DE69835328T2

DE69835328T2 - Steuerschaltung für eine Fluroreszenzlampe

Info

Publication number: DE69835328T2
Application number: DE69835328T
Authority: DE
Inventors: Luc Wuidart; Michel Bardouillet
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1997-11-21
Filing date: 1998-11-20
Publication date: 2007-08-23
Anticipated expiration: 2018-11-21
Also published as: FR2771590B1; FR2771590A1; US6222325B1; EP0918449B1; EP0918449A1; DE69835328D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der aus einem Wechselstromnetz hoher Spannung (beispielsweise 220 V/50 Hz) gespeisten Fluoreszenzlampen. Die Erfindung betrifft näherhin die Steuerung der Lampe, im wesentlichen in Strombegrenzung im Nominalbetrieb und bei Triggerung zum Zündstart.
Im Nominalbetrieb ist es erforderlich, in der Speise- bzw. Stromversorgungsschaltung der Lampe ein Strombegrenzerelement vorzusehen aufgrund des Aufbaus der Lampe. Tatsächlich verhält sich dieser Lampentyp im Nominalbetrieb wie ein Spannungsbegrenzerelement, d. h. dass die Spannung an den Anschlüssen der Lampe unabhängig von der Speise- bzw. Versorgungsspannung ist und durch die Leistung der Lampe selbst festgelegt ist. Daher ist es zur Speisung bzw. Stromversorgung einer Fluoreszenzlampe aus der Netzspannung erforderlich, ein Strombegrenzerelement vorzusehen, das allgemein als ‚Ballast’ bezeichnet wird.
Zur Zündung ist es erforderlich, ein allgemein als ‚Starter’ bezeichnetes Zünd- oder Startelement vorzusehen, das dazu bestimmt ist, zunächst, in einem ersten Zeitraum, die in der Fluoreszenzlampe enthaltenen Heizwendel aufzuheizen und sodann die Lampe durch eine Überspannung zu zünden.
1 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Schaltschemas zur Stromversorgung einer Fluoreszenzlampe. Eine derartige Lampe 1 besteht allgemein aus einem mit Gas gefüllten rohrförmigen Element T, an dessen beiden Enden zwei Heiz- bzw. Glühfäden bzw. -wendel f, f' zur Zündanregung vorge sehen sind. Jede Wendel ist zum elektrischen Anschluss mit ihren beiden Enden vorgesehen und ist daher zwei Versorgungs- bzw. Speiseanschlüssen 1, 2 bzw. 1', 2' zugeordnet. Die beiden Fäden bzw. Wendel f, f' sind zur Speisung mit einer Wechselspannung Vac, beispielsweise der zwischen den Speise- bzw. Versorgungsanschlüssen 3, 4 der Lampenschaltung angelegten Netzspannung, bestimmt.
Bei dem in 1 dargestellten Beispiel besteht das Strombegrenzerelement aus einer Eisen-Induktivität L hohen Betrags, die zwischen einem ersten Wechselstrom-Versorgungsanschluss 3 und einem ersten Anschluss 1 einer der Wendel f der Lampe T zwischengeschaltet ist. Der zweite Anschluss der Wendel f ist über ein Starterelement 5 mit einem Anschluss 2' der zweiten Wendel f' verbunden, deren anderer Anschluss 1' mit dem zweiten Speise- bzw. Versorgungs-Anschluss 4 des Netzes verbunden ist. Ein Kondensator C verbindet die Anschlüsse 3 und 4.
Das Starter- oder Zündelement 5 besteht zumeist aus einem thermischen Schalter, der bestimmt ist, die Wendel f und f' der Lampe T durch Kurzschließen der Anschlüsse 2 und 2', solange die Wendel noch kalt sind, aufzuheizen. Der thermische Schalter öffnet, sobald er eine gegebene Temperatur erreicht hat, was dank der durch die Induktivität L gebildeten Energiereserve eine Überspannung zur Auslösung der Zündung der Lampe hervorruft.
Die Induktivität L hat im Nominalbetrieb die Aufgabe, den Strom in der Lampe T zu begrenzen, derart dass ihre Spannung nicht den Wert, für den sie ausgelegt ist, überschreitet. Der Kondensator C hat die Aufgabe, die durch den induktiven Aufbau bedingte Phasenverschiebung zu kompensieren, um so den Leistungsfaktor zu verbessern und die Anordnung so für einen Netzanschluss annehmbar zu machen.
Ein Nachteil eines herkömmlichen Speise- bzw. Versorgungssystems der in 1 dargestellten Art ist, dass der Rückgriff auf eine hohe Induktivität (im allgemeinen in der Größenordnung von 1 Henry) zu einem raumsperrigen und schweren System führt. Außerdem erfordert die induktive Natur der Anordnung, welche eine Kompensation der Phasenverschiebung durch den Kondensator C notwendig macht, einen Kondensator beträchtlicher Größe (im allgemeinen mehr als 10 μF), also einen Elektrolytkondensator.
Ein anderer Nachteil eines derartigen Systems ist, dass keine geeignete Vorrichtung zur Abstufung bzw. Veränderung der Lichtintensität besteht.
2 zeigt ein Beispiel einer herkömmlichen so genannten ‚elektronischen’ Begrenzungsschaltung, d. h. einer Schaltung unter Verwendung aktiver Bauteile zur Begrenzung des Stroms der Fluoreszenzlampe im Nominalbetrieb.
Eine derartige Schaltung besteht aus einer Diodenbrücke 10, deren zwei Anschlüsse zum Anlegen einer Wechselspannung mit zwei Anschlüssen 3, 4 zum Anlegen der Netzspannung Vac verbunden sind. Ein erster Gleichricht-Ausgangsanschluss 11 der Brücke 10 bildet einen Masseanschluss der Schaltung. Ein zweiter Gleichricht-Ausgangsanschluss 12 der Brücke 10 liefert mit Hilfe eines Elektrolytkondensators C' großen Betrags eine Gleichstromversorgung für einen Wandler 13 mit schaltbarer Beschneidung, der zur Stromversorgung bzw. -speisung der Fluoreszenzlampe T dient. Der mit schaltbarer Beschneidung (ggf. Anschnittsteuerung) arbeitende Wandler 13 besteht allgemein aus einer Steuerschaltung 14 in Zuordnung zu zwei Leistungs-MOS-Transistoren M1, M2 (oder zwei Bipolar-Transistoren), die in Reihe zwischen dem Anschluss 12 der Brücke 10 und Masse liegen, wobei der Kondensator C' in Parallelschaltung zu dieser Reihenschaltung angeschlossen ist. Ein Anschluss 15 des Wandlers mit schaltbarer Beschneidung ist mit einem ersten Anschluss einer Hochfrequenz-Induktivität L' verbunden, die wie im Fall von 1 in Reihe mit einer der Wendel f der Lampe T liegt. Ein Kondensator C'' von niedrigem Betrag verbindet die Wendel f und f' und trägt zur Zündtriggerung der Lampe bei. Der zweite Anschluss 1' der Wendel f' ist über einen Kondensator 16 mit Masse verbunden. Ein anderer Kondensator 17 verbindet den Anschluss 1' mit einem Eingangsanschluss 18 des Wandlers 13 mit schaltbarer Beschneidung. Die Kondensatoren 16 und 17 dienen zur Filterung der Gleichstromkomponente in der Lampe T. Der Anschluss 18 erhält die von dem Kondensator C' gelieferte Gleichspannung zugeführt. Der Transistor M1 ist zwischen dem Anschluss 18 und dem Anschluss 15 geschaltet und der Transistor M2 zwischen dem Anschluss 15 und Masse. Die Transistoren M1 und M2 werden durch die Schaltung 14 gesteuert, die auch einen mit dem Anschluss 15 verbundenen Rückführeingang aufweist und von dem Anschluss 18 her über einen Widerstand R mit Strom versorgt wird. Ein Kondensator 19 verbindet die Anschlüsse 15 und 18 und trägt zur Erzeugung einer für die Steuerung des Transistors M1 benötigten Hilfsstromversorgung bei.
Die Schaltung 14 kann noch andere Konfigurations- und Parameter-Anschlüsse aufweisen, die nicht dargestellt sind. Die Arbeits- und Wirkungsweise einer elektronischen Begrenzungsschaltung der in 2 dargestellten Art ist vollkommen bekannt. Die Brücke 10 und der Kondensator C' liefern, für eine Wechselspannung von 220 V, eine Stromversorgung in der Größenordnung von 300 V Gleichspannung an den Wandler mit schaltbarer Beschneidung, der vom Typ symmetrische Halbbrücke' ist. Dieser Wandler liefert einen Wechselstrom mit einer Frequenz von im allgemeinen ungefähr 30 kHz an die Fluoreszenzlampe T über die Hochfrequenz-Induktivität L' (in Reihe), die einen niedrigen Betrag (in der Größenordnung von mH) besitzen kann.
Ein System dieser in 2 dargestellten Art erspart die Verwendung einer hohen Induktivität (L, 1).
Jedoch hat eine Schaltung der in 2 dargestellten Art den Nachteil, dass sie stets einen Elektrolytkondensator C' hohen Betrags (im allgemeinen größer als 10 μF) erfordert zur Filterung der Gleichrichtspannung der Brücke 10. Die Verwendung von Elektrolytkondensatoren beeinträchtigt die Lebensdauer der Schaltung.
Ein anderer Nachteil des in 2 dargestellten Systems ist, dass sie zwei MOS-Leistungstransistoren hoher Spannung erfordert, die bei hoher Frequenz arbeiten.
Ein weiterer Nachteil eines derartigen Systems ist, dass es erforderlich ist, der Brücke 10 eine Schaltung 20 zur Korrektur des Leistungsfaktors beizugeben. Ohne die Schaltung 20 beeinträchtigen die Strom-Harmonischen der Stromversorgung erheblich den Leistungsfaktor.
Das Dokument EP-A-0 633 711 beschreibt einen Leistungsregler für eine Entladungslampe, in welchem eine Reihenschaltung aus einem Schalter, einem induktiven Element und einem Kondensator mit den Anschlüssen einer Wechselstromversorgung verbunden ist.
Die vorliegende Erfindung soll die Nachteile der bekannten Stromversorgungssysteme für Fluoreszenzlampen vermeiden.
Insbesondere bezweckt die Erfindung die Schaffung einer neuen Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe, welche eine Begrenzung des Nominalstroms gewährleistet und dabei gleichzeitig einen verringerten Raumbedarf besitzt und wenigstens teilweise integrierbar ist.
Die vorliegende Erfindung bezweckt auch die Schaffung einer Lösung, welche es gestattet, dem Steuersystem eine Funktion der Abstufung bzw. Einstellung der Lichtintensität hinzuzufügen.
Die vorliegende Erfindung bezweckt auch eine Verbesserung der Zuverlässigkeit des Steuersystems durch die Vermeidung des Einsatzes von Elektrolytkondensatoren.
Eine charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Stromversorgung der Fluoreszenzlampe durch einen sinusförmigen Strom niedriger Frequenz entsprechend der Netzfrequenz (beispielsweise 50 Hz) bei gleichzeitiger Vermeidung des Einsatzes einer Induktivität hohen Betrags, vermittels einer aktiven Schaltung, die bei einer erhöhten Frequenz (beispielsweise in der Größenordnung von 100 kHz) arbeitet.
So verwendet man gemäß der vorliegenden Erfindung eine aktive Vorrichtung zur Speisung der Fluoreszenzlampe durch Steuerung ihres Stroms. Diese Vorrichtung liefert an die Fluoreszenzlampe einen Wechselstrom niedriger Frequenz ähnlicher Form wie die einer Begrenzerschaltung vom ferromagnetischen Typ, d. h. bei Verwendung einer einfachen Induktivität hohen Betrags.
Näherhin sieht die vorliegende Erfindung die Schaffung einer Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe vor, welche Mittel zur Lieferung eines Wechselstroms niedriger Frequenz an die Fluoreszenzlampe aufweist, wobei diese Mittel durch eine steuerbare und bei erhöhter Frequenz arbeitende Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung (source de courant à découpage) gesteuert werden.
Die Schaltung weist eine Gleichrichtbrücke für eine Speisewechselspannung niedriger Frequenz auf sowie zwischen zwei Gleichricht-Ausgangsanschlüssen der Brücke wenigstens einen Schalter, der einen Bestandteil der Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung bildet. Durch den Schalter wird ein induktives Element gesteuert.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Steuerschaltung Mittel zur Rückgewinnung der Energie des induktiven Elements bzw. der induktiven Elemente im Öffnungszustand des Schalters auf.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegt der Schalter in Reihe mit einem Messwiderstand zwischen zwei Gleichricht-Ausgangsanschlüssen der Gleichrichtbrücke, wobei der Schalter durch eine Schaltung auf der Grundlage einer Messung des Stroms in dem Widerstand gesteuert wird.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung (Stromquelle mit Anschnittsteuerung) zwischen zwei Gleichricht-Ausgangsanschlüssen der Brücke gespeist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Lampe zwischen einem ersten Anschluss der Wechselstromversorgung niedriger Frequenz und einem ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss der Brücke angeschlossen, deren anderer Wechselstrom-Eingangsanschluss mit einem zweiten Anschluss der Wechselspeisespannung verbunden ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Kondensator kleiner Größe parallel zu einer Reihenschaltung einer Induktivität niedrigen Betrags und der Lampe angeschlossen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist nur ein einziges induktives Element in Reihe mit dem Schalter zwischen den Gleichricht-Ausgangsanschlüssen der Brücke angeschlossen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Brücke zwischen ihrem ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss und jedem der Gleichricht-Ausgangsanschlüsse ein induktives Element auf.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weisen die Mittel einen Wechselschalter auf, der mit der Frequenz der Speisewechselspannung gesteuert wird und während der Öffnungsperioden des Schalters einen Freilaufbetrieb eines induktiven Elements ermöglicht.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Brücke ein erstes induktives Element in Reihe mit einer ersten Brückendiode zwischen dem zweiten Anschluss der Wechselspannung und einem ersten Gleichricht-Ausgangsanschluss auf sowie ein zweites induktives Element in Reihe mit einer zweiten Diode zwischen dem ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss und dem ersten Gleichricht-Ausgangsanschluss auf.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bilden die genannten ersten induktiven Elemente jeweils Primärwicklungen von zwei Transformatoren zur Isolierung der Lampe relativ bezüglich der Speisewechselspannung.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist jeder Transformator eine erste Sekundärwicklung zur Aufheizung einer Heizwendel der Lampe auf.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist jeder Transformator des weiteren eine zweite Sekundärwicklung auf, die zum Zündstart der Lampe bestimmt ist, indem sie mit einem zwischen den ersten Anschlüssen der Wendel angeschlossenen Kondensator eine Ladepumpschaltung bildet.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist jeder Transformator eine dritte Sekundärwicklung auf, die zur Speisung der Lampe, nachdem sie einmal gestartet ist, bestimmt ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Steuerschaltung Mittel zur einstellbaren Veränderung der Lichtintensität der Fluoreszenzlampe auf.
Diese und weitere Ziele, Gegenstände, Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden nicht-einschränkenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele im einzelnen auseinandergesetzt, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren; in diesen zeigen:
die bereits beschriebenen 1 und 2 sind zur Darlegung des Standes der Technik und der Problemstellung bestimmt,
3 eine erste Ausführungsform einer Steuerschaltung einer Fluoreszenzlampe, gemäß der vorliegenden Erfindung,
4 eine zweite Ausführungsform einer Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe, gemäß der vorliegenden Erfindung,
5A bis 5D in Form von Zeitdiagrammen die Arbeits- und Betriebsweise einer Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung,
6 eine Ausführungsform eines Inverters einer Steuerschaltung wie beispielsweise in den 3 und 4 dargestellt, sowie
7 eine dritte Ausführungsform einer Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe, gemäß der vorliegenden Erfindung, mit Einschluss einer Starter- bzw. Triggerfunktion.
Gleiche Elemente sind in den verschiedenen Zeichnungsfiguren mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Aus Gründen der Klarheit und Übersichtlichkeit sind nur die für das Verständnis der vorliegenden Erfindung erforderlichen Elemente der Speise- bzw. Stromversorgungsschaltung in den Zeichnungsfiguren dargestellt und im folgenden beschrieben.
3 zeigt eine erste Ausführungsform einer Speise- bzw. Versorgungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung für eine Fluoreszenzlampe T.
Eine derartige Schaltung besteht aus einer Diodenbrücke 10 mit Dioden D1, D2, D3, D4, die an ihren Ausgangsanschlüssen 12, 11 eine gleichgerichtete Wechselspannung liefert. Ein erster Wechselspannungs-Speiseanschluss der Brücke ist mit einem ersten Anschluss 3 zum Anlegen einer Speisewechselspannung, beispielsweise der Netzspannung Vac, verbunden. Gemäß der Ausführungsform von 3 ist ein zweiter Wechselspannungs-Speiseanschluss 30 der Brücke 10 mit einem zweiten Anschluss 4 der Netzspeisung verbunden, wenigstens über die Lampe T.
Somit ist ein charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung gemäß dieser Ausführungsform, das sie grundlegend von einer herkömmlichen Steuerschaltung etwa wie in 2 gezeigt unterscheidet, dass die Lampe T mit Wechselspannungs-Anschlüssen der Brücke und nicht mit Gleichrichtspannungs-Anschlüssen verbunden ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung erfolgt die Begrenzung des Stroms in der Lampe mittels einer Stromquelle mit steuerbarer Beschneidung, die einem Widerstand Rs zur Messung des Stroms zugeordnet ist. Diese Stromquelle besteht im wesentlichen aus einem Schalter 31 (beispielsweise einem MOS-Transistor, einem bipolaren Transistor, usw.), der in Reihe mit dem Widerstand Rs zwischen den Gleichricht-Ausgangsanschlüssen 12 und 11 der Brücke 10 liegt. Der Schalter 31 wird durch eine elektronische Schaltung 32 auf der Grundlage der an den Anschlüssen des Widerstands Rs gemessenen Spannung Vr gesteuert. Die Schaltung 32 wird zwischen den Anschlüssen 12 und 11 versorgt. Bei der in 3 gezeigten Ausführungsform ist ein induktives Element 33, hier die Primärwicklung eines Transformators 39, in Reihe zwischen dem Anschluss 12 und dem Schalter 31 zwischengeschaltet.
Zwischen dem Anschluss 30 und der ersten Heizwendel f der Lampe T ist eine Induktivität L' in Reihe zwischengeschaltet. Gemäß der Erfindung hat diese Induktivität L' einen niedrigen Betrag (beispielsweise in der Größenordnung von 1 bis 10 mH), da ihre Rolle nicht, im Gegensatz zu einer Schaltung wie der in 1 dargestellten, die Begrenzung des Stroms in der Lampe T ist, sondern sie eine Dämpfung bzw. Drosselung für den Strompeak bilden soll, der mit dem Vorliegen eines Kondensators C1 zwischen den Anschlüssen 3 und 4 verbunden ist.
Während einer positiven Halbwelle der Speisespannung Vac und wenn der Schalter 31 geschlossen ist, fließt ein Strom durch die Diode D1, die Wicklung 33 des Transformators 39, den Widerstand Rs und die Diode D3 und lädt so den Kondensator C1. Wenn dieser Strom einen Bezugs- oder Vorgabewert erreicht, welcher der Schaltung 32 bekannt ist und als Verhältnis der Spannung Vr gemessen wird, öffnet der Schalter 31, und in einer vereinfachten (nicht dargestellten) Ausführungsform entlädt sich der Kondensator C1.
In der in 3 dargestellten Ausführungsform dient die Wicklung 33 des Transformators zur Energiespeicherung und Verlangsamung des Anstiegs des Stroms in dem Widerstand Rs bei jedem Schließen des Schalters 31. Beim Öffnen des Schalters 31 dient eine der Sekundärwicklungen 34, 35 zur Rückgewinnung der reaktiven Energie zur Begrenzung der Energieabfuhr bzw. -dissipation. In diesem Fall wird beim Öffnen des Schalters 31 die in der Wicklung 33 gespeicherte Energie durch eine der Sekundärwicklungen 34, 35 des Transformators, je nach der jeweiligen Halbwelle, an den Kondensator C1 zurückerstattet.
Eine erste Sekundärwicklung 34 liegt in Reihe mit einer Diode D6 zwischen dem Anschluss 30 und einem ersten Anschluss 36 eines Inverters oder Wechselschalters 37, dessen zweiter Anschluss 38 in Reihe mit einer zweiten Sekundärwicklung 35 und einer Diode D7 an demselben Anschluss 30 liegt. Der gemeinsame Punkt des Wechselschalters 37 ist mit dem Anschluss 4 verbunden und die Dioden D6 und D7 sind in zueinander entgegengesetztem Sinn angeordnet. Der Wechselschalter 37 wird mit der Frequenz der Speise-Wechselspannung Vac gesteuert und kippt abwechselnd zwischen einer Stellung, in welcher er den Anschluss 30 mit dem Anschluss 4 über die Diode D7 und die Wicklung 35 verbindet, und einer Stellung, in welcher er den Anschluss 4 mit dem Anschluss 30 über die Wicklung 34 und die Diode D6 verbindet.
Unter der Annahme, dass der Wechselschalter 37 während einer positiven Halbwelle mit dem Kontakt 36 schließt, wird die in der Wicklung 33 gespeicherte Energie vor dem Öffnen des Schalters 31 an den Kondensator C1 zurückerstattet, durch die Wicklung 34 über die Diode D6.
In entsprechender ähnlicher Weise fließt, wenn der Wechselschalter 37 während der negativen Halbwelle mit dem Kontakt 38 schließt, ein Strom in der Diode D2, dem Widerstand Rs, dem Schalter 31, der Wicklung 33 und der Diode D4 während der Schließperioden des Schalters 31, und die in der Wicklung 33 gespeicherte Energie wird beim Öffnen des Schalters 31 von der Wicklung 35 über die Diode D7 zurückerstattet.
Der Betrag, auf welchen der Strom in der Lampe T mit Hilfe eines Systems der vorliegenden Erfindung begrenzt wird, wird durch den Öffnungsschwellwert des Schalters 31 mittels der Steuerschaltung 32 festgelegt. Zu beachten ist, dass die Schaltung 32 so konzipiert ist, dass die Frequenz der Schließzyklen des Schalters 31 deutlich größer als die Frequenz der Wechselstromversorgung ist. Beispielsweise ist die Schaltung 32 so ausgelegt, dass der Schalter 31 mit einer Frequenz von 100 kHz schließt und seine Öffnung in jeder Umschaltperiode durch eine Messung des in dem Widerstand Rs fließenden Stroms ausgelöst bzw. getriggert wird.
So kann der Kondensator C1 einen niedrigen Wert besitzen (beispielsweise in der Größenordnung von einigen hundert Nanofarad).
Bei der vorstehend dargelegten Ausführungsform ist die Fluoreszenzlampe T einem herkömmlichen Starterelement 5 zugeordnet.
Das vorstehend beschriebene System gestattet die Erzeugung eines Wechselstroms niedriger Frequenz, der an die Speisung einer Fluoreszenzlampe angepasst ist. Die Induktivität L' glättet die restliche Hochfrequenzkomponente des der Lampe zugeführten Stroms. Diese kann daher geringe Größe/Betrag haben. Man erkennt, dass die Induktivität L' auch die Arbeitsweise des Starterelements 5 beeinflusst.
Man erkennt, dass die beiden Sekundärwicklungen 34 und 35 des Transformators 39 relativ bezüglich einander gleiche Größe besitzen müssen und der Nominalspannung der Fluoreszenzlampe angepasst sein müssen. Jedoch ist es nicht erforderlich, dass die Größe der Sekundärwicklungen 34 und 35 der halben Größe der Primärwicklung 33 entspricht. Nimmt man beispielsweise eine Primärwicklung von 220 Windungen und eine für nominalen Betrieb bei 90 V ausgelegt Lampe an, weisen die Sekundärwicklungen 34 und 35 jede jeweils eine Größenordnung von 90 Windungen auf.
4 zeigt eine zweite Ausführungsform einer Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung für eine Fluoreszenzlampe T.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der in 3 gezeigten durch die Tatsache, dass die Funktion der Rückgewinnung der reaktiven Energie beim Öffnen des Unterbrecherschalters (hier durch einen MOS-Transistor M symbolisiert) nicht mehr durch einen Transformator, sondern durch Induktivitäten 40, 41 erfolgt.
In der in 4 gezeigten Ausführungsform liegen zwei Induktivitäten 40 und 41 in Reihe mit einer Diode D4 bzw. D3 der Gleichrichtbrücke 10'. Die jeweiligen Mittel- bzw. Knotenpunkte der Serienschaltungen der Dioden D3 bzw. D4 und der Induktivitäten 41 bzw. 40 sind mit den Anschlüssen 36 bzw. 38 des Wechselschalters 37 über die Dioden D6 bzw. D7 verbunden.
Wie bei der ersten Ausführungsform misst eine Steuerschaltung 32 für den Schalter M die Spannung Vr an den Anschlüssen eines in Reihe mit dem Schalter M zwischen den Anschlüssen 12 und 11 der Brücke 10' angeordneten Widerstands Rs. Die übrige Schaltung ist gegenüber dem in Verbindung mit 3 dargelegten Aufbau unverändert.
Während einer positiven Halbwelle fließt, wenn der Schalter M geschlossen ist, der Strom in der Diode D1, in dem Transistor M, in dem Widerstand Rs, in der Diode D3 und in der Induktivität 41, zur Aufladung des Kondensators C1. Beim Öffnen des Schalters, d. h. beim Sperren des Transistors M, fließt der Strom dann freilaufend durch die Induktivität 41 und die Diode D6, da der Wechselschalter 37 während der positiven Halbwellen mit dem Kontakt 36 schließt. Die gleiche Überlegung gilt während der negativen Halbwellen, durch die Induktivität 40, die Diode D4, den Transistor M, den Widerstand Rs, die Diode D2 während der Schließperioden des Schalters, und im Freilauf durch die Induktivität 40 und die Diode D7, wenn der Schalter geöffnet ist, wobei der Wechselschalter 37 während der negativen Halbwellen mit dem Kontakt 38 schließt.
Die Wahl zwischen der ersten oder der zweiten Ausführungsform hängt beispielsweise von der in der Schaltung gewünschten Zahl induktiver Elemente und/oder von der Verfügbarkeit eines Transformators hoher Frequenz (3) ab.
Die Arbeits- und Funktionsweise eines Steuersystems der in den 3 und 4 dargestellten Art wird durch die 5A bis 5D erläutert. Die 5A bzw. 5B zeigen jeweils den Verlauf der Spannung Vr und des Stroms I_T der Fluoreszenzlampe. Es wird angenommen, dass die Lampe sich in Nominalbetrieb befindet, d. h. dass das Starter- bzw. Triggerelement 5 geöffnet ist. Die 5C bzw. 5D veranschaulichen jeweils die Schließperioden des Schalters 31 bzw. den Strom Is in dem Messwiderstand Rs. In 5C sind dabei die Schließperioden des Schalters 31 durch Zustände 1 und die Öffnungsperioden durch Zustände 0 symbolisiert.
Wie die 5C und 5D veranschaulichen, wird der Schalter 31 mit einer erhöhten Frequenz gesteuert, beispielsweise in der Größenordnung von 100 kHz, und der Strom zeigt die Form eines Zugs von Sägezähnen, deren Amplitude durch den der Schaltung 32 bekannten vorgegebenen Schwellwert fixiert ist. Man kann hier die Rolle eines Dämpfers des Stroms in dem Widerstand Rs ersehen, welche das in Reihe mit dem Schalter liegende induktive Element (33, 3 – 40 oder 41, 4) spielt, und welche die Neigung bzw. den Anstieg des Stroms beim Schließen des Schalters 31 oder M verlangsamt.
Auf Seiten der Fluoreszenzlampe T ist die Spannung Vr (5A) auf einen Wert Vo begrenzt, der eine Funktion der Leistung der Fluoreszenzlampe ist. Beispielsweise ist für eine Fluoreszenzlampe einer Leistung von 20 W, die zu einer nominellen Betriebsspannung in der Größenordnung von 50 V effektiv führt, die Steuerschaltung 32 dann so bemessen und ausgelegt, dass sie einen mittleren Strom in der Größenordnung von 400 mA effektiv über eine Periode der Speisespannung Vac liefert.
Wie 5B veranschaulicht, hat der Strom Ir in der Lampe T die Frequenz der Speisewechselspannung Vac, mit Glättung durch die Induktivität L'. Die Verzögerung Δt jeweils am Beginn jeder Halbwelle entspricht der Zeit, welche die Spannung Vac benötigt, um die Start- bzw. Triggerspannung der Lampe (beispielsweise seine Begrenzungsspannung VO) zu erreichen.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung, insbesondere relativ bezüglich einer herkömmlichen Schaltung, wie sie beispielsweise in 2 wiedergegeben ist, ist, dass das Steuersystem im wesentlichen über die gesamte Halbwelle der Speisewechselspannung Strom zieht. Demzufolge verringert die Erfindung beträchtlich die Harmonischen des Stroms, die auf die Strompeaks zurückzuführen sind, welche in einem herkömmlichen System in jeder Halbwelle gebildet werden. In einer optimierten Ausführungsform ist die Schaltung 32 so konzipiert, dass der aus dem Netz entnommene Strom moduliert wird, beispielsweise gemäß einem Sinusverlauf in Phase mit der Netzspannung. Eine derartige Modulation gestattet insbesondere eine Verbesserung des Leistungsfaktors und/oder die Erzielung einer Gradation bzw. Abstufung (dimming) der Lichtintensität, wie weiter unten noch ersichtlich wird.
Man erkennt, dass andere Mittel zur Steuerung der so erzielten schaltbaren Stromquelle und insbesondere andere Mittel zur Stromdetektion als der Widerstand Rs vorgesehen werden können.
6 zeigt eine Ausführungsform eines mit der Frequenz des Speisewechselstromnetzes gesteuerten Wechselschalters 37. Ersichtlich können jedoch andere angepasste Formen eines Wechselrichters verwendet werden.
In dem in 6 dargestellten Beispiel ist eine Ausführungsform des Steuersystems gemäß dem von 3 zugrunde gelegt. Jedoch sind die jeweiligen Lagen der Dioden D6 und D7 und der Wicklungen 34 und 35 relativ bezüglich den Anschlüssen 30 und 4 umgekehrt. Dies hat keinerlei Einfluss auf die Arbeits- und Betriebsweise, insofern diese Elemente jedenfalls in Reihe miteinander angeordnet sind.
Der Wechselumschalter oder Wender besteht hier aus zwei Thyristoren Th1, Th2 mit Kathodengate bzw. Anodengate, die in Reihe mit den Sekundärwicklungen 34 und 35 angeordnet sind. So ist die Kathode des Thyristors Th1 mit dem Anschluss 30 der Brücke (10, 3) verbunden und ihre Anode mit einem ersten Ende der Sekundärwicklung 34, deren zweites Ende mit dem Anschluss 4 über die Diode D6 verbunden ist. Die Anode des Thyristors Th2 ist mit dem Anschluss 30 verbunden und seine Kathode mit dem Anschluss 4 über die Reihenschaltung der Wicklung 35 und der Diode D7. Die Gates, nämlich Kathoden- bzw. Anodengate der Thyristoren Th1 und Th2 sind, jeder jeweils über einen Widerstand R, mit dem Anschluss 3 der Wechselstromspeisung verbunden. Die Widerstände R haben einen hohen Wert (beispielsweise in der Größenordnung von mehreren hundert kΩ), zur Begrenzung des Stroms in den Gates der Thyristoren Th1 und Th2.
In den positiven Halbwellen wird der Thyristor Th1 leitend, sobald sein Gate-Strom zur Triggerung ausreicht, während der Thyristor Th2, der ein Anoden-Gate besitzt, aufgrund des Richtungssinns seines Gate-Stroms nicht leitend werden kann. Umgekehrt bleibt während der negativen Halbwellen der Thyristor Th1 gesperrt, während der Thyristor Th2 leitend wird.
Auf diese Weise erhält man einen direkt durch die Netzstromversorgung gesteuerten Umschalter bzw. Wechselschalter.
Selbstverständlich kann der Wechselschalter 37 mit der Frequenz der Versorgungswechselspannung mit anderen als den in 6 beispielshalber veranschaulichten Mitteln realisiert werden.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie eine schwere und voluminöse Strombegrenzung vom ferromagnetischen Typ (1) durch eine aktive elektronische Schaltung mit geringem Raumbedarf zu ersetzen ermöglicht, in welcher sämtliche Bauteile integriert werden können. Tatsächlich sind die jeweiligen Werte und Größen der induktiven und kapazitiven Elemente vollständig an eine derartige Integration angepasst. Insbesondere haben die induktiven Elemente Werte in der Größenordnung von mH.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung relativ bezüglich der in 2 veranschaulichten elektronischen Begrenzung ist, dass sie keinen großen Elektrolytkondensator erfordert. Tatsächlich ist der Kondensator C1 gemäß der vorliegenden Erfindung ein Kondensator in der Größenordnung von 100 Nanofarad. Dass kein Elektrolytkondensator erforderlich ist, bedeutet eine beträchtliche Verbesserung der Lebensdauer des Steuersystems.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie nur einen einzigen bei hoher Frequenz arbeitenden Leistungstransistor benötigt.
Zur Realisierung einer Funktion der Abstufung bzw. Regelung der Lichtintensität mit Hilfe einer Steuerschaltung der Erfindung reicht es aus, die Dauer der Schließperioden des Schalters 31 zwischen einer Minimaldauer, welche eine minimale Leistung zur Folge hat, und einer Maximaldauer zu variieren, die mit einer ausreichenden Sicherheitsmarge an die maximale Nominalspannung, welche die Fluoreszenzlampe aushält, angepasst werden kann.
Die praktische Realisierung eines Systems zur Abstufung bzw. Einstellung der Lichtintensität liegt im Rahmen der vorstehend gegebenen funktionellen Hinweise im Rahmen des fachmännischen Könnens. Beispielsweise kann man in die Steuerschaltung 32 einen variablen Widerstand (Potentiometer) einführen, um die durch diese Schaltung ausgewertete Messspannung zu variieren und so die Dauer der Schließperioden des Schalters zu variieren.
7 zeigt eine dritte Ausführungsform einer Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung für eine Fluoreszenzlampe. Die in 7 veranschaulichte Ausführungsform ist besonders an eine Steuerschaltung angepasst, in welcher man eine Leistungsabstufung bzw. -einstellung vornimmt, und ist dazu bestimmt, nicht nur den herkömmlichen Strombegrenzer (Ballast), sondern auch das Starter- bzw. Triggerelement zu ersetzen.
Diese Schaltung sieht ebenfalls eine steuerbare und mit erhöhter Frequenz arbeitende schaltbare Stromquelle 31, 32 vor. Diese Stromquelle besteht, wie in den vorhergehenden Ausführungsformen, beispielsweise aus einem Schalter 31 in Reihe mit einem Messwiderstand Rs für den Strom in Anordnung zwischen den Gleichricht-Ausgangsanschlüssen 12 und 11 einer Diodenbrücke 10''. Der Schalter 31 wird wie zuvor durch eine elektronische Schaltung 32 auf der Grundlage der an den Anschlüssen des Widerstands Rs gemessenen Spannung Vr gesteuert.
In der in 7 dargestellten Ausführungsform weist die Gleichrichtbrücke 10'' in zweien ihrer Zweige eine jeweils den für den betreffenden Brückenzweig zuständigen Halbwellen zugeordnete Primärwicklung eines Transformators auf. So ist die Anode der Diode D1 der Brücke 10'' mit dem Anschluss 3 zum Anlegen der Wechselspannung Vac verbunden, während die Kathode der Diode D1 mit einem ersten Anschluss einer Wicklung 33p eines ersten Transformators 50 verbunden ist, deren zweiter Anschluss den positiven Ausgangsanschluss 12 der Gleichricht-Speisespannung bildet. In gleicher Weise ist die Anode der Diode D4 mit dem zweiten Wechselstrom-Speiseanschluss 30 der Brücke 10'' (der mit dem zweiten Anschluss 4 des Versorgungsnetzes verbunden ist) verbunden, während die Kathode der Diode D4 mit einem ersten Anschluss einer Primärwicklung 33n eines zweiten Transformators 51 verbunden ist, der den positiven Halbwellen zugeordnet ist und deren zweiter Anschluss mit dem Anschluss 12 verbunden ist. Der übrige Teil der Brücke (Dioden D2, D3) ist von gleicher Art wie bei einer herkömmlichen Diodenbrücke, wie beispielsweise in 3 gezeigt.
Somit unterscheidet sich netzseitig die Anordnung von 7 von der Anordnung gemäß 3 im wesentlichen durch die Verwendung von zwei Transformatoren 50, 51, die den positiven bzw. negativen Halbwellen der Netzspannung zugeordnet sind.
Gemäß der Ausführungsform von 7 ist der Teil der Schaltung, der nachstehend beschrieben wird und der den Sekundärwicklungen der Transformatoren 50 und 51 zugeordnet ist, vom Netz isoliert. Die Transformatoren 50 und 51 weisen auf ihrer Sekundärseite jeweils drei Wicklungen 52p, 53p, 54p bzw. 52n, 53n, 54n auf. Die Wicklungen 53p und 54p (bzw. 53n und 54n) haben einen gemeinsamen Punkt 55p (55n). Die Wicklung 52p (52n) hat keinen gemeinsamen Punkt mit den beiden anderen Sekundärwicklungen. Schließlich haben die Wicklungen 54p und 54n einen gemeinsamen Punkt 56.
Der Aufbau der Schaltungen auf den Sekundärseiten der Transformatoren ist jeweils für jeden den positiven oder negativen Halbwellen zugeordneten Transformator gleichartig. Die Bauteile, welche in den positiven Halbwellen eine Rolle spielen, sind durch den Buchstaben p bezeichnet. Die gleichartigen Bauteile, die in den negativen Halbwellen eine Rolle spielen, tragen dasselbe Bezugszeichen in Zuordnung zu dem Buchstaben n.
Die in 7 gezeigte Schaltung gestattet die Startzündung bzw. Triggerung der Lampe T dank einer Funktionsweise des Typs Ladepumpe unter Verwendung der Wicklungen 53 und 54. Diese Schaltung entspricht, für jeden Transformator 50 und 51, einem so genannten Wandler bzw. Konverter, mit isolierter Akkumulation' (‚flyback’-Wandler bzw. -Konverter).
Der Mittelpunkt 55p (55n) der Wicklungen 53p und 54p (53n und 54n) ist über zwei in Reihe liegende Dioden D8p, D9p (D8n, D9n) mit einem ersten Anschluss 1 (1') einer Heizwendel f (f') der Lampe T verbunden. Der Anschluss 1 (1') ist über die in Reihe mit einer Diode D10p (D10n) angeordnete Wicklung 52p (52n) mit dem zweiten Anschluss 2 (21 der betreffenden Heizwendel f (f') verbunden. Zwischen den Anschlüssen 1 und 1' ist ein Akkumulations- oder Speicherkondensator C2 angeschlossen. Man erkennt, dass dieser Kondensator gemäß der Erfindung einen Betrag in der Größenordnung einiger zehn Nanofarad besitzt und daher kein Elektrolytkondensator zu sein braucht. Der dem Punkt 55p (55n) gegenüberliegende Anschluss der Wicklung 53p (53n) ist mit dem Mittelpunkt der Reihenschaltung der Dioden D8p und D9p (D8n und D9n) über einen Kondensator C3p (C3n) niedrigen Betrags (in der Größenordnung von einhundert Picofarad) verbunden.
Für jede Halbwelle wird die den Sekundärwicklungen eines der Transformatoren zugeordnete Schaltung vermittels eines Thyristors Thp bzw. Thn geschlossen, der zwischen dem Anschluss des Kondensators C2, der dem Anschluss der von der Halbwelle betroffenen Wendel f (f') gegenüberliegt, und dem Mittelpunkt 56 zwischen den Wicklungen 54p und 54n angeschlossen ist. So ist die Anode des Thyristors Thn mit dem Anschluss 1 verbunden. Die Anode des Thyristors Thp ist mit dem Anschluss 1' verbunden. Die Kathoden der Thyristoren Thn bzw. Thp sind mit dem Punkt 56 verbunden. Um die Steuerung der Thyristoren Thp und Thn zu gewährleisten, sind ihre betreffenden Gates mit dem Anschluss des Kondensators C2, der seinem mit ihrer Anode verbundenen Anschluss gegenüberliegt, über einen Steuerwiderstand R1n, R1p verbunden. Das Gate jedes Thyristors ist auch mit dem Punkt 56 über einen Widerstand R2p, R2n verbunden, der mit dem betreffenden Widerstand R1p, R1n, eine Widerstandsteilerbrücke zwischen dem Punkt 56 und dem Anschluss 1 bzw. 1' der Lampe T bildet.
Die Arbeits- und Funktionsweise der in 7 veranschaulichten Schaltung wird unter Bezug auf eine positive Halbwelle beschrieben. Die Arbeits- und Betriebsweise während der negativen Halbwellen ergibt sich aus der folgenden Darlegung ohne Schwierigkeit.
Es sei angenommen, dass die Lampe T kalt ist, d. h. sich wie ein offener Stromkreis verhält. In diesem Fall wächst bei jedem Schließen des Schalters 31 ein Strom in der Primärwicklung 33p des Transformators 50 linear an. Die Sekundär- und Primärwicklungen sind so angeschlossen, dass die Diode D8p gesperrt wird, wenn der Schalter 31 leitend ist. Während dieser Periode, in der der Schalter 31 geschlossen ist, fließt kein Strom in den Sekundärwicklungen des Transformators 50. Die Öffnung des Schalters 31 hat die Umkehr der Richtung der Spannung an den Anschlüssen der Sekundärwicklungen des Transformators 50 zur Folge. Die Dioden D8p und D9p werden dann leitend und die in dem Transformator 50 gespeicherte Energie wird an die Kondensatoren C3p und C2 übertragen. In dem Sekundärkreis nimmt der Strom linear ab und wird schließlich Null. Der Schalter 31 wird erneut gechlossen und der Zyklus beginnt von neuem. Während der Öffnungsperioden des Schalters 31 und während der positiven Halbwellen ist der Thyristor Thp leitend, während der Thyristor Thn sperrt. Es ist zu beachten, dass der Kondensator C2 als Ladepumpe Energie speichert und die Spannung an seinen Anschlüssen sowohl während der positiven Halbwellen wie während der negativen Halbwellen steigen sieht.
Zu beachten ist, dass wie zuvor, solange die Spannung an den Anschlüssen der Lampe T nicht einen ausreichenden Wert erreicht hat und solange die Heizwendel f und f' nicht genügend heiß sind, die Lampe sich wie ein offener Stromkreis verhält. Während der positiven Halbwellen und während der Öffnungsperioden des Schalters 31 zirkuliert in der Wicklung 52p und der Diode D10p ein Strom zur Aufheizung der Wendel f. Sobald die Spannung an dem Kondensator C2 ausreichend wird, startet die Lampe T. Sobald die Lampe gestartet ist, nimmt die Spannung an den Anschlüssen der Wicklung 52p ab. Demzufolge nimmt der Heizstrom der Wendel f ab, ohne jedoch ganz aufzuhören.
Solange die Lampe nicht gestartet ist, sind die Spannungen der Sekundärwicklungen der Transformatoren eine Funktion der jeweiligen Windungszahlen dieser Wicklungen. Man wird darauf zu achten haben, dass die Wicklung 53p eine höhere Spannung hat als die Wicklung 54p und dass die Wicklung 52p die Wicklung mit der niedrigsten Spannung ist. Des weiteren ist darauf zu achten, dass die Wicklung 54p mit einem Leiter ausreichenden Querschnitts hergestellt wird, insofern diese Wicklung so ausgelegt werden muss, dass sie den nominellen Strom der Lampe T nach dem Start durchlässt.
Zu beachten ist, dass während der Vorheizung der Lampe T die Spannungen an den Anschlüssen der Sekundärwicklungen höher als im Nominalbetrieb sind. Dies ist nicht störend, insofern die Lampe, solange sie noch nicht gestartet ist, keinen Strom zieht. Als ein spezielles Ausführungsbeispiel hat die Wicklung 52p zur Vorheizung der Wendel f eine Spannung von 8 bis 10 V, solange die Lampe nicht gestartet ist. Diese Spannung fällt auf 4 V, sobald die Lampe gestartet ist. Die Wicklung 54p hat eine Spannung von einigen hundert Volt. Die Wicklung 53p hat die höchste Spannung unter den Sekundärwicklungen, beispielsweise in der Größenordnung von 500 bis 1000 V, solange die Lampe nicht gestartet ist.
Ein Vorteil der in 7 veranschaulichten Ausführungsform ist, dass sie sich besonders für eine Funktion der Abstufung bzw. Einstellung der Lichtintensität eignet. Tatsächlich wird dank des Vorhandenseins der Wicklungen 52p, 52n zur Vorheizung der Wendel f und f' jedes Flimmern der Lampe T infolge ihrer Abkühlung bei einer Verringerung der Lichtintensität und damit einer Verringerung der an die Sekundärwicklungen der Transformatoren übertragenen Leistung vermieden. Mit einer herkömmlichen Starterschaltung, welche nach einem thermischen Prinzip arbeitet, ruft die Starterschaltung ungelegene und zufällige Unterbrechungen der Lampe hervor.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Transformatoren 50 und 51, die in 7 mit einem gemeinsamen Punkt 12 der Primärwicklungen 33p und 33n dargestellt sind, sich besonders gut für die Realisierung der Schaltung der Erfindung mit Hilfe eines integrierbaren Transformators eignen. Man kann jedoch, als abgewandelte Ausführung, vorsehen, jeweils jede Primärwicklung der Transformatoren 50 und 51 der Anode der Dioden D1 bzw. D4 zuzuordnen. Der Punkt 12 wird dann wieder zu den Anoden der Dioden D1 und D4, wie in den vorhergehenden Figuren. Die Wirkungsweise der Schaltung wird bei alldem relativ bezüglich der in 7 dargestellten nicht verändert.
Es sei darauf hingewiesen, dass die in 7 veranschaulichte Ausführungsform dieselben Vorteile wie die vorhergehenden Ausführungsformen aufweist, was die Entbehrlichkeit einer hohen Induktivität und die Entbehrlichkeit eines Elektrolytkondensators anlangt. Außerdem entspricht die Schaltung von 7 einem kompletten elektronischen ‚Ballast’ (Starten, Vorheizung, Abstufungs- bzw. Einstellmöglichkeit). Außerdem eignet sich diese Schaltung besonders gut zur Anwendung in einem Fall, wo es erwünscht ist, dass die Lampe T vom Netz isoliert ist.
Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung verschiedenen Abwandlungen und Modifikationen zugänglich, die sich für den Fachmann ergeben. Insbesondere werden die jeweiligen Abmessungen und Bemessungen der verschiedenen verwendeten Bauteile in Abhängigkeit von der Leistung der Fluoreszenzlampe angepasst. Außerdem können die vorstehend beispielshalber beschriebenen Anordnungen modifiziert werden, vorausgesetzt, dass sie das funktionelle Merkmal der Schaffung einer Stromquelle mit Beschneidung mit erhöhter Frequenz bei gleichzeitiger Zurverfügungstellung eines Wechselstroms niedriger Frequenz für die Fluoreszenzlampe beibehalten.
Wenngleich außerdem in der vorhergehenden Beschreibung der 3 und 4 die Schaltung einer Fluoreszenzlampe T in Reihe mit der Induktivität L' in Parallelanordnung mit einer Starterschaltung 5 in Betracht gezogen wurde, kann man die Steuerschaltung der Erfindung zum Anschluss einer bereits einer herkömmlichen elektronischen Steuerschaltung (2) zugeordneten Fluoreszenzlampe, in Reihe mit der Induktivität L', verwenden. Mit anderen Worten, die Ausführungsformen der 3 und 4 können als Ergänzung eines herkömmlichen elektronischen ‚Ballast’ verwendet werden, insbesondere wenn dieser Bipolar-Transistoren und ein Element des Typs Steuertransformator verwendet. Die Erfindung erbringt dann den Vorteil, eine Funktion der Abstufung bzw. Einstellbarkeit der Lichtintensität mit Hilfe einer einfachen und wenig voluminösen Schaltung zu ermöglichen.

Claims

Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe (T), umfassend – eine Brücke (10) zur Gleichrichtung einer Speise- bzw. Versorgungs-Wechselspannung (Vac) niedriger Frequenz, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Lampe in Reihe mit einer Induktivität (L') zwischen einem Wechselspannungs-Eingangsanschluss (30) der Brücke und einem ersten Anschluss (4) zum Anlegen der Speise- bzw. Versorgungs-Wechselspannung angeschlossen ist, – zwischen zwei Gleichricht-Ausgangsanschlüssen (11, 12) der Brücke ein induktives Element (33) in Reihe mit einem ersten Schalter (31) zur Bildung einer steuerbaren und mit erhöhter Frequenz arbeitenden Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung, wobei das genannte induktive Element (33) eine Primärwicklung eines Transformators (39) bildet, dessen Sekundärseite zwei Wicklungen (34, 35) aufweist, von welchen einer ihrer Anschlüsse jeweils in Reihe mit einer Diode (D6, D7) mit dem genannten ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss der Brücke verbunden ist und deren anderer Anschluss über einen Inverter bzw. Wechselschalter (37) mit dem genannten ersten Anschluss zum Anlegen der Wechselspannung verbunden ist, sowie – einen Widerstand (Rs) zur Messung des Stroms in dem ersten Schalter (31) zur Einstellung seiner Öffnungs- und Schließperioden, derart daß die genannte Lampe (T) mit einem Wechselstrom niedriger Frequenz gespeist wird, der teilweise aus der in dem induktiven Element (33) gespeicherten Energie gebildet wird, wobei das induktive Element während der Öffnungsperioden des Schalters (31) im Freilauf arbeitet.
Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe (T), umfassend – eine Brücke (10') zum Gleichrichten einer Speise- bzw. Versorgungs-Wechselspannung (Vac) niedriger Frequenz, dadurch gekennzeichnet, dass zwei induktive Elemente (40, 41) jeweils in Reihe mit einer Diode (D3, D4) der Brücke angeordnet sind, wobei die Lampe in Reihe mit einer Induktivität (L') zwischen einem ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss (30) der Brücke und einem ersten Anschluss (4) zum Anlegen der Wechselspannung liegt, – zwischen zwei Gleichricht-Ausgangsanschlüssen (11, 12) der Brücke einen Schalter (M), der eine steuerbare und mit erhöhter Frequenz arbeitende Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung bildet, wobei der genannte Schalter (M) in Reihe mit einem Widerstand (Rs) zum Messen des ihn durchsetzenden Stroms zur Einstellung seiner Öffnungs- und Schließperioden liegt, sowie – zwischen einem mit dem ersten Anschluss zum Anlegen der Wechselspannung (30) verbundenen Wechselschalter (37) und den jeweiligen Mittelpunkten der Reihenschaltungen der induktiven Elemente und der Brückendioden zwei Dioden (D6, D7), dersrt daß die genannte Lampe (T) durch einen Wechselstrom niedriger Frequenz gespeist wird, der teilweise aus der in den induktiven Elementen (40, 41) gespeicherten Energie besteht, wobei die induktiven Elemente während der Öffnungsperioden des Schalters (M) im Freilauf arbeiten.
Steuerschaltung für eine Fluoreszenzlampe (T), umfassend eine Brücke (10'') zur Gleichrichtung einer Speise- bzw. Versorgungs-Wechselspannung (Vac) niedriger Frequenz, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung umfasst: – ein erstes induktives Element (33p) in Reihe mit einer ersten Diode (D1) der Brücke zwischen einem ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss (30) der Brücke und einem ersten Gleichricht-Ausgangsanschluss (12), sowie – ein zweites induktives Element (33n) in Reihe mit einer zweiten Diode (D4) zwischen dem genannten ersten Wechselstrom-Eingangsanschluss (30) und dem ersten Gleichricht-Ausgangsanschluss (12), wobei der erste Wechselstrom-Eingangsanschluss (30) der Brücke direkt mit einem ersten Anschluss (4) der Wechselstromspeisung verbunden ist, während der andere Wechselstrom-Eingangsanschluss der Brücke direkt mit einem zweiten Anschluss (3) der Wechselstromspeisung verbunden ist, sowie – zwischen den beiden Gleichricht-Ausgangsanschlüssen (11, 12) der Brücke einen Schalter (31), der eine steuerbare und mit erhöhter Frequenz arbeitende Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung bildet, dessen Schließperioden durch die Messung des einen in Reihe mit dem Schalter liegenden Widerstand (Rs) durchfließenden Stroms eingestellt werden, wobei jedes der induktiven Elemente die Primärwicklung eines Transformators (50, 51) bildet, dessen Sekundärwicklungen jede jeweils in Reihe mit einer der beiden Heizwendel der Fluoreszenzlampe (T) liegen, und wobei die Lampe (T) mit einem Wechselstrom niedriger Frequenz gespeist wird, der teilweise aus der in den induktiven Elementen (50, 51) gespeicherten Energie gebildet wird, wobei die induktiven Elemente während der Öffnungsperioden des Schalters im Freilauf arbeiten.
Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei welcher die Stromquelle mit schaltbarer Beschneidung (31, M, 32) zwischen den beiden Gleichricht-Ausgangsanschlüssen (11, 12) der Brücke (10, 10', 10'') gespeist wird.
Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher ein Kondensator (C1) niedriger Größe in Parallelschaltung mit der Reihenschaltung aus der Induktivität (L') geringer Größe und der Lampe (T) angeschlossen ist.
Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher der genannte Wechselschalter (37) mit der Frequenz der Speise- bzw. Versorgungs-Wechselspannung gesteuert wird und das genannte induktive Element (33) oder eines der genannten induktiven Elemente (40, 41) während der Öffnungsperioden des Schalters (31, M) im Freilauf arbeiten zu lassen vermag.
Steuerschaltung nach Anspruch 3, bei welcher jeder Transformator (50, 51) eine erste Sekundärwicklung (52p, 52n) zur Heizung einer Wendel (f, f') der Lampe (T) aufweist.
Steuerschaltung nach Anspruch 7, bei welcher jeder Transformator (50, 51) des weiteren eine zweite Sekundärwicklung (53p, 53n) aufweist, die zum Starten der Lampe (T) bestimmt ist, indem sie mit einem zwischen ersten Anschlüssen (1, 1') der Wendel (f, f') angeschlossenen Kondensator (C2) eine Ladepumpschaltung bildet.
Steuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Transformator (50, 51) eine dritte Sekundärwicklung (54p, 54n) aufweist, die zur Speisung der Lampe (T), nachdem sie einmal gestartet ist, bestimmt ist.
Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie Mittel zur Variierung bzw. Einstellung der Lichtintensität der Fluoreszenzlampe umfasst.