DE19516652A1

DE19516652A1 - Invertergerät

Info

Publication number: DE19516652A1
Application number: DE19516652A
Authority: DE
Inventors: Katsumi Sato; Masanori Mishima; Minoru Maehara; Kenichi Yuki
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-03-15
Filing date: 1995-05-05
Publication date: 1996-09-19
Also published as: US5764496A; CN1040272C; CN1134062A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Invertergerät, welches die Wechselspannung, die durch Gleichrichten und Glätten der Spannung einer Wechselspannungsquelle erzeugt wurde, in eine Hochfrequenzspannung umwandelt und diese Hochfrequenz spannung einem Lastkreis zur Verfügung stellt.

In einem der bekannten Invertergeräte, die im allgemeinen mehrere Inverterschaltungen verwenden, ist eine Inverter schaltung direkt mit den Gleichspannungsausgängen eines Vollweggleichrichters verbunden. Die pulsierende Ausgangs spannung des Vollweggleichrichters wird an die Inverter schaltung angelegt, so daß, wenn einer der Transistoren in der Inverterschaltung durchgeschaltet wird, ein Strom über einen Kreis fließt, der vom Vollweggleichrichter, einem Transistor, einem Induktor, einem Kondensator und einer Entladungslampe gebildet wird. Demgegenüber wird, wenn der Transistor gesperrt wird, die im Kondensator gespeicherte Energie entladen, so daß ein Strom über einen Kreis fließt, der vom Kondensator, der Spule, dem Transistor und der Entladungslampe gebildet wird.

Bei dieser Anordnung kann der Eingangsstrom des Vollweg gleichrichters eine sinusförmige Hüllkurve mit geringem Oberwellenanteil haben. Da jedoch in diesem Fall die Spannung der Spannungsquelle direkt am Schaltelement anliegt, tritt das Problem auf, daß ein durch die Entladungslampe fließender Strom zeitweise Null wird und sich ein geringer Wirkungsgrad bei der Lichtabstrahlung ergibt.

Bei einer weiteren bereits bekannten Anordnung ist ein Glättungskondensator so mit den Gleichspannungsausgängen eines Vollweggleichrichters verbunden, daß die Eingangs spannung einer Inverterschaltung im wesentlichen über eine gesamte Periode gleich bleibt, weil die Eingangsspannung durch den Kondensator geglättet wird. Da weiterhin die Einhüllende des Stromes, der durch eine Entladungslampe La fließt, im wesentlichen konstant bleibt, kann eine Betriebsweise der Lampe realisiert werden, bei der sich ein hoher Wirkungsgrad bei der Lichtabstrahlung ergibt. Es tritt jedoch folgende Schwierigkeit auf: Da sich die Schalt vorgänge bei einem nahezu konstanten Spannungspegel ereignen, kann zwar der Eingangsstrom für die Entladungs lampe nahezu konstant gehalten werden, jedoch wird auch der Eingangsstrom der Wechselspannungsquelle zeitweise unter brochen, so daß sich eine geringe Eingangsleistung ergibt.

Um dieses Problem zu vermeiden, wurde ein Invertergerät vorgeschlagen, bei dem ein Eingangsstrom erzeugt wird, der eine nahezu sinusförmige Kurvenform aufweist, so daß der Oberwellenanteil unterdrückt und die Eingangsleistung erhöht werden kann, wie in der US-Patentschrift 5 274 540 offenbart ist. Bei dem Invertergerät nach diesem Patent wird eine Spannung einer Netz-Wechselspannungsquelle durch einen Gleichrichter in Gestalt einer Diodenbrücke gleichgerichtet, und ein Glättungskondensator ist mit den Gleichspannungs ausgängen des Gleichrichters über eine Diode verbunden, so daß die Spannung am Glättungskondensator zur Versorgung einer Inverterschaltung verwendet werden kann. Die Inverter schaltung ist so angeordnet, daß eine Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Schaltelement mit dem Glättungs kondensator parallelgeschaltet ist, und eine Reihenschaltung aus einem den Gleichspannungsanteil unterdrückenden Kondensator, einem Resonanzinduktor und einem Lastkreis ist parallel mit dem zweiten Schaltelement verbunden. Das erste und das zweite Schaltelement bestehen aus einem Transistor und einer Diode, die mit dem Kollektor und dem Emitter des Transistors in invers-paralleler Weise verbunden ist. Der Lastkreis enthält eine Entladungslampe und einen Kondensator. Der Kondensator ist Teil einer Schaltungs einheit zum Vorwärmen der Heizfäden der Entladungslampe und bildet darüberhinaus zusammen mit dem Induktor eine Resonanzschaltung. Um den Oberwellenanteil des Eingangs stromes zu verringern und den Eingangsleistungsfaktor zu erhöhen, ist ein Impedanzbauteil eingefügt, das eine Reihen schaltung aus dem Induktor und dem Kondensator enthält und mit einem der Gleichspannungsausgänge des Gleichrichters (der Verbindungspunkt befindet sich zwischen dem Gleich richter und der Diode) und einem Ende des Lastkreises (der Verbindungspunkt befindet sich zwischen dem Induktor und der Entladungslampe) verbunden ist.

Beim Betrieb der oben beschriebenen Schaltung werden die beiden Transistoren in der Inverterschaltung abwechselnd mit hoher Schaltrate durchgeschaltet oder gesperrt. Um zu verhindern, daß beide Transistoren zur gleichen Zeit durchgeschaltet werden, wird für das Schalten eine Steuer schaltung eingesetzt (nicht dargestellt). Wenn der erste Transistor durchgeschaltet wird, fließt ein Strom vom Glättungskondensator durch einen Pfad der vom ersten Transistor, dem Kondensator, dem Induktor und der Entladungslampe gebildet wird (und darüberhinaus über einen Kondensator, der parallel zur Entladungslampe geschaltet ist).

Wenn der erste Transistor gesperrt wird, erzeugt die im Induktor gespeicherte Energie einen Strom durch die Entla dungslampe (und den dazu parallelgeschalteten Kondensator), die Diode und den Kondensator. Daraufhin entlädt sich, nach dem der zweite Transistor durchgeschaltet wird, die im Konden sator gespeicherte Ladung über einen Pfad, der vom zweiten Transistor, der Entladungslampe (und dem dazu parallelge schalteten Kondensator) und dem Induktor gebildet wird. Demgegenüber werden, wenn der Transistor gesperrt wird, die im Induktor gespeicherte Energie und die im Kondensator gesammelte Ladung über einen von der Diode, dem Glättungskon densator und der Entladungslampe (sowie dem dazu parallel geschalteten Kondensator) gebildeten Pfad entladen. Das heißt, das Sperren des zweiten Transistors bewirkt das Laden des Glättungskondensators. Wenn die Transistoren auf diese Weise abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden, wird der Strom, der durch die Entladungslampe fließt, in seiner Richtung umgekehrt, so daß der Entladungslampe ein hochfrequenter Wechselstrom zur Verfügung gestellt werden kann.

Wie aus der vorangehenden Erklärung ersichtlich, wird die Arbeitsweise der Inverterschaltung im wesentlichen nicht vom Impedanzbauteil beeinflußt. Daher kann das Invertergerät selbst dann als Inverterschaltung arbeiten, wenn es kein Impedanzbauteil enthält. Dies zieht jedoch eine Schwierigkeit nach sich, die im folgenden erklärt wird. Wenn man den Spannungsabfall an der Diode vernachlässigt, fließt kein Eingangsstrom von der Wechselspannungsquelle zum Gleichrichter, wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichters geringer ist als die Spannung am Glättungskondensator. Dies bedeutet, daß der Eingangsstrom ungewünschte Unterbrechungs zeiten in Abständen der halben Periode der Spannung der Wechselspannungsquelle aufweist. Anders ausgedrückt, weicht die Kurvenform des Eingangsstromes beträchtlich von einer sinusförmigen Kurvenform ab, und die Oberwellenanteile im Eingangsstrom erhöhen sich beträchtlich, da der Eingangs strom nur in den Zeiträumen fließen kann, in denen der Lade strom zum Glättungskondensator fließt.

Wenn ein Impedanzbauteil, so wie im vorangegangenen Teil beschrieben, verwendet wird, kann die im folgenden beschrie bene Funktionsweise erreicht werden: Wenn der zweite Tran sistor angeschaltet wird, fließt auch ein Strom vom Gleich richter über den Induktor, den Kondensator und den zweiten Transistor. Wenn daraufhin der Transistor gesperrt wird, entlädt sich die im Induktor gespeicherte Energie über einen Pfad, der vom Induktor, dem Kondensator, der Diode, dem Glättungskondensator und dem Gleichrichter gebildet wird. Das heißt, daß der Glättungskondensator nicht nur von der im Induktor gespeicherten Energie und der im Kondensator gespeicherten Ladung, sondern auch über den Gleichrichter geladen wird, wenn der zweite Transistor gesperrt wird. Darüberhinaus wird der Kondensator in der Zeit, in der der Transistor durchgeschaltet und gesperrt wird, geladen.

Die im Kondensator gespeicherte Ladung erzeugt einen Strom durch den Pfad, der vom Induktor, der Diode, dem Transistor und dem Kondensator gebildet wird, wenn der erste Transistor durchgeschaltet wird. In diesem Fall bilden der Kondensator und der Induktor gemeinsam einen Resonanzkreis. Wenn daraufhin der erste Transistor gesperrt wird, verursacht die im Induktor gespeicherte Energie das Fließen eines Stromes durch den Kondensator, den Induktor, die Diode und den Glättungskondensator. Nachdem der erste Transistor ausge schaltet ist, fließt ein Strom durch den beschriebenen Pfad und lädt den Kondensator. Wenn daraufhin der zweite Konden sator durchgeschaltet wird, addieren sich demzufolge die Span nung am Kondensator und die Ausgangsspannung des Gleichrich ters.

Auf diese Weise wird für Zeiträume, während derer der zweite Transistor durchgeschaltet ist, und in der Zeit vom Sperren des zweiten Transistors bis zum Durchschalten des ersten Transistors die Spannung vom Gleichrichter geliefert. Dagegen ist in Zeiträumen, in denen der erste Transistor durchgeschaltet ist und in der Zeit zwischen dem Sperren des ersten Transistors und dem Durchschalten des zweiten Transistors die vom Gleichrichter gelieferte Leistung unterbrochen. Auch wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichters niedriger ist als die Spannung am Glättungskondensator, führt das Durchschalten und Sperren der Transistoren dazu, daß die Ausgangsspannung mit hoher Frequenz intermittierend über das Impedanzbauteil vom Gleichrichter geliefert wird, wodurch der Zeitraum, in dem der Eingangsstrom zum Gleichrichter unterbrochen ist, verringert werden kann. Dies bedeutet, daß es im wesentlichen über die gesamte Periode der Spannung der Wechselspannungsquelle keine Unterbrechung des Eingangsstroms gibt und der Eingangsstrom eine nahezu sinusförmige Wellenform haben kann, was zu einer erhöhten Eingangsleistung führt. Wenn eine geeignete Filterschaltung zur Unterdrückung der hochfrequenten Spannungsanteile, die durch das Durchschalten und Sperren des ersten und zweiten Transistors erzeugt werden, zwischen den Gleichrichter und die Wechselspannungsquelle eingefügt wird, wird die Kurvenform des Eingangsstroms der Wechselspannungsquelle einem Sinus sehr viel ähnlicher, wodurch die Oberwellen anteile weitgehend unterdrückt werden können.

In der oben beschriebenen Schaltung wird die Spannung am Glättungskondensator nahezu linear, wenn die Ausgangsspan nung des Gleichrichters eine pulsierende Kurvenform hat, so daß, wenn die Spannung am Glättungskondensator höher ist als der Spitzenwert der Ausgangsspannung des Gleichrichters, die Spannung am Impedanzbauteil während der Durchschaltzeiten des Transistors zur Ausgangsspannung des Gleichrichters hinzu addiert wird. Dies ist besonders dann ausgeprägt, wenn die Last klein oder nicht vorhanden ist.

Es ist Aufgabe dieser Erfindung, die Oberwellenanteile ei nes Eingangsstroms zu verringern und die Kurvenform dieses Eingangsstroms einem Sinus anzunähern und zu vermeiden, daß es einen Zeitraum gibt, in dem der Eingangsstrom einer Entladungslampe Null wird, um die Effizienz der Licht aussendung zu erhöhen.

Dieses Ziel wird erreicht, indem ein Invertergerät geschaffen wird, in dem die Wechselspannung einer Wechsel spannungsquelle durch einen Gleichrichter gleichgerichtet wird, eine Inverterschaltung die Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters in eine hochfrequente Spannung umwandelt, an einen Lastkreis die hochfrequente Ausgangsspannung der Inverterschaltung angelegt wird und eine Hilfsstromquelle einen Glättungskondensator enthält, der mit den Ausgängen des Gleichrichters verbunden und zu diesen parallel geschaltet ist und dessen glättende Wirkung ausreicht, um einen kontinuierlichen Strom für den Lastkreis zu liefern, wobei die Inverterschaltung einen Gleichspannungswandler enthält, an dem die Ausgangsgleichspannung des Gleich richters und den pulsierenden Strom der Wechselspannungs quelle während einer nahezu vollen Halbperiode der Wechsel spannungsquelle anliegt, und der eine Gleichspannung ausgibt, die unterhalb des Spitzenwerts der Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters liegt, sowie einen Wechselrichter enthält, an den die Ausgangsspannung des insbesondere als nicht spannungserhöhender Schaltwandler arbeitenden Gleichspannungswandlers angelegt ist und der eine hochfrequente Spannung ausgibt, und bei der weiterhin wenigstens ein Schaltelement im Gleichspannungswandler und im Wechselrichter gemeinsam verwendet wird und die Hilfs stromquelle dem Wechselrichter eine Gleichspannung liefert, die unterhalb eines vorbestimmten Wertes der Spannung der Wechselspannungsquelle liegt.

Weitere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung sind aus der folgenden ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen und den erläuternden Zeichnungen ersicht lich.

Fig. 1 ist ein Schaltplan eines Invertergeräts in Überein stimmung mit der Ausführungsform 1 der gegenwärtigen Erfin dung;

Fig. 2 zeigt Kurvenformen von Signalen, die in der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform 1 auftreten;

Fig. 3 zeigt Kurvenformen von Signalen zur Erklärung der Funktionsweise der Ausführungsform 1 aus Fig. 1;

Fig. 4 ist ein ausführlicher Schaltplan des Invertergeräts aus Fig. 1;

die Fig. 5 bis 9 zeigen ausführliche Schaltpläne in Über einstimmung mit den Ausführungsformen 2 bis 6 der vorliegen den Erfindung;

Fig. 10 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 7;

Fig. 11 ist ein ausführlicher Schaltplan der Ausführungsform aus Fig. 10;

die Fig. 12A, 12B, 13A, 13B, 14A und 14B zeigen Schalt pläne zur Erklärung der Funktionsweise einer Ausführungsform 7 aus Fig. 10;

Fig. 15 ist ein Schaltplan in Übereinstimmung mit einer Aus führungsform 8 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 16 ist ein Schaltplan in Übereinstimmung mit einer Aus führungsform 9 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 17 zeigt Kurvenformen von Signalen zur Erklärung der Arbeitsweise der Ausführungsform 9 aus Fig. 16;

die Fig. 18A, 18B, 19A, 19B, 20A und 20B zeigen Schalt pläne zur Erklärung der Funktionsweise der Ausführungsform 9 aus Fig. 16;

die Fig. 21 bis 26 zeigen Schaltpläne in Zusammenhang mit den Ausführungsformen 10 bis 15 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 27 ist ein weiterer ausführlicher Schaltplan der Aus führungsform aus Fig. 26;

die Fig. 28A, 28B, 29A, 29B und 29C zeigen Schaltpläne zur Erläuterung der Funktionsweise der Ausführungsform 15 aus Fig. 27;

Fig. 30 ist ein Schaltplan in Zusammenhang mit einer Ausfüh rungsform 16 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 31 ist ein Schaltplan in Zusammenhang mit einer Ausfüh rungsform 17 der vorliegenden Erfindung;

die Fig. 32A, 32B und 33 zeigen Kurvenformen von Signalen zur Erklärung der Funktionsweise der Schaltung aus Fig. 31;

Fig. 34 ist ein Schaltplan in Zusammenhang mit einer Ausfüh rungsform 18 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 35 ist ein Schaltplan in Zusammenhang mit einer Ausfüh rungsform 19 der vorliegenden Erfindung;

Fig. 36 zeigt Kurvenformen von Signalen zur Erklärung der Funktionsweise der Ausführungsform 19 aus Fig. 35;

die Fig. 37 bis 43 zeigen Schaltpläne in Zusammenhang mit den Ausführungsformen 20 bis 26 der vorliegenden Erfindung;

die Fig. 44 bis 55 zeigen Schaltpläne zur Erklärung der Funktionsweisen der Ausführungsform 26 aus Fig. 43;

die Fig. 56 und 57 zeigen Schaltpläne in Zusammenhang mit den Ausführungsformen 27 und 28 der vorliegenden Erfindung;

die Fig. 58 bis 63 zeigen Schaltpläne zur Erklärung der Funktionsweise der Ausführungsform 27 aus Fig. 57;

die Fig. 64 bis 68 zeigen Schaltpläne in Zusammenhang mit den Ausführungsformen 29 bis 33 der vorliegenden Erfindung;

die Fig. 69 bis 78 zeigen Schaltpläne zur Erklärung der Funktionsweise der Ausführungsform 33 aus Fig. 68,

und Fig. 79 ist ein Schaltplan in Zusammenhang mit einer Ausführungsform 34 der vorliegenden Erfindung.

Ausführungsform 1

Fig. 1 zeigt den Schaltkreis einer Stromversorgung nach der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die die Grundlagen der vorliegenden Erfindung darstellt, und Fig. 4 ist ein ausführlicher Schaltplan dieser Stromversorgung. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist ein Vollweggleich richter DB zur Gleichrichtung der Spannung einer Wechsel spannungsquelle Vs mit einem Impedanzbauteil Z verbunden, das zwischen seinen Gleichspannungsausgängen angeordnet ist, und ist weiterhin über eine Diode D3 mit einer Schaltung H zur Halbwellenglättung verbunden, und eine Inverterschaltung I ist zwischen den beiden Ausgängen der Glättungsschaltung H angeordnet.

Wenn der Schwingkreis der Inverterschaltung I enthaltend einen Induktor L1, einen Kondensator C2 (siehe Fig. 4) und eine Entladungslampe La sowie das Impedanzbauteil Z geeignet gewählt werden, kann eine Schaltungsanordnung ohne jede spannungserhöhende Wirkung erreicht werden. Genauer gesagt kann, wenn es erwünscht ist, eine oszillierende Spannung der Inverterschaltung I an die Gleichspannungsausgänge des Vollweggleichrichters DB über das Impedanzbauteil Z anzulegen, die Glättungsschaltung H die spannungserhöhende Wirkung so lange unterdrücken, wie der Spitzenwert der Spannung, die zwischen den Gleichspannungsausgängen des Vollweggleichrichters DB auftritt, kleiner ist als der Spitzenwert der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs.

Wenn die Glättungsschaltung H durch einen Glättungskonden sator C1 ersetzt wird, liegt eine nicht verstärkte Spannung am Glättungskondensator C1 an, falls ein Spitzenwert der Spannung V1 zwischen den Gleichspannungsausgängen des Voll weggleichrichters DB auftritt. Mit anderen Worten ist die Spannung am Glättungskondensator C1 kleiner als der Spitzen wert der Spannung V1, die zwischen den Gleichspannungs ausgängen des Vollweggleichrichters DB wie in Fig. 3(a) gezeigt, auftritt, und sie ist auch kleiner als der Spitzen wert der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs wie in Fig. 3(b) dargestellt ist. Der Eingangsstrom hat dann die in Fig. 3(c) dargestellte Kurvenform. Der Strom enthält also ausgeprägte Oberwellen in der Nähe des Spitzenwerts der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs, wohingegen der Strom in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechsel spannungsquelle Vs unter dem Einfluß der hochfrequenten Spannung des Impedanzbauteils Z stetig fließt. Wenn ein geeignetes Filter an der Eingangsseite hinzugefügt wird, erhält man eine Kurvenform mit einem relativ geringen Eingangsleistungsfaktor, wie in Fig. 3(d) dargestellt ist.

Bei einer Schaltung, die nicht die vorher erwähnte spannungserhöhende Wirkung hat, wird anstelle des Glättungskondensators C1 die Schaltung H zur Halbwellen glättung benutzt. Genauer gesagt wird, wie in Fig. 4 zu sehen ist, der gewöhnlich verwendete Glättungskondensator C1 durch eine Glättungsschaltung H ersetzt und ein Kondensator C6 zur Entfernung von jenseits der Diode D3 erzeugten hochfrequenten Anteilen parallel zur Glättungsschaltung H geschaltet.

Bei der Inverterschaltung I der gegenwärtigen Ausführungs form wird, wenn die Transistoren Q1 und Q2 gesteuert durch die Steuerschaltung CT mit hoher Geschwindigkeit durch geschaltet und gesperrt werden, die Glättungsschaltung H als Spannungsversorgung verwendet, so daß eine hochfrequente Spannung über einen Schwingkreis, der aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C2 besteht, an die Last in Gestalt der Entladungslampe La angelegt wird. Die Inverterschaltung I wird von einer Gleichspannung von etwa 1/2 Vs versorgt, wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs kleiner ist als etwa die Hälfte ihres Spitzenwerts. Demgegenüber wird die Inverterschaltung I von einer Spannung entsprechend der Spannung der Spannungsquelle Vs versorgt, wenn die Spannung der Spannungsquelle Vs größer ist als etwa die Hälfte ihres Spitzenwerts.

Im folgenden wird diskutiert, wie der Eingangsleistungs faktor verbessert werden kann. Zunächst ist zu bemerken, daß die Spannung an der Entladungslampe La aufgrund der Funktionsweise des oben beschriebenen Inverters mit hoher Frequenz schwingt. Da das Impedanzbauteil Z, das einen Induktor L2 und einen Kondensator C4 enthält, ebenfalls Teil der Resonanzschaltung ist, tritt eine Kombination der Resonanzspannung, die an der Entladungslampe La anliegt, und der Resonanzspannung, die vom Induktor L2 und dem Glättungs kondensator C1 erzeugt wird, an den Gleichspannungsausgängen des Vollweggleichrichters DB auf. Die Parameter des Schalt kreises werden dann so gewählt, daß die folgende Beziehung erfüllt ist

1/2· Vs (Spitze) V1 (Spitze) Vs (Spitze)

Hierbei wird die angelegte kombinierte Spannung mit dem Symbol V1 bezeichnet.

Daraufhin schwingt die Spannung V1 mit hoher Frequenz auf grund des aufeinanderfolgenden Durchschaltens und Sperrens der Transistoren Q1 und Q2 der Inverterschaltung I. In einem Bereich, in dem die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs größer ist als die Spannung V1, d. h. im Bereich t1 in Fig. 2(a), fließt ein Strom von der Wechselspannungsquelle Vs über den Vollweggleichrichter DB, die Diode D3, den Glättungs kondensator C1, die Diode D4, den Glättungskondensator C1′ und wiederum zum Vollweggleichrichter DB, wodurch die Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H nieder frequent aufgeladen werden. In einem Bereich, in dem die Spannung VI größer ist als die Spannung der Wechsel spannungsquelle Vs, also im mit t2 in Fig. 2(a) bezeichneten Bereich, wird die Spannung V1 einer pulsierenden Spannung, die zwischen den Gleichspannungsausgängen des Vollweggleich richters DB auftritt, überlagert, so daß die hochfrequenten Anteile die Aufladung der Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H verursachen. Wie vorangehend erwähnt, wiederholen sich der Bereich t1, in dem die Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H niederfrequent geladen werden, und der Bereich t2, in dem die Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H hochfrequent geladen werden, periodisch. In Fig. 2(b) ist die Spannung dargestellt, die an der Glättungsschaltung H anliegt.

Wenn die Amplitude der Spannung V1, die auf die Gleichspan nungsausgänge des Vollweggleichrichters DB zurückgeführt wird, größer ist als etwa die Hälfte der Spannung der Wech selspannungsquelle Vs, fließt ein Strom zu den Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H und lädt diese auf. Da her tritt kein Zeitraum auf, in dem der Eingangsstrom Iin unterbrochen ist, wie in Fig. 2(c) zu sehen ist. In der in Fig. 4 dargestellten ausführlichen Schaltung ist ein Tief paßfilter, enthaltend einen Induktor L0 und einen Kondensator C0, in der Eingangsseite des Vollweggleichrichters DB enthalten, so daß der Eingangsstrom Iin eine stetige Kurvenform aufweist, die der Kurvenform der Wechselspan nungsquelle Vs ähnlich und nahezu sinusförmig ist, wie in Fig. 2(d) dargestellt, was zu einem geringen Eingangs leistungsfaktor führt. Da weiterhin die Spannung an der Glättungsschaltung H, die die Stromversorgung der Inverterschaltung bildet, den Spitzenwert der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs nicht überschreitet und die Talwerte der Spannung ungefähr 1/2 Vs entsprechen, wird die Beanspruchung der Transistoren Q1 und Q2 als Schaltelemente der Inverterschaltung I verringert.

Ausführungsform 2

In der beschriebenen Ausführungsform 1 wurde die Glättungs schaltung H zur Halbwellenglättung benutzt. In der gegenwär tigen Ausführungsform kann jedoch jede beliebige Schaltung für die in Fig. 1 durch Punkte eingeschlossene Schaltung ver wendet werden, solange sie eine glättende Wirkung hat. All gemein ausgedrückt gilt im Falle einer Schaltung zur n/m Wellenglättung die folgende Beziehung

n/m·Vs (Spitze) V1 (Spitze) Vs (Spitze)

In der gegenwärtigen Ausführungsform wird eine Schaltung H zur Drittelwellenglättung verwendet, die die Kondensatoren C1, C1′ und C1′′ sowie die Dioden D4 bis D9, wie in Fig. 5 dargestellt, enthält.

Da bei der gegenwärtigen Ausführungsform der Pegel der ge glätteten Spannung in den Talbereichen sehr viel geringer ist als bei der Ausführungsform 1, kann die Beanspruchung der Transistoren Q1 und Q2 als Schaltelemente der Inverter schaltung I gegenüber der Ausführungsform 1 erheblich ver ringert werden.

Ausführungsform 3

Bei den vorangegangenen Ausführungsformen werden die oszil lierende Spannung der Resonanzschaltung der Inverterschal tung I und die Resonanzspannung, die vom Impedanzbauteil Z erzeugt wird, überlagert. Bei der gegenwärtigen Ausführungs form, die in Fig. 6 dargestellt ist, ist die Primärwicklung des Transformators T1 in Reihe mit dem Induktor L1 der Resonanzschaltung geschaltet, die Entladungslampe La ist mit der Sekundärwicklung des Transformators T1 verbunden, eine Reihenschaltung der Tertiärwicklung und des Impedanzbauteils Z ist mit den Gleichspannungsausgängen des Vollweggleich richters DB verbunden und parallel zu diesem geschaltet, so daß eine in die Tertiärwicklung induzierte oszillierende Spannung das Fließen eines Stroms durch eine Reihenschaltung verursacht, die aus dem Induktor L2 und dem Kondensator C4 des Impedanzbauteils Z besteht, wodurch eine Resonanz spannung erzeugt und einer an der Tertiärwicklung des Transformators T1 anliegenden Spannung überlagert wird, wodurch im wesentlichen dieselbe Funktionsweise wie in der Ausführungsform 1 erreicht wird.

Der Induktor L1 kann auf der Sekundärseite des Transformators T1 angeordnet werden. Weiterhin kann die elektromotorische Kraft des Transformators T1 so eingestellt werden, daß sie der eingezeichneten Richtung entgegensteht.

Ausführungsform 4

Diese Ausführungsform ist im wesentlichen gleich der Ausfüh rungsform 3, abgesehen davon, daß, wie in Fig. 7 dargestellt ist, ein Verbindungspunkt des Induktors L1 der Oszillator schaltung und ein Verbindungspunkt des Transformators T1 zur Rückkopplung der Resonanzspannung von den entsprechenden Verbindungspunkten in der Ausführungsform 3 aus Fig. 6 verschieden sind.

Ausführungsform 5

In den vorangegangenen Ausführungsformen enthielt das Impe danzbauteil Z eine Reihenschaltung aus dem Induktor L2 und dem Kondensator C4 zur Rückführung einer hochfrequenten Span nung auf den Vollweggleichrichter DB. In der gegenwärtigen Ausführungsform wird, wie in Fig. 8 gezeigt, der Induktor L1, der gemeinsam mit einem Kondensator oder der Entladungs lampe La als Last die Oszillatorschaltung bildet, als Primärwicklung des Transformators T2 verwendet, und die Se kundärwicklung des Transformators T2 ist mit einem der Gleichspannungsausgänge des Vollweggleichrichters DB verbun den. Die Primärwicklung des Transformators T2 bildet also zusammen mit dem Kondensator C2, der zwischen den nicht mit der Stromversorgung verbundenen Enden der Heizfäden der Entladungslampe La verbunden ist, die Oszillatorschaltung.

In der gegenwärtigen Ausführungsform wird die in der Reso nanzschaltung der Inverterschaltung I erzeugte oszillierende Spannung einer pulsierenden Spannung überlagert, die vom Vollweggleichrichter DB erzeugt wurde. Wie bei der vorange gangenen Ausführungsform 1 können die Kondensatoren C1 und C1′ der Schaltung H zur Halbwellenglättung mit einem nieder frequenten und einem hochfrequenten Strom geladen werden, und es wird der stetige Eingangsstrom Iin zur Verfügung ge stellt.

Ausführungsform 6

Während die Sekundärwicklung des Transformators T2, die Teil des Impedanzbauteils Z zur Überlagerung der Hochfrequenz spannung ist, in der Ausführungsform 5 mit einem der Gleich spannungsausgänge des Vollweggleichrichters DB und der Diode D3 verbunden ist, ist die Sekundärwicklung in der Eingangs seite des Vollweggleichrichters DB angeordnet, um die Span nung der Sekundärwicklung an der Eingangsseite des Vollweg gleichrichters DB mit der Spannung der Spannungsquelle Vs zu überlagern, wie in Fig. 9 gezeigt ist. Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform ist im wesentlichen die selbe wie die der Ausführungsform 5.

Ausführungsform 7

In der gegenwärtigen Ausführungsform ist, wie in Fig. 10 dargestellt, die Oszillatorschaltung Z0 zwischen einem Ver bindungspunkt des Transistors Q1 und des Transistors Q2 und der Kathodenseite der Diode D3 sowie dem Gleichspannungs sperrkondensator C3 in die Schaltung eingefügt, und das Impedanzbauteil Z zur rückkoppelnden Überlagerung einer hochfrequenten Spannung ist zwischen dem Verbindungspunkt zwischen den Transistoren Q1 und Q2 und der Anodenseite der Diode D3 sowie dem Kondensator C3 in die Schaltung eingefügt. Die ausführliche Schaltung ist in Fig. 11 dargestellt. Darin ist die Oszillatorschaltung Z0 mit dem Kondensator C3 und der Diode D3 verbunden, und eine Reihenschaltung des Induktors L1 und der Entladungslampe La als Last ist mit der Sekundärwicklung des Transformators T3 verbunden. Weiterhin ist der Kondensator C2, der auch als Resonanzkondensator zur Erzeugung eines Vorheizstroms für die Heizfäden der Entladungslampe La wirkt, mit den nicht mit der Stromquelle verbundenen Enden der Heizfäden der Entladungslampe La verbunden. Das Impedanzbauteil Z enthält eine Reihenschaltung aus dem Induktor L2 und dem Kondensator C4.

Im folgenden wird die Funktionsweise der Inverterschaltung I zur Verringerung der Verzerrung des Eingangsstromes in der Nähe eines Nullpunktes der Spannung der Wechselspannungs quelle Vs in Zusammenhang mit den Fig. 12A, 12B, 13A, 13B, 14A und 14B erklärt. In der Inverterschaltung I werden die Transistoren Q1 und Q2 abwechselnd mit hoher Geschwin digkeit durch die Steuerschaltung durchgeschaltet und gesperrt. Die Funktionsweise der Inverterschaltung I läßt sich in sechs Betriebsarten einteilen, die sich aus den Schaltzuständen der Transistoren Q1 und Q2 und der Richtung des Stromes ergeben, der durch die Oszillatorschaltung Z0 und das Impedanzbauteil Z fließt.

In der Betriebsart 1, in der der Transistor Q1 durchgeschaltet ist, und der Transistor 2 gesperrt ist, wie in Fig. 12A dargestellt ist, fließt ein regenerierender Strom ia durch die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3 und die Diode D1 und schließlich wieder zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverterschaltung I. Weiterhin fließt ein Strom ib durch den Kondensator C4, den Induktor L2, die Diode D3, den Transistor Q1, den Kondensator C3 und wieder zum Kondensator C4, so daß eine Resonanzspannung des Impedanzbauteils Z an den Gleichspannungsausgängen des Voll weggleichrichters DB anliegt.

In der in Fig. 12B dargestellten Betriebsart 2, in der der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt ist, fließt, wie in Fig. 12A dargestellt, der Strom ia durch den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3 und den Transistor Q1 und wieder zum Kondensator C3 in der Inverterschaltung I, während der Strom ib durch den Kondensator C4, den Induktor L2, die Diode D3, den Transistor Q1 und den Kondensator C3 und wieder zum Kondensator C4 in der Inverterschaltung I fließt, wie dargestellt. In der in Fig. 13A dargestellten Betriebsart 3, in der der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt ist, wie in den Betriebsarten 1 und 2 in den Fig. 12A und 12B, fließt der Strom ia über den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3 und den Transistor Q1 und wieder zum Kondensator C3 in der Inverterschaltung I. Der Strom ib fließt durch den Vollweggleichrichter DB, den Induktor L2, den Kondensator C4, den Kondensator C3, die Diode D1, den Glättungs kondensator C1, die Diode C4 und den Kondensator C1′ und wieder zum Vollweggleichrichter DB. Die beschriebene Funktionsweise entspricht der Funktionsweise in der Zeit, in der der Transistor Q1 durchgeschaltet ist und der Gleich spannungssperrkondensator C3 als Stromquelle benutzt wird.

In der in Fig. 13B dargestellten Betriebsart 4 ist der Tran sistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet, so daß ein Strom ia über die Primärwicklung des Transforma tors T3, den Glättungskondensator C1, die Diode D4, den Kon densator C1′, die Diode D2 und den Kondensator C3 und wieder zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverter schaltung I fließt. Der Strom ib fließt über den Vollweg gleichrichter DB, den Induktor L2, den Kondensator C4, den Kondensator C3 und den Transistor Q2 zurück zum Vollweg gleichrichter DB.

In der in Fig. 14A dargestellten Betriebsart 5 ist der Tran sistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet, wie in der in Fig. 13B dargestellten Betriebsart 4, so daß die Ströme ia und ia′ über den Kondensator C1, die Primär wicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und die Diode D5 zurück zum Kondensator C1 fließen und ebenso über den Kondensator C1′, die Diode D6, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3 und den Transistor Q2 zurück zum Kondensator C1′.

Der Strom ib fließt weiterhin über den Vollweggleichrichter DB, den Induktor L2, den Kondensator C4, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und zurück zum Vollweggleichrichter DB.

In der in Fig. 14B erläuterten Betriebsart 6 ist der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet, wie in der in Fig. 14A dargestellten Betriebsart, so daß, wie in Fig. 14A, die Ströme ia und ia′ über den Kondensator C1, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und die Diode D5 zurück zum Kondensator C1 und darüberhinaus über den Kondensator C1′, die Diode D6, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3 und den Transistor Q2 zurück zum Kondensator C1′ fließen. Der Strom ib fließt über den Kondensator C4, den Induktor L2, die Diode D3, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zum Kondensator C4.

Bei den in den Fig. 13B, 14A und 14B dargestellten Be triebsarten 4 bis 6 ist der Transistor Q2 durchgeschaltet, und die Kondensatoren C1 und C1′ wirken als Strom versorgungen. In den Betriebsarten 3 bis 5 der Fig. 13A, 13B und 14A kann der Eingangsstrom selbst in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs stetig zur Verfügung gestellt werden, da ein Strom direkt von der Wechselspannungsquelle Vs durch den Vollweggleichrichter DB fließt. Die Verzerrung des Eingangsstromes kann auf diese Weise vermindert werden.

Bei der in Fig. 12B dargestellten Betriebsart 2 fließt beim Auftreten eines Spitzenwertes der Spannung der Wechselspan nungsquelle Vs auch ein Strom über den Vollweggleichrichter DB, die Diode D3, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′ und zurück zum Vollweggleichrichter DB. Da weiterhin die Spannung an der Primärseite des Transformators T3 eine rechteckförmige Kurvenform hat, die von der Glät tungsschaltung H zur Halbwellenglättung bestimmt ist, hängt die Inverterschaltung I nicht vom Zustand der Entladungs lampe La ab. Wenn sich der Induktor L1 durch den magneti schen Streufluß des Transformators T3 ersetzen läßt, kann der Induktor L1 fortgelassen werden, und das Invertergerät kann miniaturisiert werden. Die Schaltelemente der Inverter schaltung I enthalten in der gegenwärtigen Ausführungsform bipolare Transistoren, jedoch ist die Erfindung nicht auf diese beschränkt, und die Schaltung kann beispielsweise MOSFETs enthalten. In diesem Fall können die Dioden D1 und D2 fortgelassen werden, da die parasitären Dioden der MOSFETs ihre Rolle übernehmen, und das Invertergerät kann verkleinert werden.

Wenn man weiterhin eine einzige Hochgeschwindigkeitsdiode an die Ausgänge des Vollweggleichrichters DB anschließt, kann der Vollweggleichrichter DB eine geringe Geschwindigkeit haben, und die Kosten können reduziert werden. Weiterhin können auch mehrere Entladungslampen La verwendet werden. Wenn zwei oder mehr Entladungslampen eingesetzt werden, können die Lampen in Reihe oder parallel geschaltet sein.

Ausführungsform 8

Die gegenwärtige Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 7 dadurch, daß das Impedanzteil Z mit einem Verbindungspunkt der Oszillatorschaltung Z0, dem Kondensator C3 der Inverterschaltung I und einem der Eingänge des Vollweggleichrichters DB verbunden ist. Die ausführliche Schaltung ist in Fig. 15 dargestellt. Die Betriebsart dieser Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die Betriebsarten 1 bis 6 wie in der Ausführungsform 7 erklärt. Da die Funk tionsweise der Inverterschaltung I der in der Ausführungs form 7 in den entsprechenden Betriebsarten 1 bis 6 gleich ist, wird die Funktionsweise dieser Ausführungsform nur im Zusammenhang mit der Funktionsweise des Impedanzbauteils Z erklärt.

In den Betriebsarten 1 und 2, in denen der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt ist, fließt ein Strom über den Kondensator C4, den Induktor L2, den Vollweggleichrichter DB, die Diode D3, den Transistor Q1, den Kondensator C3 und zurück zum Kondensator C4. In der Betriebsart 3 fließt ein Strom über die Wechselspannungs quelle Vs, den Induktor L0, den Induktor L2, den Kondensator C4, den Kondensator C3, die Diode D1, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, den Vollweggleichrich ter DB und zurück zur Wechselspannungsquelle Vs. In den Be triebsarten 4 und 5, in denen der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet ist, fließt ein Strom über die Wechselspannungsquelle Vs, den Induktor L0, den Induktor L2, den Kondensator C4, den Kondensator C3, den Transistor Q2, den Vollweggleichrichter DB und zurück zur Wechselspannungsquelle Vs.

In der Betriebsart 6 fließt ein Strom über den Kondensator C4, den Induktor L2, den Vollweggleichrichter DB, die Diode D3, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zum Konden sator C4. Wenn eine Hochfrequenzspannung über das Impedanz bauteil Z eingespeist wird, enthält ein Pfad des Stromes, der während der Aufladung der Glättungsschaltung H fließt, den Vollweggleichrichter DB in den Betriebsarten 1, 2 und 6. In den Betriebsarten 3, 4 und 5 wird im Gegensatz zu den Betriebsarten 3, 4 und 5 nur der Pfad ausgelassen, der den Vollweggleichrichter DB enthält, und der Strom wird direkt von der Wechselspannungsquelle Vs geliefert.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform ist im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 7 aus Fig. 11.

Ausführungsform 9

Die gegenwärtige Ausführungsform ist, wie in Fig. 16 darge stellt, in der Hinsicht von der Ausführungsform 7 verschie den, daß ein Kondensator C7 parallel mit der Diode D3 ver bunden ist. Die gegenwärtige Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß die Verzerrung eines in Fig. 17B darge stellten Eingangsstromes Iin, der in der Nähe einer Null stelle der in Fig. 17A dargestellten Wechselspannungsquelle ansteigt oder abfällt, verringert werden kann.

Die Funktionsweise der Inverterschaltung I zur Verringerung der Verzerrung des Eingangsstromes in der Nähe einer Null stelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs wird in Verbindung mit den bereits erwähnten Betriebsarten 1 bis 6 und unter Bezug auf die Fig. 18A, 18B, 19A, 19B, 20A und 20B erklärt. In der in Fig. 18A dargestellten Betriebsart 1 fließt ein regenerierender Strom ia, d. h. ein positiv rück gekoppelter Strom, über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, die Diode D1 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverterschaltung I. Der Strom ib fließt über den Kondensator C4, den Induktor L2, den Kondensator C7, den Transistor Q1, den Kondensator C3 und zurück zum Kondensator C4. In der in Fig. 18B dargestellten Betriebsart 2 fließt der Strom ia über den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3, den Transistor Q1 und zurück zum Kondensator C3, während der Strom ib über den Kondensator C4, den Induktor L2, die Diode D3, den Transistor Q1, den Kondensator C3 und zurück zum Kondensator C4 in der Inverterschaltung I fließt.

In der in Fig. 19A dargestellten Betriebsart 3 fließt der Strom ia, ebenso wie in der in Fig. 18B dargestellten Be triebsart 2, über den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3, den Transistor Q1 und zurück zum Kon densator C3 in der Inverterschaltung I. Der Strom ib fließt über den Kondensator C4, den Kondensator C3, die Diode D1, den Kondensator C7, den Induktor L2 und zurück zum Kon densator C4. In der in Fig. 19B dargestellten Betriebsart 4 fließt der regenerierende Strom ia über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3 in der In verterschaltung I.

In der in Fig. 20A dargestellten Betriebsart 5 fließt der Strom ia über den Kondensator C1, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2, die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1 und weiterhin über den Kondensator C1′, die Diode D6, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und zurück zum Kondensator C1′ in der Inverterschaltung I. Der Strom ib fließt über den Vollweggleichrichter DB, den Kondensator C7, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′ und zurück zum Vollweggleichrichter DB. In der in Fig. 20B dargestellten Betriebsart 6 fließen die Ströme ia und ia′ über den Kondensator C1, die Primärwick lung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Tran sistor Q2, die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1 sowie über den Kondensator C1′, die Diode D6, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und zurück zum Kondensator C1′ in der Inverterschaltung I. Weiterhin fließt ein Strom über den Kondensator C4, den In duktor L2, den Kondensator C7, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zum Kondensator C4.

Auf diese Weise fließt der Strom in der gegenwärtigen Ausführungsform nur in der Betriebsart 5 direkt von der Wechselspannungsquelle Vs zur Glättungsschaltung H, wenn die hochfrequente Spannung zum Laden der Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H über das Impedanzbauteil Z eingespeist wird. Dies ist dadurch zu erklären, daß der über den Kondensator C7 fließende Strom die Anodenseite der Diode D3 auf hohes Potential legt. Daher geht in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs der Eingangsstrom Iin gegen Null. Der Kondensator C7 nähert also eine Kurvenform, wie sie in Fig. 17, (b) dargestellt ist, einem Sinus an. Weitere Betriebsarten der gegenwärtigen Ausführungsform sind im wesentlichen gleich denen der Ausführungsform 7.

Ausführungsform 10

Die gegenwärtige Ausführungsform ist in der Hinsicht von der Ausführungsform 7 verschieden, als daß, wie in Fig. 21 dar gestellt ist, eines der beiden Enden der Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I, das nicht mit dem Gleich spannungssperrkondensator C3 verbunden ist, nicht mit der Kathode der Diode D3, sondern mit der auf Masse liegenden Seite des Invertergerätes verbunden ist.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform läßt sich wie bei der Ausführungsform 7 in sechs Betriebsarten einteilen, und die Ladung der Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H über das Impedanzelement Z verläuft im wesentlichen genauso wie bei der Ausführungsform 7. Es wird daher auf die Erklärung des Ladevorgangs verzichtet und le diglich die Funktionsweise der Inverterschaltung I in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungs quelle Vs erklärt.

In der Betriebsart 1 fließt ein regenerierender Strom über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, die Diode D1, den Kondensator C1, die Diode D4 und den Kondensator C1′ und zurück zur Primärwicklung des Transfor mators T3 in der Inverterschaltung I.

In den Betriebsarten 2 und 3 fließt ein Strom über den Kon densator C1, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3, die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1 sowie über den Kondensator C1′, die Diode D6, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3 und zurück zum Konden sator C1′ in der Inverterschaltung I.

In der Betriebsart 4 fließt ein regenerierender Strom über die Primärwicklung des Transformators T3, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zur Primärwicklung des Trans formators T3 in der Inverterschaltung I. In den Betriebs arten 5 und 6 fließt ein Strom über den Kondensator C3, den Transistor Q2, die Primärwicklung des Transformators T3 und zurück zum Kondensator C3. Die Inverterschaltung I unter scheidet sich demnach dadurch von der Inverterschaltung der Ausführungsform 7, daß die Kondensatoren C1 und C1′ während der Durchschaltzeit des Transistors Q1 als Stromquelle wirken, während der Gleichspannungssperrkondensator C3 während der Durchschaltzeit des Transistors Q2 (Betriebs arten 4-6) als Stromquelle wirkt. In der Nähe eines Spitzen wertes der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs fließt in der Betriebsart 2 ein Strom über den Vollweggleichrichter DB, die Diode D3, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′ und zurück zum Vollweggleichrichter DB.

Weitere Funktionsweisen der gegenwärtigen Ausführungsform sind im wesentlichen gleich denen der Ausführungsform 7.

Ausführungsform 11

Die gegenwärtige Ausführungsform ist in der Hinsicht von der Ausführungsform 8 verschieden, als eines der beiden Enden der Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I, das nicht mit dem Gleichsspannungssperrkondensator C3 verbunden ist, nicht mit der Kathodenseite der Diode D3, sondern mit der Masseseite des Invertergerätes verbunden ist.

Die Funktionsweise kann wie bei Ausführungsform 8 in sechs Betriebsarten unterteilt werden, jedoch ist die Funktions weise der Inverterschaltung I genauso wie bei der Ausfüh rungsform 10, und es wird daher auf eine Erklärung verzich tet. Der Ladevorgang der Kondensatoren C1 und C1′ der Glät tungsschaltung H über das Impedanzbauteil Z ist im wesent lichen gleich dem der Ausführungsform 8, und die Funk tionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform ist im wesent lichen gleich der Funktionsweise der Ausführungsform 7.

Ausführungsform 12

In der gegenwärtigen Ausführungsform, die in Fig. 23 dar gestellt ist, ist eines der beiden Enden der Oszillator schaltung Z0 der Inverterschaltung I, das nicht mit dem Kondensator C3 verbunden ist, mit der Masseseite des Invertergerätes verbunden. Der Verbindungspunkt des Impedanzbauteils Z liegt näher am Vollweggleichrichter DB als der erwähnte Verbindungspunkt der Oszillatorschaltung Z0, und die Diode D3 ist in Durchlaßrichtung zwischen dem Verbindungspunkt der Oszillatorschaltung Z0 und dem Verbindungspunkt des Impedanzbauteils angeordnet.

Die Funktionsweise der Schaltung der gegenwärtigen Ausfüh rungsform läßt sich wie bei der Ausführungsform 7 in sechs Betriebsarten unterteilen, wobei die Funktionsweise der In verterschaltung I im wesentlichen gleich der in der Ausfüh rungsform 10 ist. Es wird daher auf die Erklärung deren Funktionsweise verzichtet, und es wird lediglich der Lade vorgang erläutert, der auf der Einspeisung einer hochfre quenten Spannung des Impedanzbauteils Z in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs basiert.

In den Betriebsarten 1 und 2 fließt ein Strom über den Voll weggleichrichter DB, den Transistor Q1, den Kondensator C3, den Induktor L2, den Kondensator C4 und zurück zum Voll weggleichrichter DB. In der Betriebsart 3 fließt ein Strom über den Kondensator C4, den Induktor L2, den Kondensator C3, die Diode D1, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kon densator C1′, die Diode D3 und zurück zum Kondensator C4. In den Betriebsarten 4 und 5 fließt ein Strom über den Kon densator C4, den Induktor L2, den Kondensator C3, den Tran sistor Q2, die Diode D3 und zurück zum Kondensator C4.

In der Betriebsart 6 fließt ein Strom über den Vollweg gleichrichter DB, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kon densator C1′, die Diode D2, den Kondensator C3, den Induktor L2, den Kondensator C4 und zurück zum Vollweggleichrich ter DB. In der Nähe eines Spitzenwertes der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs fließt ein Strom über einen zu sätzlichen Pfad, der vom Vollweggleichrichter DB über den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′ und die Diode D3 zurück zum Vollweggleichrichter DB verläuft.

In der Inverterschaltung I verhalten sich die Kondensatoren C1 und C1′ während der Durchschaltzeiten des Transistors Q1 (Betriebsarten 1-3) wie Stromquellen und der Gleichspan nungssperrkondensator C3 verhält sich während der Durchschalt zeit des Transistors Q2 (Betriebsarten 4-6) als Stromquelle. Der Ladevorgang der Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungs schaltung H, der auf der Einspeisung einer hochfrequenten Spannung über das Impedanzbauteil Z beruht, ereignet sich, während ein Strom von der Wechselspannungsquelle Vs über den Vollweggleichrichter DB in den Betriebsarten 1, 2 und 6 fließt, so daß selbst in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs ein kontinuierlicher Eingangsstrom geliefert werden kann, und die Verzerrung des Eingangsstroms vermindert wird.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform ist im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 7.

Ausführungsform 13

Die gegenwärtige Ausführungsform ist von der Ausführungsform 12 in der Hinsicht verschieden, als, wie in Fig. 24 gezeigt, die Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I mit einem Verbindungspunkt des Impedanzbauteils Z und des Kon densators C3 verbunden ist, sowie einem der Gleichspannungs ausgänge des Vollweggleichrichters DB.

Die Funktionsweise der Schaltung der gegenwärtigen Ausfüh rungsform läßt sich in der Nähe einer Nullstelle der Span nung der Wechselspannungsquelle Vs wie in der Ausführungs form 12 in sechs Betriebsarten unterteilen, wobei die Funk tionsweise der Inverterschaltung I genau gleich der der Aus führungsform 7 ist, und die Einspeisung der hochfrequenten Spannung über das Impedanzbauteil Z und der Ladevorgang der Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H genauso verlaufen wie in der Ausführungsform 12. Diese Vorgänge wer den daher nicht näher erläutert.

Ausführungsform 14

Die gegenwärtige Ausführungsform ist in der Hinsicht ver schieden von der Ausführungsform 13 als, wie in Fig. 25 dar gestellt, das Impedanzbauteil Z mit einem Verbindungspunkt des Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I und dem Kondensator C3 sowie einem der Eingänge des Vollweg gleichrichters DB verbunden ist.

Die Funktionsweise der Schaltung der gegenwärtigen Ausfüh rungsform läßt sich in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs wie in der Ausführungsform 13 in sechs Betriebsarten unterteilen, wobei die Funktionsweise der Inverterschaltung I genau gleich der der Ausführungsform 13 ist, und die Einspeisung der hochfrequenten Spannung über das Impedanzbauteil Z und der Ladevorgang der Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungs schaltung H genauso verlaufen wie in der Ausführungsform 8. Diese Vorgänge werden daher nicht näher erläutert.

Ausführungsform 15

In der gegenwärtigen Ausführungsform bilden, wie in Fig. 26 gezeigt, das Impedanzbauteil Z und die Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I eine einzige Schaltung. Die Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I wird auch als Impedanzbauteil Z verwendet und ist in der Schaltung an derselben Stelle angeordnet, wie das Impedanzbauteil Z in der Ausführungsform 9. Fig. 29 zeigt einen ausführlichen Schaltplan der gegenwärtigen Ausführungsform.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquel le Vs wird in Zusammenhang mit den Fig. 28A, 28B, 29A und 29B erklärt.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform läßt sich in vier Betriebsarten unterteilen, die sich aus den Durchschalt- und Sperrzuständen der Transistoren Q1 und Q2 der Inverterschaltung I und der Richtung des Stromes durch die Oszillatorschaltung Z0 ergeben. In der in Fig. 28A dargestellten Betriebsart 1 ist der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt, so daß der regenerierende Strom ia über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, die Diode D1, den Kondensator C1 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverterschaltung I fließt. Der Strom ib fließt über den Vollweggleichrichter DB, den Kondensator C7, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′ und zurück zum Vollweggleichrichter DB.

Wie in Fig. 28B dargestellt, fließt in der Betriebsart 2, in der der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt ist, der Strom ia über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C7, den Transistor Q1, den Kondensator C3 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverterschaltung I.

In der Betriebsart 3, in der der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet ist, fließt, wie in Fig. 29A dargestellt, der regenerierende Strom ia über die Pri märwicklung des Transformators T3, die Diode D3, den Konden sator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverterschaltung I.

Wie in Fig. 29B dargestellt, fließen in der Betriebsart 4, in der der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet ist, die Ströme ia und ia′ über den Kondensa tor C1, den Kondensator C7, die Primärwicklung des Transfor mators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1, sowie über den Kon densator C1′, die Diode D6, den Kondensator C7, die Primär wicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und zurück zum Kondensator C1′ in der Inver terschaltung I.

Da, wie bereits bemerkt, der Strom in der Betriebsart 1 direkt von der Wechselspannungsquelle Vs durch den Vollweg gleichrichter DB fließt, kann der Eingangsstrom Iin konti nuierlich geliefert werden, und die Eingangsverzerrung kann in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspan nungsquelle Vs verringert werden.

In der Nähe eines Spitzenwertes der Spannung der Wechsel spannungsquelle Vs tritt anstelle der Betriebsart 4 eine im folgenden näher erläuterte Betriebsart 5 auf. In der Be triebsart 5 fließen die Ströme ia und ia′ über den Konden sator C1, den Kondensator C7, die Primärwicklung des Trans formators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2, die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1 sowie über den Konden sator C1′, die Diode D6, den Kondensator C7, die Primärwick lung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Tran sistor Q2 und zurück zum Kondensator C1′, wie in Fig. 29C dargestellt. Weiterhin fließt der Strom ib über den Vollweg gleichrichter DB, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, den Transistor Q2 und zurück zum Voll weggleichrichter DB.

Die gegenwärtige Ausführungsform ist in der Hinsicht gleich der Ausführungsform 7, daß der hochfrequente Strom zur Versorgung der Entladungslampe La entsprechend der Durch schalt- und Sperrzustände der Transistoren Q1 und Q2 geliefert wird, aber davon verschieden in der Hinsicht, daß in der Ausführungsform 7 die Glättungsschaltung H für die Halbwellenglättung über die volle Periode der Wechsel spannungsquelle Vs als Stromquelle für die Inverterschaltung I verwendet wird, während die Leistung in der gegenwärtigen Ausführungsform der Inverterschaltung I in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs im wesentlichen von der Glättungsschaltung H geliefert wird und in der Nähe eines Spitzenwertes der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs im wesentlichen von der Wechselspannungsquelle Vs.

Da bei dieser Ausführungsform das Impedanzbauteil Z im Ge gensatz zur Ausführungsform 9 fortgelassen werden kann, kann das Invertergerät erheblich kleiner gemacht werden. Weitere Funktionsweisen der gegenwärtigen Erfindung sind im wesent lichen gleich denen der Ausführungsform 7.

Ausführungsform 16

Die gegenwärtige Ausführungsform ist in der Hinsicht von der Ausführungsform 15 verschieden, als, wie in Fig. 30 darge stellt, die Oszillatorschaltung Z0 der Inverterschaltung I mit dem Kondensator C3 und der Massenseite des Inverter gerätes verbunden ist, und weiterhin eine Parallelschaltung aus der Diode D3 und dem Kondensator C7 so mit der Masse ver bunden ist, daß die Diode D3 in Durchlaßrichtung zwischen dem Transistor Q2 und der Oszillatorschaltung Z0 ange ordnet ist.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform läßt sich in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechsel spannungsquelle Vs, wie in der Ausführungsform 15, in vier Betriebsarten einteilen. In der Betriebsart 1, in der der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 ausge schaltet ist, fließt ein regenerierender Strom über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C3, die Diode D1, den Kondensator C1, die Diode D4, den Konden sator C1′, die Diode D3 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3 in der Inverterschaltung I.

In der Betriebsart 2, in der der Transistor Q1 durch geschaltet ist und der Transistor Q2 gesperrt, fließt ein Strom über den Kondensator C1, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C7, die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1 sowie über den Kondensator C1′, die Diode D6, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C7 und zurück zum Kondensator C1′.

In der Betriebsart 3, in der der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet ist, fließt ein regenerierender Strom über die Primärwicklung des Transformators T3, den Kondensator C7, die Diode D2, den Kondensator C3 und zurück zur Primärwicklung des Transformators T3, und weiterhin fließt ein hochfrequenter Strom über den Vollweggleichrichter DB, den Kondensator C1, die Diode D4, den Kondensator C1′, den Kondensator C7 und zurück zum Vollweggleichrichter DB.

In der Betriebsart 4, in der der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet ist, fließt ein Strom über den Kondensator C3, den Transistor Q2, den Kondensator C7, die Primärwicklung des Transformators T3 und zurück zum Kondensator C3 in der Inverterschaltung I. Weiterhin tritt in der Nähe eines Spitzenwertes der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs die folgende Betriebsart 5 anstelle der Betriebsart 2 auf.

In der Betriebsart 5 fließt ein Strom durch den Kondensator C1, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwick lung des Transformators T3, den Kondensator C7, die Diode D5 und zurück zum Kondensator C1 sowie über den Kondensator C1′, die Diode D6, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transformators T3 und den Kondensator C7 und zurück zum Kondensator C1′ in der Inverterschaltung I. Ein weiterer Strom fließt über den Vollweggleichrichter DB, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primär wicklung des Transformators T3 und zurück zum Vollweggleich richter DB.

Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform ist im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 15.

Ausführungsform 17

In den Beschreibungen der vorangegangenen Ausführungsformen wurde nicht auf die Steuerschaltung CT Bezug genommen. In der in Fig. 31 gezeigten Ausführungsform 17 besteht die Steuerschaltung aus einem astabilen Multivibrator M1, einem monostabilen Multivibrator M2 und einer Treiberschaltung DR. Weiterhin enthält die Schaltung der Ausführungsform 15 die MOSFETs Q1 und Q2, die als Schaltelemente in der Inverter schaltung I dienen und die parasitären Dioden der Transistoren Q1 und Q2 ersetzen die Dioden D1 und D2. Weiterhin ist der Induktor L1 der Oszillatorschaltung mit der Primärwicklung des Transformators T3 und dem Kondensator C3 verbunden, die Diode D0 ist mit der Diode D3 und den Ausgängen des Vollweggleichrichters DB verbunden, und der Kondensator C8 ist im Gegensatz zur Ausführungsform 9 mit den Ausgängen des Vollweggleichrichters DB verbunden. Das Tiefpaßfilter F kann in die Schaltung der gegenwärtigen Ausführungsform aufgenommen werden.

Im folgenden wird die Funktionsweise der gegenwärtigen Aus führungsform und insbesondere der Steuerschaltung CT er klärt. Die Schwingungsperiode des astabilen Multivibrators M1 ist durch eine Zeitkonstante des Kondensators CT1 und eines Widerstands RT1 bestimmt. Eine oszillierende Ausgangs spannung des astabilen Multivibrators M1 wird dem monostabi len Multivibrator M2 als Triggersignal zugeleitet. Die Brei te der Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibrators ist durch eine Zeitkonstante gegeben, die durch einen Kondensator CT2 und einen Widerstand RT2 bestimmt ist und die Ausgangs impulse des monostabilen Multivibrators M2 werden über die Treiberschaltung DR als Durchschalt- bzw. Sperrsignal an die Gate-Anschlüsse der Transistoren Q1 und Q2 angelegt.

In dem angeführten Beispiel ist die Spannung am Kondensator C6, der parallel zur Glättungsschaltung H geschaltet ist, über einen Widerstand RT3 mit dem Kondensator CT2 und dem Widerstand RT2 verbunden. Der Ladevorgang des Kondensators CT2 wird schnell ausgeführt, wenn die Spannung an der Inver terschaltung I hoch ist, um die Breite der Ausgangspulse des monostabilen Multivibrators M2 zu verringern, während der Ladevorgang des Kondensators CT2 langsam ausgeführt wird, um die Breite der Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibra tors M2 zu erhöhen, wenn die Spannung an der Inverterschal tung I niedrig ist.

Die Treiberschaltung DR ist so eingestellt, daß sie den Transistor Q1 sperrt und den Transistor Q2 durchschaltet, wenn die Ausgangsspannung des monostabilen Multivibrators auf H-Pegel liegt, und daß sie den Transistor Q1 durch schaltet und den Transistor Q2 sperrt, wenn die Ausgangs spannung des monostabilen Multivibrators M2 auf L-Pegel liegt.

Mit dieser Anordnung kann, wenn die Spannung am Kondensator C6 hoch ist, die Dauer einer Arbeitsperiode der Inverter schaltung I, während der ein Strom über die Diode D0, die Primärwicklung des Transformators T3, den Induktor L1, den Kondensator C3 und den Transistor Q2 fließt, kurzgehalten werden. Demgegenüber kann die Zeitdauer einer Arbeitsperiode der Inverterschaltung I, während der ein Strom von der Diode D0 über die Parallelschaltung aus der Diode D3 und dem Kondensator C7, den Kondensator C1, die Diode D4 und den Kondensator C1′ fließt, erhöht werden. Wenn dagegen die Spannung C6 niedrig ist, wird die Steuerung in umgekehrter Weise durchgeführt.

Wenn die Zeitdauern, während derer die Ströme über die erwähnten Pfade fließen, entsprechend der Spannung der Inverterschaltung I gesteuert werden, können Oberwellen anteile, die in der Kurvenform des Eingangsstromes enthalten sind, verringert werden, und somit die Welligkeit des Lampenstromes verringert werden.

Genauer gesagt, wird die Impulsbreite der Transistoren Q1 und Q2 über die am Kondensator C6 anliegende Spannung kon trolliert, um den momentanen Wert des Lampenstromes zu ver ringern, wenn die Spannung am Kondensator C6 hoch ist und den momentanen Wert des Lampenstromes zu erhöhen, wenn die Spannung am Kondensator C6 niedrig ist, woraus sich eine verringerte Welligkeit des Lampenstromes ergibt.

Fig. 32A (a) zeigt eine Kurvenform der Spannung am Konden sator C6, (b) zeigt eine Kurvenform des Lampenstroms und Fig. 32C zeigt eine Kurvenform des Eingangsstromes Iin für den Fall, daß sich der Widerstand RT3 zum Abgreifen der Spannung am Kondensator C6 nicht in der Schaltung befindet. Fig. 32B (a′) zeigt eine Kurvenform der Spannung am Kondensator C6 (b′) zeigt eine Kurvenform des Lampenstroms und (c′) zeigt eine Kurvenform des Eingangsstromes Iin, wenn sich der Widerstand RT3 zum Abgreifen der Spannung des Kondensators C6 in der Schaltung befindet.

In der Kurvenform des Lampenstromes der in Fig. 32A darge stellt ist, tritt ein zweiter Spitzenwert in der Nähe der Nullstellen des Eingangsstromes auf, der sich aus dem Auf ladeverhalten der Inverterschaltung I ergibt. Die Spannung am Kondensator C7 hat die in Fig. 33(b) dargestellte Wellen form, und die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs die in Fig. 33(a) dargestellte Kurvenform. Die Spannung an den Kondensatoren C1 und C1′ sowie am Kondensator C6 ist sehr viel höher als die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs in der Nähe einer Nullstelle, wie in Fig. 33A dargestellt ist, so daß die Diode D3 meistens in Sperrichtung gepolt ist.

Weiterhin ist der Kondensator C7 während eines großen Teils des Arbeitszyklus der Inverterschaltung I mit dem Induktor L1 als einem Bauteil zur Begrenzung des Lampenstroms in Reihe geschaltet, wodurch die den Lampenstrom begrenzende Impedanz erheblich reduziert wird und der Lampenstrom in der Nähe einer Nullstelle der Spannung der Wechselspannungs quelle Vs, wie oben erwähnt, erhöht wird.

Wenn auch in der gegenwärtigen Ausführungsform die Breite der Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibrators M2 ge steuert wurde, könnte statt dessen auch die Oszillationspe riode des astabilen Multivibrators M1 gesteuert werden. Selbstverständlich können auch beide Parameter gesteuert werden, falls notwendig.

Ausführungsform 18

Die gegenwärtige Ausführungsform, die auf der Ausführungs form 9 beruht und die Steuerschaltung CT der Ausführungsform 17 verwendet, unterscheidet sich, wie in Fig. 34 gezeigt, von der Schaltungsanordnung der Ausführungsform 9 dadurch, daß die MOSFETs Q1 und Q2 als Schaltelemente verwendet wer den, die parasitären Dioden der Transistoren Q1 und Q2 an stelle der Dioden D1 und D2 verwendet werden, der Induktor L1 der Oszillatorschaltung mit der Primärwicklung des Transformators T3 und dem Kondensator C3 verbunden ist, und die Diode D0 mit der Diode D3 und dem Vollweggleichrichter DB verbunden ist. Weiterhin ist die gegenwärtige Ausfüh rungsform mit dem Tiefpaßfilter F versehen.

Auch in der vorliegenden Ausführungsform kann die Verzerrung der Kurvenform des Eingangsstromes Iin verringert werden, da die Frequenz oder die Breite der Ausgangsimpulse, die die Transistoren Q1 und Q2 schalten, sich entsprechend der Spannung am Kondensator C6 oder äquivalent entsprechend der am Widerstand RT3 anliegenden Spannung der Inverterschaltung I, ändern. Die Welligkeit des Lampenstromes kann wie in der Ausführungsform 17 verringert werden.

Ausführungsform 19

In dieser in Fig. 35 dargestellten Ausführungsform sind die Dioden D7 und D3 auf der Masseseite des Invertergerätes an geordnet und einer der beiden Ausgänge der Oszillatorschaltung der Inverterschaltung I, der nicht mit dem Gleichspannungs sperrkondensator C3 verbunden ist, ist mit einem Verbin dungspunkt der Dioden D7 und D3 verbunden. Die Funktions weise der Inverterschaltung I ist im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 17, jedoch ist ein MOSFET parallel zu einer Parallelschaltung aus der Diode D3 und dem Kondensator C7 geschaltet, und der Transistor Q3 wird von der Ausgangs spannung eines Komparators CP gesteuert, um die Verzerrung der Kurvenform des Eingangsstromes Iin zu verringern. Die Steuerschaltung CT, die im Gegensatz zu den Ausführungs formen 17 und 18 keine Widerstände beinhaltet, steuert die Transistoren Q1 und Q2 mit einer Ausgangsspannung vorbestimmter Frequenz und konstanter Impulsbreite. Der Komparator CP vergleicht eine Vergleichsspannung Vref, wie in Fig. 36(b) dargestellt, mit einer über die Widerstände R1 und R2 geteilten, am Kondensator C6 anliegenden Spannung. Wenn die geteilte Spannung größer ist als die Vergleichs spannung Vref, erzeugt der Komparator CP die in Fig. 36C dargestellte Spannung auf H-Pegel und schaltet den Transistor Q3 ein.

Wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs kleiner wird als die Spannung am Kondensator C6, wird der Transistor Q3 gesperrt, so daß ein Strom über den Transistor Q1, den Kondensator C3, den Induktor L1, die Primärwicklung des Transformators T3 und die Diode D7 in der Inverterschaltung I fließt. Wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs größer ist als die Spannung am Kondensator C6, fließt ein Ladestrom vom Vollweggleichrichter DB zu den Kondensatoren C1 und C1′ der Glättungsschaltung H. Genauer gesagt, fließt ein Ladestrom von der Wechselspannungsquelle Vs über den Vollweggleichrichter DB zur Glättungsschaltung H, wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs hoch ist. Demgegen über verursacht die in der Inverterschaltung I gespeicherte Energie das Fließen eines Eingangsstromes Iin während einer gesamten Periode der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs, wodurch die Verzerrung der Kurvenform des Eingangsstromes verringert werden kann.

Wenn die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs hoch ist, wird verhindert, daß eine Spannung am Kondensator C6 unab hängig vom Zustand des Lastkreises sehr hoch wird, da das Durchschalten des Transistors Q3 verhindert, daß eine Spannung am Kondensator C1′ höher werden kann, als die Spitzenspannung der Wechselspannungsquelle Vs.

In der gegenwärtigen Ausführungsform kann die Spannung am Kondensator C6 über den Widerstand RT3 an die Steuer schaltung CT angelegt werden, um das Schalten der Transistoren Q1 und Q2 der Inverterschaltung I zu steuern.

Ausführungsform 20

In der gegenwärtigen Ausführungsform, die in Fig. 37 darge stellt ist, ist eine Netz-Wechselspannungsquelle Vs über die Filterschaltung F mit dem Gleichrichter DB verbun den, und der Vollweggleichrichter DB richtet die Spannung der Wechselspannungsquelle Vs gleich. Die Tiefpaßfilter schaltung F, die eine Drosselspule L0 enthält, die mit der Wechselspannungsquelle Vs, dem Gleichrichter DB sowie einem der Ausgänge der Wechselspannungsquelle Vs und dem Gleichrichter DB verbundenen Kondensator C0 verbunden ist, unterdrückt die hohen Frequenzen der Inverterschaltung I (einige zehn bis mehrere hundert KHz) und läßt niedrige Frequenzen, die etwa der Frequenz der Wechselspannungsquelle Vs entsprechen (einige zehn Hz), passieren.

Mit den Wechselspannungsausgängen des Gleichrichters DB ist eine Reihenschaltung aus der Diode D3 und dem Kondensator C5 verbunden. Die bereits erwähnte Inverterschaltung I, die die gleiche Struktur wie die Inverterschaltung I aus den voran gegangenen Ausführungsformen haben kann, ist parallel zum Kondensator C5 geschaltet. Die Inverterschaltung I enthält eine Reihenschaltung aus den parallel mit dem Kondensator C5 verbundenen Transistoren Q1 und Q2. Eine Reihenschaltung aus dem Lastkreis, dem Kondensator C3 und dem Induktor L2 ist mit einem der Schaltelemente verbunden, das wiederum mit dem negativen Ausgang des Gleichrichters DB verbunden ist. Die Dioden D1 und D2 sind mit den Kollektoren und Emittern der Schalttransistoren Q1 und Q2 verbunden und in invers paralleler Weise zu diesen angeordnet. Die Schaltelemente werden abwechselnd mit hoher Geschwindigkeit (mehrere zehn bis mehrere hundert KHz) durchgeschaltet und gesperrt. Um das gleichzeitige Durchschalten der Transistoren Q1 und Q2 zu verhindern, wird das Durchschalten der Transistoren durch die in den Fig. 31 und 34 gezeigte Steuerschaltung vorgenommen. Die Lastschaltung enthält die Entladungslampe La sowie den mit den beiden Heizfäden verbundenen Kondensator C2. Der Induktor L2, die Kondensatoren C2 und C3 und die Entladungslampe La bilden gemeinsam eine Resonanz schaltung.

Vor dem Durchschalten der Entladungslampe La fließt ein Strom über den Kondensator C2 und heizt die Heizfäden der Lampe vor. Die Resonanzfrequenz der erwähnten Resonanzschaltung ist demgemäß vor dem Durchschalten der Entladungslampe La von der Resonanzfrequenz nach dem Durchschalten der Entladungslampe La verschieden. Die Resonanzfrequenz wird während des Vorheizens der Lampe in die Nähe der Schaltfrequenz der Transistoren Q1 und Q2 gelegt, um der Entladungslampe La viel Energie zu liefern und ihr Durchschalten zu erleichtern. Nach dem Durchschalten der Entladungslampe La wird die Resonanzfrequenz gegenüber der Schaltfrequenz verstimmt, um der Entladungslampe La weniger Energie zur Verfügung zu stellen und die Beanspruchung der beteiligten Bauteile zu verringern. Weiterhin ist ein Impedanzbauteil, das eine Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 enthält, mit einem der Gleichspannungsausgänge des Gleich richters DB und der Lastschaltung verbunden.

Ein Merkmal der gegenwärtigen Erfindung ist, daß eine Reihenschaltung aus dem Kondensator C4 und der Diode D4 parallel mit dem Kondensator C5 verbunden ist und eine Reihenschaltung aus dem Induktor L3 und der Diode D5 mit einem Verbindungspunkt der Schaltelemente und einem Verbindungspunkt des Kondensators C4 und der Diode D4 verbunden ist. Genauer gesagt bilden eines der Schalt elemente (der Transistor Q1 und die Diode D1), das mit dem positiven Ausgang des Gleichrichters DB verbunden ist, der Induktor L3, die Dioden D5 und D4 sowie der Kondensator C4 gemeinsam eine spannungsvermindernde Zerhackerschaltung. Diese Schaltung enthält ein Schaltelement, welches auch Teil der Inverterschaltung I ist.

Da die Funktionsweise der Inverterschaltung I im wesentli chen gleich der in den vorigen Ausführungsformen ist, wird im folgenden lediglich die Funktionsweise der spannungs vermindernden Zerhackerschaltung erläutert. Während der Transistor Q1 durchgeschaltet ist, fließt ein Strom vom Gleichrichter DB über die Diode D3, den Transistor Q1, den Induktor L3, die Diode D5 und den Kondensator C4 und lädt diesen auf. Wenn der Transistor Q1 gesperrt wird, entlädt sich die im Induktor L3 gespeicherte Energie über die Diode D5, den Kondensator C4 und die Diode D2 und lädt den Kondensator C4 unabhängig davon auf, ob der Transistor Q2 durchgeschaltet oder gesperrt ist. Die Spannung am Kondensator C4 entspricht demnach dem relativen Durchschalt verhältnis des Transistors Q1. Die Spannung ist daher gleich der mit einem konstanten Wert multiplizierten Spannung des Gleichrichters DB. Der Kondensator C5 hat die Aufgabe, hoch frequente Spannungen zu entfernen, die durch die Schalt vorgänge der Transistoren Q1 und Q2 auf die Inverter schaltung I übertragen werden.

Wenn man die Spannungsabfälle an den Dioden D3 und D4 ver nachlässigt, wird die Inverterschaltung I mit der Ausgangs spannung des Gleichrichters DB versorgt, wenn die Ausgangs spannung des Gleichrichters DB höher ist als die Spannung am Kondensator C4, und der Kondensator C4 wird geladen. Wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichters DB niedriger wird als die Spannung am Kondensator C4, entlädt sich der Konden sator C4 und dient als Stromquelle für die Inverterschaltung I. Die Spannung am Kondensator C4 kann über das relative Durchschaltverhältnis der Transistoren Q1 und Q2 auf den ge wünschten Wert eingestellt werden, so daß die Zeit, in der der Kondensator als Stromquelle für die Inverterschaltung I verwendet wird, willkürlich festgelegt werden kann.

Demnach wird, wie oben erläutert, eine hochfrequente Span nung über die Inverterschaltung I an die Entladungslampe La angelegt, und das Impedanzbauteil, das aus einer Reihen schaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 besteht, wirkt auch als Resonanzschaltung, und es liegt eine oszil lierende Spannung an den Ausgängen des Vollweggleichrichters DB an, die sich aus der Überlagerung der Spannung an der Entladungslampe La und der Spannung am Impedanzbauteil er gibt.

Der Spitzenwert der oszillierenden Spannung sei mit VOP be zeichnet, der Spitzenwert der Ausgangsspannung des Gleich richters DB mit VDP und die Spannung am Kondensator C4 mit VC5. Die Parameter der Schaltung werden so gewählt, daß folgende Beziehung gilt:

VC5 VOP VDP

Die Parameter der Schaltung werden demnach so festgelegt, daß ein Spitzenwert der zwischen den Ausgängen des Gleich richters DB anliegenden Resonanzspannung kleiner ist als ein Spitzenwert der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB und höher als die Spannung am Kondensator C4 der mit der erwähnten spannungsvermindernden Zerhackerschaltung verbunden ist.

Ausführungsform 21

In dieser Ausführungsform, die in Fig. 38 dargestellt ist, sind der Kondensator C4 und die Diode D4 in ihrer Position in der Schaltung vertauscht, und die Polarität der Diode D5 ist gegenüber der in Fig. 37 dargestellten Ausführungsform 20 umgekehrt. Im übrigen ist die Anordnung im wesentlichen gleich der aus Ausführungsform 20.

Während der Transistor Q1 in der spannungsvermindernden Zerhackerschaltung in der Ausführungsform 20 als Schalt element verwendet wurde, wird der Transistor Q2 in der gegenwärtigen Ausführungsform als Schaltelement der spannungsvermindernden Zerhackerschaltung verwendet. Während der Durchschaltzeit des Transistors Q2 fließt ein Strom vom Gleichrichter DB über die Diode D3, den Kondensator C4, die Diode D5, den Induktor L3 und den Transistor Q2 und lädt den Kondensator C4. Wenn der Transistor Q2 gesperrt ist, erzeugt die im Induktor L3 gespeicherte Energie einen Stromfluß durch die Diode D1, den Kondensator C4 und die Diode D5 und lädt den Kondensator C4. Im übrigen ist die Funktionsweise im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 20.

Ausführungsform 22

Im Unterschied zur Ausführungsform 20 aus Fig. 36 ist in der in Fig. 39 dargestellten gegenwärtigen Ausführungsform der Induktor L3 mit dem Kondensator C4 und der Diode D4 verbun den, und die Diode D5 ist mit dem Verknüpfungspunkt des In duktors L3 und der Diode D4 sowie dem Verknüpfungspunkt der beiden Transistoren Q1 und Q2 verbunden. Kürzer ausgedrückt, unterscheidet sich die gegenwärtigen Ausführungsform ledig lich darin von der Ausführungsform 20, daß die Position des Induktors L3 verändert wurde. In dieser Anordnung fließt während der Durchschaltzeit des Transistors Q1 ein Strom vom Gleichrichter DB über die Diode D3, den Transistor Q1, die Diode D5, den Induktor L3 und den Kondensator C4 und lädt den Kondensator C4. Wenn der Transistor Q1 gesperrt wird, erzeugt die im Induktor L3 gespeicherte Ladung einen Strom durch den Kondensator C4, die Diode D2 und die Diode D5 und lädt den Kondensator C4. Im übrigen ist die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform analog der der Ausführungsform 20.

Ausführungsform 23

Die gegenwärtige Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform 20 aus Fig. 37 in der Anordnung der Inver terschaltung I, wie in Fig. 40 dargestellt ist. In der Inverterschaltung I ist eine Reihenschaltung aus dem Gleichspannungssperrkondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1 und dem Induktor L2 mit einem Verknüpfungspunkt der beiden Transistoren Q1 und Q2 sowie der Kathode der Diode D3 verbunden. Der Lastkreis, bestehend aus der Entladungslampe La und dem Kondensator C2 ist mit einer Sekundärwicklung n2 des Transformators T1 verbunden. Weiterhin enthält der Transformator T1 eine Rückkopplungs wicklung n3, die in Reihe mit einem Impedanzbauteil, bestehend aus einer Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1, geschaltet ist, und diese Reihen schaltung ist mit den Ausgängen des Gleichrichters DB verbunden. In dem angeführten Beispiel sind die Polaritäten der Primärwicklung n1 und der Rückkopplungswicklung n3 so festgelegt, daß in der Rückkopplungswicklung n3 eine Spannung induziert wird, die vom Impedanzelement zur Diode D3 gerichtet ist, wenn der Transistor Q2 durchgeschaltet wird und es fließt ein Strom über die Primärwicklung n1 des Induktors L2 zum Kondensator C3. Während der Durchschaltzeit des Transistors Q2 fließt bei der erwähnten Anordnung der Inverterschaltung I ein Strom vom Gleichrichter DB über die Diode D3, den Induktor L2, die Primärwicklung n1 des Transformators T1, den Kondensator C3 und den Transis 48361 00070 552 001000280000000200012000285914825000040 0002019516652 00004 48242tor Q2. Während der Zeit, in der der Transistor Q2 sperrt, wird die im Induktor L2 und dem Transformator T1 gespeicherte Energie über den Kondensator C3 und die Diode D1 entladen. Wenn der Transistor Q1 durchgeschaltet wird, entlädt sich die im Kondensator C3 gespeicherte Energie über die Primärwicklung n1 des Transformators T1, den Induktor L2 und den Transistor Q1. Wenn der Transistor Q1 gesperrt wird, entlädt sich die im Transformator T1 und dem Induktor L2 gespeicherte Energie über den Kondensator C5, die Diode D2 und den Kondensator C3.

Auf diese Weise kann ein hochfrequenter Strom auf die Pri märwicklung n1 des Transformators T1 übertragen werden, der die Entladungslampe LA zum Leuchten bringt. Weiterhin wird in der Rückkopplungswicklung n3 eine hochfrequente Spannung erzeugt, die das Fließen eines Wechselstromes durch das Im pedanzbauteil verursacht, das aus der Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 besteht. Wenn die Aus gangsspannung des Gleichrichters DB höher ist als der Spit zenwert der Spannung, die an der Reihenschaltung aus der Rück kopplungswicklung n3 und dem Impedanzbauteil anliegt, fließt nur ein geringer Strom durch das Impedanzbauteil, und der Strom fließt im wesentlichen vom Gleichrichter DB zur Inverterschaltung I. Wenn die Ausgangsspannung des Gleich richters DB geringer ist als die Spitzenspannung, die an der Reihenschaltung aus der Rückkopplungswicklung n3 und dem Impedanzbauteil anliegt, fließt entsprechend der Polarität der in der Rückkopplungswindung n3 induzierten Spannung ein hochfrequenter Strom durch das Impedanzbauteil. Das heißt, daß infolge des Stromes vom Gleichrichter DB zum Impedanz bauteil stets ein Eingangsstrom zum Gleichrichter DB fließt. Die Entfernung hochfrequenter Anteile des von der Wechsel spannungsquelle Vs erzeugten Eingangsstromes durch die Filterschaltung F ermöglicht eine nahezu sinusförmige Kurvenform dieses Stromes. Auf diese Weise kann folglich ein Invertergerät geschaffen werden, das die harmonischen Anteile des Stromes wirksam unterdrückt.

Ausführungsform 24

In der gegenwärtigen Ausführungsform, die in Fig. 41 darge stellt ist, besteht der Induktor L2 der Inverterschaltung I aus der Primär- und der Sekundärwicklung n1 und n2, die nach Art eines Transformators verbunden sind. Die Sekundärwick lung n2 ist mit dem Gleichrichter DB und der Diode D3 ver bunden. Weiterhin wurde das in der Ausführungsform 20 ver wendete Impedanzbauteil, das die Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 enthält, fortgelassen.

Im übrigen ist die Anordnung im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 20, und die Bauteile sind mit denselben Symbolen versehen wie bei Ausführungsform 20.

Die Inverterschaltung I und die spannungsvermindernde Zerhackerschaltung arbeiten im wesentlichen genauso wie in der Ausführungsform 20. Wenn der Transistor Q1 durch geschaltet wird, fließt ein Strom vom Gleichrichter DB über die Sekundärwicklung n2 des Induktors L2, die Diode D3, den Transistor Q1, den Induktor L3, die Diode D5 und den Kondensator C4 und lädt hierbei den Kondensator C4. Weiterhin fließt ein Strom vom Gleichrichter DB über die Sekundärwicklung n2 des Induktors L2, die Diode D3, den Transistor Q1, den Kondensator C3, die Primärwicklung n1 des Induktors L2 und den Lastkreis (Entladungslampe La und Kondensator C2) und wird dem Lastkreis zur Verfügung gestellt. Wenn daraufhin der Transistor Q1 gesperrt wird, entlädt sich die im Induktor L3 gespeicherte Energie über die Diode D5, den Kondensator C4 und die Diode D2, während sich die im Induktor L2 gespeicherte Energie über den Last kreis, die Diode D2 und den Kondensator C3 und weiterhin über die Diode D3, den Kondensator C5 und den Gleichrichter DB entlädt.

Wenn der Transistor Q2 durchgeschaltet wird, entlädt sich die im Kondensator C3 gespeicherte Ladung über den Transistor Q2 und den Lastkreis. Wenn der Transistor Q2 dagegen ausge schaltet wird, entlädt sich die im Induktor L2 gespeicherte Energie über den Kondensator C3, die Diode D1, den Konden sator C5 und den Lastkreis.

Auf diese Weise kann eine hochfrequente Wechselspannung an den Lastkreis angelegt werden, und die Spannung am Kondensa tor C4 kann im wesentlichen konstant und kleiner als der Spitzenwert der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB ge halten werden. Die Anlegung der hochfrequenten Wechselspan nung an den Lastkreis induziert weiterhin eine hochfrequente Spannung in der Sekundärwicklung n2 des Induktors L2. Da die in der Sekundärwicklung n2 induzierte Spannung wechselt, wirkt der Induktor L2 in der gleichen Weise wie das Impe danzbauteil in den vorangegangenen Ausführungsformen, das heißt er liefert in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB einen hochfrequenten Strom. Der Induk tor L2, der Teil der Resonanzschaltung des Lastkreises ist, wirkt demnach auch als Impedanzbauteil. Im übrigen sind An ordnung und Funktionsweise im wesentlichen wie in der Aus führungsform 20.

Ausführungsform 25

Die gegenwärtige Ausführungsform ist in der Hinsicht von der Ausführungsform 24 aus Fig. 41 verschieden, als, wie in Fig. 42 dargestellt, die Rückkopplungswicklung n2 des Induktors L2 an der Eingangsseite des Gleichrichters DB angeordnet ist. Im übrigen sind Anordnung und Funktionsweise im wesentlichen gleich denen der Ausführungsform 24.

Ausführungsform 26

In der gegenwärtigen Ausführungsform, die in Fig. 43 darge stellt ist, ist eine kommerzielle Wechselspannungsquelle Vs über die Filterschaltung F mit dem Gleichrichter DB verbun den, der eine Diodenbrücke enthält, so daß der Gleichrichter DB eine Vollwellengleichrichtung der Spannung der Wechsel spannungsquelle Vs bewirkt. Die Filterschaltung F, die eine Drosselspule L0 enthält, die zwischen der Wechselspannungs quelle Vs und dem Gleichrichter DB angeordnet ist, sowie den Kondensator C0, der sich zwischen den Wechselspannungsein gängen des Gleichrichters DB befindet, wirkt als Tiefpaßfil ter zur Unterdrückung hoher Frequenzen, die in der Nähe der Schaltfrequenz (mehrere 10 bis mehrere 100 KHz) der Inver terschaltung I liegen, und läßt darüberhinaus niedrigere Frequenzen, die in etwa der Frequenz der Wechselspannungs quelle Vs entsprechen (mehrere 10 Hz), durch.

Mit den Gleichspannungsausgängen des Gleichrichters DB ist eine Reihenschaltung aus der in Durchlaßrichtung angeordneten Diode D3 und dem Kondensator C5 verbunden. Die Inverter schaltung I, die eine Reihenschaltung aus den Transistoren Q1 und Q2 enthält, ist parallel zum Kondensator C5 angeordnet. Eine Reihenschaltung aus der Primärwicklung n1 des Transforma tors T1 und dem Gleichspannungssperrkondensator C3 ist parallel zu dem Schaltelement geschaltet, das mit dem po sitiven Ausgang des Gleichrichters DB verbunden ist. Die Sekundärwicklung n2 des Transformators T1 ist an einem Ende über den Induktor L2 mit dem Lastkreis verbunden. Die Schaltelemente enthalten die Transistoren Q1 und Q2, deren Kollektoren und Emitter in invers-paralleler Weise mit den Dioden D1 und D2 verbunden sind. Diese Schaltelemente werden mit hoher Schaltgeschwindigkeit (mehrere 10 bis mehrere 100 KHz) wechselnd durchgeschaltet und gesperrt. Damit nicht beide Schaltelemente gleichzeitig durchgeschaltet sein können, wird der Schaltvorgang von einer Steuerschaltung (nicht dargestellt) gesteuert. Der Lastkreis besteht aus der Entladungslampe La und dem mit den beiden Heizdrähten verbundenen Kondensator C2.

Der Induktor L2, der Kondensator C2, der Kondensator C3 und die Entladungslampe La bilden eine Resonanzschaltung. Ein Impedanzbauteil enthaltend eine Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 ist parallel zu einer Reihenschaltung aus der Diode D3 und der Primärwicklung des Transformators T1 geschaltet.

Im folgenden wird die Funktionsweise der Stromquelle der in Fig. 43 dargestellten gegenwärtigen Ausführungsform beschrieben. Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform läßt sich in verschiedene Betriebsarten aufteilen, die durch die verschiedenen Kombinationen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB (dadurch gekenn zeichnet, daß die Ausgangsspannung des Gleichrichters DB in der Nähe von 0 V liegt ("Talbereiche") oder in der Nähe des Spitzenwertes dieser Spannung), der Durchschalt- und Sperrzustände der Transistoren Q1 und Q2 und die Richtung des durch das Impedanzbauteil fließenden Stromes gegeben sind. In den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Vollweggleichrichters DB läßt sich die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform in sechs Betriebsarten einteilen, die in den Fig. 44-49 dargestellt sind. In den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB läßt sich die Funktionsweise der Ausführungsform in sechs Betriebsarten einteilen, die in den Fig. 50-55 dargestellt sind. In den Fig. 44-55 sind die Ströme durch unterbrochene Linien dargestellt.

Zunächst werden die Funktionsweisen in den Spitzenbereichen der Spannung des Gleichrichters DB erklärt. Wenn die Stromquelle durchgeschaltet wird, so daß der Transistor Q1 ebenfalls durchgeschaltet wird und der Transistor Q2 gesperrt, fließt, wie in Fig. 44 dargestellt, ein Strom vom Gleichrichter DB über die Diode D3, den Transistor Q1, den Induktor L3, die Diode D5 und den Kondensator C4 und lädt den Kondensator C4. Da die Ausgangsspannung des Gleich richters DB während dieses Ladevorgangs höher ist als die Spannung am Kondensator C5, fließt ein Strom vom Gleich richter DB über die Diode D3 und den Kondensator C5 und lädt hierbei den Kondensator C5. Ströme, die durch andere in Fig. 44 gezeigte Pfade fließen, sind oszillierende Ströme, die durch Impedanzelemente (Oszillatorschaltung) fließen, die den Transformator T1 und den Kondensator C3 bzw. den Induktor L1 und den Kondensator C1 enthalten. Genauer gesagt, fließen die oszillierenden Ströme über den Kondensator C3 und die Diode D1 und bewirken, daß eine abwärtsgerichtete (im Sinne von Fig. 44) Spannung an der Primärwicklung M1 des Transformators T1 anliegt. Demgegenüber erzeugt der oszillierende Strom, der durch den Transistor Q1, den Kondensator C3 und den Kondensator C1 fließt, eine aufwärtsgerichtete (im Sinne von Fig. 44) Spannung am Induktor L1.

In diesem Fall wird der durch die Primärwicklung n1 des Transformators T1 fließende Strom in seiner Richtung umge kehrt. In dieser Betriebsart fließt der Strom, wie in Fig. 45 dargestellt, vom Kondensator C3 über einen Kreis, der von der Primärwicklung n1 des Transformators T1 und dem Tran sistor Q1 gebildet wird. Weitere Ströme fließen in dieser Ausführungsform ebenso wie in der in Fig. 44 dargestellten Betriebsart, abgesehen davon, daß anstelle des regenerieren den Stromes des Transformators T1, der von der gespeicherten Ladung im Kondensator C3 verursachte Strom fließt.

Folglich wird, wie in Fig. 46 dargestellt, die Polarität der Spannung am Induktor L1 umgekehrt, so daß das Potential an der Anode der Diode D3 gegenüber dem Potential an der Kathode verringert wird. Die Diode D3 ist daher in Sperrich tung gepolt, so daß die Ströme vom Gleichrichter DB über den Induktor L1, den Kondensator C1, den Kondensator C3, den Induktor L3, die Diode D5 und den Kondensator C4 und weiter hin vom Gleichrichter DB über den Induktor L1, den Konden sator C1, den Kondensator C3, die Diode D1 und den Kondensa tor C5 fließen. In dieser Betriebsart wird der oszillierende Strom des Induktors L1 unterbrochen, und die Entladung des Kondensators C3 hält das Fließen eines Stromes durch den Transformator T1 und den Transistor Q1 aufrecht.

Während der Strom wie in Fig. 46 dargestellt fließt, werden die Durchschalt- und Sperrzustände der Transistoren Q1 und Q2 umgekehrt. Die Zeiträume, in denen die beiden Transistoren gleichzeitig durchgeschaltet sind, werden als vernachlässigbar kurz angenommen. Wie in Fig. 47 dargestellt ist, wird der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet. Der Entladevorgang des Kondensators C3 setzt sich fort, jedoch entlädt sich, wenn der Transistor Q1 durchgeschaltet wird, der Kondensator C3 über die Primär wicklung n1 des Transformators T1, den Kondensator C5 und die Diode D2 und lädt den Kondensator C5 auf. Weiterhin führt die Unterbrechung des durch den Induktor L3 fließenden Stromes dazu, daß sich die im Induktor L3 gespeicherte Energie über die Diode D5, den Kondensator C4 und die Diode D2 entlädt und auf diese Weise den Kondensator C4 auflädt. Weiterhin fließt ein Strom vom Gleichrichter DB über den Induktor L1, den Kondensator C1, den Kondensator C3 und den Transistor Q2.

Wie im vorangegangenen Teil erklärt wurde, und wie in Fig. 48 dargestellt ist, entlädt sich der Kondensator C3 über den Transistor Q2, den Kondensator C5 und die Primärwicklung n1 des Transformators T1. Weitere in der Schaltung fließende Ströme bleiben hiervon unbeeinflußt.

Hierauf ist der Aufladevorgang des Kondensators C4 durch den regenerierenden Strom des Induktors L3 beendet. Der vom aus dem Transformator T1 und dem Kondensator C3 bestehenden Resonanzkreis erzeugte Strom fließt jedoch unverändert weiter, und die Spannung am Impedanzbauteil, das aus dem In duktor L1 und dem Kondensator C1 besteht, wird in ihrer Po larität umgekehrt. Das heißt, daß, wie in Fig. 49 darge stellt, ein Strom vom Induktor L1 und dem Kondensator C1 über den Kondensator C5 und die Diode D2 fließt. Die Schalt zustände der Transistoren Q1 und Q2 werden daraufhin umgekehrt und der Strom fließt, wie in Fig. 44 dargestellt. Der den Transistor Q2 enthaltende Strompfad in Fig. 49 wird dabei unterbrochen, und der durch den Transformator T1 und den Kondensator C1 fließende Strom fließt daraufhin durch den Pfad, der die Diode D1 enthält, und der Kondensator C5 wird durch den vom Gleichrichter DB kommenden Strom geladen.

Wie im vorangegangenen Teil erklärt wurde, wird der Kondensator C4 während des Durchschaltzustandes des Transistors Q1 (in den in Fig. 44-46 dargestellten Betriebsarten) über den Induktor L3 geladen, der Kondensator C4 wird mit dem regenerierenden Strom des Induktors L3 bei gesperrten Transistor Q1 aufgeladen (bei den in Fig. 47-49 dargestellten Betriebsarten), und der Transistor Q1 ist Teil der Inverterschaltung I und bildet gleichzeitig das Schaltelement der spannungsvermindernden Zerhackerschaltung.

Im folgenden wird die Funktionsweise der gegenwärtigen Aus führungsform in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB erklärt. Zunächst sei der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt. In den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB gibt es eine Betriebsart, in der Ströme fließen. Der oszillieren de Strom der Resonanzschaltung, die den Transformator T1 und den Kondensator C3 enthält, fließt abwärts (im Sinne von Fig. 50) durch die Primärwicklung n1 des Transformators T1, während der oszillierende Strom des Resonanzkreises, der den Kondensator C1 und den Induktor L1 enthält, im Sinne von Fig. 50 aufwärts durch den Induktor L1 fließt. Genauer ge sagt, fließen die Ströme über einen Pfad, der die Primär wicklung des Transformators T1, den Kondensator C3 und die Diode D1 enthält, sowie über einen Pfad, der den Kondensator C1, den Induktor L1, die Diode D3, den Transistor Q1 und den Kondensator C3 enthält. Hierauf wird nur der Strom in seiner Richtung umgekehrt, der durch die Resonanzschaltung, den Transformator T1 und den Kondensator C3 fließt, so daß, wie in Fig. 51 dargestellt, ein Strom durch einen Pfad fließt, der den Kondensator C3, die Primärwicklung des Transforma tors T1 und den Transistor Q1 enthält.

Wenn daraufhin der oszillierende Strom, der durch den Reso nanzkreis fließt, der aus dem Induktor L1 und dem Kondensa tor C1 besteht, in seiner Fließrichtung umgekehrt wird, fließt ein Strom vom Gleichrichter DB über den Induktor L1, den Kondensator C1, den Kondensator C3, die Diode D1 und den Kondensator C5 und lädt dabei, wie in Fig. 52 dargestellt, den Kondensator C5. Während dieses Ladevorgangs fließt wei terhin der Strom durch den Pfad, der vom Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1 und dem Transistor Q1 gebildet wird.

Wenn der Transistor Q1 gesperrt wird und der Transistor Q2 durchgeschaltet, wird der Strom, der durch den Transistor Q1 fließt, unterbrochen, und es fließt ein Strom vom Gleich richter DB über einen Pfad, der vom Induktor L1, dem Konden sator C1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird, wie in Fig. 53 dargestellt ist. Der oszillierende Strom, der durch die Resonanzschaltung fließt, die vom Kondensator C3 und dem Transformator T1 gebildet wird, beginnt nun über einen Pfad zu fließen, der den Kondensator C3, die Primär wicklung n1 des Transformators T1, den Kondensator C5 und die Diode D2 enthält. Die Richtung des oszillierenden Stro mes kehrt sich um, und es beginnt, wie in Fig. 54 darge stellt, ein Strom durch einen Pfad zu fließen, der vom Kon densator C5, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird. Daraufhin kehrt sich, wie in Fig. 55 dargestellt, der oszillierende Strom, der durch den Resonanzkreis fließt, der vom Induktor L1 und dem Kondensator C1 gebildet wird, in seiner Richtung um, und es beginnt ein Strom über den Pfad zu fließen, der vom Kondensator C1, dem Induktor L1, der Diode D3, der Diode D4, dem Kondensator C4, der Diode D2 und dem Kondensator C3 gebildet wird. Hierbei wurde angenommen, daß der Strom in Sperrichtung durch die Diode D4 fließt, da jedoch der Strom, der vom Kondensator C4 durch die Primärwicklung n1 des Transformators T1 und den Kondensator C3 fließt, stets größer ist als der Strom, der durch den Kondensator C1 und den Induktor L1 fließt, fließt der Gesamtstrom stets in Durchlaßrichtung durch die Diode D4. Da sich weiterhin die im Kondensator C4 gespeicherte Ladung entlädt, beginnt ein Strom über einen Pfad zu fließen, der den Kondensator C4, die Diode D4, die Primärwicklung n1 des Transformators T1, den Kondensator C3 und den Transistor Q2 enthält.

Wenn der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt wird, wird die Entladung des Kondensators C4 beendet, und die Ströme fließen, wie in Fig. 50 dargestellt.

In den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB liefert der Gleichrichter DB in den in den Fig. 52, 53 und 54 dargestellten Betriebsarten (entsprechend der Hälfte der möglichen Betriebsarten, die in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB auftreten) einen Strom, so daß ein hochfrequenter Strom in den Gleichrichter DB fließt. Demnach kann die Unterbrechung des Eingangs stromes in der Nähe von Nulldurchgängen der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs verhindert werden.

Durch den oben erwähnten Betrieb als spannungsvermindernde Zerhackerschaltung ist es schwierig, die an der Primärwicklung n1 des Transformators T1 anliegende Spannung unabhängig vom Zustand des Lastkreises hochzuhalten. Weiter hin wird die Beanspruchung der die Schaltung bildenden Bauteile, die durch hohe Spannungen in den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB auftreten würde, kleingehalten. In den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB tritt keine Unterbrechung des durch den Gleichrichter DB fließenden Eingangsstromes auf. Demnach fließt der Eingangsstrom während einer relativ langen Zeit stetig, und die Verzerrung des Eingangsstromes kann unter drückt werden. Weiterhin läßt sich mit dem einfachen Tief paßfilter F, der eine Grenzfrequenz in der Nähe der Frequenz der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs besitzt, das Eindringen hochfrequenter Anteile in die Wechselspannungs quelle Vs verhindern, da der Eingangsstrom hochfrequent intermittierend fließt. Da der Eingangsstrom des Gleichrichters DB in den Spitzenbereichen der Ausgangs spannung des Gleichrichters DB im wesentlichen stetig fließt, und in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB hochfrequent intermittierend fließt, fließt in den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB ein hoher und in den Talbereichen dieser Spannung ein niedriger Eingangsstrom. Im Ergebnis kann erreicht werden, daß der Eingangsstrom des Gleichrichters DB im wesentlichen eine sinusförmige Wellenform hat, so daß hochfrequente Anteile unterdrückt werden können und die Eingangsleistung hoch sein kann.

Obwohl in der gegenwärtigen Ausführungsform der Induktor L2 auf der Sekundärseite des Transformators T1 vorgesehen ist, kann durch Verwendung eines Transformators T1, der einen Streufluß aufweist, der Induktor L2 fortgelassen werden und das Invertergerät auf diese Weise miniaturisiert werden. Weiterhin bestehen in der gegenwärtigen Ausführungsform die Schaltelemente aus Parallelschaltungen der Transistoren Q1 und Q2 sowie der Dioden D1 und D2. Wenn die Schaltelemente MOSFETs enthalten, können die Dioden D1 und D2 fortgelassen werden, und es läßt sich eine weitere Verkleinerung des Invertergerätes erzielen. Weiterhin ist ersichtlich, daß die Anzahl der Entladungslampen nicht auf 1 beschränkt ist, sondern 2 oder mehr betragen kann. Die Entladungslampen können dabei in Reihe oder parallel geschaltet sein.

Ausführungsform 27

Die gegenwärtige Ausführungsform ist nahezu gleich der in Fig. 43 dargestellten Ausführungsform 26, jedoch, wie in Fig. 56 gezeigt, hiervon verschieden, als das Impedanzbau teil, das eine Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 enthält, in der Ausführungsform 26 an einem Ende nicht mit dem positiven Ausgang des Gleichrichters DB, sondern mit einem der Eingänge des Gleichrichters DB verbunden ist.

Im wesentlichen ist die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform gleich der der Ausführungsform 26. Wenn der durch den Induktor L1 fließende Strom jedoch aufwärtsgerich tet ist (im Sinne von Fig. 56) (die Betriebsarten sind in den Fig. 44, 45, 49, 50, 51 und 55 dargestellt) fließt der Strom durch den Gleichrichter DB und die Diode D3. Wenn je doch der durch den Induktor L1 fließende Strom abwärtsge richtet ist (im Sinne von Fig. 56) (die Betriebsarten sind in den Fig. 46, 47, 48, 52, 53 und 54 dargestellt), fließt der Strom von der Wechselspannungsquelle Vs nicht durch den Gleichrichter DB zum Induktor L1, sondern durch die Filter schaltung F. Im übrigen ist diese Ausführungsform im wesent lichen gleich der Ausführungsform 26.

Ausführungsform 28

Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausfüh rungsform 26 aus Fig. 43 darin, daß, wie in Fig. 57 darge stellt, der Kondensator C6 parallel mit der Diode D3 verbun den ist. Der Kondensator C6 wird verwendet, um die Verzerrung des Eingangsstroms weiter zu verringern. Die gegenwärtige Ausführungsform ist so ausgelegt, daß die Kurvenform des Eingangsstromes sehr viel näher an einem Sinus liegt als in der Ausführungsform 26.

Da die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform in den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB gleich der Ausführungsform 26 ist, wird im folgenden nur die Funktionsweise in der Nähe von Nulldurchgängen der Span nung der Wechselspannungsquelle erklärt. Zunächst sei der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt. In diesem Fall fließt, wie in Fig. 58 dargestellt, der oszillierende Strom des Resonanzkreises, der vom Transformator T1 und vom Kondensator C3 gebildet wird, ebenso wie in der Ausführungsform 26, abwärts (im Sinne von Fig. 58) durch die Primärwicklung n1 des Transformators T1. Der Strom fließt demnach durch einen Pfad, der von der Primärwicklung des Transformators T1, dem Kondensator C3 und der Diode D1 gebildet wird. Gleichzeitig fließt der oszillierende Strom der Resonanzschaltung, die aus dem Kondensator C1 und dem Induktor L1 besteht, aufwärts (im Sinne von Fig. 58) durch den Induktor L1, das heißt durch einen Pfad, der vom Kondensator C1, dem Induktor L1, dem Kondensator C6, dem Transistor Q1 und dem Kondensator C3 gebildet wird. Da die Ausgangsspannung des Gleichrichters DB niedrig ist und der Kondensator C6 nicht ausreichend aufgeladen ist, fließt der Strom in den Kondensator C6, und die Diode D3 bleibt in Sperrichtung geschaltet.

Daraufhin kehrt sich die Richtung des Stromes, der durch den vom Transformator T1 und vom Kondensator C3 gebildeten Re sonanzkreis fließt, um, so daß, wie in Fig. 59 dargestellt, ein Strom durch einen Pfad fließt, der vom Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1 und dem Transi stor Q1 gebildet wird. Da sich die Spannung am Kondensator C3 zur Spannung an der Reihenschaltung aus dem Kondensator C1 und dem Induktor L1 hinzuaddiert, wird eine Potentialdiffe renz erzeugt, die die Diode D3 durchschaltet. Dies führt zum Fließen eines Stromes durch einen Pfad, der vom Kondensator C1, vom Induktor L1, von der Diode D3, dem Transistor Q1 und dem Kondensator C3 gebildet wird.

Wenn daraufhin die Richtung des Stromes durch die Resonanz schaltung, die vom Induktor L1 und dem Kondensator C1 gebil det wird, umgekehrt wird, fließt ein Strom durch einen Pfad, der vom Kondensator C1, dem Kondensator C3, der Diode D1 und dem Kondensator C6 gebildet wird, wie in Fig. 60 dargestellt ist. Es wird also der durch den Induktor L1 und den Konden sator C1 fließende Strom vom Gleichrichter DB in der Ausfüh rungsform 26 geliefert. Demgegenüber wird durch den Einbau des Kondensators C6 in der gegenwärtigen Ausführungsform eine Potentialdifferenz am Kondensator C6 erzeugt, so daß ein Strom vom Gleichrichter DB statt durch den Pfad, der vom Induktor L1, dem Kondensator C1, dem Kondensator C3, der Diode D1 und dem Kondensator C5 gebildet wird, durch den Pfad fließt, der vom Induktor L1, dem Kondensator C1, dem Kondensator C3, der Diode D1 und dem Kondensator C6 gebildet wird. Währenddessen fließt weiterhin ein Strom über einen Pfad, der vom Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1 und dem Transistor Q1 gebildet wird.

Wenn nun der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet wird, wie in Fig. 61 gezeigt, wird der Strom durch den Transistor Q1 unterbrochen, so daß der bis her durch den Transistor Q1 fließende Strom nun über einen Pfad fließt, der vom Kondensator C5 und der Diode D2 gebil det wird.

Weiterhin wird das Kathodenpotential der Diode D1 höher als das Anodenpotential dieser Diode, so daß die Diode D1 ausge schaltet wird und ein Strom durch einen Pfad fließt, der vom Kondensator C1, dem Kondensator C3, dem Transistor Q2, dem Kondensator C5, dem Kondensator C6 und dem Induktor L1 ge bildet wird.

Unmittelbar darauf kehrt sich der durch die vom Konden sator C3 und dem Transformator T1 gebildete Resonanzschal tung fließende Strom in seiner Richtung um, wie in Fig. 62 dargestellt ist, und es beginnt ein Strom über einen Pfad zu fließen, der vom Kondensator C5, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird. Der durch den Kondensator C1, den Kondensator C3, den Transistor Q2, den Kondensator C5, den Kondensator C6 und den Induktor L1 fließende Strom ändert sich nicht. Weiterhin fließt ein Strom vom Gleichrichter DB durch einen Pfad, der vom Kondensator C6 und dem Kondensator C5 gebildet wird, und nur in dieser Zeit fließt der Eingangsstrom zum Gleichrichter DB.

Daraufhin kehrt sich, wie in Fig. 63 dargestellt, die Fließ richtung des durch den vom Induktor L1 und dem Kondensator C1 gebildeten Resonanzkreis fließendes Stroms um, und ein Strom fließt durch den Pfad der vom Kondensator C1, dem Induktor L1, dem Kondensator C6, dem Kondensator C5, der Diode D2 und dem Kondensator C3 gebildet wird. Der Entladevorgang des Kondensators C4 erzeugt einen Strom durch einen Pfad, der vom Kondensator C4, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird. Wenn der Transistor Q1 durchgeschaltet wird und der Transistor Q2 gesperrt, endet der Entlade vorgang des Kondensators C4 und der Strom fließt, wie in Fig. 58 dargestellt.

Wie im vorangegangenen Teil erklärt wurde, tritt der Eingangsstrom in den Gleichrichter DB nur in der in Fig. 62 dargestellten Betriebsart auf. Es fließt also nur in einer der sechs Betriebsarten ein Strom in den Gleichrichter DB. Auch in der gegenwärtigen Ausführungsform fließt der Eingangsstrom wie in Ausführungsform 26 hochfrequent intermittierend, jedoch ist die Zeit, in der der Strom fließt, kürzer als in Ausführungsform 26. Es kann also erreicht werden, daß der Eingangsstrom in der Nähe der Nulldurchgänge der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs gegen Null geht, so daß sich die Kurvenform des Eingangs stroms einem Sinus annähert. Zusammenfassend kann gesagt werden, daß, wenn sich der Strom in der Nähe der Nulldurch gänge der Spannung der Wechselspannungsquelle Vs in der Anordnung von Ausführungsform 26 sehr schnell ändert, die Einfügung des Kondensators C6, wie in der gegenwärtigen Ausführungsform, es ermöglicht, daß die hochfrequenten Schwankungen des Stroms herausgemittelt werden, so daß der Eingangsstrom eine Kurvenform haben kann, die einem Sinus ähnlich ist, so daß hochfrequente Anteile unterdrückt werden können.

Ausführungsform 29

In dieser Ausführungsform ist, wie in Fig. 64 dargestellt, die Position der Primärwicklung n1 des Transformators T1 gegenüber der in Fig. 43 dargestellten Ausführungsform 26 verändert. Wie in Ausführungsform 26 wurde die Reihenschal tung aus der Diode D3 und der Primärwicklung n1 des Transforma tors T1 parallel zur Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 geschaltet. Dagegen ist in der gegenwär tigen Ausführungsform der Transformator T1 in Reihe mit ei ner Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 verbunden, und eine Reihenschaltung aus dem Induktor L1, dem Kondensator C1 und der Primärwicklung n1 des Transformators T1 ist mit den Ausgängen des Gleichrichters DB verbunden.

Die Funktionsweise der Inverterschaltung I in der gegen wärtigen Ausführungsform unterscheidet sich von der der Ausführungsform 26. Dagegen sind die Ströme, die durch die Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 fließen, gleich denen der Ausführungsform 26. Entsprechend wird im folgenden erklärt, wie die Ströme in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB durch die Inverterschaltung I fließen. In der in Fig. 50 dargestellten Betriebsart fließt ein Strom durch einen Pfad, der von der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3, der Diode D1 und dem Kondensator C5 gebildet wird. In der in Fig. 51 dargestellten Betriebsart fließt ein Strom durch einen Pfad, der vom Kondensator C5, dem Transistor Q1, dem Kondensator C3 und der Primärwicklung n1 des Transformators D1 gebildet wird. In der in Fig. 52 dargestellten Betriebsart fließt ein Strom über einen Pfad der vom Kondensator C4, der Diode D4, dem Transistor Q1, dem Kondensator C3 und der Primärwicklung n1 des Transformators T1 gebildet wird. Wenn daraufhin die Schaltzustände der Transistoren Q1 und Q2 umgekehrt werden, tritt die in Fig. 53 dargestellte Betriebsart auf, in der ein Strom durch einen Pfad fließt, der vom Transformator T1, der Diode D2 und dem Kondensator C3 gebildet wird. In den Betriebsarten, die in Fig. 54 und 55 dargestellt sind, fließt ein Strom durch einen Pfad, der vom Kondensator C3, dem Transistors Q2 und dem Transformator T1 gebildet wird.

Im übrigen ist die gegenwärtige Ausführungsform in Funkti onsweise und Aufbau im wesentlichen gleich der Ausführungs form 26.

Ausführungsform 30

Die gegenwärtige Ausführungsform unterscheidet sich darin von der in Fig. 64 dargestellten Ausführungsform 29, als der Induktor L1, wie in Fig. 65 dargestellt, mit einem der Eingänge des Gleichrichters DB anstelle des Verknüpfungs punkts der Anode der Diode D3 und dem positiven Ausgang des Gleichrichters DB verbunden ist. Der Unterschied im Verbindungsschema der Ausführungsformen 29 und 30 ist gleich dem der Ausführungsformen 26 und 27, und die gegenwärtige Ausführungsform arbeitet im wesentlichen genauso, wie die Ausführungsform 29, abgesehen davon, daß der Strom, der vom Kondensator C1 zum Induktor L1 fließt, über den Gleich richter DB zur Diode D3 fließt und daß der Strom, der vom Induktor L1 zum Kondensator C1 fließt, von der Wechsel spannungsquelle Vs durch die Filterschaltung F anstelle des Gleichrichters DB fließt.

Ausführungsform 31

In der gegenwärtigen Ausführungsform sind, wie in Fig. 66 dargestellt, der Induktor L1, der Kondensator C1 und die Diode D3 mit dem negativen Ausgang des Gleichrichters DB verbunden. Genauer gesagt, ist eine Reihenschaltung aus dem Kondensators C5 und der Diode D3 mit den Ausgängen des Gleichrichters DB verbunden, und die Kathode der Diode D3 ist mit dem negativen Ausgang des Gleichrichters DB verbunden. Weiter ist die Reihenschaltung aus der Primär wicklung n1 des Transformators T1 und der Diode D3 parallel mit der Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 verbunden, so daß der Kondensator C1 mit der Kathode der Diode D3 verbunden ist.

Die Funktionsweise der Inverterschaltung I ist im wesentli chen gleich der der Ausführungsform 29 und wird daher im folgenden nicht erklärt. Es wird im folgenden lediglich kurz auf die Funktionsweise der Inverterschaltung I in den Tal bereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB einge gangen. Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform läßt sich wie bei der Ausführungsform 26 in sechs Betriebs arten einteilen. Bei den Betriebsarten der Ausführungsform 26, die den Fig. 50 und 51 entsprechen, fließt ein Strom vom Gleichrichter DB durch einen Pfad, der vom Transistor Q1, dem Kondensator C3, dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 gebildet wird. Bei einer Betriebsart, die der Fig. 52 entspricht, fließt ein Strom durch einen Pfad, der vom Kon densator C1, dem Induktor L1, dem Kondensator C3, der Diode D1, dem Kondensator C5 und der Diode D3 gebildet wird. In den Betriebsarten, die den Fig. 53 und 54 entsprechen, fließt weiterhin ein Strom durch den Pfad, der vom Kondensa tor C1, dem Induktor L1, dem Kondensator C3, dem Transistor Q2 und der Diode D3 gebildet wird. Bei einer Betriebsart, die in Fig. 55 dargestellt ist, fließt ein Strom vom Gleich richter DB durch einen Pfad, der vom Kondensator C5, der Diode D2, dem Kondensator C3, dem Induktor L1 und dem Kon densator C1 gebildet wird.

In den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrich ters DB wird wie in den vorangehenden Ausführungsformen eine spannungsvermindernde Zerhackerschaltung hinzugefügt, so daß in der Durchschaltzeit des Transistors Q1 ein Strom vom Gleichrichter DB durch einen Pfad fließt, der vom Transistor Q1, dem Induktor L3, der Diode D5, dem Kondensator C5 und der Diode D3 gebildet wird, und den Kondensator C4 auflädt und gleichzeitig Energie im Induktor L3 speichert. Während der Durchschaltzeit des Transistors Q2 entlädt sich die im Induktor L3 gespeicherte Energie durch einen Pfad, der von der Diode D5, dem Kondensator C4 und der Diode D2 gebildet wird, und lädt den Kondensator C4. In den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB fließt weiterhin ein Strom vom Gleichrichter DB über einen Pfad, der vom Kondensator C5 und der Diode D3 gebildet wird und lädt den Kondensator C5. Da der Strom auch in dieser Ausführungsform in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB hochfrequent intermittierend fließt, können die hochfrequenten Anteile des Eingangsstroms wie in den vorangegangenen Ausführungsformen unterdrückt werden. Ansonsten ist diese Ausführungsform in Anordnung und Funktionsweise gleich der Ausführungsform 26.

Ausführungsform 32

Die gegenwärtige Ausführungsform unterscheidet sich darin von der vorangehenden Ausführungsform 31, daß, wie in Fig. 67 dargestellt, eine Reihenschaltung aus der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 mit den Ausgängen des Gleichrichters DB verbunden ist und die Primärwicklung n1 des Transformators T1 statt mit dem negativen Ausgang des Gleichrichters DB mit dessen positivem Ausgang verbunden ist. Die Funktionsweise der Inverter schaltung I ist im wesentlichen gleich der aus Ausführungs form 26 und ihre Funktionsweise in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB ist ebenfalls im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 31.

Ausführungsform 33

In der gegenwärtigen Ausführungsform, die in Fig. 68 darge stellt ist, sind im Gegensatz zur in Fig. 57 dargestellten Ausführungsform 28 der Induktor L1 und der Kondensator C1 fortgelassen worden, und die Primärwicklung n1 des Transfor mators T1 wurde anstelle der Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Kondensator C1 verwendet.

Die Funktionsweise der vorangegangenen Ausführungsform ließ sich in sechs Betriebsarten einteilen. Bei der gegenwärtigen Ausführungsform lassen sich fünf Betriebsarten unterschei den. In den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB sind die Betriebsarten so wie in den Fig. 69 bis 73 dargestellt. Zunächst sei der Transistor Q1 durchgeschaltet und der Transistor Q2 gesperrt. Dies entspricht der in Fig. 69 dargestellten Betriebsart, in der ein Strom über einen Pfad fließt, der von der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3, der Diode D1 und dem Kondensator C6 gebildet wird. Weiterhin fließt ein Strom durch einen Pfad, der vom Gleichrichter DB, dem Kon densator C6, dem Transistor Q1, dem Induktor L3, der Diode D5 und dem Kondensator C4 gebildet wird sowie über einen Pfad, der vom Gleichrichter DB, dem Kondensator C6 und dem Kondensator C5 gebildet wird, und dabei die Kondensatoren C4 und C5 auflädt. Daraufhin kehrt sich die Richtung des oszil lierenden Stroms, der durch die in der Inverterschaltung I enthaltene Resonanzschaltung fließt, um, und es fließen, wie in Fig. 70 dargestellt, Ströme über einen Pfad, der vom Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C6 und dem Transistor Q1 gebildet wird sowie über einen Pfad, der vom Kondensator C5, dem Transistor Q1, dem Induktor L3, der Diode D5 und dem Kondensator C4 gebildet wird. Wenn der Kondensator C6 so weit aufgeladen ist, daß der Strom zum Kondensator C6 zu fließen aufhört, beginnt ein Strom durch die Diode D3 zu fließen, wie in Fig. 71 dargestellt ist. Wenn der Transistor Q1 gesperrt wird und der Transistor Q2 durchgeschaltet, verursacht die im Transformator T1 gespeicherte Energie das Fließen eines Stroms durch einen Pfad, der die Primärwicklung n1 des Transformators T1, die Diode D3, den Kondensator C5, die Diode D2 und den Kondensator C3 enthält. Gleichzeitig verursacht die im Induktor L3 gespeicherte Energie das Fließen eines Stroms über einen Pfad, der vom Induktor L3, der Diode D5, dem Kondensator C4 und der Diode D2 gebildet wird und lädt hierbei die Kondensatoren C4 und C5, wie in Fig. 72 dargestellt ist. Daraufhin kehrt sich die Richtung des oszillierenden Stroms, der durch die Inverterschaltung I fließt, um, so daß, wie in Fig. 73 dargestellt, Ströme über einen Pfad fließen, der vom Gleichrichter DB, der Primär wicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird sowie über einen Pfad, der vom Kondensator C5, dem Kondensator C6, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird. Zusammenfassend ausgedrückt wirkt die Inverterschaltung I in den in den Fig. 69 bis 72 dargestellten Betriebsarten als spannungsvermindernde Zerhackerschaltung und lädt den Kondensator C4 mit einer Spannung auf, die geringer ist als die Ausgangsspannung des Gleichrichters DB.

In den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB fließt, wie in Fig. 74 dargestellt, ein Strom vom Gleich richter DB über einen Pfad, der vom Kondensator C6 und dem Kondensator C5 gebildet wird, während ebenso wie in den Spitzenbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters DB bei durchgeschaltetem Transistor Q1 ein Strom über einen Pfad fließt, der von der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3, der Diode D1 und dem Kondensator C6 ge bildet wird. Wenn sich der oszillierende Strom, der durch die Inverterschaltung I fließt, umkehrt, fließt ein Strom durch einen Pfad, der vom Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C6 und dem Transi stor Q1 gebildet wird, wie in Fig. 75 dargestellt ist. Gleichzeitig wird der Strom vom Gleichrichter DB unterbro chen.

Wenn daraufhin der Transistor Q1 gesperrt und der Tran sistor Q2 durchgeschaltet wird, fließt wie in den Talberei chen der Ausgangsspannung des Gleichrichters ein Strom über einen Pfad, der vom Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, der Diode D3, dem Kondensator C5 und der Diode D2 gebildet wird, wie in Fig. 76 dargestellt ist. Wenn sich daraufhin die Richtung des oszillierenden Stroms, der durch die Inverterschaltung I fließt, umkehrt, fließt ein Strom über einen Pfad, der vom Kondensator C5, dem Kon densator C6, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird, wie in Fig. 77 dargestellt ist. Wenn die Spannung am Kondensator C5 geringer wird als die Spannung an der Reihenschaltung aus dem Kondensator C4 und der Diode D4, beginnt sich der Kondensator C4 zu entladen und es fließt, wie in Fig. 78 dargestellt, ein Strom über einen Pfad, der vom Kondensator C4, der Diode D4, dem Kondensator C6, der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3 und dem Transistor Q2 gebildet wird.

Auch in der gegenwärtigen Ausführungsform gibt es einen Zeitraum in der der Strom vom Gleichrichter DB in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Gleichrichters fließt und der Eingangsstrom hochfrequent intermittierend fließt, wodurch die Oberwellenanteile des Eingangsstroms verringert werden können. Die gegenwärtige Ausführungsform enthält kein aus einer Reihenschaltung aus dem Induktor L1 und dem Glättungskondensator C1 bestehendes Impedanzbauteil, jedoch existiert ein Zeitraum, in dem ein Strom in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Vollweggleichrichters DB vom Voll weggleichrichter DB über den Kondensator C5 fließt, wodurch der Strom hochfrequent intermittierend vom Kondensator C5 geliefert werden kann. Die Zeit, in der der Strom in den Talbereichen der Ausgangsspannung des Vollweggleichrichters DB fließt, ist kürzer als in der Ausführungsform 8, so daß der Eingangsstrom in der Nähe der Nullstellen der Ausgangs spannung des Vollweggleichrichters DB nicht unterbrochen wird, sondern sich dem Wert Null annähert und sich die Kurvenform des Eingangsstroms so einem Sinus annähern kann. Da diese Ausführungsform kein Impedanzelement besitzt, kann das Invertergerät erheblich verkleinert werden. Im übrigen sind Schaltung und Funktionsweise im wesentlichen gleich denen der Ausführungsform 28.

Ausführungsform 34

Im Gegensatz zur Ausführungsform 33, in der die Primärwick lung n1 des Transformators D1, die Diode D3 und der Konden sator C6 mit dem positiven Ausgang des Vollweggleichrichters DB verbunden sind, sind diese Bauteile in der gegenwärtigen Ausführungsform mit dem negativen Ausgang des Vollweggleich richters DB verbunden, wie in Fig. 79 dargestellt ist. Die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform ist im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 33.

Die gegenwärtige Ausführungsform wirkt in den Spitzenberei chen der Ausgangsspannung des Vollweggleichrichters DB ähn lich zur Ausführungsform 33 als spannungsvermindernde Zerhackerschaltung, und die Ausgangsspannung des Voll weggleichrichters DB wird zur Versorgung der Inverterschal tung I verwendet. In den Talbereichen der Ausgangsspannung des Vollweggleichrichters DB ist die Funktionsweise der gegenwärtigen Ausführungsform im wesentlichen gleich der der Ausführungsform 33 und wird im folgenden nur kurz erläutert. Wenn der Transistor Q1 durchgeschaltet wird, fließt ein Strom über einen Pfad, der von der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C3, der Diode D1, dem Kondensator C5 und dem Kondensator C6 gebildet wird. Hierbei entlädt sich die im Transformator T1 gespeicherte Energie. Wenn sich daraufhin die Fließrichtung des oszillierenden Stroms der Inverterschaltung I umkehrt, fließt ein Strom über einen Pfad, der vom Kondensator C5, dem Transistor Q1, dem Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators C1 und dem Kondensator C6 gebildet wird. Wenn daraufhin die Spannung am Kondensator C5 kleiner wird als die Spannung an der Reihenschaltung aus dem Kondensator C4 und der Diode D4, erzeugt die Entladung des Kondensators C4 einen Strom, der der Inverterschaltung I über einen Pfad zur Verfügung gestellt wird, der vom Kondensator C4, der Diode D4, dem Transistor Q1, dem Kondensator C3, der Primärwicklung n1 des Transformators T1 und dem Kondensator C6 gebildet wird.

Wenn daraufhin der Transistor Q1 gesperrt und der Transistor Q2 durchgeschaltet wird, entlädt sich die im Transformator T1 gespeicherte Energie, und es fließt ein Strom über einen Pfad, der von der Primärwicklung n1 des Transformators T1, dem Kondensator C6, der Diode D2 und dem Kondensator C3 gebildet wird und weiterhin fließt ein Strom vom Vollweg gleichrichter DB durch den Kondensator C5 und den Kondensator C6. Daraufhin erzeugt die Umkehrung der Richtung des oszillierenden Stroms der Inverterschaltung I einen Strom, der durch einen Pfad fließt, der vom Kondensator C3, dem Transistor Q2, dem Kondensator C6 und der Primärwicklung nl des Transformators T1 gebildet wird.

Folglich fließt der Strom nur in einer von fünf Betriebs arten vom Vollweggleichrichter DB zur Inverterschaltung I. Eine Funktionsweise ähnlich der aus Ausführungsform 33 ermöglicht es, daß der Eingangsstrom hochfrequent intermittierend zur Verfügung gestellt wird und daß weiterhin eine sinusförmige Kurvenform dieses Eingangsstroms erreicht wird, wodurch sich die hochfrequenten Anteile verringern lassen. Ansonsten ist diese Ausführungsform in Schaltungsanordnung und Funktionsweise im wesentlichen gleich der Ausführungsform 33.

Claims

1. Invertergerät, in dem die Wechselspannung einer Wechsel spannungsquelle durch einen Gleichrichter gleichgerichtet wird, eine Inverterschaltung die Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters in eine hochfrequente Spannung umwandelt, an einen Lastkreis die hochfrequente Ausgangsspannung der Inverterschaltung angelegt wird, und eine Hilfsstromquelle einen Glättungskondensator enthält, der mit den Ausgängen des Gleichrichters verbunden und zu diesen parallel geschaltet ist und dessen glättende Wirkung ausreicht, um einen kontinuierlichen Strom für den Lastkreis zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß die Inverterschaltung einen Gleichspannungswandler enthält, der die Ausgangsgleich spannung des Gleichrichters und den pulsierenden Strom der Wechselspannungsquelle während einer nahezu vollen Halb periode der Wechselspannungsquelle empfängt und eine Gleich spannung ausgibt, die unterhalb des Spitzenwerts der Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters liegt, sowie einen Wechselrichter enthält, an den die Ausgangsspannung des insbesondere als nicht spannungserhöhender Schaltwandler arbeitenden Gleichspannungswandlers angelegt wird und der eine hochfrequente Spannung ausgibt, und bei der weiterhin wenigstens ein Schaltelement im Gleichspannungswandler und im Wechselrichter gemeinsam verwendet wird und die Hilfs stromquelle dem Wechselrichter eine Gleichspannung liefert, die unterhalb eines vorbestimmten Wertes der Spannung der Wechselspannungsquelle liegt.

2. Invertergerät, enthaltend:
eine Wechselspannungsquelle,
einen Gleichrichter zur Gleichrichtung der Wechselspannung der Wechselspannungsquelle,
eine Inverterschaltung, an die die Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters angelegt wird und die eine hochfrequente Spannung ausgibt,
einen Lastkreis, der einen Resonanzinduktor, einen Resonanz kondensator und eine Entladungslampe enthält, und an den die hochfrequente Ausgangsspannung der Inverterschaltung angelegt wird und
eine Hilfsstromquelle, die einen Glättungskondensator enthält, der mit den Ausgängen des Gleichrichters verbunden und zu diesem parallel geschaltet ist, und der in der Lage ist, einen Gleichstrom zu liefern, der ausreicht, um das Leuchten der Entladungslampe aufrecht zu erhalten, ohne die Entladung neu zünden zu müssen,
dadurch gekennzeichnet, daß die Inverterschaltung einen Gleichspannungswandler enthält, der die Ausgangsgleich spannung des Gleichrichters und den pulsierenden Strom der Wechselspannungsquelle während einer nahezu vollen Halb periode der Wechselspannungsquelle empfängt und eine Gleich spannung ausgibt, die unterhalb des Spitzenwerts der Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters liegt, und weiterhin einen Wechselrichter enthält, an dem die Ausgangs spannung des Gleichspannungswandlers anliegt, und der eine hochfrequente Spannung ausgibt, und bei der weiterhin wenigstens ein Schaltelement im Gleichspannungswandler und im Wechselrichter gemeinsam verwendet wird und die Hilfs stromquelle dem Wechselrichter eine Gleichspannung liefert, die unterhalb eines vorbestimmten Wertes der Spannung der Wechselspannungsquelle liegt.

3. Invertergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsstromquelle über eine erste Diode mit einem der Ausgänge des Gleichrichters verbunden ist, die Hilfsstrom quelle eine Reihenschaltung eines ersten Kondensators, einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode und eines zweiten Kondensators enthält sowie eine in Sperrichtung gepolte Diode, die parallel mit einer Reihenschaltung des ersten Kondensators und der in Durchlaßrichtung gepolten Diode verbunden ist, sowie eine zweite in Sperrichtung gepolte Diode enthält, die parallel mit einer Reihenschaltung der in Durchlaßrichtung gepolten Diode und dem zweiten Kondensator verbunden ist, die Inverterschaltung eine Reihenschaltung des ersten und des zweiten Schaltelements enthält, die mit den beiden Ausgängen der Hilfsstromquelle verbunden sind, ein Lastkreis eine Oszillatorschaltung enthält, die einen Resonanzinduktor, einen Resonanzkondensator und eine Entladungslampe enthält, die parallel mit wenigstens einem der Schaltelemente verbunden ist, eine Überbrückungs schaltung als Teil des Gleichspannungswandlers ein Impedanzbauteil enthält, das elektrisch und magnetisch mit dem Lastkreis und einem der Ausgänge des Gleichrichters verbunden ist, und die Hilfsstromquelle der Inverter schaltung eine Gleichspannung liefert, deren Betrag kleiner ist als ein vorbestimmter Wert der Spannung der Wechsel spannungsquelle.

4. Invertergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsstromquelle über eine erste Diode mit einem der Ausgänge des Gleichrichters verbunden ist, die Hilfsstrom quelle eine in Sperrichtung gepolte Diode enthält, die parallel mit einer Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator, einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode und einem zweiten Kondensator verbunden ist, und eine Reihen schaltung aus dem ersten Kondensator und der in Durchlaß richtung gepolten Diode enthält und weiterhin eine zweite in Sperrichtung gepolte Diode enthält, die parallel mit einer Reihenschaltung aus der in Durchlaßrichtung gepolten Diode und dem zweiten Kondensator verbunden ist, wobei die Inverterschaltung eine Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Schaltelements enthält, die mit den beiden Ausgängen der Hilfsstromquelle verbunden ist, ein Lastkreis eine Oszillatorschaltung enthält, die einen Resonanz induktor, einen Resonanzkondensator und eine Entladungslampe enthält, die parallel mit wenigstens einem der Schaltelemen te verbunden ist, eine Überbrückungsschaltung als Teil des Gleichspannungswandlers ein Impedanzbauteil enthält, das elektrisch und magnetisch mit dem Lastkreis und einem der Ausgänge der Wechselspannungsquelle verbunden ist, und die Hilfsstromquelle der Inverterschaltung eine Gleichspannung liefert, deren Betrag kleiner ist als ein vorbestimmter Wert der Spannung der Wechselspannungsquelle.

5. Invertergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Überbrückungsschaltung eine Primärwicklung enthält, die mit der Wechselspannungsquelle und der Anode der ersten Diode verbunden ist, und eine Sekundärwicklung als Teil des Lastkreises, wobei die Primär- und die Sekundärwicklung magnetisch gekoppelt sind.

6. Invertergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Überbrückungsschaltung eine Primärwicklung enthält, die mit wenigstens einem der Anschlüsse, Eingang oder Ausgang des Gleichrichters verbunden ist, und eine Sekundär wicklung als Teil des Lastkreises, wobei die Primär- und die Sekundärwicklung magnetisch gekoppelt sind.

7. Invertergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator von kleiner Kapazität parallel mit der Hilfsspannungsquelle verbunden ist.

8. Invertergerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator parallel mit der ersten Diode verbunden ist.

9. Ein Invertergerät enthaltend:
eine Wechselspannungsquelle,
einen Gleichrichter zur Gleichrichtung der Wechselspannung der Wechselspannungsquelle,
eine Inverterschaltung, an die die Ausgangsgleichspannung des Gleichrichters angelegt wird und die eine hochfrequente Spannung ausgibt,
einen Lastkreis, der einen Resonanzinduktor, einen Resonanz kondensator und eine Entladungslampe enthält und an den die hochfrequente Ausgangsspannung der Inverterschaltung angelegt wird, und
eine Hilfsstromquelle, die einen Glättungskondensator enthält, der mit den Ausgängen des Gleichrichters verbunden ist und der einen Gleichstromstrom liefern kann, der ausreicht, um das Leuchten der Entladungslampe aufrecht zuerhalten, ohne daß die Entladung erneut gezündet werden muß,
dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsstromquelle über eine Parallelschaltung aus einer ersten Diode und einem Kondensator mit einem der Ausgänge des Gleichrichters verbunden ist, die Hilfsstromquelle eine Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator, einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode und einem zweiten Kondensator enthält sowie eine in Sperrichtung gepolte Diode, die parallel mit einer Reihen schaltung aus dem ersten Kondensator und der in Durchlaß richtung gepolten Diode verbunden ist, und weiterhin eine zweite in Sperrichtung gepolte Diode enthält, die parallel mit einer Reihenschaltung aus der in Durchlaßrichtung gepolten Diode und dem zweiten Kondensator verbunden ist, und ein Kondensator mit einer geringen Kapazität parallel mit der Hilfsstromquelle verbunden ist, wobei ferner die Inverterschaltung eine Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Schaltelement enthält, die parallel mit der Hilfsspannungsquelle verbunden ist, je eine Diode in invers paralleler Weise mit dem ersten bzw. dem zweiten Schalt element verbunden ist, eine Reihenschaltung aus einem Gleichspannungssperrkondensator und einer Primärwicklung eines Transformators mit der Kathode der ersten Diode und einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement verbunden ist, eine Reihenschaltung aus einem Resonanzinduktor und einer Entladungslampe parallel mit einer Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, ein Resonanzkondensator mit den nicht der Spannungsquelle zugewandten Ausgängen der Entladungslampe verbunden ist, und eine Überbrückungsschaltung als Teil des Gleichspannungs wandlers eine Reihenschaltung aus einem Induktor und einem Kondensator enthält, die mit einem Verbindungspunkt zwischen einer Reihenschaltung aus dem Gleichspannungssperr kondensator und einer Primärwicklung des Transformators und einem der Ausgänge des Gleichrichters verbunden ist, und die Hilfsstromquelle der Inverterschaltung eine Gleichspannung liefert, deren Betrag kleiner ist als ein vorbestimmter Wert der Spannung der Wechselspannungsquelle.

10. Invertergerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement der Überbrückungsschaltung ebenfalls als oszillierendes Bauteil der Inverterschaltung verwendet wird.

11. Invertergerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin eine Steuerschaltung enthält, die den Eingangsstrom durch das Impedanzbauteil der Überbrückungs schaltung während des Fließens des Eingangsstromes durch die oszillierende Schaltung der Inverterschaltung unterdrückt.

12. Invertergerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin eine Steuerschaltung enthält, die den Eingangsstrom durch das Impedanzbauteil der Überbrückungs schaltung während des Fließens des Eingangsstromes durch die oszillierende Schaltung der Inverterschaltung unterbricht.

13. Invertergerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Ändern der Impulsbreite oder der Zeitdauer des Treibersignals für das erste und das zweite Schaltelement oder zur Änderung dieser beiden Parameter als Steuerschaltung verwendet wird.

14. Invertergerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin eine Steuerschaltung enthält, die den Eingangsstrom durch das Impedanzbauteil der Überbrückungs schaltung während des Fließens des Eingangsstromes durch die oszillierende Schaltung der Inverterschaltung unterdrückt.

15. Invertergerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin eine Steuerschaltung enthält, die den Eingangsstrom durch das Impedanzbauteil der Überbrückungs schaltung während des Fließens des Eingangsstromes durch die oszillierende Schaltung der Inverterschaltung unterbricht.

16. Invertergerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung zum Ändern der Impulsbreite oder der Zeitdauer des Treibersignals für das erste und das zweite Schaltelement oder zur Änderung dieser beiden Parameter als Steuerschaltung verwendet wird.

17. Invertergerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsstromquelle eine spannungsvermindernde Zerhackerschaltung enthält, die eines der Schaltelemente der Inverterschaltung enthält, und die Hilfsstromquelle der Inverterschaltung eine Gleichspannung liefert, deren Betrag kleiner ist als ein vorbestimmter Wert der Spannung der Wechselspannungsquelle.

18. Invertergerät nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Inverterschaltung eine Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Schaltelement enthält, die über die erste Diode zwischen die beiden Anschlüsse des Gleich richters geschaltet ist, und einen Lastkreis enthält, der eine Oszillatorschaltung mit einem Resonanzinduktor, einem Resonanzkondensator und einer Entladungslampe aufweist, die parallel mit wenigstens einem der Schaltelemente verbunden ist, wobei eine Überbrückungsschaltung als Teil der Gleich spannungswandlerschaltung ein Impedanzbauteil enthält, das magnetisch und elektrisch mit dem Lastkreis und einem Ausgang des Gleichrichters verbunden ist, wobei ferner die Hilfsstromquelle eine Reihenschaltung aus einer in Sperrichtung geschalteten Diode und einem Glättungs kondensator enthält, die parallel mit dem ersten und dem zweiten Schaltelement der Inverterschaltung verbunden ist, und weiterhin eine Reihenschaltung aus einem spannungs vermindernden Zerhacker-Induktor und einer Diode zum Laden des Glättungskondensators enthält, die mit einem Verbindungs punkt zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement und einem Verbindungspunkt zwischen der in Sperrichtung geschalteten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist, und daß die Hilfsstromquelle der Inverterschaltung eine Gleichspannung liefert, deren Betrag kleiner ist als ein vorbestimmter Wert der Spannung der Wechselspannungsquelle.

19. Invertergerät nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Inverterschaltung eine Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Schaltelement enthält, die über die erste Diode zwischen die beiden Anschlüsse des Gleich richters geschaltet ist, und einen Lastkreis enthält, der eine Oszillatorschaltung mit einem Resonanzinduktor, einen Resonanzkondensator und eine Entladungslampe aufweist, die parallel mit wenigstens einem der Schaltelemente verbunden ist, wobei eine Überbrückungsschaltung als Teil der Gleich spannungswandlerschaltung ein Impedanzbauteil enthält, das magnetisch und elektrisch mit dem Lastkreis und einem Ausgang der Wechselspannungsquelle verbunden ist, wobei ferner die Hilfsstromquelle eine Reihenschaltung aus einer in Sperrichtung geschalteten Diode und einem Glättungs kondensator enthält, die parallel mit dem ersten und dem zweiten Schaltelement der Inverterschaltung verbunden ist, und weiterhin eine Reihenschaltung aus einem spannungs vermindernden Zerhacker-Induktor und einer Diode zum Laden des Glättungskondensators enthält, die mit einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement der Inverterschaltung und einem Verbindungs punkt der in Sperrichtung geschalteten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist, und daß die Hilfsstrom quelle der Inverterschaltung eine Gleichspannung liefert, deren Betrag kleiner ist als ein vorbestimmter Wert der Spannung der Wechselspannungsquelle.

20. Invertergerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Diode mit einem Ausgang des Gleichrichters und der ersten Diode verbunden ist und die Überbrückungs schaltung an einem ihrer Ausgänge mit einem Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten Diode verbunden ist.

21. Invertergerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Diode mit einem Ausgang des Gleichrichters und der ersten Diode verbunden ist und die Überbrückungs schaltung an einem ihrer Ausgänge mit einem Verbindungspunkt zwischen der ersten und der zweiten Diode verbunden ist.