DE4420182B4

DE4420182B4 - Stromversorgungsvorrichtung

Info

Publication number: DE4420182B4
Application number: DE4420182A
Authority: DE
Inventors: Shojiro Kadoma Kido; Toshiaki Kadoma Nakamura; Takashi Kadoma Kambara; Yoshitaka Kadoma Taga; Haruo Kadoma Nagase
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-06-10
Filing date: 1994-06-09
Publication date: 2008-06-12
Anticipated expiration: 2014-06-10
Also published as: KR0131169B1; CN1100848A; FR2707051A1; CN1042686C; US5384518A; DE4420182A1; FR2707051B1

Abstract

Stromversorgungsvorrichtung mit einem Gleichspannungswandler in Hochsetzsteller- oder Sperrwandleranordnung mit einem mittels einer Regelschaltung pulsgesteuerten Hochfrequenzschalter und mit am Ausgang angeschlossenem kapazitiven Element und dazu parallel liegender Last, die eine Impedanz aufweist, die während des Startens geringer ist als während des stabilen Betriebs, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenzschalter (Q; Q0) durch die Regelschaltung (13; 13A–13N) mit einer Schaltfrequenz (F) und einem Tastverhältnis angesteuert wird, die so bestimmt sind, daß der Hochfrequenzschalter (Q; Q0) sowohl während des Startens der Last (LD; LP) als auch während ihres stabilen Betriebs jeweils dann sperrt, wenn der Wert der pulsierenden Gleichspannung am kapazitiven Element (C; C1) unter einen bestimmten Schwellwert abgefallen ist, wobei das kapazitive Element (C; C1) so bemessen ist, daß die Lastspannung bei der Schaltfrequenz (F) und gegebener Last eine Welligkeit mit großer Amplitude aufweist.

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgungsvorrichtung zum Zuführen von Energie aus einer Gleichspannungsquelle zu einer Lastschaltung, wobei eine Spannung der Quelle in eine gewünschte Gleichspannung oder Wechselspannung umgesetzt wird.
Im vorliegenden Fall enthält die Lastschaltung eine Last wie eine mit hoher Intensität arbeitenden Entladungslampe, eine Glühlampe, eine Halogenlampe oder dergleichen, deren Impedanz unmittelbar nach dem Einleiten der Stromzufuhr, d.h. nach dem Inbetriebnehmen der Last, im Vergleich zum stabilen Beleuchten oder Betrieb der Last herabgesetzt wird.
In der Stromversorgungsvorrichtung zum Versorgen der Lastschaltung mit der gewünschten Gleich- oder Wechselspannung, die, wie nachfolgend erläutert, durch das Umwandeln der Spannung der Gleichspannungsquelle gebildet wird, lassen sich der Wirkungsgrad beim Betrieb der Schaltung verbessern und die Größe der Stromversorgungsvorrichtung minimieren, wenn jeder Verlust, der während des Schaltbetriebs eines zu der obigen Wandlung beitragenden Schaltelements auftritt, so weit wie möglich reduziert wird
In US 5 068 578 A ist eine Anordnung offenbart, in der nach dem Anheben einer Gleichspannung eine Rechteckspannung über einen Niederfrequenz-Wechselrichter der Last zugeführt wird. In der EP 059 053 A2 ist eine Regelanordnung als Teil einer Regelung für Spannungserhöhungsmittel beschrieben, die zum Erzeugen einer konstanten Ausgangsspannung dient, bei der jegliche Welligkeit beseitigt ist.
Ferner offenbart die US 5 151 631 A eine Maßnahme zum Anlegen einer Hochfrequenzspannung an die Last mit Hilfe eines Hochfrequenz-Wechselrichter nach dem Anheben einer Gleichspannung.
DE 36 10 035 A1 offenbart einen Schaltregler zur Gewinnung einer annähernd konstanten Ausgangsspannung. Bei diesem wird ein Schaltelement mit Hilfe der Schalthysterese eines Schmitt-Triggers selbsttätig ein- und ausgesteuert, wodurch der Strom einer Drosselspule Ladung von einem kleineren Eingangskondensator in einen größeren Kondensator umlädt. Mit dieser Schaltung wird eine feste Gleichspannung bei variablem aufgeprägten Versorgungsstrom erreicht.
Im vorliegenden Fall zeigt ein Vergleich der Lastimpedanz während des Startens und während des stabilen Betriebs oder Zündens einer Last wie z.B. einer Entladungslampe mit hoher Intensität oder einer Glühlampe, daß diese während des stabilen Beleuchtungsbetriebs höher als beim Starten ist. Andererseits ergibt ein Vergleich der Stromversorgung eines Spannungserhöhungsmittels während des Startens und während des stabilen Beleuchtungsbetriebs, daß diese während des Startens höher als während des stabilen Beleuchtungsbetriebes ist. Demnach ist ein dem Schaltelement des Verstärkungsmittels zugeführter Strom während des Startens zwangsweise gegenüber demjenigen während des stabilen Beleuchtungsbetriebs erhöht. Zum Bereitstellen einer Anordnung, die eine Ausgangsspannung mit geringer Welligkeit selbst beim Starten aufweist, wobei auch hier derselbe Regelungsvorgang wie beim fortlaufenden Beleuchten ausgeführt werden soll, ist es erforderlich, einen Kondensator mit großer Kapazität als Ausgangsmittel einzusetzen. Dieser ist mittels einer Regelschaltfrequenz und eines Tastverhältnisses oder dgl. an die Bedingungen während des Startens und des fortlaufenden Beleuchtens anzupassen. Hierdurch entstehen Probleme, da sich die gesamte Größe der Stromversorgungsvorrichtung erhöht, da die erforderliche Regelungsschaltung kompliziert wird und sich im besonderen auch ein Schaltverlust erhöht.
Jedoch ist mit keiner der soeben geschilderten Anordnungen, insbesondere der in der US 5 151 631 A beschriebenen, eine Lösung der obigen Probleme gelungen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die obigen Probleme zu lösen und somit eine Stromversorgungsvorrichtung zu schaffen, durch die der Wirkungsgrad des Schaltungsbetriebs erheblich verbessert wird, indem die Schaltverluste bei dem Spannungswandlungsmittel reduziert werden, insbesondere den Schaltmitteln in den Spannungsanhebemitteln, und die zu einer Realisierung mit minimaler Größe beitragen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch eine Stromversorgungsvorrichtung mit einem Gleichspannungswandler in Hochsetzsteller- oder Sperrwandleranordnung, die einen Hochfrequenzschalter beinhaltet, der mittels einer Regelschaltung pulsgesteuert wird, und mit einem am Ausgang angeschlossenen kapazitiven Element und einer dazu parallel liegenden Last, welche eine Impedanz aufweist, die während des Startens geringer ist als während des stabilen Betriebs. Der Hochfrequenzschalter wird durch die Regelschaltung mit einer Schaltfrequenz und einem Tastverhältnis angesteuert, so daß der Hochfrequenzschalter sowohl während des Startens der Last als auch während ihres stabilen Betriebs jeweils dann sperrt, wenn der Wert der pulsierenden Gleichspannung am kapazitiven Element unter einen bestimmten Schwellwert abgefallen ist. Dabei ist das kapazitive Element so bemessen, daß die Lastspannung bei der Schaltfrequenz und bei gegebener Last eine Welligkeit mit großer Amplitude aufweist.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung unter detailliertem Bezug auf die bevorzugten und in den beiliegenden Figuren gezeigten Ausführungen der Erfindung. Es zeigen:
1A ein Blockschaltbild der Stromversorgungsvorrichtung in einer Ausführung gemäß der vorliegenden Erfindung;
1B und 1C den Verlauf von Spannungen an Teilen der in 1A gezeigten Vorrichtung;
2 ein konkreteres Schaltbild der in 1A gezeigten Vorrichtung;
3 Signalverläufe (a) bis (e) an entsprechenden Stellen der in 2 gezeigten Schaltung;
4 und 5 in schematischen Schaltbildern weitere Ausführungen der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
6 Signalverläufe (a) bis (e) in Teilabschnitten der in 5 gezeigten Schaltung;
7 bis 10 Schaltbilder weiterer Ausführungen der vorliegenden Erfindung zeigen;
11 Signalverläufe (a) bis (e) bei den entsprechenden Abschnitten der in 10 gezeigten Schaltung;
12 ein Schaltbild einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung;.
13 Signalverläufe (a) bis (e) an entsprechenden Abschnitten der in 12 gezeigten Schaltung;
14 ein Schaltbild, das ein in der in 12 gezeigten Ausführung einsetzbares Startmittel, so wie es betrieben wird, zeigt;
15 ein Schaltdiagramm, das ein Spannungswandlungsmittel in der Ausführung nach 12, so wie es betrieben wird, zeigt;
16 ein detailliertes Schaltbild einer für den Betrieb optimalen Ausprägung der in 12 gezeigten Ausführung;
17 ein Schaltbild mit einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung;
18 Signalverläufe (a) bis (g) an entsprechenden Abschnitten der in 17 gezeigten Schaltung;
19A ein Schaltbild einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung;
19B ein Schaltbild eines in der Schaltung nach 19A einsetzbaren Schaltmittels in einer praktischen Ausführung;
20 bis 24 Schaltungsbilder von weiteren Ausführungen der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
25 Signalverläufe (a) bis (g) an entsprechenden Abschnitten der in 24 gezeigten Schaltung; und
26 ein Schaltbild eines praktisch ausgeführten Regelungsmittels, unter Bezug auf ein in der Schaltung nach 24 einsetzbares Schaltmittel.
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezug auf die zahlreichen in den Figuren gezeigten Ausführungen beschrieben.
Wie in 1A gezeigt ist, enthält die Stromversorgungsvorrichtung in einer Ausführung gemäß der vorliegenden Erfindung ein Spannungswandlungsmittel 11, wie z.B. einen Gleichspannungs/Gleichspannungs-Wandler, der mit einer Gleichspannungsquelle VS verbunden ist, und dieses Spannungswandlungsmittel 11 enthält ein leistungsregelndes Hochfrequenzschaltmittel Q und bewirkt, daß die Versorgungsenergie während des Startens einer weiter unten beschriebenen Last höher als während des fortlaufenden Betriebs der Last ist. An einer Ausgangsseite dieses Spannungswandlungsmittels 11 ist ein kapazitives Element, wie beispielsweise ein Kondensator C, angeschlossen, und eine Lastschaltung 12, die die soeben erwähnte Last enthält, ist parallel an das kapazitive Element angeschlossen, wodurch sich eine beim Laden geringere Lastimpedanz als beim fortlaufenden Betrieb der Last ergibt. Im vorliegenden Fall wird die Anordnung so ausgebildet, daß das Regelverhalten konstant ist, da das Spannungswandlungsmittel 11 einen im wesentlichen konstanten Verlauf der Oszillationsfrequenz und des Tastverhältnisses des primärspulenseitigen Schaltelements während des Startens und des fortlaufenden Betriebs der Last gewährleistet. Ferner ist eine Regelschaltung 13 an das Spannungswandlungsmittel 11 und die Lastschaltung 12 angeschlossen, und diese Regelschaltung 13 enthält Mittel zum Feststellen des Auftretens einer pulsierenden Spannung, wie sie in 1C gezeigt ist, an dem kapazitiven Element C während des Startens, das im Gegensatz zu der in 1B gezeigten Quellenspannung Vs der Gleichspannungsquelle VS steht. Diese Feststellungsmittel erzeugen ein Ausgangssignal zum Ausschalten des Schaltmittels Q, wenn die erfaßte pulsierende Spannung einen vorgegebenen Wert unterschreitet. Im vorliegenden Fall ist zu erkennen, daß sich die Regelschaltung 13 teilweise oder als Ganzes in das Span nungswandlungsmittel 11 oder die Lastschaltung 12 mit einbeziehen läßt, je nach Art der Anwendung.
Die in 1A gezeigte Stromversorgungsvorrichtung ermöglicht es, jeden möglichen Verlust während des Schaltbetriebs des mit Hochfrequenz betriebenen Schaltmittels in erheblichem Maße zu reduzieren, während der Betriebswirkungsgrad der Lastschaltung bei gleichzeitiger Vereinfachung der Vorrichtungsanordnung verbessert wird, so daß die Anordnung in wirksamer Weise zu einer Minimierung der Ausmaße der gesamten Vorrichtung beiträgt. Hier weist der vorgegebene Wert für die durch die Feststellungsmittel zu erfassende pulsierende Spannung vorzugsweise einen nahe bei Null liegenden Wert auf.
In 2 ist eine konkretere Schaltungsanordnung gemäß der in 1A gezeigten Ausführung gezeigt, in der das Spannungswandlungsmittel 11, das an die Gleichspannungsquelle VS angeschlossen ist und einen Transformator T enthält, an dessen Primärwindung n1 ein vorzugsweise als MOSFET ausgebildetes Schaltmittel Q0 angeschlossen ist, während eine Sekundärwicklung n2 des Transformators T über eine als Gleichrichtmittel wirkende Diode D1 an die Kapazität C, die das kapazitive Element bildet, angeschlossen ist, wobei die Diode D1 eine Gleichrichtung in eine Richtung bewirkt, die ein Aufladen der Kapazität beim Ausschalten des Schaltmittels Q0 ermöglicht. Ferner ist parallel zu der Kapazität C die Lastschaltung 12, die die Last LD enthält, angeschlossen, wobei eine Serienschaltung der Widerstände R1 und R2 als Feststellmittel zwischengeschaltet ist, und die mittels der Widerstände R1 und R2 heruntergeteilte pulsierende Spannung an der Kapazität C der Regelschaltung 13 zugeführt wird. Die Kapazität C wird üblicherweise so gewählt, daß sie einen relativ hohen Kapazitätswert aufweist und für den Anschluß an einen Ausgang mit konstanter Spannung geeignet ist. Anders wird in der vorliegenden Erfindung eine Kapazität eingesetzt, die einen kleinen Kapazitätswert unterhalb einiger μF aufweist und nicht an einen Ausgang mit konstan ter Spannung angepaßt ist, so daß die pulsierende Spannung mit Absicht in ihrer Form unverändert bleibt, so wie sie benutzt werden soll.
In der Regelschaltung 13 wird die mittels der Widerstände R1 und R2, die als Detektionsmittel wirken, geteilte pulsierende Spannung einer Mittlungsschaltung 3a zugeführt. Eine Ausgangsspannung V_o wird als gemittelter geteilter Wert der Spannung V_c an der Kapazität C einem Fehlerverstärker 3b zugeführt, in dem eine Differenzspannung aus der Ausgangsspannung V_o der Mittlungsschaltung 3a und einer Referenzspannung V_ref1 ermittelt wird. Diese Differenzspannung wird in einem Komparator 3d mit einer dreieckwellenförmigen Ausgangsspannung eines V/F-Wandlers 3c verglichen, und das Schaltmittel Q0 wird durch eine Treiberschaltung 14 durch das Vergleichsausgangssignal des Komparators 3d angesteuert, wobei die Regelung so durchgeführt wird, daß die mittlere Spannung V_o der Kapazitätsspannung V_c auf einem vorbestimmten Spannungswert gehalten wird.
Im einzelnen wird die durch die Widerstände R1 und R2 geteilte Spannung über ein Schaltelement SW1, das durch ein Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators 3e angeschaltet wird, einem weiteren Komparator 3f zugeführt, in dem ein Vergleich mit einer weiteren Referenzspannung V_ref2 erfolgt. Hierbei wird das Ausgangssignal des Multivibrators 3e über eine vorgegebene Zeitspanne hinweg durch Triggern mit dem vom Komparator 3d abgegebenen Signal gebildet. Das Ausgangssignal des Komparators 3f wird in dem Integrator 3g integriert und danach wird die Differenz des Ergebnisses von einer weiteren Referenzspannung V_ref3 in einem weiteren Regelungsabweichungsverstärker 3h gebildet und einem V/F-Wandler 3c zugeführt. Die Referenzspannung V_ref2 dient zur Beurteilung der Frage, ob die Spannung V_c im wesentlichen einen Wert Null aufweist oder nicht. Beträgt der Wert der Spannung V_c im wesentlichen Null, so gibt der Komparator 3f ein Ausgangssignal "H" ab. Die Referenzspannung V_ref3 legt eine Eingangsspannung für den V/F-Wandler 3c bei seinem Start fest, also eine anfängliche Schaltfrequenz für das Schaltelement Q0, die durch die Referenzspannung V_ref3 festgelegt wird.
In diesem Fall ist das Regelungssystem so ausgelegt, daß ein Betrieb mit ruhiger Spannung V_c realisiert wird, die im pulsierenden Zustand im wesentlichen auf Null abgeglichen ist, so daß sich der gewünschte Betrieb durchführen läßt. Der gewünschte Betrieb der vorliegenden Erfindung wird dadurch erzielt, daß die Schaltfrequenz des Schaltelements Q0 variiert wird. Obgleich die Beschreibung anhand der Kapazitätsspannung V_c, die auf einem vorgegebenen Spannungswert gehalten wird, erfolgte, ist es ebenso möglich, eine andere Ausführung der Regelung anzuwenden, mit der sich ein Durchschnittswert der Ausgangsleistung erzielen läßt, wobei der Ausgangsstrom erfaßt wird und dieser Durchschnittswert als vorgegebene Leistung benutzt wird. Ferner ist eine weitere Anordnung möglich, mit der sich der erwünschte Betrieb der vorliegenden Erfindung erzielen läßt, ohne die Detektion durchzuführen.
Wie in 3(a) gezeigt ist, fließt beim Anschalten des Schaltelements Q0 ein Strom i₁, der in 3(b) gezeigt ist, durch die Primärwicklung des Transformators T in dem Spannungswandlungsmittel 11, wodurch eine magnetische Energie in dem Transformator T gespeichert wird. In dem Zeitabschnitt t1–t2 fließt, wie in 3(c) gezeigt ist, kein Strom i₂ durch die Sekundärwicklung n2 des Transformators, so daß nur Energie von der Kapazität C auf die Lastschaltung 12 übertragen wird und die Ausgangsspannung V_c absinkt, wie in 3(d) gezeigt ist. Während in der vorliegenden Ausführung ein Fall gezeigt ist, in dem die Spannung bis auf das Nullpotential absinkt, ist es ebenso möglich, eine Ausführung anzuwenden, in der die Spannung nicht bis auf Null absinkt.
Beim Ausschalten des Schaltelements Q0 zum Zeitpunkt t2 wird als nächstes die in dem Transformator T gespeicherte Energie abgegeben, da nun, wie in 3(d) gezeigt ist, ein Strom i₂ fließt, wodurch die Spannung V_c an der Kapazität C, wie in 3(d) gezeigt ist, anzusteigen beginnt. Im nächsten Zeitpunkt t3 wird das Schaltelement Q0 wieder angeschaltet, und hiernach wiederholt sich der Vorgang. Im vorliegenden Fall weist die Spannung V_Q0, die an das Schaltelement Q0 angelegt ist, den in 3(e) gezeigten Signalverlauf auf. Zum Zeitpunkt t2 weist V_Q0 einen geringen Wert auf, steigt jedoch mit dem Aufladen der Kapazität C und im Ansteigen der Spannung V_c an und beim Anschalten des Schaltelements Q0 im Zeitpunkt t3 hat sie wieder im wesentlichen den Wert Null.
Genauer gesagt beträgt der Wert der Spannung V_Q0 beim Ausschalten des Schaltelements Q0 etwa V_s + (N1/N2)·V_c, wobei die Primärwicklung des Transformators T eine Windungszahl N1 und dessen Sekundärwicklung eine Windungszahl N2 aufweist. D.h., daß dann, wenn die Spannung V_c an der Kapazität C zum Zeitpunkt t2 einen Wert Null oder einen geringen Wert aufweist, die Spannung V_Q0 des Schaltelements Q0 ebenso einen niedrigen Wert im Bereich der Spannung V_s der Gleichspannungsquelle V_s hat. Somit lassen sich die Schaltverluste im Zeitpunkt t2, also beim Ausschalten des Schaltelements Q0, wirksam herabsetzen. Entsprechend läßt sich der Wirkungsgrad der angewandten Schaltung während des Betriebs erheblich verbessern, und die Vorrichtung als Ganzes läßt sich in ihrer Größe erheblich reduzieren.
Während soeben eine Lösung beschrieben wurde, in der der Strom in kontinuierlicher Weise zu dem Transformator fließt, d.h. der Strom i₁ oder i₂ wie beschrieben fortlaufend fließt, läßt sich derselbe Effekt sogar mittels einer Anordnung erreichen, in der der durch den Transformator T fließende Strom diskontinuierlich ist. Ferner lassen sich neben dem beschriebenen Einsatz von MOSFET in dem Schaltelement Q0 andere Schaltelemente sowie andere Transistoren wie IGBI (insulated gate bipolar transistor) oder dergleichen ebenfalls einsetzen. Ferner ist es möglich, eine Anordnung einzusetzen, in der die Spannung V_c an der Kapazität C zusammen mit der pulsierenden Spannung dem Detektionsmittel zugeführt wird, so daß beim Absinken der Spannung V_c unter einen vorgegebenen Wert das Schaltelement ausgeschaltet wird, wobei ein Detektionssignal von dem Detektionsmittel abgegeben wird. Zusätzlich läßt sich eine andere Anordnung einsetzen, bei der die zeitliche Festlegung des Ausschaltens beim Starten des Schaltelements Q0 im Gleichspannungs/Gleichspannungs-Wandler so erfolgt, daß es etwa bei einem Wert Null der Spannung V_c erfolgt, indem die Schaltfrequenz F und die Anschaltzeit Ton des Gleichspannungs/Gleichspannungswandlers, das Windungsverhältnis des Transformators T oder der Kapazitätswert der Kapazität C geeignet gewählt werden.
In 4 ist eine andere Ausführung der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der das Spannungswandlungsmittel 11A aus einem Gleichspannungs/Gleichspannungs-Wandler aufgebaut ist, der einen Zerhacker zum Anheben und Absenken der Spannung enthält. Ferner ist eine Induktivität L0 als eine induktive Komponente über das Schaltmittel Q0 an die Gleichspannungsquelle VS' angeschlossen. Die Kapazität C ist an die Induktivität L0 über die Diode D1 angeschlossen, die, bezogen auf den von der Gleichspannungsquelle VS abgegebenen Strom, in Sperrichtung geschaltet ist. In diesem Fall wird die am Schaltelement Q0 anliegende Spannung V_Q0 zu dem Zeitpunkt, zu dem der Strom i₂ beim Ausschalten des Schaltelements Q0 zu der Induktivität L0 fließt, nicht Null, sondern läßt sich im wesentlichen durch die Beziehung V_s + V_c darstellen. Die Signalverläufe in den einzelnen Schaltungsabschnitten der vorliegenden Ausführung sind die gleichen, wie die in 3 gezeigten Signalverläufe.
In 5 ist eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der das Spannungswandlungsmittel 11B aus dem Gleichspannungs/Gleichspannungs-Wandler aufgebaut ist, der einen Zerhacker zum Anheben der Spannung enthält. Das Schaltelement Q0 ist über die Induktivität L0, die ein induktives Element realisiert, an die Gleichspannungsquelle VS angeschlossen. Weiterhin ist es über die Diode D1, die in Richtung des von der Gleichspannungsquelle VS an die Induktivität L0 abgegebenen Stroms leitet, an die Kapazität T angeschlossen. In 6(a) ist gezeigt, daß in einem Zeitabschnitt t1–t2 oder t3–t4, in dem das Schaltelement Q0, das über die Induktivität L0 an die Gleichspannungsquelle VS angeschlossen ist, abgeschaltet ist, der in 6(b) gezeigte Strom i₁ durch die Induktivität L0 geleitet wird. Dies führt zu einer Speicherung von magnetischer Energie in der Induktivität. Beim Ausschalten des Schaltelements Q0 wird die gespeicherte Energie von der Induktivität L0 über die Diode D1 mittels des in 6(c) gezeigten Stroms i₂ abgeleitet, wobei dieser Strom über die Kapazität C fließt und diese auf lädt.
Beim Ausschalten des Schaltelements Q0 entlädt sich die Kapazität C und, wie in 6(d) gezeigt ist, die Spannung V_c sinkt ab. Andererseits wird die Kapazität C beim Ausschalten des Schaltelements Q0 aufgeladen, wodurch sich die Spannung V_c erhöht, so daß sich ein pulsierender Verlauf der Spannung V_c an der Kapazität C bewirken läßt. Ferner muß die am Schaltelement Q0 anliegende Spannung V_Q0 soweit abgesenkt werden, daß sie im wesentlichen mit der an der Kapazität C anliegenden Spannung V_c übereinstimmt.
In 7 ist eine weitere Auführung der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der der Transformator der in den 1 und 2 gezeigten Ausführungen als Spartransformator ausgebildet ist. Somit läßt sich in diesem Fall die Spannung V_Q0 in dem Spannungswandlungsmittel 11C beim Ausschalten des Schaltelements Q0 im wesentlichen mit Vs + N1/(N1 + N2)·(Vc – Vs) = N2/(N1 + N2)·Vs + N1/(N1 + N2)·Vc berechnen, und der Wert der Spannung V_Q0 läßt sich dadurch auf einen niedrigeren Wert begrenzen, daß die Wicklungszahlen N1 und N2 der Primär- und Sekundärwicklung des Spartransformators T geeignet gewählt werden.
In 8 ist eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der im Gegensatz zu den in den 1 und 2 gezeigten Ausführungen ein Wechselrichtermittel 16D vorgesehen ist, das der Zuführung der Ausgangsspannung des Spannungswandlungsmittels zu der Lastschaltung 12D unter gleichzeitiger Umkehrung der Spannungspolarität dient. In diesem Fall wird das Wechselrichtermittel 16D zwischen der Kapazität C, die über die in Vorwärtsrichtung leitende Diode D1 mit der Sekundärwicklung des Transformators T verbunden ist, und der Lastschaltung 12D angeschlossen. Auch in der vorliegenden Ausführung ist es möglich, das Pulsieren der an der Kapazität C anliegenden Spannung V_c bewußt herbeizuführen. Die Schaltelemente Q1, Q4 und Q3, Q2 des Vollweg-Wechselrichtermittels 16D werden paarweise abwechselnd mit einer niedrigen Frequenz durch von der Regelschaltung 13D abgegebene Steuersignale an- und abgeschaltet. Jedoch wird die Lastschaltung 12D mit einer Wechselspannung versorgt.
In einer weiteren in 9 gezeigten Ausführung ist im Gegensatz zu der in 8 gezeigten Ausführung das Wechselrichtermittel 16E direkt über die Diode D1 mit der Sekundärwicklung n2 des Transformators T des Spannungswandlungsmittels 11E verbunden. Die Kapazität C ist innerhalb des Wechselrichtermittels 16E parallel an die Lastschaltung 12E angeschlossen. Auch in dieser Ausführung werden die Schaltelemente Q1, Q4 und Q3, Q2 des Wechselrichtermittels 16E paarweise abwechselnd mit einer niedrigen Frequenz an- und ausgeschaltet, so daß die Lastschaltung 12E mit einer Wechselspannung versorgt werden kann.
In 10 ist eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der eine Serienschaltung, bestehend aus der Primärwicklung n1 des Transformators T und dem Schaltelement Q0, mit der Gleichspannungsquelle VS verbunden ist. Die Sekundärwicklung dieses Transformators T ist in die Teilwicklungen n2 und n3 aufgeteilt, die an ihren wechselseitig verbundenen Randwindungen entgegengesetzte Polaritäten aufweisen. Die Wechselrichterschaltung 16F ist über die Diode D1 an die Sekundärwicklungen n2 und n3 angeschlossen. Ferner ist am Verbindungspunkt der wechselweise umgekehrt polarisierten Enden der Sekundärwicklungen n2 und n3 die Lastschaltung 12F angeschlossen, in der eine Last LP in Serie zu der Induktivität L0 geschaltet ist und die Kapazität parallel zu einer Serienschaltung aus der Last LP und der Induktivität L0 angeschlossen ist. In diesem Fall sollte das mit der Primärwicklung n1 des Transformators T verbundene Schaltelement Q0 vorzugsweise so ausgewählt sein, daß das Schalten bei einer hohen Frequenz von mehreren KHz bis zu mehreren hundert KHz möglich ist, so daß sich ein Zerhacken der Spannung zum Anheben und Absenken der Spannung durchführen läßt. Auf der anderen Seite sollten die mit der Sekundärwicklungen verbundenen Schaltelemente Q1 und Q2 so ausgeführt sein, daß sie bei einer niedrigen Frequenz von ungefähr mehreren Hz bis zu mehreren hundert Hz schalten. Während des Schaltbetriebs mit niedriger Frequenz läßt sich die Polarität der der Lastschaltung 12F zugeführten Spannung zweckmäßig verändern.
Wird speziell der Betrieb der vorliegenden Ausführung betrachtet, so ergibt sich ferner, daß der Strom über einen Pfad von der Gleichspannungsquelle VS, die Primärwicklung n1 des Transformators T, das Schaltelement Q0 zurück zu der Quelle VS fließt, solange das Schaltelement Q0 während der Zeitspanne t1–t2 angeschaltet ist. Eine Energie, die vom Spitzenstromwert unmittelbar vor der Ausschalten des Schaltelements Q0 abhängt, wird in der Primärwicklung n1 gespeichert. Nach dem Ausschalten des Schaltelements Q0 wird die gespeicherte Energie von der Teilwicklung n2 der sekundärseitigen Wicklungen, die elektromagnetisch an die Primärwicklung n1 angekoppelt sind, über einen Pfad zu der Kapazität C übertragen, der die Diode D1, eines der in Serie zu der Inverterschaltung 16F geschalteten Schaltelemente lQ1, die Lastschaltung 12F und die Sekundärwicklung n2 enthält, wodurch sich die Kapazität auflädt. Hierbei entsteht an der Kapazität C die Spannung V_c mit der in 10 durch einen Pfeil angedeuteten Polung, und ein Strom I fließt durch die Last LP in der Richtung, die in der Zeichnung durch einen Pfeil angezeigt ist. Im nächsten Zeitabschnitt t2–t3 bedingt die andere Sekundärwicklung n3 das Fließen des Stroms durch die Lastschaltung 12F, das andere Schaltelement Q2 in der Inverterschaltung 16F, die Diode D2 zurück zu der anderen Sekundärwicklung n3. Somit wird die Last LP mit dem in 11(e) gezeigten Wechselstrom versorgt.
Bei der vorliegenden Ausführung ist es dennoch möglich, in bestimmter Weise den Welligkeitsanteil der Spannung V_c beim Inbetriebnehmen der Last LP zu erhöhen. Während sich im übrigen, wie oben erwähnt, die Schaltelemente Q1 und Q2 gleichzeitig anschalten lassen, lassen sie sich bei der Umkehr der Richtung des zu der Lastschaltung 12F fließenden Stroms auch so betreiben, daß sie gleichzeitig abschalten.
Eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung ist in 12 gezeigt, in der als Entladungslampe eine Metall-Halogen-Lampe oder dergleichen als Last LP in die Lastschaltung 12F eingesetzt wird. Die Lastschaltung ist an den Vollweg-Wechselrichter 16G angeschlossen, und eine Induktivität ist in Serie zu der Last LP geschaltet. Hierbei wird vorzugsweise als Induktivität L2 die Sekundärseite eines Impulsübertragers als Zündvorrichtung zum Starten der Lampe benutzt. Ferner wird zusätzlich zum kapazitiven Element eine weitere Kapazität C2 parallel an die Serienschaltung der Last LP und der Induktivität L2 angeschlossen, so daß ein durch die Zündvorrichtung beim Starten der Last ausgelöster Spannungsimpuls mit der Kapazität C2 überbrückt werden kann.
Der Kapazitätswert dieser Überbrückungskapazität C2 kann erheblich kleiner sein als derjenige der Kapazität C1, die als kapazitives Element an der Ausgangsseite des Spannungswandlungsmittels 11G angeschlossen ist. Weist die Kapazität C1 einen Kapazitätswert von einigen zehn μF auf, so liegt der Kapazitätswert der Kapazität C2 im Bereich von ungefähr mehreren hundert μF.
Ferner ist eine Induktivität L1 in Serie zu der Parallelschaltung der Kapazität C2 und der Serienschaltung der Last LP und der Induktivität L2 geschaltet. Diese Induktivität L1 spielt einerseits beim Vermeiden eines Kurzschlusses zwischen den Kapazitäten C1 und C2 während des Umkehrens der Polarität der Schaltelemente Q1, Q4 und Q3, Q2 des Invertermittels 16G eine Rolle. Andererseits wirkt sie auch als Filter, der den wellenförmigen Anteil des durch die Schaltelemente Q1 bis Q4 fließenden Stroms reduziert, der die Schaltverluste in diesen Schaltelementen Q1 bis Q4 herabsetzt und ferner wirksam den hochfrequenten Welligkeitsanteil des zu der Last fließenden Stroms reduziert. Es ist zu beachten, daß sich bei einem merklichen Welligkeitsanteil in dem zur Last fließenden Strom in der Entladungslampe ein instabiler Zustand einstellt, der sich als akustisches Resonanzphänomen in der als Last eingesetzten Halogenlampe bemerkbar macht.
Betrachtet man den Betrieb der vorliegenden Ausführung unter Bezug auf 13, so zeigt sich, daß das Schaltelement Q0 die Schaltoperation, wie in 13(a) gezeigt ist, bei einer hohen Frequenz durchführt, während gleichzeitig im Zeitabschnitt t1–t2 die Schaltelemente Q2 und Q3 angeschaltet sind (vgl. 13(c)) und die Schaltelemente Q1 und Q4 abgeschaltet sind (vgl. 13(b)). Hierdurch wird eine Energieübertragung von der Gleichspannungsquelle VS über den Transformator T zu der Kapazität C1 bewirkt. Wird hier der Kapazitätswert der Kapazität C1 kleiner als bei jeder sonst üblichen Vorrichtung gewählt, so weist die Spannung V_c1 – und entsprechend der Strom – absichtlich den in 13(d) gezeigten wellenförmigen Verlauf auf. Als nächstes wird im Zeitpunkt t2 der An-Zustand der Schaltelemente Q2 und Q3 durch den An-Zustand der Schaltelemente Q1 und Q4 ersetzt, was eine Umkehrung der Polarität bewirkt. Ähnlich wie im Zeitabschnitt t1–t2 führt das Schaltelement Q0 auch im Zeitabschnitt t2–t3 die Schaltoperation mit einer hohen Frequenz durch, und Energie wird aus der Gleichspannungsquelle VS zugeführt. Als nächstes wird im Zeitpunkt t3 der An-Zustand der Schaltelemente Q1 und Q4 durch den An-Zustand der Schaltelemente Q2 und Q3 ersetzt, was eine Umkehrung der Polarität bewirkt.
Beim Wiederholen dieser Operation entsteht an der Kapazität C2 eine Spannung V_c2 mit im wesentlichen rechteckförmigem Verlauf, wie in 13(e) gezeigt ist. Ein Strom, der von jedem hochfrequenten Welligkeitsanteil frei ist, wird über die Induktivität L2 der Entladungslampe LP zugeführt. Diese Entladungslampe wird in stabiler Weise betrieben.
Im vorliegenden Fall muß bei einer Entladungslampe LP wie der Metall-Halogen-Lampe oder dergleichen zum Erzielen eines schnellen Anstiegs des Lichtstroms während des Startens der Lampe dieser eine Leistung zugeführt werden, die über der Nennleistung der Entladungslampe LP liegt. Vorzugsweise wird die Anordnung so ausgelegt, daß bei einer Nennleistung von 35 W der Entladungslampe dieser während des Startens ungefähr eine Leistung von maximal 75 W zugeführt wird.
Ferner wird beim Betreiben der Entladungslampe LP mit der Nennleistung nach dem Start und dem Stabilisieren der gezündeten Lampe der wellenförmige Anteil der Spannung V_c herabgesetzt, um den hochfrequenten wellenartigen Anteil des zur Entladungslampe fließenden Stroms zu reduzieren. Die Schaltfrequenz des Schaltelements Q0 während des Startens der Lampe, das relativ viel Leistung erfordert, ist niedriger gewählt als während des Dauerbetriebs, wodurch die angestrebte Wirkungsweise der vorliegenden Erfindung erzielt wird. Während hier von einem im wesentlichen rechteckförmigen Verlauf der Spannung V_c1 an der Kapazität C1 ausgegangen wird, ist ebenso eine Ausführung mit im wesentlichen sinusförmigem Verlauf denkbar.
In 14 ist eine Ausprägung eines Zünders zum Starten der Entladungslampe gezeigt, die sich in der in 12 gezeigten Ausführung einsetzen läßt. Dieser Zünder ist für das Erzeugen einer hohen Spannung mittels einer Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung ausgelegt. Im einzelnen sind eine Serienschaltung, in der eine Diode D24 an einem Ende mit einem Widerstand R24 und an einem anderen Ende mit einer Kapazität C24 verbunden ist, und eine Serienschaltung, in der eine Diode D25 an einem Ende mit einem Widerstand R25 und am anderen Ende mit einer Kapazität C25 verbunden ist, parallel miteinander verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen diesen Widerständen R24 und R25 sowie ein Verbindungspunkt zwischen diesen Kapazitäten C24 und C25 ist mit den beiden Anschlüssen einer Stromversorgung P verbunden. Die Serienschaltung einer Primärwicklung eines Impulsübertragers PT1 und eines Schaltelements S2 ist an den beiden Enden der von den Kapazitäten C24 und C25 gebildeten Serienschaltung angeschlossen. Parallel zu der Stromversorgung P liegt eine Serienschaltung der Sekundärwicklungen des Impulsübertragers PT1 und der Entladungslampe LP an. Die Spannungsversorgung zum Bereitstellen des Wechselstroms wird hier über die Ausgangsanschlüsse des Wechselrichtermittels 16G der Ausführung gemäß 12 realisiert.
In dieser Anordnung werden die Kapazitäten C24 und C25 jeweils in einer Halbperiode der Wechselspannung der Stromversorgung P aufgeladen. Beim Ausschalten des Schaltelements S2 nach dem Aufladen der Kapazitäten C24 und C25 wird die Klemmspannung der Kapazitäten C24 und C25 überlagert und an die Primärwicklung des Impulsübertragers PT1 mit angelegt. Jedoch ist es möglich, an die Primärwicklung des Impulsübertragers PT1 in etwa die doppelte Spannung der Stromversorgung anzulegen, und mit der Zündvorrichtung 17G läßt sich ein hoher Spannungspuls erzeugen. Es ist zudem möglich, den hohen Spannungspuls in jeder Halbperiode der von der Quelle abgegebenen Spannung zu erzeugen. Unabhängig von der Polarität der Stromversorgung P weist der hohe Spannungspuls hier nur eine einzige Polarität auf. Die Richtung, in der der hohe Spannungspuls angelegt wird, wird im Hinblick auf eine Durchbruchspannung festgelegt. Als Schaltelement S2 läßt sich beispielsweise ein Thyristor oder ein TRIAC (bidirektionaler Wechselstrom-Thyristor) einsetzen. Weiterhin ist es möglich, mehrere Schaltelemente zur Erhöhung der zulässigen Strom stärke parallelzuschalten. Ferner kann eine selbsttriggernde Funkenstrecke eingesetzt werden.
In 15 ist eine konkrete Ausprägung der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, die sich in der in 12 gezeigten Ausführung einsetzen läßt und im wesentlichen das Spannungswandlungsmittel 11G, die Lastschaltung 12G, die Regelschaltung 13G, das Wechselrichtermittel 16G und das versorgende Spannungsquellenmittel 18G enthält. Zusätzlich weist sie ein Spannungsdetektormittel 15, ein Stromdetektormittel 16 und Steuermittel 17 und 18 auf. Mit dieser Anordnung wird speziell eine vorgegebene Leistung der Lastschaltung 12G zugeführt. Auf der Grundlage der Detektorsignale des Spannungsdetektormittels 15 und des Stromdetektormittels 16 wird die Schaltoperation des Schaltelements Q0 ausgeführt und die Wechselrichtermittel 16G in Vollwegausführung gesteuert. Beim vorliegenden Fall die die Schaltelemente Q1 und Q3 bildenden Transistoren auf der Seite des Wechselrichtermittels 16G, an dem ein höheres Potential anliegt, sich beim Erdungspotential unterscheiden, sind für ihre Steuerung unterschiedliche Ansteuermittel 17 und 18 erforderlich. Es sind hier Kapazitäten C4 und C5, die jeweils als Spannungsquelle wirken, an die Ansteuermittel 17 und 18 angeschlossen. Die Kapazitäten C4 und C5 werden über die Dioden D2, D4 und D5 durch die Gleichspannungsquelle VS beim Inbetriebnehmen der Lastschaltung 12G aufgeladen. Ferner werden nach der Inbetriebnahme der Lastschaltung 12G die Kapazitäten C4 und C5 im wesentlichen auf eine Spannung aufgeladen, die an der Kapazität C3 anliegt, selbst wenn die Quellenspannung in einem derartigen Augenblick beim Auftreten von niedrigen Werten des wellenförmigen Spannungssignals absinkt. Die vorgegebene Quellenspannung wird den Ansteuermitteln 17 und 18 in stabiler Weise zugeführt.
In der in 15 gezeigten praktischen Ausführung ist die Anordnung so ausgelegt, daß bei einer Nennleistung der Entladungslampe LP in der Lastschaltung 12G von beispielsweise 35 W und bei einem Wert der Spannung der Gleichspannungs quelle von ungefähr 12,8 V das Wicklungsverhältnis des Transformators ungefähr n1:n2 = 1:7 beträgt, das Schaltelement Q0 ein Leistungs-MOSFET mit einer Schwellenwertspannung von ungefähr 100 V ist, die Kapazität C1 einen Kapazitätswert von ungefähr 0,56 bis 1,0 μF aufweist, die Schaltelemente Q1 bis Q4 Leistungs-MOSFETs mit Schwellenwertspannungen von 400 bis 500 V sind und die Schaltfrequenz der Elemente ungefähr 30 bis 70 KHz auf der Primärseite des Transformators und ungefähr 40 bis 1000 Hz auf der Sekundärseite beträgt. In der hier gezeigten Ausführung ist das Schaltelement Q0 einfach ausgebildet, es ist jedoch auch möglich, zwei oder mehrere parallelgeschaltete Schaltelemente zum Herabsetzen des An-Widerstands einzusetzen. Ferner läßt sich die zusätzliche Kapazität für den Einsatz in der Hilfsstromversorgung auch als weitere Spannungsquelle zum Steuern der Schaltelemente Q0, Q2 und Q4 benutzen, neben den Steuermitteln 17 und 18.
Als Regelschaltung 13G für den Einsatz der in 15 gezeigten praktischen Ausführung läßt sich die in 16 gezeigte Schaltung einsetzen, in der die Ausgangsspannung und der Strom des Gleichspannung/Gleichspannung-Wandlungsmittels 11G durch die Spannungs- und Stromdetektormittel 15 und 16 erfaßt werden. Die Regelschaltung 13G nimmt die Ausgangssignale der beiden Detektormittel 15 und 16 auf, wobei die hochfrequenten wellenförmigen Anteile dieser Signale durch Tiefpaßfilter weggefiltert werden und anschließend in einem Multiplizierer miteinander multipliziert werden, wodurch sich der Nettoleistungswert ergibt. Dieser Nettoleistungswert wird mit einem Sollwert verglichen, der mittels einer Sollbetriebsschaltung zum Bilden des Ausgangssignals entsprechend dem Ausgangssignal des Spannungsdetektormittels 15 erhalten wird. Die Einschaltzeitdauer des Schaltelements Q0 wird so gesteuert, daß jede beim Vergleich auftretende Differenz ausgeglichen wird. Zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme der Schaltung werden die Schaltfrequenz f des Gleichspannung/Gleichspannung-Wandlers, die Anschaltzeit Ton, das Wicklungsverhältnis des Transformators und der Kapazitätswert der Kapazität C1 in optimaler Weise so gewählt, daß das Ausschalten des Schaltelements Q0 des Gleichspannungs/Gleichspannungs-Wandlers 11G in dem Zeitpunkt erfolgt, in dem der Spannungswert V_c nahe bei Null liegt.
Im Wechselrichtermittel 16G wird als nächstes die paarweise Schaltoperation der Schaltelemente Q1, Q4 und Q2, Q3 abwechselnd durchgeführt, so daß die Polarität der Ausgangsspannung des Wechselrichtermittels umgekehrt wird. Hierbei wird als Schaltfrequenz für die Elemente ein relativ niedriger Frequenzwert von ungefähr mehreren zehn Hz bis mehreren hundert Hz gewählt. Zum Verbessern der Startfähigkeit wird weiterhin unmittelbar nach dem Starten, bei dem die Entladungslampe instabil ist, die Frequenz des Polaritätswechsels auf Gleichstrom oder einige zehn Hz eingestellt, und anschließend wird die Frequenz auf einige hundert Hz angehoben, so daß jedes Flimmern bei der Umkehrung der Polarität verhindert wird.
Ferner ist in dem Fall, in dem die Metall-Halogen-Lampe als Lichtquelle für Scheinwerfer in Automobilen eingesetzt wird, das Beschleunigen des Anstiegs des Lichtstroms beim Kaltstarten erforderlich. Eine Regelung wird so realisiert, daß eine Leistung, die ein Mehrfaches der Nennleistung beträgt, über eine vorgegebene Zeitdauer hinweg zugeführt wird, selbst wenn die Lastspannung unmittelbar nach dem Starten niedrig ist, um den Gasdampfdruck in der Lampe zum Steigern der Lichtausbeute schnell anzuheben und um den Lichtstrom schnell zu stabilisieren.
In einer weiteren in 17 gezeigten Ausführung ist eine Maßnahme zum wirksamen Begrenzen eines Spannungsanstiegs aufgrund der Resonanz getroffen. In einem Fall, in dem eine Entladungslampe wie z.B. die Metall-Halogen-Lampe oder dergleichen als Last eingesetzt wird, wie in der vorangegangenen Ausführung nach 12, ist der Impedanzwert unmittelbar nach dem Starten niedriger als im Zustand des stabilen Leuchtens, wenn die Umgebungstemperatur hinreichend niedrig ist. Hier ist es nun gewünscht, den Lichtstroms schnell ansteigen zu lassen, und das Fließen eines relativ hohen Stroms wird bewirkt, um auch in der Lastschaltung einen großen Strom aufzubringen. Demnach enthält in der vorliegenden Ausführung der Gleichspannungs/Gleichspanungs-Wandler des Spannungswandlungsmittels 11H eine Zerhackschaltung zum Anheben und Absenken einer Spannung, in der die An-Zeitdauer des mit hoher Frequenz betriebenen Schaltelements Q0 zum Regeln der Ausgangsspannung von einer auf einer Pulsdauermodulation basierenden Regelung bestimmt wird. Ein Glättungskondensator C glättet das Ausgangssignal der Zerhackschaltung zum Anheben oder Absenken der Spannung und führt die Gleichspannung V_c dem Wechselrichtermittel 16H zu. An die Last LP ist ferner eine sättigbare Induktivität L wie z.B. ein Impulsübertrager in Serienschaltung angeschlossen. Diese sättigbare Induktivität ist so ausgeführt, daß sie beim Ansteigen des Laststroms auf einen Wert, der einen vorgegebenen Wert überschreitet, in magnetische Sättigung übergeht, wobei der vorgegebene Wert beispielsweise das Zwei- oder Dreifache des Nennstroms beim Starten der Last LP beträgt.
Bei genauerer Betrachtung unter Bezug auf 18 zeigt sich, daß die sättigbare Induktivität L in dem gesättigten Zustand während der Zeitdauer t1–ta ist und die Induktivität so ausgeführt ist, daß sie einen kleinen Induktivitätswert aufweist. In diesem Zustand wird die Polarität der Schaltelemente Q1–Q4 des Wechselrichtermittels 16H umgekehrt und die Induktivität L wird in den nicht gesättigten Zustand bei einem bestimmten Stromwert zum Zeitpunkt ta, in dem der Laststrom zu der Lastschaltung abnimmt, übergeführt. Als nächstes, wenn der Laststrom in der Polarität umgekehrt wird und einen Wert erreicht, der über einem vorgegebenen Stromwert liegt, wird die Induktivität L wieder gesättigt und der Laststrom zeigt eine plötzliche Veränderung des Gradienten auf und steigt auf einen vorgegebenen Stromwert innerhalb der Zeitspanne tc–t2 an. Entsprechend der vorliegenden Ausführung läßt sich demnach der Anstieg der Resonanzspannung V_c aufgrund der Induktivität L und der Kapazität C während des Startens durch den Einsatz der Sättigbarkeit der Induktivität L vermeiden. Zum Dämpfen der Resonanzspannung V_c mittels der Zerhackschaltung zum Anheben und Absenken der Spannung ist keine spezielle Schaltung erforderlich und die Vereinfachung der gesamten Schaltung läßt sich realisieren. Ferner ist es möglich, den erzwungenen Strom in ausreichendem Maße fließen zu lassen, um in der Last LP unmittelbar nach dem Starten eine Bogenentladung herbeizuführen.
In einer derartigen Ausführung gemäß der vorliegenden Erfindung, die in 19A gezeigt ist, ist eine Tertiärwicklung des Impulsübertragers PT in der Lastschaltung 12I über einen Schalter SW1 an eine Gleichspannungsquelle V1 und ebenso über einen anderen Schalter SW2 an eine andere Gleichspannungsquelle V2 mit einer im Vergleich zur Quelle V1 umgekehrten Polarität angeschlossen. Fließt der Laststrom I durch die Last LP in einer Richtung, die in der Zeichnung durch einen Pfeil angedeutet ist, so verringert sich der Induktivitätswert der Sekundärseite des Impulsübertragers durch einen zur Primärseite des Pulsübertragers fließenden Strom, der bei Schließen des Schalters SW1 in seine An-Position fließt. Fließt auf der anderen Seite der Laststrom in umgekehrter Richtung wie der gezeigten, so befindet sich der Schalter SW2 in der An-Position und der Induktivitätswert der Sekundärseite des Impulsübertragers PT verringert sich. Im vorliegenden Fall wird die Induktivität der Sekundärseite des Impulsübertragers PT durch Anschalten des Schalters SW1 oder SW2 über eine begrenzte Zeitdauer hinweg unmittelbar vor dem Umkehren der Polarität des Ausgangssignals des Invertermittels 16I beim Starten der Last bewirkt, je nachdem in welche Richtung der Laststrom fließt. Jeder Anstieg der Spannung V_c1 läßt sich aufgrund der Resonanz der Kapazität C1 und der Induktivität unterdrücken.
In der in 19A gezeigten Ausführung sollte das Umfeld des Impulsübertragers PT vorzugsweise so ausgeführt sein, wie in 19B gezeigt ist. Auf der Seite der Primärwicklung n1 des Impulsübertragers PT sind eine energiespei chernde Kapazität C4 und ein Schaltelement Q6 wie beispielsweise ein TRIAC oder eine Entladungsstrecke zum Erzielen einer glatten Impulserzeugung angeschlossen. Die Kapazität C4 wird über einen Widerstand R aufgeladen. An die Tertiärwindungen n3 und n3' des Impulsübertragers PT sind die Schalter SW1 und SW2 und die Gleichspannungsquellen V1 und V2 angeschlossen.
In einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung, die ein 20 gezeigt ist, ist eine Schaltung mit Rückkopplung ausgebildet, die eine Sekundärwicklung des Impulsübertragers PT über den Schalter SW1 an den Widerstand R anschließt. Hier wird der Schalter SW1 ab dem Zeitpunkt, der unmittelbar vor der Umkehrung der Polarität des Ausgangssignals des Invertermittels 16J beim Starten der Last LP liegt, angeschaltet, und die Resonanz der Induktivität und der Kapazität C1 auf der Sekundärseite des Impulsübertragers PT kann im wesentlichen durch den Widerstand R beim Umkehren der Polarität des Ausgangssignals des Invertermittels absorbiert werden.
In einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung, die in 21 gezeigt ist, ist im Gegensatz zu der vorangegangenen Ausführung gemäß 7 eine Sekundärwicklung L1 eines anderen Übertragers in Serie zu der Sekundärwicklung des Impulsübertragers PT geschaltet. Im vorliegenden Beispiel wird eine komplizierte Ausführung des Impulsübertragers PT dadurch vermieden, daß eine Tertiärwicklung bei dem Impulsübertrager PT vorgesehen ist.
In einer weiteren in 22 gezeigten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist im Gegensatz zu der Ausführung gemäß 8 eine Sekundärwicklung eines anderen Transformators in Serie zu dem Impulsübertrager PT geschaltet, wobei der Schalter SW1 über eine feste Zeitdauer hinweg angeschaltet ist, die unmittelbar vor dem Umschalten der Polarität des Ausgangssignals des Invertermittels 16L beim Startvorgang beginnt. Das Einfügen des Widerstands R1 auf Seite der Primärwicklung des anderen Transformators ermöglicht die Absorbierung der insbesondere bei der Umkehrung der Polarität auftretenden Resonanzenergie.
In einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung, die in 23 gezeigt ist, ist im Gegensatz zu der Ausführung gemäß 9 eine Sekundärwicklung L1 eines anderen Transformators in Serie zu der Sekundärwicklung des Impulsübertragers PT geschaltet. Im vorliegenden Beispiel läßt sich die auf der Sekundärseite des Übertragers über das induktive Element L1 auftretende Resonanzenergie über eine als Gleichrichtschaltung wirkende Diodenbrücke DB auf die Seite der Gleichspannungsquelle VS rückkoppeln, indem der Schalter SW1 über eine feste Zeitdauer hinweg angeschaltet wird, und zwar ab dem Zeitpunkt, der unmittelbar vor dem Umkehren der Polarität des Ausgangssignals des Wechselrichtermittels beim Starten der Last liegt.
In einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung, die in 24 gezeigt ist, kommt im wesentlichen dieselbe Anordnung wie die in 15 gezeigte konkrete Ausprägung der Ausführung gemäß 12 zum Einsatz, jedoch weisen die Spannungen V_c1 und V_c2 an den Kapazitäten C1 und C2 im Zeitpunkt des Anschaltens der Schaltelemente Q1 und Q4 wechselseitig umgekehrte Polaritäten auf. Ein übermäßiger und abrupter Strom muß über einen Pfad fließen, der die Kapazität C1, das Schaltelement Q4, die Kapazität C2, die Induktivität L1 und das Schaltelement Q1 enthält. Somit ergibt sich eine Maßnahme zum Überwinden der Probleme, mit denen man bei der Minimierung der Größe konfrontiert ist, denn der übermäßige und abrupte Strom erfordert normalerweise den Einsatz eines Schaltelements mit einer großen Kapazität oder einer Induktivität mit einem großen Induktivitätswert, um den Strom zu begrenzen.
Etwas genauer und unter Bezug auf die Signalverläufe (a) bis (g), die in 25 gezeigt sind, erkennt man, daß die angeschalteten FETs Q3 und Q2 zum Zeitpunkt t1 zunächst wie in (c) und (d) ausgeschaltet werden. Es ergibt sich eine Totzeit, in der alle FETs Q1–Q4 ausgeschaltet sind und in der, wie in (f) gezeigt, vor dem Start der Last LP nahezu kein Strom ia fließt und die Spannung VC1 an der Kapazität C1 auf einem festen Potential von mehreren hundert Volt liegt. Als nächstes wird zum Zeitpunkt t2, wie in (b) gezeigt, der FET Q4 angeschaltet und über eine Zeitspanne t2–t3 hinweg fließt die in der Kapazität C1 gespeicherte Ladung als Strom I durch einen Pfad, der die Kapazität C1, die MOSFET Q4, die parasitäre Diode D_Q2 des MOSFETs Q2, das induktive Element L1 enthält, zurück zur Kapazität C1 gemäß der Resonanz zwischen der Kapazität C1 und dem induktiven Element L1. Wie in (e) gezeigt, wird die parasitäre Diode D_Q2 beispielsweise über eine Zeitspanne angesteuert, die jeder halben Resonanzperiode der Kapazität C1 und des induktiven Elements L1 entspricht. Beim Erreichen des Zeitpunkts t3, in dem kein Strom ia mehr fließt, nimmt die Spannung V_c4 einen Wert mit im Vergleich zum Anfang umgekehrter Polarität und einem im wesentlichen in (g) gezeigten übereinstimmenden Potential an. Beim Anschalten des MOSFET Q1 im nächsten Zeitpunkt t4 nach (a) bewirkt die Spannung V_c1 mit im Vergleich zum Anfang umgekehrter Polarität kein übermäßiges Fließen von Strom. Da die MOSFETs Q1 bis Q4 so geregelt werden, daß sie ein übermäßiges und abruptes Fließen von Strom sowie eine Stoßspannung beim Auftreten der Polaritätsumkehrung verhindern und auch wirksam zu der Vereinfachung der Schaltung ohne deren Komplizierung beitragen, ist es möglich, eine Minimierung der Größe der Stromversorgungsvorrichtung zu erreichen.
Ein Aspekt des Wechselrichtermittels 16N, das in der Ausführung nach 24 einsetzbar ist, ist in 26 gezeigt, in der ein Oszillationssignal eines Oszillators 7a und ein Ausgangssignal eines monostabilen Multivibrators 7b, der durch den Anstieg des Oszillationssignals des Oszillators 7a getriggert wird, an den Eingängen des NOR-Gatters N1 an, das die NOR-Verknüpfung beider Signale bildet. Die UND-Verknüpfung eines Q-Ausgangs eines Flipflops FF, das durch ein Aus gangssignal des NOR-Gatters N1 getriggert wird, und eines invertierten Ausgangssignals des NOR-Gatters N1 sowie die UND-Verknüpfung des invertierten Ausgangssignals des NOR-Gatters N1 und eines invertierten Q-Ausgangs des Flipflops FF werden jeweils über die Steuerschaltungen 42 und 44 als Triggersignale den MOSFETs Q2 und Q4 zugeführt. Ferner werden die UND-Verknüpfung eines Ausgangssignals des NOR-Gatters N2, das die NOR-Verknüpfung eines Ausgangs eines monostabilen Multivibrators 7c, der durch die abfallende Flanke eines vom Oszillator 7a abgegebenen oszillierenden Signals getriggert wird, und des Ausgangssignals des NOR-Gatters N1 bildet, und des Q-Ausgangs des Flipflops FF sowie eine andere UND-Verknüpfung eines Ausgangssignals des NOR-Gatters N2 und des invertierten Q-Ausgangs des Flipflops FF jeweils durch eine der zusätzlichen Steuerschaltungen 41 und 43 als Triggersignale den MOSFETs Q1 und Q3 zugeführt. Mit dieser Anordnung können die einzelnen MOSFETs schnell und außerordentlich präzise die Schaltoperation durchführen, und der Schaltbetriebverlust kann minimiert werden.
In den oben beschriebenen Ausführungen gemäß den 4, 5, 7, 8, 9, 10, 12, 17, 19, 20, 21, 22, 23 und 24 stimmen die nicht beschriebenen Anordnungen mit denjenigen der vorangegangenen Ausführungen gemäß den 1 und 2 überein, und wesentliche Bestandteile der einzelnen Ausführungen werden durch dieselben Bezugszeichen wie die in den 1 und 2 benutzten bezeichnet, wobei zur Kennzeichnung jeweils die einzelnen Buchstaben A–N hinzugefügt sind. Auch die im wesentlichen übereinstimmenden Bestandteile, wie sie unter Bezug auf die 1 und 2 oder die vorangegangenen Ausführungen beschrieben sind, sind mit im wesentlichen übereinstimmenden Bezugszeichen gekennzeichnet und diese Bestandteile können dieselbe Funktion und Wirkung erzielen, wie die Ausführungen nach den 1 und 2 oder einer der vorangegangenen Ausführungen.
Ferner läßt sich das Umkehren der Polarität in den einzelnen vorangegangenen Ausführungen entsprechend dem Zustand der Last realisieren. So läßt sich beispielsweise die Polarität in geeigneter Weise gemäß dem Wert der Spannung VC der Kapazität C umkehren, und die Anordnung läßt sich so ausführen, daß je nach Anforderung ein Regelungsmodus im lastlosen Zustand, ein Regelungsmodus zum stabilen Beleuchten usw. für ihre Realisierung gewählt wird.

Claims

Stromversorgungsvorrichtung mit einem Gleichspannungswandler in Hochsetzsteller- oder Sperrwandleranordnung mit einem mittels einer Regelschaltung pulsgesteuerten Hochfrequenzschalter und mit am Ausgang angeschlossenem kapazitiven Element und dazu parallel liegender Last, die eine Impedanz aufweist, die während des Startens geringer ist als während des stabilen Betriebs, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenzschalter (Q; Q0) durch die Regelschaltung (13; 13A–13N) mit einer Schaltfrequenz (F) und einem Tastverhältnis angesteuert wird, die so bestimmt sind, daß der Hochfrequenzschalter (Q; Q0) sowohl während des Startens der Last (LD; LP) als auch während ihres stabilen Betriebs jeweils dann sperrt, wenn der Wert der pulsierenden Gleichspannung am kapazitiven Element (C; C1) unter einen bestimmten Schwellwert abgefallen ist, wobei das kapazitive Element (C; C1) so bemessen ist, daß die Lastspannung bei der Schaltfrequenz (F) und gegebener Last eine Welligkeit mit großer Amplitude aufweist.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch ein zwischen der Ausgangsseite des Spannungswandlers (11; 11A–11N) und dem kapazitiven Element (C; C1) angeschlossenes Gleichrichterelement (D1), das in eine solche Richtung wirkt, daß das kapazitive Element (C; C1) beim Ausschalten des Hochfrequenzschalters (Q; Q0) aufgeladen wird.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichspannungswandler einen nicht-isolierenden Übertrager (T) enthält, dessen Windungsverhältnis das Regelverhalten der Regelschaltung bestimmt.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichspannungswandler einen isolierenden Übertrager (T) enthält, dessen Windungsverhältnis das Regelverhalten der Regelschaltung bestimmt.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner einen Vollwegwechselrichter (16D; 16E; 16G–16N) zum Ändern der Polarität einer an die Lastschaltung (12D; 12E; 12G–12N) angelegten Spannung enthält, der parallel zu dem Spannungswandler (11D; 11E; 11G–11N) über ein Gleichrichtelement (D1) angeschlossen ist.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 3, ferner gekennzeichnet durch einen Schaltstromkreis aus in Serie geschalteten und parallel zum Spannungswandler (11F) angeschlossenen Schaltern (Q1, Q2) und Gleichrichterelementen (D1, D2), die jeweils zwischen dem Spannungswandler (11F) und dem Schaltstromkreis angeschlossen sind, wobei die Lastschaltung (12F) zwischen einem mittleren Punkt einer Sekundärwicklung (n1, n2) des nicht-isolierenden Übertragers (T) und des Schaltstromkreises angeschlossen ist.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, ferner gekennzeichnet durch einen Schaltstromkreis aus in Serie geschalteten und parallel zum Spannungswandler (11F) angeschlossenen Schaltern (Q1, Q2) und Gleichrichterelementen (D1, D2), die jeweils zwischen dem Spannungswandler (11F) und dem Schaltstromkreis angeschlossen sind, wobei die Lastschaltung (12F) zwischen einem mittleren Punkt einer Sekundärwicklung (n1, n2) des isolierenden Übertragers (T) und des Schaltstromkreises angeschlossen ist.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (LD) in der Lastschaltung (12) eine Entladungslampe mit hoher Intensität ist.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung (12G; 12N) eine Serienschaltung aus einer ersten Induktivität (L1) und einem zweiten kapazitiven Element (C2) und eine weitere Serienschaltung aus einer zweiten Induktivität (L2) und einer mit hoher Intensität arbeitenden Entladungslampe (LP), die die parallel zu dem zweiten kapazitiven Element (C2) angeschlossene Last (LD) darstellt, enthält, wobei die Anordnung so ausgebildet ist, daß sich eine im zweiten kapazitiven Element (C2) enthaltene Ladung auf eine durch die erste Induktivität (L1), das zweite kapazitive Element (C2) und einen Schaltstromkreis (Q1, Q4; Q3; Q2) in dem Wechselrichter (16G; 16N) gebildete geschlossene Schleife vor der Umkehr der Polarität durch das Wechseln der Polarität bei dem Wechselrichter (16G; 16N) anwenden läßt.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 9, ferner gekennzeichnet durch Mittel zum Herabsetzen des Induktivitätswertes der zweiten Induktivität (L2) der Lastschaltung (12G) zumindest während der Umkehr der Polarität.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Herabsetzen des Induktivitätswertes der zweiten Induktivität (L2) eine sättigbare Induktivität (L) enthalten, die bei Überschreiten eines vorgegebenen Stromwertes eines Stroms in die Sättigung geht.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung (12I) eine Serienschaltung einer mit hoher Intensität arbeitenden Entladungslampe (LP), die die Last (LD) bildet, und einer sekundärseitigen Wicklung eines Impulsübertragers (PT) ist, sowie einen Überbrückungskondensator (C2) enthält, der parallel an die Serienschaltung angeschlossen ist, wobei die Mittel zum Herabsetzen des Induktivitätswertes der zweiten Induktivität (L2) so ausgebildet sind, daß die Induktivität der sekundärseitigen Wicklung des die zweite Induktivität (L2) bildenden Impulstragers (PT) mittels der primärseitigen Wicklung des Impulstragers (PT) herabgesetzt wird.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 12, ferner gekennzeichnet durch Mittel zum Detektieren (16) des zu der Lastschaltung (121) fließenden Stroms sowie Mittel (SW1, SW2, V1, V2) zum Anlegen einer zusätzlichen Gleichspannung an eine primärseitige Wicklung des Impulsübertragers (PT) in einer solchen Richtung, daß der Strom zu der Lastschaltung (121) in Abhängigkeit von einer erfaßten Richtung des Stroms aufgehoben wird.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 12, ferner gekennzeichnet durch Mittel, die bewirken, daß eine in der Induktivität (L2) oder den Induktivitäten (L1, L2) gespeicherte Energie in der Lastschaltung (12J, 12L) innerhalb der Lastschaltung (12J, 12L) zumindest während der Umkehr der Polarität unwirksam ist, wobei die Mittel eine geschlossene Schleife mit der sekundärseitigen Wicklung des Impulsüberträgers (PT) bilden.
Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 13, ferner gekennzeichnet durch Mittel, die bewirken, daß eine in der Induktivität (L2) oder den Induktivitäten (L1, L2) gespeicherte Energie in der Lastschaltung (12J, 12L) zumindest während der Umkehr der Polarität unwirksam ist, wobei die Mittel eine geschlossene Schleife mit der sekundärseitigen Wicklung des Impulsübertragers (PT) bilden.