gegebenen Wert festgehalten; in der zweiten Halbperiode wird der zweite Weg in die magnetische Sättigung getrieben und der eine Weg wird auf dem gegebenen Wert festgehalten. Der Wert, auf dem sie festgehalten werden, wird durch eine zugeordnete Steuerschaltung festgelegt, welche eine einfache manuell einstellbare Potentialquelle oder eine Schaltung mit Möglichkeiten der Lastabfühlung und der automatischen Rückkopplung hat.

Der Ferrokondensator wird an dem Ende jeder Halbperiode der Ausgangsspannung entladen und mit der entgegengesetzten Polarität wieder aufgeladen. Die Kennlinie der Resonanzentladung und -wiederaufladung ist durch die Gestalt der Β,Η-Kennlinie festgelegt. Für hochwertigen kornorientierten Siliciumstahl ist der Eisensättigungsbereich sehr flach, was eine große Magnetisierungskraft erfordert, um den Fluß um einen kleinen Betrag zu ändern. Das führt zu einer sehr niedrigen Impedanz an den Wicklungen auf den beiden sättigbaren Kernteilen, wenn der Kern in den Sättigungsbereich eintritt. Der sich ergebende Entladestrom in dem ferroresonanten Kondensator hat einen sehr hohen Spitzenwert und eine kurze Dauer.

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Ein Ziel der Erfindung ist es, eine weichere Kommutierungskennlinie des Resonanzkondensators in einem ferroresonanten Spannungsstabüisator mit einstellbarer Flußrückstellung zu schaffen. Ein weiteres Ziel besteht darin, einen verbesserten Wirkungsgrad infolge der weicheren Kommutierung zu erreichen. Ein weiteres Ziel ist es, eine Lösung zu schaffen, welche eine zusätzliche Konstruktionsfreiheit in den magnetischen Nebenschlußbereichen der sättigbaren Kernstruktur bietet.

Gemäß der Erfindung sind die beiden getrennten sättigbaren Kernteile eines ferroresonanten Spannungsstabilisators mit einstellbarer Flußrückstellung-durch Einrichtung voneinander entkoppelt, die von der Entkopplung der Wechselstromquelle von der Last getrennt sind. Bei einer Ausführungsform der Erfindung sind die beiden Kernteile durch magnetische Nebenschlüsse zwischen den beiden Teilen entkoppelt. Die Entkopplung von der Wechsel stromquelle erfolgt vorzugsweise durch eine getrennte Reiheninduktionsspule und die Primärwicklung hat dann einen Teil von jedem der beiden Kernteile fest mit den anderen Wicklungen auf demselben Kernteil gekoppelt.

Die magnetischen Nebenschlüsse zwischen den beiden Kernteilen schaffen eine Induktivität, die so ausgelegt werden kann, daß eine weichere Kommutierungskennlinie des Resonanzkondensators geschaffen wird.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

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Fig. 1 eine schematische Darstellung einer

Schaltung, welche eine Stabilisierungsanordnung nach der Erfindung enthält,

Fig. 2 den Kernaufbau und die Wicklungen der

Schaltung von Fig. 1 ,

Fig. 3 ein Ersatzschaltbild der in den Fig.

1 und 2 dargestellten Anordnung,

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer

typischen Ausführungsform einer Schaltung mit einer Stabilisierungsanordnung nach der Erfindung, und

Fig. 5 ' ein Schaltbild einer Steuerschaltung,

die in der Schaltung von Fig. 4 verwendet wird.

Die Erfindung ist für eine Schaltung der in der US-PS 3 739 257 beschriebenen Art bestimmt, aus welcher ein ferroresonanter Span-. nungsstabiUsator mit einsteilbarer Flußrückstellung bekannt ist, auf welche ausdrücklich Bezug genommen wird und welche zu einem Teil der folgenden - an sich vollständigen - Beschreibung gemacht wird.

Die Fig. 1 und 2 zeigen eine erläuternde Ausführungsform der Erfindung .

Gemäß Fig. 2 weißt der dargestellte Stabilisator eine einteilige

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Transformatoranordnung 30 auf, welche einen dreischenkeligen Kern aus übereinandergestapelten Eisenblechen enthält. In der dargestellten Ausführungsform sind herkömmliche Ε-Bleche so angeordnet, daß ein oberer Querschenkel 34, vertikale Seitenschenkel 36, 38 und ein vertikaler Mittelschenkel mit einem oberen Teil 40 und einem unteren Teil 41 gebildet sind. I-Bleche sind so angeordnet, daß sie an dem einen Ende der E-Bleche anHegen und es überspannen, so daß ein unterer Querschenkel 42 gebildet ist. Die E-I-Bleche sind in bekannter Weise ineinandergeschichtet, um die dargestellte Struktur zu schaffen.

Magnetische Nebenschlüsse 43, 44 sind auf dem vertikalen Mittelschenkel zwischen dem oberen Teil 40 und dem unteren Teil 41 mit Abstand von denselben angeordnet, wobei sich die Enden der Nebenschlüsse in geringem Abstand von den vertikalen Schenkeln 36, befinden, um Luftspalte 45 bzw. 46 zu schaffen.

Primärwicklungen N . und N _ sind auf den oberen Teil 40 bzw.

P1 P2

den unteren Teil 41 des Mittelschenkels gewickelt. Eine Sekundärspul enanordnung, die aus einer Kondensatorwicklung N . und aus

CI

einer Beiastungswicklung N . besteht, ist auf den oberen Teil des Mittel schenkel s gewickelt. Eine zweite Kondensatorwicklung

N und eine zweite Belastungswi
C_/2

41 des Mittelschenkels gewickelt.

N und eine zweite Belastungswicklung N sind auf den unteren C_/2 L2

Gemäß der Darstellung in Fig. 1 sind die Belastungswicklungen N . , N in Reihe mit dem Belastungskreis 20 verbunden, und die Kondensatorwicklungen N . , N sind in Reihe dem Resonanzkonden-

C/1 C2

sator D parallelgeschaltet. Thyristoren SW1 und SW2 sind zu

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den Kondensatorwicklungen N . bzw. N parallelgeschaltet.

Gi C2

Eine Steuerschaltung 22 (und, bei Bedarf, eine Rückkopplungsschaltung 46A) ist zur Steuerung der Thyristoren SWI und SW2 mit diesen verbunden.

Eine getrennte lineare Induktionsspule L sorgt für die Entkopplung zwischen einer Wechselstromquelle 12 und dem Belastungskreis 20. Der Stromkreis führt von der Wechselstromquelle 12 aus über einen Leiter 14 durch die Induktionsspule L zu einem Leiter 15 und von diesem aus über in Reihe geschaltete

Wicklungen N . und N und einen Leiter 16 zurück zu der Quelle p1 p2

Es sei beachtet, daß die Wicklungen N , N^. und N₁ . fest ge-

pi L/l LI

koppelt sind und daß auch die Wicklungen N , N und N fest

p2 O2 L2

gekoppelt sind,daß. aber diese beiden Gruppen von Wicklungen über den magnetischen Nebenschluß 44 entkoppelt sind. Wie in Fig. gezeigt, fließt ein Ruß 01 in dem oberen Teil 40 und den Nebenschlüssen 43, 44, während ein Fluß 02 in dem unteren Teil 41 und den Nebenschlüssen 43, 44 fließt.

Wenn angenommen wird, daß die Thyristoren nichtleitend sind, verhält sich die Schaltung wie eine herkömmliche ferr or eson ante Schaltung, in welcher der Mittelschenkel in jeder Halbperiode der Ausgangsschwingung einmal gesättigt wird, um den Kondensator C in Resonanz zu entladen.

Zur Herleitung einer Ersatzschaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, sei angenommen, daß Rs die effektive Reluktanz des

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Nebenschlußweges R1 die effektive Reluktanz des magnetischen Weges, auf welchem 01 fließt, mit Ausnahme des Nebenschlusses, und R2 die Reluktanz des magnetischen Weges ist, auf welchem JZ)2 fließt, mit Ausnahme des Nebenschlusses.

Dann gilt in bezug auf den Resonanzkondensatorkreis:

^NC2 ^lC2 ^{+ N}L2 ¹L ^{+ N}p2 ^ip = ^R2 ^² + ^Rs ^NC1 *C1 ⁺ ^NL1 ¹L ^{+ N}p1 ^{ip = R1}

Die Ersatzschaltung wird hergeleitet, indem die oben angegebenen Gleichungen differenziert werden, wobei

^ei ^{= N}C1 (^diD1/dt>> ^e2 ^{= N}C2
gesetzt wird, so daß gilt:

L_1 = N_.² / (R1 + Rs), und L2 - N_C2 ² / (R2 + Rs).

Wie die sich ergebende Ersatzschaltung in Fig. 3 zeigt, werden die effektiven Induktivitäten L1 und L2 dem Resonanzkondensator C aufgrund des Thyristorleitungszustandes zu einer vorgeschriebenen Zeit in jeder Halbperiode parallelgeschaltet, um die Entladung des Kondensators C wirksam zu steuern. Da diese Induktivitäten durch die Reluktanz R1 + Rs und R2 + Rs festgelegt sind, ergibt sich eine Anzahl von Konstruktionsfreiheiten. Die Reluktanz Rs

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kann durch die Nebenschlußkonstruktion und den Luftspalt gesteuert werden. Wenn die Luftspalte 45 und 46 sehr klein gemacht werden, ist die Reluktanz Rs als eine Funktion der magnetomotorischen Kraft äußerst nichtUniear. In diesem Fall würde entweder der Mittelschenkel oder der Nebenschluß gesättigt, um den Resonanzkondensator in Resonanz zu entladen. Der Übergang des Eisens von dem ungesättigten Zustand in den gesättigten Zustand ist gewöhnlich ziemlich abrupt und die effektive Induktivität wird ziemlich klein. Das führt zu hohen Spitzenströmen, wobei der Kondensator C sehr schnell entladen wird.

Durch Einfügen von Luftspalten, wie in Fig. 2 gezeigt, kann erreicht werden, daß die Induktivitäten L1 und L2 mehr eine Funktion des Luftspaltes und weniger eine Funktion der Eisenkennlinien sind. Die Induktivitäten L. und L können kontrolliert werden, um die gewünschte Entladekennlinie zu erzielen. In diesem Fall wünscht man gewöhnlich eine Induktivität, welche eine weichere Entladekennlinie hervorruft, d.h. eine Kennlinie, die zu niedrigeren Spitzenströmen und zu längeren Entladezeiten führt.

Der magnetische Kreis der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Anordnung besteht aus zwei magnetischen Wegen, über welche die Flüsse 01 und P 2 unabhängig von einander und abhängig von der WechselstromqueUe 12 fließen können. Die Flußwerte 01 und 02 werden durch die Sekundär schaltung gesteuert, welche aus dem Resonanzkondensator C, den Thyristoren SWI , SW2 und der zugeordneten Steuerschaltung 22 sowie den Kondensatorwicklungen N .

Ol

und N besteht. Die Differenz zwischen den Flußwerten 01 und C2

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wird gezwungen, über die magnetischen Nebenschlüsse 43, 44 zu fließen.

Wenn die Thyristoren SWI und SW2 in nichtleitendem Zustand sind, arbeitet die Stabilisierungsschaltung in ähnlicher Weise wie ein herkömmlicher ferroresonanter Stabilisator, wobei die Sekundärwicklungen, wie beispielsweise die Wicklungen N , N , von zwei ferroresonanten Transformatorkreisen in Reihe geschaltet sind. Die Flußdichtewerte B und B (01 /A und 02/A) ändern sich über die Grenzen, die in Fig. 15 der genannten US-Patentschrift

von -B. bis +B. für den I
1s 1s

den Kern SR2 gezeigt sind.

von -B. bis +B. für den Kern SR1 und von -B bis +Β_Λ für 1 s 1 s 2s 2s

Die resultierende Ausgangsspannung ist zu der Summe der Flußdicht eänderung en 2B und 2B in jedem Kern proportional. Jeder Kern wird einmal in jeder Halbperiode hart in die Eisensättigung getrieben. Durch Steuern des ZündintervalIs der Thyristoren SWI und SW2 in jeder Halbperiode können die Flußänderungen in jedem Kern verändert werden.

Es wird zunächst angenommen, daß zu irgendeiner Zeit in der Halbperiode der Ausgangsschwingung, wenn die mit einem Punkt versehenen Klemmen positiv sind, beide Thyristoren SWI , SW2 nichtleitend sind und daß die Flußdichte in jedem Kernteil SR1, SR2 in einer positiven Richtung zunimmt. Wenn die Flußdichte in dem Kernteil SR2 den Wert +B erreicht, wird der Thyristor SW2 in den leitenden Zustand gesteuert, wodurch die Wicklung N

effektiv kurzgeschlossen und die Flußdichte auf diesem Wert festgehalten wird. Es ist keine weitere Flußänderung in dem Kernteil

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SR möglich, während der Thyristor SW2 leitend ist. Die Flußdichte in dem Kernteil SR1 nimmt jedoch in Richtung auf eine positive Sättigung und einen Maximalwert -M3 zu.

Der Resonanzkondensator C entlädt sich über den Schaltungsweg, der aus dem Thyristor SW2 und der Wicklung N besteht, aufgrund der effektiven Induktivität Ll . Die Spannung des Kondensators C kehrt daraufhin ihre Polarität um und der Kondensator wird auf eine große negative Spannung aufgeladen. Wenn der Strom in dem Thyristor SW2 auf Null geht, wird der Thyristor nichtleitend. Die Flußdichte in denn Kernteil SR2 beginnt sich infolgedessen in einer negativen Richtung zu ändern.

Zu irgendeiner späteren Zeit in der negativen Halbperiode wird der Thyristor SWI in den leitenden Zustand gesteuert, wodurch

die Wicklung N . wirksam kurzgeschlossen und die Flußdichte Cl

auf einem Wert -B gehalten wird. Die Flußdichte in dem Kern—

1R

teil SR fährt fort, sich in Richtung einer negativen Sättigung und eines Maximalwert es —B_ zu ändern. Der Resonanzkondensator

2s

C entlädt sich über den Schaltungsweg, der aus dem Thyristor SWI und der Wicklung N besteht, aufgrund der effektiven Indukti-

C2

vität L2. Die Spannung des Kondensators C kehrt ihre Polarität um und der Kondensator wird auf eine große positive Spannung aufgeladen. Wenn der Strom in dem Thyristor SWI auf Null geht, wird der Thyristor SWI nichtleitend.Eine vollständige Periode ist nun abgeschlossen.

Die Gesamtbel astungsspannung e und die Resonanzkondensatorspannung e sind Kurven, die mit den Kurven des herkömmlichen

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ferroresonanten Stabilisators identisch sind.

Der Resonanzkondensator C und der Thyristorkreis mit den Thyristoren SW1 und SW2 sind in der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform direktgekoppelt gezeigt. Wie jedoch Fig. 16 der genannten US-Patentschrift zeigt, kann der Resonanzkondensator C mit den Thyristoren SWI , SW2 induktiv gekoppelt sein. Außerdem können die Kondensatorwicklungen zu einem gemeinsamen Teil der Primärwicklungen gemacht werden, um in dem Transformator eine bessere Ausnutzung des Kupfers zu erreichen. Die Steuerung des Zündens der Thyristoren kann auf irgendeine der Arten erreicht werden, die in der genannten US-Patentschrift gezeigt sind.

In der oben beschriebenen Schaltung wird der Kondensator C in der Nähe des Endes jeder Halbperiode der Ausgangsspannung entladen und mit der entgegengesetzten Polarität wieder aufgeladen. Die Kennlinien der Resonanzentladung und -wiederaufladung sind durch die Form der B,H-Kennlinie, die in Fig. 15 der genannten US-Patentschrift gezeigt ist, und durch die effektiven Induktivitäten L1 und L2 festgelegt. Für hochwertigen kornorientierten Siliciumstahl ist der magnetische Sättigungsbereich sehr flach, was eine große Magnetisierungskraft erfordert, um den Fluß um einen kleinen Betrag zu ändern. Das führt zu einer sehr niedrigen Impedanz an den Wicklungen N . und N , wenn dem Kern ge-

CyI (-»2

stattet wird, in den Sättigungsbereich zu gehen, in welchem Fall der resultierende Entladestrom in dem Kondensator C einen sehr hohen Spitzenwert und eine kurze Dauer hat. Mit den sich ergebenden hohen Spitzenströmen sind die Effektivströme in dem Kondensator

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und in den Wicklungen N , N hoch. Wenn die magnetischen

Cl G2

Nebenschlüsse so ausgelegt werden, daß sich Werte der Induktivitäten L1 und L2 ergeben, welche die Resonanz entladung abschwächen, wird der Spitzenstrom verringert und der Effektivwert des Stroms wird deshalb reduziert. Dadurch werden die Schaltungsverluste verringert und es ergibt sich ein stabilerer Betrieb.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Einstellung der Nebenschlußwege 43, 44 in keiner Weise die Kopplung der Wechselstromquelle 12 und der Wicklungen beeinflußt. Das ist bedeutsam, da das eine unabhängige Steuerung durch den Aufbau ermöglicht. Die induktive Entkopplung, die durch den Nebenschlußweg 43, 44 geschaffen wird, wird dadzu verwendet, die Kommutierungskennlinie für die Resonanzentladung und die umgekehrte Aufladung des ferroresonanten Kondensators festzulegen - das ergibt einen zusätzlichen Freiheitsgrad bei der Konstruktion. Die getrennte Induktionsspule L ersetzt den magnetischen Nebenschluß, der in den bekannten Schaltungen, wie beispielsweise in der genannten US-Patentschrift, zum Entkoppeln der Wechselstromquelle von der Belastung benutzt wird.

Es ist erforderlich, für eine weitgehende Entkopplung zu sorgen, so daß der Sekundärkreis unabhängig von der Quelle regeln und in Resonanz mit dem Ferrokondensator schwingen kann. Mit anderen Worten, die hier beschriebene Anordnung steuert den Resonanzentladungsweg durch Einstellen der Luftspalte der magnetischen Nebenschlüsse bei der Konstruktion unabhängig voi der Kopplungsinduktivität L , welche die Quelle von den Primärwicklungen entkoppelt.

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Bei der Schaltung, die so ausgelegt ist, daß Werte der Induktivitäten L1 und L2 geschaffen werden, welche zu einer niedrigeren Entladungsgeschwindigkeit des Ferrokondensators führen, und daß der Kern daran gehindert wird, in starke Sättigung zu gehen, ergeben sich weniger Verluste und weniger Rauschen. Die Schaltung arbeitet mit niedrigeren Effektivstromwerten, um die Verluste und Erwärmungsprobleme zu verringern. In den Schaltungen, die aus der genannten US-Patentschrift bekannt sind, besteht keine Kontrolle über die Sättigung des Mittelschenkels. Die Resonanz in dem Sekundärkreis wird durch die B,H-Kennlinien und durch die relative Induktivität der Nebenschlußwege festgelegt, welche für die Entkopplung zwischen der Quelle und den Sekundärwicklungen sorgen. Häufig besteht eine Beschränkung bei der Auswahl der Bleche, die zur Herstellung der bekannten Konstruktionen benutzt werden können. Die hier beschriebene Anordnung gestattet die Verwendung von Blechen unterschiedlicher Größe und Typen, da eine endgültige Einstellung der Konstruktion an dem Spalt des magnetischen Nebenschlusses ausgeführt werden kann. Zu den weiteren Merkmalen gehören die Möglichkeit, bei Verwendung derselben Bleche eine höhere Leistung , einen besseren Wirkungsgrad in dem Mittelschenkel und einen besseren Kostenfaktor bei der Herstellung zu erzielen.

Eine Stabilisatorschaltung, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, wurde mit der in Fig. 5 gezeigten Steuerschaltung 22* getestet. Der Primärkreis und der Kondensatorkreis sind beide mit den Wicklungen N1 und N2 verbunden, die an Enden 3A und 3B in Reihe geschaltet sind. Die Primärwicklung hat von einem Ende 1A der Wicklung N1 bis zu einem Ende 1 B der Wicklung N2

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insgesamt 1 36 Windungen. Die Kondensatorwicklung hat von einer Anzapfung 2A der Wicklung N1 bis zu einer Anzapfung 2 B der Wicklung N2 insgesamt 106 Windungen. Die Induktionsspule L1 , die mit dem Primärkreis zwischen der Wechselspannungsquelle und dem Wicklungsende 1A in Reihe geschaltet ist, hat eine Induktivität von 59,8 mH. Der Ferrokondensator C1 , der zwischen die Anzapfungen 2A und 2B geschaltet ist, hat einen Wert von 105 uF. Die Thyristoren SWI und SW2 , die an den Kondensatorteil der Wicklungen N1 bzw. N2 angeschlossen sind, können Thyristoren des Typs C50N sein, die von der Firma General Electric Company geliefert werden.

Die Belastungswicklungen N und N₉, die an Enden 5A und 5B in Reihe geschaltet sind, haben insgesamt 30 Windungen. In dem Belastungskreis enthält ei ne Gleichrichterbrücke vier Dioden D1 , D2, D3 und D4, welches Dioden des Typs 1N329O sein können. Die Wechselstromeingangsklemmen der Brücke sind mit Enden 4A und 4B der Belastungswicklungen verbunden. Parallel an den Ausgangsklemmen der Brücke liegen jeweils ein 54 000 uF-Filterkondensator C2 und eine ohmsche Belastung 20*. Die Nennausgangsgleichspannung bei voller Belastung beträgt 154 V bei 67 A. Die Nenneingangsspannung beträgt 480 V bei einer Frequenz von 60 Hz, mit einem Bereich von 424-508 V bei 57-63 Hz.

Steuerwicklungen N3 und N4, welche insgesamt 10 Windungen haben, sind an Enden 7A und 7B in Reihe geschaltet. Das Ende 6A der Wicklung N3 ist mit einem Eingang el der Steuerschaltung 22* verbunden, und das Ende 6B der Wicklung N4 ist mit dem an Masse liegenden Eingang verbunden.

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Die in Fig. 5 dargestellte Steuerschaltung enthält vier Verstärker 51 , 52, 53 und 54, welches Verstärker des Typs 747 sein können, sowie zwei Transistoren 55 und 56, welches Transistoren des Typs 2N1893 sein können. Das Eingangssignal an

der Klemme V ist eine Steuergleichspannung für eine Einstellung c

zum Festlegen des Wertes der Belastungsspannung. Der Ausgang der Steuerschaltung 22' ist über Transformatoren 59 und 60 mit Leitungen G1 und G2 gekoppelt, die zu den Steuerelektroden der Thyristoren SW1 bzw. SW2 führen, wobei eine Verbindung von einer Leitung K zu der gemeinsamen Verbindung der Katoden führt. Die Steuerschaltung 22' enthält außerdem Widerstände und Kondensatoren mit den angegebenen Werten. Es sind Vorspannungsverbindungen zu +12 V und -12 V Gleichspannungsquellen vorhanden, wie dargestellt.

In dem Stabilisatortransformator sind die Kernteile SR 1 und SR2 sowie die Nebenschlüsse 43, 44 so ausgelegt, daß, wenn die Thyristoren SWI und SW2 nichtleitend sind, die Ausgangsspannung unter Belastung auf ungefähr 175-180 V ansteigt.

Der Kurzschlußstrom beträgt ungefähr 67A.

Bei voller Belastung, bei welcher die Ausgangsgleichspannung 154 V und der Ausgangsgleichstrom 67 A beträgt, und bei der Eingangsspannung von 480 V beträgt der Effektivwert des Eingangsstroms 25,4 A und die Eingangsleistung 11 250 W. Das führt zu einem Wirkungsgrad von 91 ,7 % und zu einem Leistungsfaktor von 91 ,0 %. Der Effektivwert der Spannung an dem Ferrokondensator C1 beträgt 563 V. Bei einer niedrigen Eingangsspannung von 420 V beträgt

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der Eingangsstrom 29,4 A und die Kondensatorspannung 546 V.
Bei einer hohen Eingangsspannung von 508 V beträgt der Eingangsstrom 23,9 A und die Kondensatorspannung 569 V. Die Belastungsspannung und der Belastungsstrom sowie die Eingangsleistung
ändern sich bei Änderungen der Eingangsspannung nicht wesentlich. Wenn der Belastungsstrom verringert wird, bleibt die Gleichspannung im wesentlichen auf 154 V, und zwar bis zu Belastungsstromstärken von weniger als 1 A.

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Claims

Patentansprüche :

f 1 . jStabilisierungsanordnung, gekennzeichnet durch eine Transformatorstruktur mit einem Magnetkern, welcher wenigstens einen ersten und einen zweiten magnetischen Weg hat, durch eine Primärwicklungsanordnung, die auf den Magnetkern gewickelt ist und eine Einrichtung zum Koppeln der Primärwicklungsanordnung mit einer Wechselstromquelle enthält, durch eine Sekundärwicklungsanordnung, die auf den Magnetkern gewickelt ist und eine Belastungswicklungsanordnung enthält, welche an eine Belastung eine Ausgangsspannung abgibt, die zu der Änderungsgeschwindigkeit des Flusses auf dem ersten und dem zweiten magnetischen Weg proportional ist, durch eine erste Entkopplungseinrichtung zum Entkoppeln der Quelle von der Belastungswicklungsanor dnung, durch eine erste Kernwicklung für den ersten magnetischen Weg und eine zweite Kernwicklung für den zweiten magnetischen Weg, durch einen zu der ersten und der zweiten Kernwicklung parallelgeschalteten Kondensator, durch eine zweite Entkopplungseinrichtung zum Entkoppeln der ersten Kernwicklung von der zweiten Kernwickiung und durch eine Umschalteinrichtung, die zu einer ausgewählten Zeit in einer ersten Halbperiode der Belastungsspannung bewirkt, daß der Kondensator zu der ersten Kernwicklung parallelgeschaltet ist, und die zu einer ausgewählten Zeit in einer zweiten Halbperiode der Belastungsspannung bewirkt, daß der Kondensator zu der zweiten Kernwicklung parallel geschaltet ist, damit eine Resonanzkommutierung zur Umkehrung der Ladung des Kondensators in jeder Halbperiode erfolgt, wobei die Charakteristik der Resonänzkommutierung durch den Aufbau der zweiten

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Entkopplungseinrichtung gesteuert wird.
2. Anordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ehtkopplungseinrichtung eine von dem Transformator getrennte und zwischen die Primärwicklungsanordnung und die Wechsel stromquelle in Reihe geschaltete Induktionsspule enthält.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalteinrichtung eine erste und eine zweite Schalteinrichtung enthält, die zu der ersten bzw. zu der zweiten Kernwicklung parallelgeschaltet sind, und eine Steuereinrichtung zum wahlweisen Freigeben der ersten und der zweiten Schalteinrichtung zu ausgewählten veränderlichen Zeiten in der ersten bzw. in der zweiten Halbperiode.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Entkopplungseinrichtung eine magnetische Nebenschlußanordnung an dem Transformator zwischen dem ersten und dem zweiten magnetischen Weg enthält.
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungsanordnung Wicklungen in Reihe auf dem ersten und dem zweiten magnetischen Weg enthält, daß die Belastungswicklungsanordnung Wicklungen in Reihe auf dem ersten und dem zweiten magnetischen Weg enthält, daß die Primärwicklung, die Belastungswicklung und die erste Kernwicklung auf dem ersten magnetischen Weg fest gekoppelt sind und daß die Primärwicklung, die Belastungswicklung und die zweite Kernwicklung

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auf dem zweiten magnetischen Weg fest gekoppelt sind.
6. Anordnung nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung die Unnschalteinrichtung zu ausgewählten Zeiten in der ersten und in der zweiten Halbperiode derart freigibt, daß kein Teil des Magnetkerns stark in die Sättigung getrieben wird.
7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die magnetische Nebenschlußanordnung zusammen mit dem ersten und mit dem zweiten magnetischen Weg und mit der ersten und mit der zweiten Kernwicklung eine relativ große effektive Induktivität bildet, nachdem die Umschalteinrichtung in der ersten und der zweiten Halbperiode freigegeben ist, so daß die Charakteristik einen Stromfluß in dem Kondensator für eine relativ lange Zeitspanne mit einem relativ niedrigen Spitzenwert im Vergleich zu demjenigen Wert beinhaltet, dem sich bei starker Eisensättigung des Magnetkerns ergeben würde.
8. Anordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Entkopplungseinrichtung zusammen mit dem ersten und dem zweiten magnetischen Weg und der ersten und der zweiten Kernwicklung eine relativ große effektive Induktivität bildet, nachdem die Umschalteinrichtung in der ersten und in der zweiten Halbperiode freigegeben ist, so daß die Charakteristik einen Stromfluß in dem Kondensator für eine relativ lange Zeitspanne mit einem relativ niedrigen Spitzenwert im Vergleich zu demjenigen Wert beinhaltet, der sich bei starker Eisensättigung des Magnetkerns ergeben würde.

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9. Stabilisierungsanordnung, gekennzeichnet durch eine Transformatorstruktur mit einem Magnetkern, welcher einen ersten und einen zweiten magnetischen Weg hat, durch eine auf den ersten Magnetkernweg gewickelte erste Wicklungsanordnung und eine auf den zweiten Magnetkernweg gewickelte zweite Wicklungsanordnung, durch eine magnetische Nebenschlußanordnung, welche die erste Wicklungsanordnung von der zweiten Wicklungsanordnung entkoppelt, durch einen Kondensator, wobei die erste und die zweite Wicklungsanordnung jeweils eine Primärwicklungsanordnung, eine Belastungswicklungsanordnung zum Anlegen einer Ausgangsspannung an eine Belastung und eine Kondensatorwicklungsanordnung enthalten, durch eine Eingangsentkopplungseinrichtung zum Verbinden der Primärwicklungsanordnung mit einer Wechselstromquelle, durch eine Umschalteinrichtung, die zu einer ausgewählten Zeit in einer ersten Halbperiode der Ausgangsspannung wirksam ist, um die erste Wicklungsanordnung wirksam zu überbrücken, damit der Fluß in dem ersten magnetischen Weg auf einem ausgewählten Wert festgehalten wird, und um den Kondensator mit der Kondensatorwicklungsanordnung der zweiten Wicklungsanordnung zu verbinden, wodurch der Fluß auf dem zweiten magnetischen Weg gezwungen wird, über die magnetische Nebenschlußanordnung zu fließen, welche eine effektive Induktivität bildet, um den Kondensator in Resonanz zu entladen und umgekehrt aufzuladen ,wobei die Umschalteinrichtung in einer zweiten Halbperiode der Ausgangsspannung wirksam ist, um die zweite Wicklungsanordnung wirksam zu überbrücken, damit der Fluß auf dem zweiten magnetischen Weg auf einem ausgewählten Wert festgehalten wird, und um den Kondensator mit der Kondensatorwicklungsanordnung der ersten Wicklungsanordnung zu verbinden, wodurch der Fluß auf dem ersten magnetischen Weg gezwungen wird, über die magnetische Nebenschlußanordnung zu fließen, welche eine effektive

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Induktivität bildet, damit der Kondensator in Resonanz entladen und umgekehrt aufgeladen wird.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsentkopplungseinrichtung eine von dem Transformator getrennte und mit der Wechselstromquelle in Reihe geschaltete Induktionsspule enthält.
11. Anordnung nacn Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wicklungsanordnung und die zweite Wicklungsanordnung jeweils mehrere fest gekoppelte Wicklungen enthalten.
12. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungsanorsdnung und die Kondensatorwicklungsanordnung der ersten Wicklungsanordnung und der zweiten Wicklungsanordrung zumindest einige gemeinsame Windungen der ersten Wicklungsanordnung enthalten, die mit zumindest einigen gemeinsamen Windungen der zweiten Wicklungsanordnung in Reihe geschaltet sind,und daß die Belastungswicklungsanordnung eine Wicklung der ersten Wicklungsanordnung enthält, die mit einer Wicklung der zweiten Wicklungsanordnung in Reihe geschaltet ist.
13. Anordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die effektive Induktivität zum resonanten Entladen und umgekehrten Aufladen des Kondensators einen relativ großen Wert hat, so daß in dem Kondensator ein Strom für eine relativ lange Zeitspanne mit einem relativ niedrigen Spitzenwert im Vergleich zu demjenigen Wert fließt, der sich bei starker Eisensättigung des Magnetkerns ergeben würde.

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14. Stabilisierungsanordnung, gekennzeichnet durch eine Transformatorstruktur mit einem Magnetkern, welcher einen Mittelschenkel mit ersten und zweiten Abschnitten hat, auf welchen ein erster bzw. ein zweiter magnetischer Weg gebildet sind, durch eine magnetische Nebenschlußanordnung zwischen dem ersten und dem zweiten Abschnitt zum Entkoppeln des ersten und des zweiten magnetischen Weges, durch eine erste und eine zweite Wicklungsanordnung, die auf den Mittelschenkel des ersten bzw. des zweiten Abschnittes gewickelt ist, durch eine Spulenanordnung, wobei die erste und die zweite Wicklungsanordnung eine erste Einrichtung zum Anschluß in Reihe mit der Spulenanordnung an eine Wechselstromquelle und eine zweite Einrichtung zum Anlegen einer Ausgangsspannung an eine Bei astung enthält, wobei die Ausgangsspannung zu der Änderungsgeschwindigkeit des Flusses auf dem ersten und dem zweiten Weg proportional ist, und wobei die erste Wicklungsanordnung eine erste Kernwicklung und die zweite Wicklungsanordnung eine zweite Kernwicklung enthält, durch einen Kondensator, der zu der ersten und der zweiten Kernwicklung parallelgeschaltet ist, durch eine Umschalteinrichtung, welche eine erste Schalteinrichtung enthält, die zu der ersten Kernwicklung parallelgeschaltet ist, um den Stromfluß von dem Kondensator über die zweite Kernwicklung zu steuern, damit der Ruß des zweiten magnetischen Weges gezwungen wird, über die magnetische Nebenschi ußanordnung zu fließen, und damit der Fluß auf dem ersten magnetischen Weg auf einem ausgewählten Wert im wesentlichen festgehalten wird, der sich mit der Zeit ändert und durch die Zeit in einer ersten Halbperiode der Ausgangsspannung festgelegt ist, zu welcher die erste Schalteinrichtung freigegeben ist, und welche eine zweite Schalteinrichtung enthält, die zu der zweiten Kernwicklung parallelgeschaltet ist, um den Stromfluß von dem Kondensator

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über die erste Kernwicklung zu steuern, damit der Fluß des ersten magnetischen Weges gezwungen wird, über die magnetische Nebenschlußanordnung zu fließen und damit der Flußwert auf dem zweiten magnetischen Weg auf einem ausgewählten Wert im wesentlichen festgehalten wird, der durch die Zeit festgelegt ist und sich mit dieser Zeit in einer zweiten Halbperiode der Ausgangsspannung ändert, zu welcher die zweite Schalteinrichtung freigegeben ist, und durch eine Steuereinrichtung zum wahl weisen Freigeben der ersten und der zweiten Schalteinrichtung in abwechselnden Halbperioden, um eine Resonanzkommutierung hervorzurufen, damit die Ladung des Kondensators in jeder Halbperiode umgekehrt wird, wobei die Charakteristik der Resonanzkommutierung durch den Aufbau der magnetischen Nebenschlußanordnung kontrolliert wird.
15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Wicklungsanordnung und die zweite Wicklungsanordnung jeweils mehrere fest gekoppelte Wicklungen enthalten.
16. Anordnung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Charakteristik eine relativ niedrige Geschwindigkeit mit einem relativ niedrigen Spi tzenstromwert für die Resonanzkommutierung im Vergleich zu denjenigen beinhaltet, die sich bei starker Eisensättigung des Magnetkernes ergeben wurden.
17. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Wicklungsanordnung erste bzw. zweite Steuei— wicklungen in Reihe enthalten und daß die Steuereinrichtung Eingangsverbindungen mit der ersten und der zweiten Steuerwicklung und Ausgangsverbindungen hat, um die erste und die zweite Schalteinrichtung zu ausgewählten Zeiten v-> der ersten und der zweiten Halbperiode freizugeben ·

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