KR0145690B1 - 인버터장치 - Google Patents

인버터장치

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KR0145690B1
KR0145690B1 KR1019910024213A KR910024213A KR0145690B1 KR 0145690 B1 KR0145690 B1 KR 0145690B1 KR 1019910024213 A KR1019910024213 A KR 1019910024213A KR 910024213 A KR910024213 A KR 910024213A KR 0145690 B1 KR0145690 B1 KR 0145690B1
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미노루 마에하라
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미요시 도시오
마쓰시다 덴꼬오 가부시끼가이샤
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Abstract

고조파를 낮게 억제하면서 높은 입력역률을 갖는 인버터장치가 제공되는데 이 때 정류기를 통해 공급된 맥동 DC전압이 인턱터를 통해 평활화 콘덴서 및 정류기의 출력단에 병렬 연결된 인버터회로부에 제공되고, 평활화 콘덴서로부터 평활화 된 DC전압이 인덕터를 통해 인버터 회로부에 제공되며, 고주파 전압이 인버터회로부내 스위칭 소자의 ON/OFF 동작에 따라 본 장치로부터 제공된다.

Description

인버터장치
제1도는 본발명에 따른 인버터장치의 기본 배열을 도시하는 개요 회로도.
제2도는 본발명에 따른 인버터장치의 또다른 기본 배열을 도시하는 개요 회로도.
제3도는 본발명에 따른 제1도의 기본 배열에 기초한 제1실시예를 도시하는 회로도.
제4도는 제3도의 인버터장치에 있어 입력전압 및 전류의 파형을 도시한 파형도.
제5도는 본발명에 따른 인버터장치의 제2실시예를 도시하는 회로도.
제6도는 제5도의 인버터장치의 입력전압, 입력회로, 및 부하전류를 도시하는 파형도.
제7도는 본발명에 따른 인버터장치의 제3실시예를 도시하는 회로도.
제8도는 본발명에 따른 인버터장치의 제4실시예를 도시하는 회로도.
제9도 및 10도는 제8도에 도시된 인버터장치의 동작을 설명하기 위한 입력회로 파형을 도시하는 파형도.
제11도는 본발명에 따른 인버터회로의 제5실시예를 도시하는 파형도.
제12도는 제11도의 인버터장치의 또다는 작용면을 도시하는 단편회로,
제13도는 본발명에 따른 인버터장치의 제6실시예의 회로도.
제14도는 본발명에 따른 인버터장치의 제7실시예의 회로도.
제15도는 본발명에 따른 인버터장치의 제8실시예의 회로도.
제16도는 본발명에 따른 인버터장치의 제9실시예의 회로도.
제17도는 본발명에 따른 인버터장치의 제10실시예의 회로도이다.
[본발명의 배경]
본발명은 대체적으로 인버터장치 특히, AC전원을 정류화 및 평활화 함으로써 구해진 DC전압으로부터 변환된 고주파를 부하에 공급하는 인버터장치에 관한 것이다.
상기 언급된 종류와 같은 인버터장치는 예를들어 고주파 전압의 안정된 공급을 필요로 하는 조명기구와 같은 것에 이용될 때 유용하다.
[종래의 기술]
일반적인 인버터장치는 초퍼회로가 내장된 인버터회로부를 필터회로를 통해 AC전원에 연결된 전파정류기에 연결함으로써 바람직하게 구성되며, 이것은 입력전류내 고조파 성분(high harmonic component)을 줄이면서 인버터회로부에 있어 입력 역률을 하이레벨에 있도록 하기 위해서 이다. 이와같이 구성된 장치는 입력 역률에서는 향상성을 보여주는 반면, 인버터회로부로부터 떨어져 있는 초퍼회로가 제공되므로써 전체소자회로가 복잡해지게 되어 따라서 크기가 커지며 가격이 상승된다.
일본특허 공개공고 제60-134776호에서, 제1 및 2트랜지스터, 제1 및 2다이오드, 제1 및 2콘덴서 및 부하에 연결된 변압기로 배열된 소위 하프-브리지라는 인버터회로부가 제공되는데 이때 인덕턴스의 일단이 전파정류기의 출력단에 연결되고 다른 단이 인버터회로부내 제2트랜지스터의 콜랙터에 연결되는 인버터장치를 개시했다.
이 인버터장치에서, 인덕턴스, 제2트랜지스터 및 제1다이오드는 초퍼회로로써 작용하게 된다. 제2트랜지스터가 ON되면, 전류가 전파정류기, 인덕턴스, 및 제2트랜지스터를 통과하는 경로를 따라 흐르게 되고, 인덕턴스는 에너지를 저장하게 된다.
반면, 제2트랜지스터가 OFF 되면, 유도기전력이 인덕턴스내에 발생되며, 이 기전력은 제1다이오드를 통해 제1 및 제2다이오드의 직렬회로에 병렬 연결된 콘덴서를 충전한다.
부하에 고주파를 공급하는 인버터회로부의 스위칭소자로 동작하기 위해 제1 및 제2트랜지스터가 번갈아 ON과 OFF 되며, 한편 제2트랜지스터는 초퍼동작을 수행하며 양방식에 공동으로 이용될 수도 있으며 인버터장치는 장치를 단순화하기 위해 요구되는 회로소자의 수내에서 줄어들 수 있다.
그러나, 양방식에 공통으로 이용되는 제2트랜지스터로 흐르도록 만들어진 전류는 한가지 방식으로 이용될때와 비교해서 약 두배가 크도록 만들어졌는데, 그것은 인버터 동작부로의 전류 및 초퍼동작부로의 또다른 전류가 동시에 흐르기 때문이다.
결과적으로, 제2트랜지스터에서의 손실(loss)이나 압력(stress)은 제1트랜지스터 보다 상당히 크게 되어, 제2트랜지스터로서 더 큰 소자가 사용되거나 또는 제2트랜지스터에 대한 방열 효율을 현저하게 개선하기 위한 조처가 취해져야만 한다.
여하튼, 제1 및 제2트랜지스터에 각각 흐르는 전류의 크기에 있어서 차이가 발생하여 회로 설계가 어렵게 되는 문제를 일으킨다.
일본특허 공개공고 제2-211065호에 있어서, 제1 및 제2트랜지스터가 제1 내지 제4 다이오드의 직렬 회로의 한 측상의 제1 및 제2다이오드와 연결되어 있고, 제1 및 제2평활화 콘덴서가 전파정류기의 출력단과 연결되어 있고, 부하가 제1 및 제2트랜지스터의 접합점과 제1 및 제2평활화 콘덴서의 접합점 사이에 접속되어서, 하프-브리지형 인버터회로부가 전파정류기와 연결될 수 있는 인버터장치가 개시되어 있다.
이 경우에 있어서, AC전원은 인덕턴스를 통해 전파정류기의 AC입력단과 제3 및 제4다이오드의 접합점을 형성하는 제1 및 제2다이오드의 접합점 사이에 연결되고, 초퍼회로는 인덕턴스, 제1 및 제2트랜지스터 및 전파정류기를 형성하는 제1 내지 제4다이오드에 의해 형성된다.
이 배열에서 전원전압이 포지티브상에 있을 때, ON된 제1트랜지스터는 전류가 전원으로부터 인덕턴스, 제3다이오드 및 제1트랜지스터의 경로를 통하여 흐르게 되고, 인덕턴스가 그 내부에 에너지를 저장한다. 반면에 제1트랜지스터가 OFF 됨으로써, 유도 기전력이 인덕턴스에서 발생됨으로 인해, 제1 및 제2평활화 콘덴서가 제3 및 제2다이오드를 통해 충전된다. 더욱이, 전원 전압이 네가티브상에 있을 때, 제2트랜지스터는 초퍼회로에서 스위칭 소자로 작용하게 되고, 전원으로 부터의 전류는 제2트랜지스터, 제4다이오드 및 인덕턴스로 흐르게 됨으로 인해, 제1 및 제2평활화 콘덴서가 제1 및 제4다이오드를 통해서 충전된다. 이러한 동작이 연속적으로 실행되었을 때, 제1 및 제2트랜지스터는 전원전압이 전원 전압의 포지티브 및 네가티브상에 있을 경우 매시간 초퍼회로의 스위칭 소자로써 교대로 작용하고, 이러한 제1 및 제2트랜지스터는 또한 인버터회로부의 스위칭 소자를 형성한다는 사실이 인지될 것이다.
따라서, 이 공지된 인버터장치에 있어서, 제1 및 제2트랜지스터 모두가 인버터회로와 초퍼회로에 공통의 스위칭 소자로서 사용됨으로써, 트랜지스터 방열 등에 있어서 양회로내 트랜지스터가 같아질 수 있어 회로설계를 상대적으로 쉽게 한다. 그러나 이 인버터장치에 있어서 초퍼작용이, 이러한 트랜지스터들이 초퍼회로부로서 작용할 때, 전원 전압의 포지티브 및 네가티브 전 측상의 제1 및 제2트랜지스터중 다른 한가지에 의해 실행됨으로써, 초퍼회로의 출력을 제어하기 어렵게 되는 결점을 수반한다.
더욱이 앞의 공지된 장치에 있어서, 상기 장치가 AC에서 맥동 DC로의 정류, 맥동 DC로부터 평활화된 DC, 평활화된 DC로부터의 고주파와 같은 다단계 변환을 포함하고 있기 때문에, 출력 전력을 입력 전력으로 나눔으로써 계산된 전반적인 전력 효율이 저하되는 문제점이 수반되어 있다.
[본발명의 요약]
따라서 본발명의 주요 목적은 단순한 회로 배열을 실현함으로써 고조파를 낮게 유지하면서, 안정되고 상당히 효율적인 입력전류를 공급하며 종래기술에 수반된 상술한 문제점들을 제거할 수 있는 인버터장치를 제공하는 것이다.
본발명에 따르면, 이 목적은 맥동 DC전압이 AC전원으로부터 평활화 콘덴서 까지의 전원전압을 수신하는 정류기로부터 제공되며, 평활화된 DC전압이 평활화 콘덴서로부터 부하소자를 포함하는 발진회로를 장치한 인버터회로부까지 가해지며, 평활화 콘덴서로부터 평활화된 DC전압이 인버터회로부에 포함되고 또한 초퍼회로의 부분을 형성하는 스위칭수단에 가해질 때 고주파 전압이 스위칭 수단의 ON/OFF 동작에 따라 발진회로내 부하소자에 가해지며, 평활화 콘덴서에 대한 맥동 DC전압공급이 인덕터를 통해 수행되며, 평활화콘덴서로부터 인버터회로부까지의 평활화된 DC전압공급이 또한 인덕터를 통해 수행되는 것을 특징으로 하는 인버터장치란 수단에 의해 달성될 수 있다.
본발명의 또다른 목적 및 장점들은 첨부된 도면에서 도시되는 바와같이 본발명의 다양한 실시예를 참고로 앞으로의 본발명의 상세한 설명에서 명확해질 것이다.
앞으로의 설명에 사용된 인버터장치란 용어는 정류기 초퍼회로, 인버터회로부, 평활화 콘덴서, 발진회로 및 필요하다면 쇄도전류 예방수단 등으로 구성되는 장치를 일컫는 것이다.
상기에서 인버터회로부란 DC입력전류중 고주파전류로 변환시키는 회로부를 일컫는 것이다.
또한 상기에서 발진회로란 인덕터, 발진콘덴서, 저항성분 및 방열램프 같은 부하들로 구성되는 회로를 일컫는 것이다.
[바람직한 실시예의 상세한 설명]
제1도를 참고로 본발명인 인버터장치에 대한 기본회로 배열이 도시되며 여기서 인덕터(L2)는 AC전원(Vs)에 연결된 전파정류기(DB)의 출력단 및 평활화 콘덴서(C1) 사이에 연결되므로서 평활화 콘덴서(C1) 및 인덕터(L2)를 통과하는 파선으로 표시하는 방전루프(2) 뿐아니라 평활화 콘덴서(C1), 및 인덕터(L2), 및 전파정류기(DB)를 통과하는 일점쇄선으로 표시하는 충전루프(1)가 형성된다. 이때 인덕터(L2)에서 전압은 전파정류기(DB)의 출력 전압 및 평활화 콘덴서(C1)의 전압 간의 차이를 보상하도록 작용한다.
그러므로 비록 정류기(DB)의 전압이 평활화 콘덴서(C1)에 의해 평활된 전압 보다 낮을 지라도 전파정류기(DB)는 도전되며 입력전류는 정류기(DB)의 출력단을 통하는 콘덴서(C3,C4)의 직렬회로의 콘덴서(C3), 발진회로(OC)내 발진소자, 스위칭소자(Q1,Q2) 간의 접점에서 발진회로(OC)의 한쪽 단에 연결되며 평활화 콘덴서(C1)에 병렬연결된 스위칭소자(Q1, Q2)의 직렬회로의 스위칭소자(Q2)를 통과하는 이점쇄선으로 표시되는 루프(3)를 통해 흐르게 된다. 전류가 루프(3)를 통해 흐름에 따라, 초퍼동작이 일어나며 콘덴서(C3) 및 발진회로(DC)로부터 제공된 전파정류기(DB)의 출력전압이 스위칭소자(Q2)에 의해 ON/OFF 된다.
또 루프(3)를 통과하는 이 전류는 인버터 동작을 하기 위해 흐르는 전류의 일부분을 형성한다. 즉, 평활화 콘덴서(C1), 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 발진소자 및 스위칭소자(Q2)의 경로를 따라 전류가 흐르는 한편 상술한 배열은 콘덴서(C3), 발진회로(OC) 및 스위칭소자(Q2)의 루프(3)를 통해 전파정류기(DB)로부터 발진회로(OC)로 전류가 흐르게 함으로써 입력전류는 인버터전류의 일부분을 형성하게 된다.
따라서 스위칭소자(Q2), 콘덴서(C3), 및 발진회로(QC)는 인버터회로부의 구성소자 및 초퍼회로의 구성소자로 동작한다. 그러므로 기존의 장치와는 달리 회로배열을 좀더 간단히 그리고 공간을 축소함으로써 두 가지 사용 목적을 갖는 향상된 회로소자가 제공된다.
더욱이 콘덴서(C3) 및 발진회로(OC)로 흐르는 전류는 비록 이들 소자가 초퍼회로 및 인버터회로부 양쪽 모두가 사용될지라도 증가되지 않으므로 스위칭소자(Q2)로 흐르는 전류는 증가되지 않으며 관련된 종래장치 기술에서 참고로 언급했듯이 스위칭소자에서의 손실이나 압력은 증가되지 않는다.
제2도에는 본발명에 따른 인버터장치에 대한 또다른 기본배열을 도시하는데, 여기서 인덕터(L2)는 스위칭소자(Q1)의 단 및 평활화 콘덴서(C1)의 단 사이에 연결되지만 제1도의 기본 배열에서와 같이 동일한 충전루프(1) 및 방전루프(2)가 형성될 수 있으며 동일한 작용 및 효과가 얻어질 수 있다. 반면에, 본 기본배열에 있어서는 방전루프가 평활화 콘덴서(C1), 스위칭소자(Q1), 평활소자 및 콘덴서(C4)를 통해 역시 형성될 수 있지만 목적을 위해서 방전루프중 오직 하나만으로도 충분하므로 콘덴서 C3 및 C4중 하나는 없어도 상관없다.
더욱이, 제1 및 2도의 기본배열에서 콘덴서 C3 및 C4는 평활화 콘덴서(C1)의 DC전압을 분배하는 작용을 함으로써 실제로 이미 알려진 소위 하프-브리지 인버터회로와 동일하다.
제3도에는 제1도의 기본배열을 좀더 구체적으로 하는 제1실시예가 도시되며, 여기서 제1도내 발진회로(OC)는 인덕터(L1) 및 부하(LD)로 구성되며 상술한 인덕터(L2)가 인버터 회로부에 대한 전류루프의 일부분에 삽입되어 있다. 이 경우에 있어, 배열된 스위칭 소자(Q1, Q2)는 고주파에 의해 번갈아 ON/OFF되므로, 고주파 전압이 부하(LD)에 공급될 수 있다. 즉, 스위칭소자(Q1)가 ON인 경우, 콘덴서(C3)로부터 인덕터(L2), 스위칭소자(Q1), 인덕터(L1) 및 부하(LD)를 통해 다시 콘덴서(C3)로 돌아가는 경로 뿐아니라 평활화 콘덴서(C1)으로부터 스위칭소자(Q1), 인덕터(L1) 및 방전램프 등의 부하(LD)를 통해 다시 평활화 콘덴서(C1)으로 돌아가는 경로를 통해 전류가 흐르게 된다. 한편 스위칭소자(Q2)가 ON인 경우, 스위칭소자(Q1)가 ON인 경우와는 반대 방향의 전류가 콘덴서(C4)로부터 부하(LD), 인덕터(L1), 및 스위칭소자(Q2)를 통해 다시 콘덴서(C4)로 돌아가는 경로 및 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 부하(LD), 인덕터(L1) 및 스위칭소자(Q2)를 통해 다시 평활화 콘덴서(C1)로 돌아가는 경로를 따라 부하(LD)로 흐르게 되는데, 이때 부하(LD)에 고주파 전력이 공급된다.
스위칭 소자(Q2)가 ON되고, 평활화 콘덴서(C1)으로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 부하(LD), 인덕터(L1) 및 스위칭소자(Q2)를 통해 다시 평활화 콘덴서(C1)으로 돌아가는 경로를 따라 전류가 흐를 경우, 도면에 도시한 화살표 방향으로 인덕터(L2)에 전압이 발생하는데 이때 전파정류기(DB)의 출력전압 및 콘덴서(C1)의 전압간의 차이에 상응하며 용량면에 있어서의 콘덴서(C4)가 최적 설계를 갖는 전압(V2)이 만들어질 수 있으며 한편 전파정류기(DB)는 입력전압(Vin)이 낮은 경우에도 도전가능하게 만들어질 수 있으며 정류기(DB)로부터 콘덴서(3), 부하(LD), 인덕터(L1), 및 스위칭소자(Q2)를 통해 정류기(DB)로 돌아가는 루프를 따라 전류가 흐른다. 입력전압(Vin)이 상당히 높을 경우, 상술한 루프에 더하여 전파정류기(DB)로 부터 인덕터(L2), 스위칭소자(Q1), 인덕터(L1), 부하(LD) 및 콘덴서(C4)를 통해 정류기(DB)로 돌아가는 경로 및 전파정류기(DB)로부터 인덕터(L2) 및 콘덴서(C1)를 통해 정류기(DB)로부터 돌아가는 경로를 따라 흐르는 전류가 있다.
상술한 배열의 본 실시예에서, 입력전류(Iin)는 근본적으로 그 크기에 있어 입력전원전압에 비례하므로 높은 입력역률을 갖는 동상 전류가 된다.
동시에, 입력전원전압(Vin)은 피크전류에서 감소되며, 입력전류(Iin)의 고조파성분 역시 피크전류 감소에 상응해서 감소되며, 그리고 입력역률은 고조파성분에서 감소에 역비례해서 상승될 수 있다. 더욱이, 본 실시예에서 인덕터(L2)는 유일하게 첨가되는 소자이므로 회로배열을 좀더 단순히 유지될 수 있다. 이 경우 필터회로(FC)가 AC전원(VS) 및 전파정류기(DB) 사이에 삽입되므로 회로(FC)는 입력전류(Iin) 내 고주파잡음 성분을 모두 제거하는 기능을 한다. 더욱이, 콘덴서(C4)가 없더라도 그 장치의 기능 및 효과는 동일하게 유지된다. 즉, 본 실시예에 따르면, 제4도의 파형으로부터 명확해지겠지만 우수한 입력전압(Vin) 및 입력전류(Iin)을 얻는 것이 가능하다.
제5도에 도시된 본 발명의 제2실시예에 있어서는 콘덴서(C4)를 제거함으로써 변경된 기본 배열이 도시되는데, 제3도에 도시된 제1실시예의 것과 상당히 유사한 동작이 얻어질 수 있으며 또한 더욱 현저한 기능을 보여준다. 이 경우에, 제3도의 제1실시예와 비슷하게 인덕터(L2)는 입력전압의 피크값을 낮추며 또한 전파정류기(DB)의 출력전압 및 평활화 콘덴서(C1) 간의 전압차를 유지하는 효과가 있다. 이 배열에 있어, AC전원으로부터의 입력전압(Vin)이 콘덴서(C1)의 전압보다 더 낮을 경우라도 입력전류(Iin)을 공급하는 것이 가능하다.
제5도의 본 실시예에서, 스위칭소자(Q2)가 ON되면 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 방전램프(DL) 및 인덕터(L1)을 통해 스위칭소자(Q2)로 돌아가는 경로를 따라 인버터회로부(IV) 내 방전램프(DL)로 전류를 흐르게 하며, 화살표 방향의 전압(V2)이 인덕터(L2)에 가해진다. 이 전압(V2)은 전파정류기(DB)의 출력전압 및 콘덴서(C1)의 전압 간의 전압차에 상응한 값에 의해 발생되며 정류기(DB)를 도전되게 만든다.
그러므로 스위칭소자(Q2)가 ON되면, 전파정류기(DB)로부터 콘덴서(C3), 방전램프(DL), 인덕터(L1) 및 스위칭소자(Q2)를 통해 정류기(DB)로 돌아가는 즉, 일점 쇄선에 의해 도시된 경로를 따라서 전류가 흐르며, 그 전류는 각 전원 사이클의 전영역에 걸쳐 흐르며 사실상 싸인파 전류가 된다. 즉, 본 실시예에 따라 제6도의 파형도로부터 정확해지었지만 우수한 입력전압(Vin), 입력전류(Iin) 및 회로전류(I)가 구해질 수 있다.
본 실시예에 따르면 입력역률이 상승할 뿐아니라 입력전류내 고조파 성분을 효과적으로 감소시킬 수 있다. 더욱이, 본 실시예에서 스위칭소자(Q2)를 ON함으로써 전파정류기(DB)로부터 방전램프(DL)로 직접적으로 회로전류(I)가 흐르며, 평활화 콘덴서(C1)의 충전 및 방전회로가 더 작게 만들어질 수 있어서 평활화 콘덴서(C1)의 용량이 줄어들 수 있으며 회로효율은 상당히 좋아질 수 있다. 더욱이, AC전원(VS) 및 전파정류기(DB) 사이에 필터회로(FC)를 삽입함으로써 전원라인 상에서 누설에 따른 고주파 잡음을 막을 수 있다. 스위칭소자(Q2) 뿐아니라 초퍼회로 및 인버터회로부 모두에 대해 콘덴서(C2,C3) 및 인덕터(L1) 같은 회로소자를 이중 목적으로 이용함으로써 본 회로배열은 단순화될 수 있다는 견지에서 보면 본 실시예는 이미 상술한 실시예와 동일하다.
제7도에 도시된 제3실시예에서, 다이오드(D3)가 제5도의 실시예에서 콘덴서(C3) 및 방전램프(DL) 사이의 접점 및 평활화 콘덴서(C1)와 인덕터(L2) 사이의 접점 간에 연결되어 있으며 인덕터(L2)에 대한 에너지 방전루프가 다이오드(D3)와 함께 형성될 수 있다.
즉, 제5도의 상술한 제2실시예에서 스위칭소자(Q2)를 ON함으로써 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 방전램프(DL) 및 인덕터(L1) 통한 평활화 콘덴서(C1)으로부터 스위칭소자(Q2)까지 루프상 인버터 회로부내 방전램프(DL)로 전류가 흐르며, 그에 따라서 방전램프(DL)에 전력이 공급되며 인덕터(L2) 내에 에너지가 축적된다.
스위칭소자(Q2)가 OFF되면 인버터회로부는 다이오드(D1)을 ON시켜 에너지가 콘덴서(C3)에 공급된다. 그러나, 에너지 방전루프는 이 때 형성되지 않기 때문에 인덕터(L2)는 스위칭소자(Q2)가 OFF되기 바로 전에 스위칭소자(Q2)를 통해 신속하게 에너지를 방전한다.
이 경우 인덕터(L2)에 과도 전압이 생기며 이 전압은 전파정류기(DB) 뿐아니라 스위칭소자(Q1,Q2)에 가해져서 전파정류기(DB) 및 스위칭소자(Q1,Q2)에 압력이 커지기 쉽다.
반면 제7도에 도시된 본 실시예에서, 인덕터(L2)에 있어 에너지 방전다이오드(D3)의 영역은 제7도에서 일점 쇄선으로 도시된 루프를 따라 콘덴서(C3) 및 다이오드(D3)를 통해 방전된 인덕터(L2)내에 에너지를 축적시키는데 효과적이며 전파정류기(DB) 뿐아니라 스위칭소자(Q1,Q2)에 압력이 가해지고 있는 것을 막을 수 있다. 본 제3실시예의 그외 동작은 제5도의 제2실시예와 동일하다.
제8도에 도시된 본 발명의 제4실시예에서는 주파수 제어수단이 부가적으로 제공되어 있다. 상술한 각각의 실시예에서 앞서 동일한 방식으로 좀더 상세히 설명하기 전에, 인덕터(L2)에서 발명된 전압은 평활화 콘덴서(C1)에 제공된 것보다 더 낮으므로 전파정류기(DB)의 정류된 출력전압 및 평활화 콘덴서(C1)의 전압(V1)간의 전압차를 견딜 수 있는 능력을 낮추고 있으며 제9도에 도시된 정지시간(T)는 입력전류파형을 증가시키며 입력전압(Vin)이 부하전압 보다 상당히 높은 상태하에서 부하의 저항치가 극히 작아져 경부하가 된다. 즉, 인버터회로부는 약 공진상태가 되며 이것으로 인해 상술한 실시예의 회로배열은 단순하면서 고효율적임에도 불구하고 상기와 같은 상태하에서 입력역률을 향상시키거나 고조파를 방지하는 능력에 제한이 있으므로 회로배열에 있어 향상이 요구된다는 사실을 주지해야 한다.
상기와 같은 경우는 인덕터(L2)의 전압유지 능력이 작기 때문이며, 즉 이것은 인덕터(L2)에 발생된 전압이 작을 경우 콘덴서(C3,C2), 부하(LD) 및 인덕터(L2)에서 전압 V(V3+V2+V6)가 입력전원전압(Vin)의 정류된 전압 ｜Vin｜ 보다 충분히 크게 상승하지 않아 아무런 입력전류도 흐르지 않기 때문이다. 이와 같은 어려움을 제거하기 위해, 인덕터(L2)에서 발생된 전압을 좀더 크게 하는 것이 그 목적에 부합되며 이 목적을 위해 주파수 혹은 총효율을 변화시켜 인덕터(L2), 콘덴서(C3,C2), 부하(LD) 및 인덕터(L1)를 포함하는 시스템의 공진을 강화하는 것이 바람직하다.
본 제4실시예에서, 총효율 및/또는 주파수 제어회로(K2)가 스위칭 주파수를 제어하기 위한 주파수 제어수단으로 부가되어 공진주파수에 더욱 접근하여 인덕터(L2)의 전압(V5) 크기는 커지며 입력전압(Vin)은 어떠한 정지 기간도 포함하지 않는 것이다.
더욱이, 제8도의 회로배열에서 인덕터(L1,L2)가 L2L1의 인덕턴스 값을 갖도록 설계될 때 인덕터(L2)에서 발생된 전압은 좀더 커지며 전파정류기(DB)의 전압 및 평활화 콘덴서(C1)의 전압(V1)간의 전압차에 대한 인덕터(L2)의 전압유지능력이 커진다. 그러므로 입력전류(Iin)은 제10도에 도시된 것처럼 실제로 아무런 정지기간도 포함하지 않는다. 이 경우 제어회로(K2)는 주파수 뿐아니라 총효율을 제어하도록 배열될 수 있다.
제11도에 도시되듯이 본 발명의 제5실시에에서는 제8도의 실시예의 인덕터(L2)의 인덕턴스 값을 변화하도록 회로배열이 만들어 졌다. 본 회로배열에 있어, 입력전류의 정지시간이 커질 때 인덕터(L2)의 인덕턴스 값은 더 커지도록 조절되어 입력전류의 정지시간은 줄어들게 된다. 더욱이, 주파수 제어회로(K2)에 의해 주파수가 변하는 진폭을 인덕터(L2)의 인덕턴스 값을 변화시켜 입력전류내 정지시간을 줄임으로서 더 작게 하는 것이 가능하다. 더욱이, 일반적으로 인버터장치가 주파수를 변화시켜서 그 출력을 변화시키는 한편 또한 인덕터(L2)의 인덕턴스 값을 적절히 조정함으로서 출력을 일정하게 유지시킬 수 있다.
예를 들어 인버터회로부가 회로의 공진주파수 보다 높은 스위칭 주파수 범위에서 동작할 경우에는 스위칭 주파수를 더 높게 함으로서 출력감소는 간단히 얻을 수 있지만 이것은 회로의 공진주파수로부터 왜곡되는 결과를 낳으며 인덕터(L2)에서 발생된 전압이 줄어들어 곧이어 제9도에 도시된 바와 같은 입력전류의 정지시간이 나타난다.
이 정지시간을 줄이기 위해, 스위칭주파수를 회로의 공진주파수에 근접시키는 것이 필요하지만 이것은 스위칭 주파수를 낮추어서 출력감소를 어렵게 한다.
본 실시예에 따라서, 입력전류내 정지시간이 인덕터(L2)의 인덕턴스 값을 크게함으로서 줄어들므로 인덕터(L2)는 인버터회로부내에서 전류 제한소자로 또한 동작하여 출력을 낮춘다. 인덕터(L2)의 인덕턴스를 조절함으로써 입력전류내 정지시간을 줄이고 출력제어를 실현하는 것이 가능하다. 비록 스위칭 주파수가 변하도록 요구되더라도 진폭변화는 더 작게 만들어지므로 제어가 용이하다. 상술한 실시예에서와 동일한 방식으로 입력 역률 및 고조파 억제 효과가 나타난다.
제12도에는 가변 인덕터의 일예가 도시되는데, 가해진 전압(Vc)를 변화시키기 위해 인덕터(L2)에 대해 2차 권선(Tc)를 제공함으로써 인덕턴스를 변화시킬 수 있다.
제13도에 도시된 본 발명의 제6실시예에서, 제8도의 실시예상에 트랜지스터 같은 스위칭소자(Q1,Q2)의 직렬회로 및 평활화 콘덴서간에 인덕터(L2)를 삽입함으로써 배열이 만들어진다. 이 경우 트랜지스터(Q2)를 ON하면, 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 부하(LD)와 콘덴서(C2)의 병렬회로, 인덕터(L) 및 트랜지스터(Q2)를 통해 평활화 콘덴서(C1)로 돌아가는 경로를 따라 전류가 흐르게 되며, V1V5+V3+V2+V6인 전압이 구해진다. 이 경우 전파정류기(DB)의 DC출력단자를 통과하는 전압은 V=V3+V2+V6V1-V5이므로, 인덕터(L2)의 전압(V5)의 량에 의해 비록 입력전압(Vin)이 평활화 콘덴서(C1)의 전압(V1) 보다 낮을 경우라도 입력전류가 흐르게 된다. 전파정류기(DB)의 출력전압 및 평활화 콘덴서(C1)의 전압(V1)간 전압차에 대해 인덕터(L2)의 전압유지능력은 제8도의 실시예의 것과 근본적으로 동일하다. 따라서 동일 제어배열이 이용될 수 있으며, 입력전류내 정지시간을 줄이기 위해 회로공진주파수에 더 근접한 스위칭 주파수가 만들어져 인덕터(L2)에서 발생된 큰 전압을 얻게된다. 결과적으로, 인덕터(L2)에 의해 유지될 전파정류기(DB)의 출력전압 및 평활화 콘덴서의 전압(V1)간 전압차가 또한 크게 되므로 입력전류가 입력전압｜Vin｜이 낮은 기간내에서도 흐르게 되는데 이 때, 입력역률은 증가하고 입력전류의 고조파는 감소될 수 있다. 본 실시예에서 역시, 인덕터(L2)의 인덕턴스를 인덕터(L1)의 것보다 크게 정하고, 인덕터(L2)의 인덕턴스를 가변하게 하기 위한 배열이 상술한 실시예들에서와 동일한 방식으로 이용될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
더욱이, 상술한 실시예들에서 주지되었듯이, 입력전류내 정지시간은 원하는 전압관계를 만족시킴으로써 제한시킬 수 있으며, 원하는 전압관계의 실현은 항상 주파수제어로 한정되지 않지만 아래와 같은 배열이 또한 이용될 수 있다.
우선, 인버터소자 혹은 임피던스 소자의 임피던스를 변화시켜 발진상태를 공진상태에 근접시켜 제어하기 위한 회로배열이 가능하다. 각 소자의 임피던스를 변화시킴으로써 원하는 전압관계를 구할 수 있다. 더욱이, 공진상태에 근접한 발진상태를 얻어 마침내 원하는 전압 관계를 얻기 위해 부하의 임피던스를 변화하기 위해 만들어진 배열을 도입하는 것이 또한 가능하다. 이러한 제어는 예를들어 양면 스위치에 의해 임피던스 소자를 ON/OFF하는 수단을 이용함으로써 실제적으로 실현가능할 수 있다.
제14도에 도시된 본 발명의 제7실시예에서, 전원에 연결된 쇄도전류가 평활화 콘덴서(C1)으로 흐르는 것을 억제하는 배열이 만들어진다. 즉, 다이오드(C4)가 제2도의 기본 내열내 평활화 콘덴서(C1)와 직렬로 연결되며 전원(VS)으로부터 쇄도전류는 억제될 수 있다. 이 경우, 콘덴서(C3)로부터 다이오드(D3)를 통해 평활화 콘덴서(C1)까지 루프가 형성되지만 콘덴서(C3)의 용량이 평활화 콘덴서(C1)의 용량 보다 작게 정해져 있으므로 쇄도전류는 작다. 여기서 평활화 콘덴서(C1)의 충전은 전파정류기(DB), 콘덴서(C3), 다이오드(D3) 및 평활화 콘덴서(C1)의 경로수단과 부가적으로 인덕터(L1), 콘덴서(C2), 부하(LD), 다이오드(D3), 평활화 콘덴서(C1) 및 다이오드(D2)를 통과하는 인버터 재생전류에 의해 달성된다.
이 때, 평활화 콘덴서(C1)로부터 다이오드(D4) 및 인덕터(L2)를 통해 구해진 DC전압을 트랜지스터(Q1,Q2)로 구성된 직렬회로 양단에 연결함으로써 DC전력을 인버터회로부에 공급해 주는 것이 가능하다. 더욱이, 인덕터(L2)는 입력전류내 고조파 성분을 줄이는 기능을 또한 갖는다. 즉, 트랜지스터(Q2)를 ON함으로써, 평활화 콘덴서(C1)으로부터 다이오드(D4), 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 콘덴서(C2) 및 부하(LD)로 구성된 병렬회로, 인덕터(L1) 및 트랜지스터(Q2)를 통해 평활화 콘덴서(C1)로 돌아가는 경로를 따라 전류가 흐르며, 이 때 제14도에서 오른쪽 방향의 전압이 인덕터(L2)를 통해 발생함으로써 전파정류기(DB)의 출력전압이 평활화 콘덴서(C1)의 전압보다 낮을 지라도 입력전류가 흐르는 것이 가능하며, 입력전류내 고조파 성분은 줄어들 수 있다. 본 실시예에서도 콘덴서(C4)는 생략될 수 있다.
제15도에 도시된 본 발명의 제8실시예에서, 콘덴서(C3,C4)로 구성된 직렬회로가 전파정류기(DB)의 DC출력단자를 가로질러 연결되어 있으며 트랜지스터(Q1,Q2)의 직렬회로 또한 콘덴서(C3,C4)의 직렬회로에 병렬로 이들 단자에 인덕터(L2)를 통해 연결되어 있다.
콘덴서(C3,C4)의 접점 및 트랜지스터(Q1,Q2) 사이에 인덕터(L1)을 통해 콘덴서(C2) 및 부하(LD)로 구성된 병렬회로가 있으며, 다이오드(D3)로 통해 충전하고 다이오드(D4)로 통해 방전하기 위해 평활화 콘덴서(C1)가 연결되어 있다.
또한 본 실시예에서는, 평활화 콘덴서(C1)로 흐르는 전원에 연결된 쇄도전류는 상기 배열에 의해 효과적으로 억제될 수 있다. 즉, 평활화 콘덴서로 흐르는 어떠한 쇄도전류라도 작게 만들어지는데 그것은 충전전류가 전파정류기(DB), 인덕터(L2), 평활화 콘덴서(C1), 다이오드(D3) 및 콘덴서(C3)를 통해 전파정류기(DB)로 돌아가는 경로를 따라 AC 전원으로부터 평활화 콘덴서(C1)까지 직접적으로 흐를 때 적은 용량의 콘덴서(C3)가 만들어지기 때문이다. 한편 본 실시예에서는 입력전류내 고조파 성분은 콘덴서(C4) 및 트랜지스터(Q1)간에 삽입된 인덕터(L2)에 의해 효과적으로 줄어 들수 있다.
즉, 트랜지스터(Q2)가 ON되면, 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C4), 콘덴서(C2) 및 부하(LD)의 병렬회로, 인덕터(L1), 트랜지스터(Q2) 및 다이오드(D4)를 통해 평활화 콘덴서(C1)으로 돌아가는 경로를 따라 전류가 흐르게 되며, 이 경우 제15도내 오른쪽 방향으로 전압이 인덕터(L2)를 통해 발생하므로 전파정류기(DB)로부터 콘덴서(C4), 콘덴서(C2) 및 부하(LD)의 병렬회로, 인덕터(L1) 및 트랜지스터(Q2)로 통해 전파정류기(DB)로 돌아가는 경로를 따라 입력전류가 흐르도록 하여 입력전류내 고조파 성분을 줄일 수 있다.
제16도에 도시된 본 발명의 제9실시예에서, 역시 전원으로부터 쇄도전류가 평활화 콘덴서(C1)으로 흐르는 것을 억제하도록 배열이 만들어 진다. 좀 더 구체적으로, 다이오드(D4)가 평활화 콘덴서(C1)와 직렬로 연결되어 전원(Vs)으로부터 평활화 콘덴서(C1)로의 쇄도전류가 억제될 수 있다. 더욱이, 평활화 콘덴서(C1)을 충전하기 위해, 다이오드(D3)를 따라 전파정류기(DB) 인덕터(L2), 평활화 콘덴서(C1), 다이오드(D3), 인덕터(L2), 트랜지스터(Q2)의 루프내에서 작동하는 전압강하초퍼가 형성된다.
한편, 트랜지스터(Q2)를 OFF하게 되면, 인덕터(L2), 평활화 콘덴서(C1), 다이오드(D3), 인덕터(L1) 및 다이오드(D1)의 루프를 통해 인덕터(L1,L2)내에 축적된 에너지는 평활화 콘덴서(C1)에 충전된다.
이것으로 인해, 전원(Vs)으로부터 평활화 콘덴서(C1)까지의 전류는 오직 트랜지스터(Q2)가 ON 경우에만 흐르게 된다. 그러므로, 적절하게 트랜지스터(Q2)의 제어를 실행하고 트랜지스터(Q2)가 ON일 때 총효율을 좀더 작게하여 점차적으로 증가시킴으로써 쇄도전류를 효과적으로 제어할 수 있다.
본 실시예에서, 배열은 전압강하 초퍼를 획득하도록 만들어져 있으므로, 입력전류가 전원전압이 높은 기간동안 평활화 콘덴서(C1)로 흐르고, 평활화 콘덴서(C1)의 충전전압이 전원이 낮은 기간동안 다이오드(D4) 및 인덕터(L2)를 통해 인버터 회로부에 공급된다. 즉, 트랜지스터(Q2)가 ON되면 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 콘덴서 및 부하(LD)의 병렬회로, 인덕터(L1), 트랜지스터(Q2) 및 다이오드(D4)를 통해 평활화 콘덴서(C1)로 돌아가는 경로를 따라 전류가 흐르게되며, 이 때 제16도내 오른쪽 방향으로 전압이 인덕터(L2)에 발생하므로 전파정류기(DB)의 출력 전압이 평활화 콘덴서(C1)의 출력전압보다 낮을 경우라도 전파정류기(DB)로부터 콘덴서(C3), 콘덴서(C2) 및 부하(LD)의 병렬회로, 인덕터(L1) 및 트랜지스터(Q2)를 통해 정류기(DB)로 돌아가는 경로를 따라 입력전류가 흐르게 되므로 입력전류의 고조파가 감소될 수 있다.
제17도에 도시된 본 발명의 제10실시예 있어서도 마찬가지로, 전원으로부터 쇄도전류가 평활화 콘덴서(C1)로 흐르는 것을 억제하도록 하는 배열이 만들어졌다. 좀 더 구체적으로 제16도의 실시예와 대비해서 콘덴서(C3) 및 트랜지스터(Q1)간에 인덕터(L2)가 삽입되어 있다. 이 경우 제16도의 실시예와 비슷하게 전원에 연결된 쇄도전류를 막기 위해 전파정류기(DB),인덕터(L2), 콘덴서(C1), 다이오드(D3), 인덕터(L1) 및 트랜지스터(Q2)로 구성되는 전압강화초퍼가 형성될 수 있다. 더욱이, 전원전압이 낮은 기간중에 평활화 콘덴서(C1)로부터 인덕터(L2), 콘덴서(C3), 콘덴서(C2) 및 부하(LD)의 병렬회로, 인덕터(L1), 트랜지스터(Q2) 및 다이오드(D4)를 통해 평활화 콘덴서(C1)로 돌아가는 경로를 따라 흐르는 전류가 만들어 진다. 이 경우 제17도에서 인덕터(L2)에 오른쪽 방향의 전압이 생성되므로 비록 전파정류기(DB)의 출력전압이 평활화 콘덴서(C1)의 전압보다 낮을 경우라도 전파정류기(DB)로부터 콘덴서(C3), 콘덴서(C2) 및 부하(LD)의 병렬회로, 인덕터(L1) 및 트랜지스터(Q2)를 통해 정류기(DB)로 돌아가는 경로를 따라 입력전류가 흐르므로 고조파 성분은 효과적으로 줄일 수 있다.
도면들에 도시된 실시예를 참고로 본 발명이 설명되었지만 본 발명이 상기 설명된 실시예에 한정되는 것이 아니고 첨가한 청구범위의 취지내에서 가능한 모든 변형, 수정 및 그에 상당하는 배열을 더 포함하고 있다는 것을 이해해야 한다.

Claims (13)

  1. AC전원, 상기 AC전원으로부터 전원전압을 수신해서 맥동 DC전압을 제공하는 정류기; 상기 정류기의 출력단에 연결된 인덕터; 상기 인덕터를 통해 상기 정류기로부터 상기 맥동 DC전압을 수신하여 평활화된 DC전압을 제공하는 평활화 콘덴서; 및 상기 정류기로부터의 상기 맥동 DC전압이 제공되고 상기 인덕터를 통해 상기 평활화 콘덴서로부터의 상기 평활화된 전압이 제공되는 상기 정류기와 상기 인덕터와의 사이에 연결된 인버터회로부를 포함하며, 상기 인버터회로부는 스위칭수단의 ON/OFF 동작에 따라 부하소자에 고주파전압을 제공하며 상기 부하소자를 포함하는 발진회로 뿐아니라 초퍼회로의 일부분을 역시 형성하는 상기 스위칭 수단을 갖는 인버터회로부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인버퍼회로부의 상기 스위칭수단은 상기 정류기의 상기 출력단에 직렬 연결된 제1 및 2의 스위칭소자의 직렬회로, 상기 제1 및 2의 스위칭소자의 적어도 하나의 양단에 연결된 상기 발진회로, 및 상기 발진회로에 직렬로 연결된 전원 콘덴서를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 전원 콘덴서 및 발진회로는 상기 제1스위칭소자의 양단에 연결된 직렬회로를 구성하며, 다이오드가 상기 전원 콘덴서와 상기 발진회로의 접점 및 상기 평활화 콘덴서의 일단 사이에서 정방향으로 연결되는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 인버터회로부가 전원 콘덴서를 포함하고, 상기 스위칭수단, 발진회로, 및 전원 콘덴서가 상기 인덕터의 양단에 연결된 직렬회로로 연결되는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 인버터회로부내 스위칭수단은 상기 정류기의 상기 출력단에 연결된 제1 및 2스위칭소자의 직렬회로를 포함하고, 상기 전원 콘덴서 및 발진회로의 직렬회로가 상기 인덕터를 통해 상기 제1 및 2스위칭소자의 적어도 하나의 양단에 연결되는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  6. 제4항에 있어서, 상기 인버터회로부내 상기 스위칭수단은 상기 평활화 콘덴서의 양단에 연결된 제1 및 2스위칭소자의 직렬회로를 포함하며, 상기 전원 콘덴서와 발진회로의 상기 직렬회로가 상기 인덕터를 통해 상기 제1 및 2스위칭소자의 적어도 하나의 양단에 연결되는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  7. 제4항에 있어서, 상기 인덕터에 병렬로 연결된 정방향 다이오드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  8. 제1항에 있어서, 평활화 콘덴서가 제1콘덴서, 제1다이오드 및 제2콘덴서의 직렬회로에 연결되며, 제2다이오드가 제1다이오드와 제2콘덴서 간의 접점에 직렬연결되고, 상기 직렬회로 및 제2다이오드는 상기 초퍼회로의 부분 및 상기 발진회로의 부분을 구성하는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  9. 제4항에 있어서, 평활화 콘덴서가 제1콘덴서, 제1다이오드 및 제2콘덴서의 직렬회로에 연결되며, 제2다이오드가 제1다이오드와 제2콘덴서 간의 접점에 직렬연결되고, 상기 직렬회로 및 제2다이오드는 상기 초퍼회로의 부분 및 상기 발진회로의 부분을 구성하는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 인버터회로부는 상기 정류기의 상기 출력단 사이 상기 인덕터를 통해 상기 평활화 콘덴서에 역방향으로 연결된 제1다이오드 및 발진인덕터에 의해 부분적으로 형성된 상기 발진회로 부분내 평활화 콘덴서에 정방향으로 연결된 제2다이오드를 포함하며, 인버터회로부가 평활화 콘덴서를 충전하기 위해 상기 정류기의 상기 출력단의 하나로부터 적어도 상기 평활화 콘덴서, 제2다이오드, 발진인덕터 및 평활화 콘덴서를 방전시키기 위한 스위칭수단을 통하는 제1전류 루프 및 스위칭수단의 OFF에 따라 평활화 콘덴서에 발진인덕터내 축적된 에너지를 방전하기 위한 제2전류 루프를 형성하기 위해 배열되는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  11. 제4항에 있어서, 상기 인버터회로부는 상기 정류기의 상기 출력단 사이 상기 인덕터를 통해 상기 평활화 콘덴서에 역방향으로 연결된 제1다이오드 및 발진인덕터에 의해 부분적으로 형성되는 상기 발진회로 부분내 평활화 콘덴서에 정방향으로 연결된 제2다이오드를 포함하며, 인버터회로부는 평활화 콘덴서를 충전하기 위해 상기 정류기의 상기 출력단의 하나로부터 적어도 상기 평활화 콘덴서, 제2다이오드, 발진인덕터 및 평활화 콘덴서를 방전시키기 위한 스위칭수단을 통하는 제1전류 루프 및 스위칭 수단의 OFF에 따라 발진인덕터내 축적된 에너지를 평활화 콘덴서에 방전하기 위한 제2전류 루프를 형성하기 위해 배열되는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제2항에 있어서, 상기 AC전원으로부터 입력전류내 수반된 정지시간을 줄이기 위해 상기 제1 및 2스위칭소자의 동작 주파수를 제어하기 위한 수단을 더 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
  13. 제4항에 있어서, 상기 AC전원으로부터 입력전류내 수반된 정지시간을 줄이기 위해 상기 제1 및 2스위칭소자의 동작 주파수를 제어하기 위한 수단을 더 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 인버터장치.
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